KR20100075430A

KR20100075430A - 신호 발견을 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20100075430A
Application number: KR1020107002698A
Authority: KR
Inventors: 조나단 하이톤 스토트
Original assignee: 브리티쉬브로드캐스팅코퍼레이션
Priority date: 2007-11-05
Filing date: 2008-11-05
Publication date: 2010-07-02
Also published as: KR101514099B1; ES2402520T3; EP2220837A2; CN101743731B; GB2454262A; EA025988B1; GB0721687D0; GB2454262B; AU2008324030B2; AU2008324030A1; PL2220837T3; WO2009060183A3; ZA200908650B; EA201070567A1; EP2220837B1; WO2009060183A2; CN101743731A; DK2220837T3

Abstract

DVB-T2의 존재 및 이에 대한 정보를 판정하기 위한 시스템은 송신기에서 유효부분을 가진 심벌을 제공하기 위한 수단, 반복부분을 제공하기 위한 수단, 및 유효부분에 대해 상기 반복부분을 주파수 천이시키는 수단을 포함한다. 수신기에서, 상기 신호는 상기 심벌을 복구하기 위해 상기 신호의 지연된 버전의 복소공액에 의해 곱해진다. 상기 심벌은 고유한 신호 발견 심벌이라고 할 수 있다.

Description

신호 발견을 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SIGNAL DISCOVERY}

본 발명은 수신신호의 "발견(discovery)"을 향상시키기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. "발견"이라고 함은 신호와 같은 것의 존재 및 이에 대한 정보를 판정하는 것을 의미한다.

COFDM(Coded Orthogonal Frequency-Division Multiplex: 직교 부호화 주파수 분할 다중 방식) 기술은 임의의 디지털 정보의 전송을 위해 사용될 수 있고, 당업자에게 잘 알려져 있다. 간단히 말해서, COFDM에서는 데이터가 많은 수(전형적으로 수천 개 이상)의 가깝게 거리를 둔 반송파(closely-spaced carrier)들 사이에서 나누어진다. 이것이 COFDM 명칭에서의 '주파수 분할 다중(Frequency Division Multiplex)'을 설명한다. 아주 적은 양의 데이터가 각각의 반송파 상에서 운반되고, 이것이 심벌 간 간섭의 영향을 현저히 감소시킨다.

많은 반송파들을 통한 데이터 분산은, 일부 비트(bit)들은 정확히 수신되는 반면, 선택적 페이딩(selective fading)에 의해서 다른 일부 비트들이 에러로 수신될 것이라는 것을 의미한다. 송신기에서 여분의 데이터 비트들을 추가하는 에러-정정 코드를 사용함으로써, 부정확하게 수신된 비트들을 많이 또는 전부 정정할 수 있다. 에러 정정 코드에 의한 이와 관련된 다른 정보(동일한 딥 페이드(deep fade)를 겪지 않을 것으로 기대됨)가 다중송신(multiplex)의 다른 부분에서 송신되기 때문에 열화된(degraded) 반송파들 중 하나에 의해 운반된 정보는 정정된다. 이것이 COFDM 명칭에서의 '부호화(Coded)' 부분을 설명한다.

COFDM 명칭에서의 '직교(Orthogonal)' 부분은 상기 시스템에서 반송파들의 주파수들 간에 정밀한 수학적 관계가 존재한다는 것을 가리킨다. 수신기는 일련의 복조기로 동작하는데, 각각의 반송파를 dc로 변환하고, 이후 그 결과로 생긴 신호는 원본 데이터의 복구를 위해 심벌구간에 걸쳐서 통합된다. 만일 다른 반송파들 모두가, 시간 영역에서 심벌구간(t) 사이클들의 정수를 가지는 주파수들로 처리된다면, 이 통합과정은 모든 다른 반송파들로부터 영향을 받지 않게(zero contribution) 된다. 그 결과, 반송파 스페이싱(spacing)이 1/t의 배수이면 반송파들은 선형 독립(즉, 직교)이다.

OFDM 신호의 생성 과정은 다음의 단계들로 요약될 수 있다. 비트스트림(bit stream)을 포함하는 직렬 디지털 신호는 복수의 병렬 비트스트림들로 변환된다. BPSK(Binary Phase-Shift Keying: 2진 위상-편이 변조)나 QAM(Quadrature Amplitude Modulation: 직교 진폭 변조)와 같은 선택된 변조 방식을 사용해서, 병렬 비트스트림들은 복수의 부반송파들로 맵핑된다. BPSK는 반송파 당 한 비트를 변조하고, 4-QAM에서는 각각 90만큼 분리된 동일한 크기의 4개의 반송파 상태가 존재해서 이 변조 계획에서는 각각의 반송파로 2비트를 운반할 수 있다. 더 고차원의 QAM에서는, 반송파 당 더 많은 비트들이 변조될 수 있다.

복수의 변조된 반송파들은 수신기가 신호를 검사할 유효심벌구간의 역인 주파수 스페이싱을 가지도록 선택된다. 반송파들의 직교성을 보증하는 것은 유효심벌구간과 관련해서 반송파 간격을 선택하는 것이다. 수신기에서 하나의 반송파를 위한 복조기는 다른 것들의 변조를 "보지(see)" 않는다.

이제 반송파들 상으로 맵핑되는 원본 입력 비트스트림들을 주파수 계수들로 생각할 수 있다. 주파수 계수들에 대해 푸리에 변환을 수행해서 주파수 영역 신호를 시간 영역 신호(시간에 따라서 진폭이 변하는 신호)로 변환한다. 따라서, 변조된 반송파들의 그룹들 상에 변조를 나타내는 비트스트림 데이터는, 이 데이터를 심벌들을 포함하는 시간 영역의 변조된 신호로 변환하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform: 역 고속 푸리에 변환) 블록으로 입력되는데, 여기서 심벌들의 그룹들은 심벌들 사이에서 적절한 보호간격(guard interval)들을 가지는 프레임들로 배열된다. 각각의 심벌은 한 세트의 변조된 부반송파들로부터 생긴 결과이다.

OFDM 신호 내에서 심벌들의 "주파수(frequency)"는 전형적으로, 사용된 반송파들 세트에서 가장 낮은 반송파나 중간 반송파의 주파수로서 설명된다. 물론, 실제로 상기 OFDM 신호는 상술한 바와 같이 복수의 반송파들로부터 형성된, 시간에 따라 진폭이 변하는 신호이다. 하지만, 이런 식으로 심볼의 "주파수"를 서술하는 것은 특히 이후에 설명될 DVB 신호들의 내용에서 유용하다.

본 발명은, 유럽 전기통신 표준(European Telecommunication Standard: ETS) ETS 300 744에서 정의된 바와 같이 지상파 텔레비전을 위한 디지털 비디오 방송(Digital Video Broadcasting for Terrestrial television: DVB-T) 표준에 따른 신호인 소위 DVB-T 신호의 수신에 대한 내용과 일반적으로 DVB-T2를 가리키는 이러한 신호들의 제2 세대에 대한 내용으로 설명된다. 제안된 DVB-T2신호에 대한 정보는 SB 1644r1 문서와 같이 디지털 비디오 방송 컨소시엄으로부터 공개적으로 입수할 수 있는 "DVB-T2 Call for Technologies"에서 얻을 수 있다. 그러나, 본 발명은 이러한 신호들을 가지고 사용하는 것에만 한정되지 않고, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 직교 주파수 분할 다중화), FDM(Frequency Division Multiplexing: 주파수 분할 다중화), 또는 방송이나 이보다 일반적으로 원격통신, 예컨대 이동전화, 무선 네트워킹, 또는 전력선 통신에서 더 널리 사용되는 신호들을 이용한 다른 다중-반송파 전송 시스템들과 함께 사용될 수 있다.

디지털 텔레비전 시스템들은 계획된 주파수 대역에서 사용된다. 이 대역들은 무선 주파수(Radio-Frequency: RF) 채널들로 분할되는데; 유럽에서 텔레비전 방송을 위해서 사용되는 UHF 대역의 경우에, 예컨대, 이 채널들은 공칭 8 MHz 폭이다. 이 계획 구조는 아날로그 텔레비전 시대에서 유래되었고, 본 명세서 작성 시점에서는 (국가별로 다를 수 있는 표준에 따른) 아날로그 전송 및 DVB-T 표준에 따른 디지털 전송, 이 둘의 스펙트럼 공유가 발견될 수 있다(물론 동일 지역에서의 동일 채널에서는 아님). 그래서, 어떤 위치에서, 아날로그 서비스 B가 RF 채널 n을 점유하고 있는 동안, 디지털 서비스 A가 RF 채널 m을 점유하고 있다는 식으로 표현할 수 있다.

스펙트럼 계획의 기교는 서비스 수는 최대로 하면서 서비스들 간의 과도한 간섭은 피하는 식으로 서로 다른 영역들에서의 서비스들로 RF 채널을 할당하는 데 있다. 실제로, 추가적인 툴이 사용되고, 게다가: 특히 어려운 상호-간섭 시나리오에서 일부 추가적 방지를 획득하기 위해서, 전송들은 때때로 (소량, 즉 채널 폭의 몇 분의 일에 의해) 주파수 내에서 신중하게 옵셋된다. 이 옵셋들은 최대 0.5 MHz의 10배까지 다양한 값을 취할 수 있다. 이제, 수신기가 어떤 장소에 처음 설치되었을 때 직면하게 되는 문제를 생각한다. 이것은 서비스 타입과 명칭뿐만 아니라 RF 채널이 지역적으로 사용되고 있는지 '알지(know)' 못한다. 요즘에는 가능성 있는 서비스의 수가 너무 커서 사용자의 수작업에 의한 개입을 요구하기는 어렵고, 수신기가 단독으로 이 정보를 발견해야 한다. 상기 대역을 '스캐닝(scanning)'해서 이것을 하고, 각각의 RF 채널에 대해서 차례대로 어떤 것이 존재한다면 무엇이 존재하는지 알아내려고 시도한다. 신호를 발견한 때에는, 얻을 수 있는 정보라면 무엇이든 추출하고, 추후에 어느 정도 인간 친화적 형태로 시청자에게 나타내기 위해 이를 저장한다.

만일, 아날로그 채널이 발견된다면, 서비스명(즉, "BBC 1")이 (만일 존재한다면) 문자다중방송 신호로부터 추출될 수 있다. 만일, DVB-T 다중 신호가 발견된다면, 그것이 실어 나르는 여러 서비스들에 대한 정보가 유사하게 추출되고 저장될 수 있다. 이것은 매우 간단하게 들리지만, 실제로는 새로운 수신기가 작동을 시작하기를 기다리고 있는 시청자에게 비위에 거슬리게 느릴 수 있다. 이것이 고정된 위치에 설치된 새로 구입한 수신기에 대해 단지 한 번만 필요하다면 아마도 중요한 문제가 아닐 것이다. 그러나, 이 스캔은 실제로 단지 1회성(one-off)이 아니다. 하나의 위치에서 이용가능한 다중송신들에 포함된 많은 수의 서비스들에서, 재스캔(re-scan)을 수반하는 서비스의 일부 재배열이 발생하는 것은 보기 드문 일이 아니다. 게다가, 더 휴대 가능한 텔레비전들과 TV 수신을 위해 사용되는 텔레비전이 아닌 장치(예컨대, 랩탑 컴퓨터)들의 사용이 증가함에 따라서, 위치가 바뀔 때마다 이것이 수행되어야 한다.

이 과정은 바라던 것보다 더 길어질 수 있는데, 이는 부분적으로는 DVB-T 신호의 설계 때문이다. 이것은, 방송사들/다중송신 사업자들이 특별한 보도 시나리오를 위한 수행을 최적화하기 위해 선택할 수 있는 많은 수의 선택사항들을 포함하고, 시행착오를 거쳐서만 찾을 수 있는 일부사항들(일정 범위의 보호간격의 소수들과 함께, 두 개의 FFT 사이즈 2K 및 8K)을 포함하는데, 이는 이들이 정정될 때까지는 다른 어떤 것도 디코딩될 수 없기 때문이다. 수신기는 모든 RF 채널, 및 적용될 수 있는 공칭 주파수로부터 모든 가능한 옵셋에 대해 이것을 시도해야만 한다.

수신기에서 모든 DVB-T 선택사항들을 시도하기 위한 과정은, 본 출원인에 의한 유럽 공개특허출원 제EP-A-1 406 402호에서 설명된 바와 같이, 병렬 처리 정도에 의해서 상당히 가속될 수 있으나, 이것은 가능한 조합의 수가 적을 때에만 실행가능성이 있다. DVB-T2의 개발은 추가적인 방송사의 선택사항들(예컨대, 더 큰 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT) 사이즈들)을 도입시킬 것이고, 그 수신기들은 장래에 아날로그 TV, DVB-T, 및 DVB-T2를 포함하는 대역(또는 대역들)을 스캐닝하는 것과 직면할 것이다. 그러므로, 수신기는 모든 RF 채널에서 이 셋 중 어느 것의 존재에 대해 테스트해야 할 것이다. 명백하게도, 스캔 시간은 여전히 더 길어질 것이고, 이것이 과도하게 되는 것을 피하기 위한 유일한 길은, 많은 선택사항들에 불구하고, 적어도 채널이 DVB-T2를 포함하는지 여부에 대한 테스트가 빨리 수행될 수 있다는 것을 확실시하는 것이다.

우리는, 신호 발견에 기여하는 어떤 신호 특성, 즉 DVB-T2에 고유한 어떤 것을 포함하기 위해서, 그러한 신호 특성을 도입함에 따른 임의의 부정적인 효과들을 최소화하면서, DVB-T2와 같은 방송 신호들을 향상시킬 필요성을 이해하였다. 만일, 이것이 빠르게(DVB-T에 대해 가능한 것보다 더 빠르게) 동작하도록 만들어질 수 있다면, DVB-T2를 도입하는 것이 전체 스캔 시간에 대해서 그리 심각한 충격을 가지지는 않을 것이다. 그러나, DVB-T보다 더 큰 용량을 제공하는 것이 그 목표들 중의 하나라는 점에서, 이 특성을 부가하는 것이 DVB-T2의 데이터 용량을 현저하게 감소시키지 않는다는 것 또한 중요하다. 만일, 이 신호 특성이 성능에 대한 타협 없이 신호 발견뿐만 아니라 다른 작업들도 수행할 수 있다면, 이것은 그러한 목표에 도움을 줄 것이다.

다양한 관점에서의 본 발명은 이하의 독립 청구항에서 정의되고, 이 부분은 그에 대한 참조가 되어야 한다. 유익한 특성들은 첨부된 청구항들에서 밝힌다.

본 발명의 바람직한 실시예가 도면들을 참조하여 이하에서 설명된다. 바람직한 실시예는, 주변 데이터 심벌(data symbol)들과 근본적으로 다른 특징을 가지는 심벌을 포함하는 변형된 DVB 신호를 사용하도록 배열된, DVB 송신기, 수신기 및 시스템의 형태를 취한다. 우리는 이 심벌을 "고유한 신호-발견 심벌(Unique Signal-Discovery Symbol)"(USDS)이라고 지칭할 것이다. 이 고유한 신호 발견 심벌은 여러 가지 용도들을 제공할 수 있는데: (ⅰ) 이것은 신호가 DVB-T2 포맷으로 이루어졌는지를 식별시키고(본 문서에서는 "신호 발견"이라고 함); (ⅱ) 이것은 대략적 주파수 옵셋(coarse frequency offset)이 결정되게 하고; (ⅲ) 이것은 프레임의 시작을 가리키도록 기능한다.

OFDM에서 각각의 데이터 심벌은 그 자신의 "보호간격(guard interval)"(여기에서, 심벌의 끝부분에서의 신호 파형이 동일한 심벌의 시작부분에서의 파형의 반복임)을 가진다. 실제로, 전송된 심벌을 보호간격 및 이어지는 유효심벌(active symbol) 두 부분으로 생각하는 것이 편리한데: 이것은 말하자면 정확하게 정렬된 수신기에서, 그 타임 슬롯(time slot)에서 FFT 윈도우가 존재하기 때문이다. 보호간격을 사용하기 때문에 시작 타이밍의 정확도는 단지 샘플들이 하나의 심벌로부터 얻어진다는 것을 확실시하기 위해서 필요하다. 유사하게, 바람직한 실시예의 고유한 신호-발견 심벌이 그러한 보호간격을 가지지만 작지만 중요한 변화가 있는데, 말하자면, 고유한 신호-발견 심벌의 제2 "보호간격" 부분에 주파수 천이를 적용한다는 점이다.

이러한 USDS를 가진 OFDM 신호를 수신하기 위해서 배열된 수신기에서, 상보적(complementary) 주파수 천이가 보호간격 상관(Guard Interval Correlation: GIC) 과정에서 요구된다. 상기 주파수 천이는 상기 신호 및 상기 수신과정 양쪽 모두의 특성과 관련시켜서 적절하게 선택되어야 한다. 주파수 천이의 선택에 대해서는 이하에서 상세하게 설명한다.

USDS의 제2 부분에서 주파수 천이를 사용하는 것과 수신기에서 상기 상관 과정에서 보충적 주파수 천이를 사용하는 것에 의해서 다음과 같은 다양한 문제들을 피한다: (ⅰ) 상당한 CW 간섭원들의 존재; (ⅱ) 일부 병리적이지만 실제로 발생하는 전파 채널(propagation channel)들의 예들; (ⅲ) USDS 심벌과 주 데이터(main data) 심벌들이 동일한 FFT 사이즈를 사용하는 경우들에 있어서 USDS 심벌의 구별.

신호 발견의 제1 단계에서 정교한 주파수 옵셋을 측정하기 위한 능력을 보유하기 위해서, 바람직한 실시예는 USDS의 세-부분 버전을 사용함으로써 USDS의 이점을 확장시킨다.

도 1은 본 발명을 구체화할 수 있는 공지된 DVB 송신기의 개략적 블록도이고;
도 2는 본 발명을 구체화할 수 있는 공지의 DVB 수신기의 개략적 블록도이고;
도 3은 고유한 신호-발견 심벌(USDS)을 가진 OFDM 신호의 표현이고;
도 4는 도 3의 신호를 수신하기에 적합한 수신기 또는 구성요소들의 개략적 블록도이고;
도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 고유한 신호-발견 심벌(USDS)을 가진 OFDM 신호의 표현이고;
도 6은 도 5의 신호를 수신하기에 적합한 수신기 또는 구성요소들의 개략적 블록도이고;
도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 고유한 신호-발견 심벌(USDS)을 가진 OFDM 신호의 표현이고;
도 8은 도 7의 신호를 수신하기에 적합한 수신기 또는 구성요소들의 개략적 블록도이고;
도 9는 위험한 지연들의 효과를 도시하고; 그리고,
도 10은 다른 수신기 배열에 대한 블록도이다.

이제, 본 발명의 실시예가 단지 예에 의해서 도면들을 참조하여 설명될 것이다.

바람직한 실시예는 DVB 송신기, 수신기, 및 시스템으로 구현된다. 본 발명의 이해를 가능하게 하기 위해서, DVB-T 송신기 및 수신기 원리에 대한 설명이 도 1 및 도 2를 참조하여 먼저 설명된다. USDS 심벌의 일반적인 구조는 이러한 심벌을 포함하는 신호를 수신하기 위한 기능적인 구성요소들과 함께 도 3 및 도 4를 참조하여 설명된다. 그리고, 이러한 신호를 수신하기 위한 USDS 심벌 및 구성요소들을 가지는 본 발명의 제1 실시예는 도 5 및 도 6을 참조하여 설명된다. 이러한 신호를 수신하기 위한 USDS 심벌 및 구성요소들의 바람직한 제2 실시예가 도 7 및 도 8을 참조하여 설명된다. 도 9는 소위 위험한 지연들의 효과와 본 실시예가 이와 관련하여 어떻게 개선점들을 만드는지 도시한다. 마지막으로, 도 10은 수신기의 다른 가능한 배열을 도시한다. 반복을 피하기 위해서, 도 1 및 도 2를 참조하여 설명된 송신기 및 수신기의 부품들이 이어지는 도면들에서 다시 상세하게 설명되지는 않지만, 의심의 여지 없이 본 발명은 도 1 및 도 2에서 도시된 유형의 송신기 및 수신기에서 구현될 수 있다.

DVB -T 송신기

도 1은 유럽 전기통신 표준 ETS 300 744(이하 "상기 표준"이라 함)에서 정의된 바와 같은 지상파 텔레비전을 위한 디지털 비디오 방송(DVB-T)에서 사용하기 위한 송신기(10)의 블록도이다. 더 세부적인 사항을 위해서 상기 표준이 참조되어야 하는데; 본 발명을 설명하기 위한 목적상 이하에서는 요약해서 설명한다.

송신기는 입력부(12)를 통해 적절한 신호원들로부터 비디오(V), 오디오(A), 및 데이터(D) 신호들을 수신하고, 이들은 MPEG-2 코더(14)에 적용된다. MPEG-2 코더는 개별적인 비디오 코더(16), 오디오 코더(18), 및 데이터 코더(20)를 포함하는데, 이들은 프로그램 다중화기(programme multiplexer)(22)에서 다중화되어진 패킷화된 기본 스트림들을 제공한다. 신호들은 서로 다른 프로그램들, 다시 말해, 방송 채널들을 위해 이런 식으로 얻어지고, 이들은 전송 스트림 다중화기(24)에서 전송 스트림으로 다중화된다. 본 명세서의 목적상 송신기의 일부분으로서 고려되더라도, 다중화기(24)까지의 구성요소들은 일반적으로 스튜디오 복합건물에 위치할 것이다. 전송 스트림 다중화기(24)의 출력은 188 바이트의 패킷으로 구성되고, 에너지 확산을 위한 랜덤화기(randomiser)(26)에 적용되는데, 여기서 상기 신호는 단자(28)에서 수신된 의사-랜덤 이진열(Pseudo-Random Binary Sequence: PRBS) 생성기와 결합된다. 랜덤화기는 RF(Radio Frequency) 채널 내에서 에너지를 더 고르게 분배한다. 상기 MPEG-2 코딩 및 다중화와 상기 랜덤화는 본 발명의 이해와 관련이 없기 때문에 더 설명하지는 않는다.

상기 신호는 이제 채널코딩부(30)에 적용되는데, 이는 일반적으로 순방향 에러 정정기(Forward Error Corrector: FEC)로 알려져 있으며, 4 개의 주요 구성요소들, 즉: 외부 코더(coder)(32), 외부 인터리버(interleaver)(34), 내부 코더(36), 및 내부 인터리버(38)를 포함한다.

이것들이 이제 설명될 것이다. 두 개의 코딩 단계들(32, 36)은 수신기에서 에러 정정을 가능하게 하도록 어느 정도의 리던던시(redundancy)를 제공한다. 두 개의 인터리빙 단계들(34, 38)은 상기 에러 정정이 더 효과적이도록 버스트 에러들을 분산시키 위해 수신기에서의 대응하는 디인터리버들을 위한 필수적인 프리커서(precursor)들이다.

외부 코더(32)는 리드-솔로몬(Reed-Solomon: RS) 코더인데, 이것은 188 바이트의 패킷으로 신호를 처리하고 각각의 패킷에 16개의 에러 방지 바이트를 추가한다. 이것은 204 바이트의 수신된 워드에서 랜덤 에러 바이트 8개까지의 정정을 허용한다. 이것이 리드-솔로몬 코드(204, 188, t=8)로 알려져 있다. 이것은 처음 51 바이트들을 0으로 설정한 RS (255, 239, t=8) 엔코더를 사용하는 단축 코드로서 달성된다.

외부 인터리버(34)는 상기 패킷 구조 내에서 바이트-단위(byte-wise) 기반으로 포니(Forney) 컨벌루셔널 인터리빙 연산을 수행하고, 더 긴 시간에 걸쳐서 전송 채널에 의해서 유입되는 버스트 에러들을 분산시켜서, 이들이 상기 RS 코딩의 용량을 덜 초과하게 할 것이다. 상기 인터리버 이후에, 패킷의 n번째 바이트는 n번째 바이트 위치에 있지만, 일반적으로 다른 패킷 내에 있을 것이다. 상기 바이트들은 12개 패킷들에 걸쳐서 연속적으로 분산되어서, 입력 패킷의 제1 바이트는 제1 출력 패킷으로 가고, 입력 패킷의 제2 바이트는 제2 출력 패킷으로 전송되는데, 12번째 바이트까지 그러하다. 다음 바이트는 다시 제1 패킷으로 가고, 그 이후의 모든 12번째 바이트가 그러하다. 패킷은 204개의 바이트들을 포함하고, 204 = 12 × 17이기 때문에, 외부 인터리빙 이후에 패킷은 동일한 원본 패킷으로부터 온 17개의 바이트들을 포함한다.

내부 코더(36)는 펑처드 컨벌루션 코더(Punctured Convolutional Coder: PCC)이다. 이 시스템은 64개의 상태를 가진 부호율 1/2의 모(mother) 컨벌루션 코드를 기초로 해서 일정 범위의 펑처드 컨벌루션 코드를 사용한다.

상기 표준에 따른 내부 인터리버(38)는 두 단계 과정, 즉 비트-단위(bit-wise) 인터리빙 다음에 이어지는 심벌 인터리빙으로 구현된다. 둘 다 블록 기반이다. 그러나, 우선, 이하에서 설명하는 바와 같이 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16-QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 또는 64-QAM 중 어느 것이 사용되는지에 따라서, 들어오는 비트스트림은 2개, 4개, 또는 6개의 서브-스트림으로 나뉜다. 각각의 서브-스트림이 개별적으로 비트 인터리빙되고, 이후 모든 스트림들이 심벌 인터리빙된다.

비트 인터리버는, 2k 모드에서는 유용한 데이터의 OFDM 심벌의 1/12에, 그리고 8k 모드에서는 OFDM 심벌의 1/48에 대응하는 비트 인터리빙 블록 사이즈를 사용한다. 이 두 개의 모드는 이하에서 설명된다.

심벌 인터리버는 2k 또는 8k 모드 중 어느 것이 사용되는지에 따라서, 2, 4, 또는 6 비트 워드들을 1512 또는 6048개의 유효한 반송파들로 맵핑한다. 심벌 인터리버는 심벌 내에서 2, 4, 또는 6 비트의 그룹들을 섞도록 동작한다. 이것은 상기 심벌을 메모리에 쓰고, 메모리에 쓴 순서와 비교하여 서로 다르면서 변경된 순서로 2, 4, 또는 6 비트의 그룹들을 읽어냄으로써 수행된다.

마지막으로, 2, 4, 또는 6 비트의 그룹들은, 사용되는 모드에 따라서 QPSK, 16-QAM, 또는 64-QAM에 의해 비트들을 직교 변조하는 맵퍼(46)에 적용된다. (QPSK는 4-QAM으로 표현될 수도 있다.) 상기 표준의 컨스텔레이션(constellation)들이 도 9에서 도시된다. 이것은 X축 상에 1, 2, 또는 3 비트를, Y축 상에 1, 2, 또는 3 비트를 요한다는 것이 이해될 것이다. 그래서, 섞는 과정에서 2, 4, 또는 6 비트에 대한 참조가 만들어지면서, 실제로, 상기 섞기는 실수부에서 1, 2, 또는 3 비트로, 그리고 허수부에서 1, 2, 또는 3 비트로 적용된다.

상기 신호는 이제, 프레임 어댑터(frame adapter)(48)에서 프레임으로 구조화되고, OFDM(직교 주파수 분할 다중화) 코더(50)에 적용된다. 각각의 프레임은 68개의 OFDM 심벌들로 구성된다. 각각의 심벌은, 2k 모드에서 1705개의 반송파들로 이루어지고, 8k 모드에서 6817개의 반송파들로 이루어진다. 2k 모드를 예로 들면, 단일 반송파 상에서 순차적으로 1705 비트를 전송하는 대신, 이들은 1705개의 캐리어들 상에서 동시에 모아져서 전송된다. 이것은 각각의 비트가 더 길게 전송될 수 있다는 것을 의미하는데, 이것이 보호간격의 사용과 함께, 다중경로 간섭의 효과를 방지하고, 적어도 8k 모드에서 단일-주파수 네트워크의 생성을 허용한다.

각각의 심벌의 지속기간, 즉 심벌구간은 유효한 또는 유용한 심벌구간과 보호간격으로 구성된다. 인접한 반송파들 사이의 스페이싱은 유효심벌구간의 역수라서, 상기 반송파들 사이의 직교성을 위한 조건을 만족시킨다. 보호간격은 상기 유효심벌구간의 미리 정의된 소수(fraction)이고, 상기 유효심벌의 주기적 연속성(cyclic continuation)을 포함한다.

상기 미리 정의된 소수들은 1/4, 1/8, 1/16, 및 1/32이다. 전체 심벌 지속기간은 8k 모드에 대해 1 ms, 그리고 2k 모드에 대해 250 ms(microsecond)의 10배로 이루어진다.

OFDM 코더(50)는 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform) 회로(52)와 보호간격 삽입 회로(54)를 필수적으로 포함한다. 상기 OFDM 코더의 구성은 당업자에게 공지되어 있을 것이다.

OFDM에 관하여 일반적으로 영국 방송 협회 연구 및 개발 보고서(British Broadcasting Corporation Research and Development Report) BBC RD 1996/8, P. Shelswell, "The COFDM Modulation System"에 기재된 내용이 참조되고, 순방향 에러 정정기의 다양한 구성요소들이 매우 유익한 코딩 시스템을 제공하기 위해 OFDM과 함께 어떻게 동작하는지를 설명하는 Stott, J.H.의 논문, 1997, "Explaining some of the Magic of COFDM", Proceedings of the 20th International Symposium, Montreux 1997, pages 341 to 350에 기재된 내용이 참조된다.

마지막으로, 상기 신호는 DA(digital to analogue) 컨버터(56)에 적용된 후, 송신기 파워 증폭기를 포함하는 송신기 '프론트 앤드(front end)'(58)에 적용되고, 안테나(60)로부터 무선 주파수로 방사된다.

DVB -T 수신기

수신기 구성은 송신기에서의 구성요소들에 대응하는 구성요소들을 역순으로 포함한다. 일반화된 DVB-T 수신기(100)는, 본 발명과 특별한 관련이 없는 일부 구성요소들을 생략해서, 도 2의 블록도에서 단순화된 형태로 도시된다.

수신기(100)에서, 아날로그 RF 신호는 안테나(102)에 의해서 수신되고, 수신기 프론트 앤드를 구성하는 튜너(tuner) 또는 다운-컨버터(down-converter)(104)로 적용되고, 여기에서 기저대역으로 감축된다. 상기 튜너로부터의 신호는 AD 컨버터(106)에 적용되어서, 그 출력은 OFDM 디코더(108)로의 입력을 형성한다. OFDM 디코더의 주요 구성요소는 고속 푸리에 변환(FFT) 회로이고, 송신기에서의 FFT의 역(inverse)이다. 상기 FFT는 각각의 반송파 상에서 심벌구간 당 한 비트를 가진 다수-반송파(many-carrier) 전송 신호를 수신해서, 이를 심벌구간당 다수의 비트를 가진 단일 신호로 원래대로 변환한다. 전송되는 전체 비트율(bit rate)과 비교해서 상대적으로 낮은 심벌율(symbol rate)로 결합된 보호간격의 존재는 상기 디코더가 다중경로 왜곡 또는 간섭에 큰 저항성을 가지도록 한다.

당업자에게 잘 알려진 바와 같은 적절한 동기화(synchronisation)가 제공된다. 특히, 동기화 회로는 ADC(106) 및 FFT(108)로부터 입력들을 수신할 것이고, 상기 FFT에 출력을 제공하고, 자동 주파수 제어로 튜너(104)에 출력을 제공할 것이다.

이후, OFDM 디코더(108)의 출력은 채널 등화기(equalizer)(110)에 적용된다. 이것은 채널 주파수 응답을 추정한 후, 추정된 응답에 의해서 입력신호를 나누어서 등화된(equalized) 컨스텔레이션을 출력한다.

이제 상기 신호가 채널 상태의 측정 기능들과 상기 직교 변조된 컨스텔레이션의 복조나 디맵핑(demapping)을 결합시킨 회로(112)에 적용된다. 상기 복조는, 수신된 실제 컨스텔레이션 지점에 가장 가까운 공칭 컨스텔레이션 지점을 선택함으로써, 상기 신호를 QPSK, 16-QAM, 또는 64-QAM으로부터 단순한 데이터 스트림으로 원래대로 변환하는데; 이들은 전송 채널에서 어느 정도 왜곡될 수 있다. 동시에, 회로(112)는, 디코딩된 컨스텔레이션 지점들이 실제로는 이들이 번역된 지점들을 나타낸다는 것에 대한 가능성 또는 확실성의 정도를 추정한다. 결과적으로, 가능성 또는 신뢰도 값이 각각의 디코딩된 비트에 할당된다.

메트릭 할당 및 디맵핑 회로(112)의 출력은 이제, 송신기의 전방향 에러 정정기(30)에서 도입된 리던던시를 사용하는 에러 정정기 블록(120)에 적용된다. 에러 정정기 블록(120)은 내부 디인터리버(deinterleaver)(122), 소프트 판정 비터비(soft-decision Viterbi) 디코더의 형태인 내부 디코더 (124), 외부 디인터리버, 및 외부 디코더(128)를 포함한다.

내부 디인터리버(122)는 송신기의 내부 인터리버(38)에서 도입된 것을 단지 거꾸로 수행하는 심벌-기반 디인터리빙을 제공한다. 이것은 버스트 에러들을 분산시키는 경향이 있어서, 이들이 비터비 디코더(124)에 의해서 더 잘 정정된다. 상기 내부 디인터리버는 먼저 하나의 심벌 내에서 2, 4, 또는 6개의 실수 및 허수(다시 말해, 각각 1, 2, 또는 3개) 비트의 그룹을 섞은 후, 블록 기반을 기초로 비트-단위 디인터리빙을 제공한다. 이 비트 디인터리빙은 2, 4, 또는 6개의 서브-스트림들에 개별적으로 적용된다.

이제 상기 신호는 비터비 디코더(124)에 적용된다. 비터비 디코더는 송신기에서 펑처드 컨벌루셔널 코더(36)에 의해서 도입된 코딩에 대한 디코더로서 작동한다. 펑처링은 (사용되는 경우에) 전송된 비트들의 일부의 제거를 초래하고, 이들은 비터비 디코더로의 입력에서 0 또는 1 사이에서 중간-값을 표시하는 코드들에 의해서 대체된다. 이것은 비트에 최소 가능성(minimum likelihood) 값을 부여해서 수행될 것이다. 만일, 최소 가능성 코드가 정확하게 0과 1 사이에 존재하지 않으면, 추가된 비트들은 0 및 1을 위한 최소 가능성 값이 선택적으로 주어진다. 상기 비터비 디코더는 소프트 판정 입력들, 다시 말해 0 또는 1의 가능성을 나타내는 입력들을 이용하고, 상기 컨벌루셔널 인코더로의 입력이 0 또는 1 중에 어느 것이었을 가능성이 더 높은지를 판정하기 위해 이력 정보와 함께 이들을 사용한다.

비터비 디코더로부터의 상기 신호는 이제 각각의 패킷 내에서 바이트-단위로 동작하는 컨벌루서널 디인터리버인 외부 디인터리버(126)에 적용된다. 디인터리버(126)는 송신기에서의 외부 인터리버(34)의 동작을 거꾸로 수행한다. 다시, 이것은 외부 코더(128)가 임의의 버스트 에러들에 더 잘 대처할 수 있도록 임의의 버스트 에러들을 분산시키는 기능을 한다.

외부 디코더(128)는 그 자체로 잘 알려진, 리드-솔로몬 디코더인데, 이것은 수신된 204 바이트 패킷들로부터 188 바이트 패킷들을 생성한다. 패킷 당 랜덤 에러 8개까지 정정될 수 있다.

에러 정정기 블록(120)의 마지막 구성요소를 형성하는 리드-솔로몬 외부 디코더(128)로부터, 상기 신호는 에너지 확산 제거 단계(130)에 적용된다. 이것은 입력(132)에서 의사-랜덤 이진열을 수신해서 송신기에서의 에너지 확산 랜덤화기(26)의 동작을 거꾸로 수행하기 위해 사용한다. 이곳으로부터, 상기 신호는 MPEG-2 전송 스트림 역다중화기(demultiplexer)(134)로 이동한다. 주어진 프로그램은 MPEG-2 디코더(136)에 적용되고, 다른 프로그램들은 138에서와 같이 분리된다. MPEG-2 디코더(136)는 도 1에서의 입력들(12)에서의 기본 스트림들에 대응하는 출력부(140)에서의 기본 스트림들을 제공하기 위해 비디오, 오디오, 및 데이터를 개별적으로 디코딩한다.

고유한 신호-발견 심벌( Unique Signal - Discovery Symbol )

상술한 DVB 송신기 및 수신기 배열과 함께 사용하기 위한 고유한 신호-발견 심벌의 일반적인 원리가 도 3 및 도 4를 참조로 하여 이제 설명될 것이다.

이제 설명되는 배열은 OFDM을 위한 전형적인 보호간격 확장을 포함하는 하나의 OFDM 심벌을 삽입하는데, 이것은 주변 데이터 심벌들과는 잠재적으로 다른 특성을 지닌다. 상술한 바와 같이, 본 명세서에서는 이러한 심벌을 "고유한 신호-발견 심벌"(USDS)이라 한다.

USDS는 규칙적인 간격으로 삽입되어, 프레임 시작의 표시를 하는 것으로 동작하도록 고려될 수 있다. 이것은 단일한 고정 FFT 사이즈 N_USDS에 기초하는 반면, 데이터 심벌들은 FFT 사이즈 N_D 및 보호간격 소수 Δ_D를 가지고, 이들 각각은 방송국에 의해서 당시에 선택되는 특정 모드에 따라서 여러 가능한 값들 중 하나를 취하는 것으로 가정한다. 단일한 포맷으로 USDS를 유지함으로써, 상기 데이터 심벌이 변할지라도, (DVB-T 수신기가 순차적 또는 병렬적으로 미리 수행했어야 하는 복수의 탐색들과는 달리) 상기 수신기는 이 단일한 USDS 포맷을 탐색하기만 하면 된다.

이것은 도 3에서 도시되는 데, 여기에서는 USDS가 한 프레임의 마지막 데이터 심벌과 다음 프레임의 첫번째 데이터 심벌 사이에 어떻게 삽입되는지 보여준다. 단지 본 문서의 이하에서 더 명확해질 수 있는 설명을 이유로, 다양한 사이즈의 OFDM 심벌의 보호구간이 상기 심벌의 끝에서 보인다(한편, 이것의 다른 이름인 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)와 매칭시켜서, 이것을 OFDM 심벌의 첫번째 부분인 것으로 고려하는 것이 더 전형적임). 그 구별이 다소 임의적인데, 핵심은 양쪽 해석 모두에서 상기 심벌의 첫번째 부분과 마지막 부분(각각의 보호간격 길이)이 전송된 바와 같이 동일하다는 것이다. USDS는 프레임의 시작을 표시하도록 취해진 결과, 바로 다음에 이어지는 데이터 심벌 D₁은 그 프레임의 첫번째인 반면, 바로 이전의 심벌은 이전 프레임의 마지막 데이터 심벌이다. 각각의 데이터 심벌은 그 자체의 OFDM 보호간격을 가진다(여기서, 상기 심벌의 끝부분에서 신호 파형은 동일한 심벌의 시작부분에서의 파형의 반복이다). USDS 그 자체는 A와 B 두 부분을 가지는 것으로 고려될 수 있는데, B는 A에 대한 보호간격이어서, A에서의 신호의 반복이다.

USDS의 B 부분에서 전송된 신호는 처음부터 시작해서 A부분에서 전송되는 것과 동일하다. 만일, Δ_USDS가 1보다 작으면 B는 A의 대응하는 첫 번째 부분과 같고; 만일, Δ_USDS가 1과 동일하면 B는 그 전체가 A와 정확히 같고; 만일, Δ_USDS가 1보다 크면 B는 필요한 만큼의 A의 전체 반복 및 부분 반복으로 이루어진다.

제1 수신기 처리 단계의 핵심 목적은 신호 발견인데, 이것은 검사되고 있는 RF 채널이 이러한 신호를 포함하는 것 같은지(또는 아닌지)를 가리키는, 신호에 대한 무언가를 가능한 빨리 간단하게 검출하는 것이다. 이것은 알려지지 않은 주파수 옵셋의 존재에도 불구하고 가능하게 되어야 할 필요가 있고, 수신기 튜닝 에러와 송신기에서의 임의의 의도적 옵셋의 조합을 포함한다. 이것은, OFDM 신호를 수신할 때 개시 시간(initial time) 동기화를 확보하기 위해서 일반적으로 사용되는 공지의 보호간격 상관(guard-interval correlation: G-IC) 기술을 적용함으로써 방금 설명된 USDS를 가지고 달성된다. 보호간격의 존재는 FFT 길이, 즉 도 3에서 USDS 심벌의 경우에 T_A에 의해서 분리된 심벌에서의 점들 사이에 강한 상관이 존재한다는 것을 의미한다. 송신기에서, 상기 신호는 T_A에 의해서 분리된 USDS 내의 점들에서 정확하게 일치한다. 수신기에서, 주파수 옵셋의 존재가 복소 평면에서 회전에 의해 제2 점이 제1 점과 달라지게 할 것이라는 점을 제외하고는 두 점들에서의 신호 또한 동일할 것이다.

이것이 도 4에서 설명되는 검출 방법의 실마리이다. 수신된 신호는 T_A와 동일한 길이의 지연(delay)을 통해 전해지고, 이후 이 지연의 입력 및 출력은 (이들 중 하나에 대해 복소 공액(complex conjugate)을 취한 다음) 서로 곱해진다. 어느 것이 공액으로 취해질지는 임의적 선택인데; 이것은 결과에 매우 경미한 차이만을 낳는다(그것은 특정 주파수 옵셋에 대해 관찰된 회전의 부호를 반대로 만든다). 이후, 이 곱셈의 출력은 노이즈의 정도를 감축시키기 위해 필터링된다. 이동평균 필터(running-average filter)(때때로 그 임펄스 응답의 형태로 인해 '탑 햇(top hat)'으로 알려짐)를 선택하는 것이 일반적인데, 그 길이는 본 예에서 보호간격 길이, 즉 T_B와 맞도록 합리적으로 선택될 수 있다. 상기 필터의 출력은 그 크기는 USDS의 존재에 대응해서 필수적으로 (전체 길이 2 T_B 기반의) 삼각형인 펄스를 포함한다. 이 펄스의 인수는 주파수 옵셋과 관련 있다.

상기 인수는 주파수 옵셋에 따라 선형적으로 증가하는데, 상기 옵셋이 당해 OFDM 심벌의 반송파 스페이싱과 동일한 양으로 증가할 때 회전의 완전한 사이클(2π라디안)을 수행한다. 그 결과, 상기 인수는 주파수 에러의 세세한 구성요소(반송파 스페이싱의 소수)를 결정하기 위한 방법의 기초를 형성할 수 있지만, 대략적 주파수 옵셋("얼마나 많은 반송파들?")은 다른 방식으로 결정되어야 한다.

다른 경우에(그리고, 또한 상기 펄스의 기울기들 상에 더해지는 각도에) 복소 노이즈(complex noise)와 같은 신호가 존재한다. 이것은 부분적으로는 수신기 노이즈로부터의 결과이고, 대부분은 데이터 심벌들이 USDS로부터 서로 다른 FFT 길이를 가질 때 직접 관련되지 않은 (다소 노이즈 같은) OFDM 신호의 부분들 사이, 즉 한 심벌과 다른 심벌의 부분들 사이나 동일한 데이터 심벌의 두 부분들 사이에의 랜덤 상관으로부터의 결과이다.

필터링 전에, 곱셈기 출력은 (A와 B로부터의 대응 샘플들이 그 입력으로서 존재하는 T_B-길이 기간 동안) 원본 신호의 전력 포락선과 동일한 크기를 가진다. 랜덤 데이터를 운반하는 일반적인 OFDM 심벌에 대해서, 이는 사각 펄스에 대응하는 기본 평균(underlying mean)을 가지는 노이즈와 같을 것이다. 우리의 USDS에 대한 경우에서, 상기 포락선은 A에서 상기 신호에 대한 우리의 선택에 의해 정의된다.

만일, USDS 및 데이터 심벌들이 동일한 FFT 크기를 가진다면, G-IC 프로세스는 모든 OFDM 심벌, USDS, 또는 데이터에 대한 펄스를 생성하고, 그 길이는 각각의 보호간격에 의존한다. 말하자면, 만일 데이터 심벌 보호간격의 길이가 USDS 보호간격의 길이보다 더 커서 이동평균 필터보다도 더 길다면, 데이터 심벌들에 대응하는 펄스들은 플랫 탑(flat top)을 가질 것이다. (상기 이동평균 필터의 길이는 경사면의 길이를 결정한다.)

도 4에서 도시된 바와 같이, 수신된 복소 기저대역 신호는 왼쪽에서 들어오고, 오른쪽에서의 출력은 그 크기가 모든 USDS 심벌에 대응하는 삼각 펄스를 포함하는 복소 신호이다. 펄스를 생성할 목적으로, 복소 곱셈기로의 어느 입력에 대해 공액이 취해질 것인가 대한 선택은 임의적이다. 도 4의 보호간격 상관기(correlator)가 그 크기가 삼각형인 (복소) 펄스를 생성하기 때문에, 주파수 옵셋과 무관하게 USDS의 존재를 검출하기 위해 사용될 수 있다. 그래서, (a)USDS를 포함하는 신호의 존재를 검출하고, (b)프레임의 시작을 검출하는 기능들 모두는 이러한 상대적으로 간단한 회로에 의해서 수행된다.

우리는 USDS로서 기능하도록 전송되는 OFDM 신호의 성질에 대해 매우 많이 언급하지는 않았다. 신호 발견의 목적상, 우리는 지금까지 OFDM 반송파들 상에서 어떤 복소 진폭이 보내어지는가는 실제로 많이 중요하지는 않다는 것을 방금 설명했다. 명백하게도 그것은 다른 목적을 위해서 중요한데, 본 명세서에서는 너무 상세하게 고려할 필요가 없다.

수신기는 대략적 주파수 옵셋을 결정할 필요가 있고, 여기서 우리는 처음에 -f_ERRMAX 내지 +f_ERRMAX의 범위에서 임의인 것으로 가정한다. 이러한 목적을 위해서, USDS 심벌에서 사용된 반송파들의 수가 (데이터 심벌들의 수에 비해서) 감축되어서, 대략적으로 f_ERRMAX가 스펙트럼의 각각의 에지(edge)로부터 제거된다. 이것은, 처음의 주파수 옵셋에 불구하고 모든 USDS 심벌 반송파들이 수신기 통과대역 내에 존재할 것이라는 것을 보증한다. G-IC 프로세스에 의해서 USDS의 위치를 찾고, 이후 수신기는 일반적인 방식으로 FFT를 사용해서 USDS OFDM 심벌의 근사적 복호화(approximate demodulation)를 수행한다. 그리고 나서, (FFT에 의해서 검출된 바와 같은) 수신된 반송파들의 위치들이 예상된 것들과 비교될 수 있어서, 상기 주파수 옵셋이 추정된다.

여기에서 다중 경로(이는, 긴 FFT가 데이터 심벌들을 위해 사용되는 모드들에 대해서, TA를 초과하는 지속시간을 가질 수도 있음)의 존재는 바로 앞의 데이터 심벌로부터 USDS 상으로의 실질적인 혼선이 될 것이고, 그래서 USDS를 사용해서 매우 적은 수의 비트들을 전달하는 것만이 가능할 것이다. 사실상, 적은 수의 가능한 주파수 영역 시퀀스들이 매우 잉여적인 코딩 및 변조 시스템의 코드 워드(code word)들로서 기능한다.

전달될 수 있는 '엄격하게 제한된 정보(strictly limited information)'는, USDS 심벌과 함께 단일 프레임을 포함하는 데이터 심벌들을 위해서, 적은 수의 가능한 FFT 사이즈들 중 어느 것이 사용되는지를 가리키기 위해서 사용된다.

수신기에서의 프로세스는 이하와 같이 요약될 수 있다:

ㆍ도 4의 G-IC 방법을 사용해서 USDS를 찾음

ㆍ만일 발견되지 않으면, 이 RF 채널 상에 원하는 유형의 신호(예컨대, DVB-T2)가 존재하지 않음

ㆍ만일 발견되면, 그것은 프레임의 시작을 표시하는 것이고, USDS의 위치가 현재 알려져 있다고 인지함

ㆍ사이즈 N_USDS의 FFT를 사용해서 USDS를 복호화함

ㆍ대략적 주파수 옵셋을 추정하기 위해서 USDS 반송파 크기들을 예상된 것들과 상관시킴

ㆍ데이터 심벌 FFT 사이즈 ND를 지시하는 시그널링(signalling)을 획득하기 위해서 더 세부적으로 USDS를 복호화함

ㆍ상기 지시된 데이터 심벌 FFT 사이즈 N_D의 필요에 맞추어서 도 4의 G-IC 방법을 사용함

ㆍ상기 데이터 보호간격은 결과적인 G-IC 펄스들 사이의 구간으로부터 결정될 수 있음

ㆍ주 데이터(main data) 심벌들을 복호화하기 시작함.

USDS가 (특정 파라미터들에 불구하고) 종래의 보호간격 OFDM 심벌로서 설명될지라도, 이것은 보호간격과 같은 (부분적인) 반복이 부착된 임의의 용이한 시간 영역 시퀀스에 의해서 대체될 수 있다는 것이 이해될 것이다. 물론, 이러한 시퀀스는 OFDM 심벌들에 의해서 점유되는 대역폭에 부합하도록 적절하게 대역제한된 형태로 이루어질 필요가 있을 것이고, 일단 유효(active) 반송파들의 수가 정해지면 그 스펙트럼은 상당한 정도로 자연스럽게 정의된다. 시간 영역에서 정의되는 그러한 시퀀스는 (G-I 확장을 제외한) 시퀀스의 길이와 동일한 사이즈의 FFT를 사용해서 주파수 영역으로 변환될 수 있을 것이다. 그러면, 주파수 영역 계수들은 대안적인 정확하게 동일한 시퀀스의 OFDM 스타일 정의를 줄 것이다. 두 개의 접근법은 사실상 완전히 등가이다. 핵심 특징은 보호간격 상관 접근법을 사용한 펄스의 위치를 발견하게 하는 보호간격의 추가이다.

대안적 시간-영역 접근법은 공지의 시간 영역 시퀀스를 삽입한다. 이후, 수신기는 수신된 신호를 이 공지의 시퀀스의 저장된 버전과 상관시키는데, 그래서 삽입된 시퀀스가 발견될 때 상관 피크(correlation peak)가 존재할 것이다. 이 피크의 '첨예도(sharpness)'는 삽입된 시퀀스의 자기상관함수에 의존하는데; 이는 (의무적인) 대역제한 때문에 기본적으로 제한될 것이다. 이 방법의 결점은 일단 수신된 바와 같은 신호가 수신기 튜닝 에러와 임의의 의도적 송신기 주파수 옵셋의 결합된 효과들에 의해서 주파수적으로 옵셋되면, 깨끗한 상관 피크의 검출은 더 이상 발생하지 않을 것이라는 점이다. 이러한 악화의 정확한 형태는 선택된 시퀀스에 의존할 것이다.

보호간격 상관의 사용을 기반으로 한, 방금 설명된 배열은 일부 제한들을 가지는데, 본 발명의 새로운 실시예는 이것들 모두를 다룰 것이다. 만일 데이터 심벌 FFT 사이즈 N_D의 범위가, 상기 신호-발견 심벌을 위해 사용되는 동일한 사이즈 N_USDS를 포함한다면 하나의 제한이 발생한다. N_D가 N_USDS와 동일할 때, 보호간격 상관기는 모든 심벌, 데이터, 또는 신호-발견에 대해 출력 펄스를 줄 것이다. 그래서, 이러한 경우에 그들 중 어느 것이 USDS에 대응하는지 식별하기 위해서 무엇인가가 더 필요하다. 이것이 아마 보이는 것만큼 꽤 심각한 것은 아닐지라도, 적어도 디지털 텔레비전 신호가 존재한다는 것을 정확하게 인식한 이후에 이것은 더 오래 걸릴 것이다. 만일, 그것이 DVB-T2라면, 우리는 원하는 서비스명 정보를 추출하도록 충분한 데이터를 복호화하기 위해 필요한 시간을 수신기가 소비하기를 원할 것이다. 깔끔하지 않은 점은 수신기가 원하는 결과를 달성하기 위해서 단일한 알고리즘을 따를 수만은 없다는 점이다.

만일 N_USDS가 DVB-T에서 사용된 FFT 사이즈들 중의 하나에 대응한다면:

ㆍDVB-T의 존재하는 경우에 모든 심벌에 대해

ㆍDVB-T2가 존재하고, N_D가 N_USDS와 동일한 경우에 모든 심벌에 대해

ㆍDVB-T의 다른 모드들의 경우에 단지 USDS에만

반응이 발생할 것이기 때문에 더 성가신 문제가 된다.

이 프로세스는 해결하기에는 더 이상 그렇게 간단하지 않다! 우리가 원하는 것은 DVB-T2의 고유한 표시이다.

보호간격 상관에 있어서의 더욱 근본적인 문제는 수신된 신호가 CW 간섭원(interferer)도 포함할 때 발생하는데, 이는 이후에 설명할 것이다.

전파(propagation) 채널이, 단일 주파수 네트워크(Single-Frequency Network: SFN)의 사용의 실용적인 예로서 COFDM의 선택을 가능하게 하는 어떤 것인 첫 번째 것에 부가하여 지연된 경로를 포함할 때, 추가적인 결점은 어떤 '위험한' 지연 값들에 관한 것이다. 첫 번째 것과 관련된 지연이 T_A와 동일한 어떤 임의의 중요한 진폭의 하나의 단순한 예는 전파 경로가 존재할 때 발생한다.

이 경우에, 모든 데이터 심벌들(이것은 더 긴 심벌들과 긴 보호간격을 가진 모드에 속하도록 선택되는 것으로 가정하는데, 그렇지 않으면 데이터 신호 복호화가 그렇게 긴 경로 지연을 처리하리라고 기대할 수 없기 때문임)에 대해서 (상관기 지연 소자의 출력에서의) 직접 경로 성분과 (상관기 지연으로의 입력에서의) 지연된 경로 성분 사이에 완벽한 상관이 존재할 것이다. 그 결과는 상관기 출력이 원하는 상관 펄스에 쇄도할(swamp) 노이즈 있는 DC 옵셋을 포함할 것이라는 것이다. 이것은 도 9에서 도시된다.

더 구체적인 특별한 예외는 두 개의 경로가 존재할 때 발생하는데, 두 번째는 첫 번째의 역(inverse)이고, 관련 지연은 T_A와 같다. 이제 출력 G-IC펄스는 사이즈에 있어서 USDS 보호간격의 길이에 따라 축소될 것이다. G-I가 동일한 길이 T_A(즉, 보호간격이 100%)일 때, 상관기로부터 (원하는) 출력이 전혀 존재하지 않는다! 이 다양한 '위험한' 효과들이 아마 드물지만 발생할 가능성이 있다는 것은 명백한데, 왜냐하면 효율에 대한 바람의 일부로서 우리는 T_A를 상대적으로 짧게 유지하려고 하기 때문이고, 이것은 우리가 설계하려고 마음먹은 채널 범위보다 용이하게 더 좁아질 수 있다는 것을 의미하는데, 예컨대 DVB는 8K FFT를 가지는 모드를 가지고, G-I 소수 Δ_D는 1/4과 같다. 이것은 상기 시스템이 2K 샘플 길이의 채널 범위를 가지고 에러 없이 처리하도록 설계된다는 것을 의미한다. 따라서, DVB-T2가 DVB-T에 의해서 제공되는 것 이상의 가능한 채널 범위의 신중한 확장을 제공하도록 가정된다는 것을 고려하기 전이라도, USDS FFT에 대한 2K의 선택조차 이미 한계라는 결론이 된다.

주파수 천이를 갖는 고유한 신호-발견 심벌

고유한 신호-발견 심벌의 일반적인 경우를 가지고 상술한 다양한 문제들을 극복하기 위해서, 도 5 및 도 6의 제1 실시예와 관련해서 지금 도시되고 설명되는 바와 같이 USDS에 중요한 변경이 가해진다. 이 중요한 변경은 도 5에서의 USDS에서의 제2 부분 B가 적어도 USDS의 제1 부분 A의 주파수 천이된 사본이 되도록 바뀐다는 것이다.

주파수 천이가 f_SH이고, B는 단지 A에 e^j2 ^π ^fSHt를 곱한 것이라고 가정하자. 명백하게, USDS는 더 이상 종래의 OFDM 심벌처럼 보이지 않는다. f_SH의 선택은 적당한 시기에 설명될 것이다. 명백하게 상기 천이는 A에서 사용되는 시간 영역 신호를 곱해서 수학적으로 설명되는 바와 같이 구현될 수 있다. 그러나, 만일 f_SH가 USDS 심벌 반송파 스페이싱의 전체 수가 되도록 선택될 수 있다면, 그 구현은 더욱 단순하다.

A의 파형이 FFT를 사용해서 원하는 주파수 영역 계수들로부터 형성되는 것처럼, B는 적절한 수의 반송파 위치들에 의해 천이된 매우 동일한 주파수 계수들을 사용해서 동일한 방식으로 만들어진다.

그러므로, 우리는 상기 심벌의 반복된 부분에 주파수 천이를 적용하기 위해서 두 개의 택일적인 가능한 구현을 가진다. 제1 구현에서, USDS 심벌을 정의하는 반송파 계수들을 수신하는 IFFT 블록에 의한 데이터 심벌들과 동일한 방식으로 USDS 심벌이 생성된다. 그래서, USDS의 심벌의 결과적인 반복되는 부분의 디지털 표현은 주파수 천이된다. 데이터 심벌들은 이런 방식으로 주파수 천이되지 않는다. 개념적으로, 이것은 USDS 심벌들의 반복된 부분에 주파수 천이만을 곱해서 (데이터 및 USDS 심벌들을 포함한) 심벌의 스트림을 취하는 것으로 생각될 수 있다. 제2 구현에서, USDS 심벌의 지연된 부분의 주파수 천이는 USDS 심벌의 주파수 계수들을 저장해서 IFFT 블록 이전에 특정된 수의 반송파들에 의해서 모든 계수들을 천이함으로써 달성된다. 두 개의 구현은 동일한 결과를 낳는다.

주파수 천이된 부분은 주파수 천이되지 않은 부분보다 시간적으로 앞설 수 있고, 또는 주파수 천이된 부분이 주파수 천이되지 않은 부분보다 시간적으로 뒤질 수 있다. 이 두 개의 택일적 사항들 또한 동일한 결과를 낳는다.

수신기의 처리과정은 상술한 바와 거의 동일하지만, 하나의 핵심적인 차이를 가진다. 이를 설명하기 위해서, 도 4의 수신기가 그대로 사용된다면 일어나는 일이라고 가정한다. 복소 곱셈기의 출력은, A와 B의 대응 부분들이 그 입력들에서 존재하는 기간 동안, A에 대해서 B를 천이시키기 위해 사용되는 복합음(complex tone)에 의해서 이제 곱해진다. 이것은, 곱셈기의 어느 입력에 복소 공액이 적용되는가에 따라서, f_SH만큼 위로 또는 아래로 천이될 것이다. 도 4에서 도시된 예에서, 상기 공액은 지연된 입력에 적용된다. 상기 지연(delay)으로의 입력은 A가 상기 지연의 출력으로부터 나타날 때 B를 포함할 것이다. 그 결과, 이 경우에 A가 공액으로 되기 때문에 곱셈기 출력은 f_sh만큼 위로 천이된 것으로, 즉 e^j2 ^π ^fSHt에 의해 곱해진 것으로 보이게 될 것이다. 그리고 그 결과 다음으로, 곱셈기 출력 다음에 e^- ^j2 ^π ^fSHt을 단지 곱함으로써, 우리는 필터로 공급된 신호를 전송된 신호가 변하기 전에 존재하던 것으로 반환한다. 그 결과, 간섭 또는 '위험한' 지연이 없는 조건에서, 새로운 제안 및 선행 기술이 정확하게 동일한 결과를 낳을 것이고, USDS의 존재 및 위치의 표시를 생성하기 위해 의도된 바와 같이 작동할 것이다.

하나의 가능한 수신기의 처리과정 배열이 도 6에서 도시된다. 추가적인 곱셈기가 공액 곱셈기의 앞에 동일하게 배열될 수 있는데; 두 개의 가능한 위치들 중의 어느 것이 선택되는지에 따라서, e^j2 ^π ^fSHt 또는 e^- ^j2 ^π ^fSHt가 적절하게 곱해질 필요가 있을 것이다. 이것은 곱셈 과정이 교환적(commutative)이어서, 주파수 천이가 공액 곱셈 전 또는 후에 적용될 수 있기 때문이다.

상술한 주파수 천이 없이 신호의 임의의 부분이, 신호 검출 심벌을 위해 사용되는 동일한 사이즈의 FFT, N_USDS를 사용한다면 상기 배열은 오검출(false detection)을 경험할 수 있다. 그러나, 본 실시예에 있어서, USDS를 위해 전송된 신호는 B 부분에 적용된 주파수 천이에 의해서 수정되는 반면, 데이터 심벌들은 그렇지 아니하다. (USDS와 동일한 FFT 사이즈를 가지는) 데이터 심벌이 도 6의 검출기로 입력될 때, 제1 공액 곱셈기의 출력은 주파수 천이되지 않은 배열과 마찬가지로 주파수 천이되지 않은 상관을 줄 것이다. 그러나, 이것은 필터링되기 전에 제2 곱셈기에 의해 적용된 주파수 천이 -f_SH를 만난다. 만일, f_SH와 이동평균 필터의 길이가 관련되도록 선택해서 후자가 f_SH의 사이클의 전체 수를 포함한다면, 그 결과, 원하지 않는 오검출 펄스가 이동평균 필터의 동작에 의해서 제거된다.

이동평균 필터는 상기 과정에서 중요한 단계이다. 이동평균 필터가 원하지 않는 신호들을 어떻게 제거하는지 이해하기 위해서, 상기 지연, 복소 곱셈기, 및 주파수 천이의 출력을 (두 개의 축 상에 성분들을 가진) 시변조된 복소 신호라고 가정한다. 시평균의 기간에 대한 임의의 노이즈는 0으로 감소될 것이다. 그래도, 두드러지게, 평균 기간에 대한 위상각에서의 하나 이상의 완전한 회전을 수행하는 임의의 파형 또한 0을 향해서 감소할 것이다(왜냐하면, 평균 기간에 대해서 각각의 축에 대해 동일한 정반대의 기여가 존재하기 때문이다). 이것은 엄밀하게는 주파수 천이가 수신기에 적용될 때 (송신기에서 주파수 천이되지 않은) 데이터 심벌들에 발생하는 것이다. 정상적인 데이터 심벌이 수신될 때, 지연, 복소 곱셈기, 및 주파수 천이의 출력은 f_SH에 대응하는 기간에 대해 위상각으로 회전하는 복소 파형이다. 결과적으로, 이것은 f_SH에 대응하는 기간에 대해 모든 위상각 방향들로 동일한 정반대의 기여가 존재하기 때문에 0을 향해서 감소한다. 그래도, 대조적으로 (송신기에서 반복되는 부분에 대해 주파수 천이를 가지는) USDS 심벌은, f_SH에 대응하는 기간에 대해 위상각으로 회전하지 않는 펄스-같은 파형인 지연, 복소 곱셈기, 및 주파수 천이의 출력을 생성하고, 그래서 이동평균 필터로부터 출력을 생성한다. 이동평균 필터로의 입력이 근사적으로 사각 펄스이기 때문에, 이동평균 필터의 출력은 근사적으로 삼각 피크이다.

예를 들어, 만일 USDS는 100% 보호간격을 가지도록 T_A = T_B로 만들고, 이동평균 필터를 길이 T_B를 가지도록 맞추면, 우리는 f_SH를 심벌 A의 반송파 스페이싱의 임의의 정수(whole integer number)가 되도록 선택할 수 있다. 실제로, 우리는 다른 심벌들과 관련해서 USDS가 아주 고유하도록 만들었다.

본 발명의 실시예는 CW 간섭원들의 문제를 피한다. 이들은 제1 공액 곱셈기의 출력에서 복소-DC 상수 값이 보이게 하는 원인이다. 본 발명의 실시예에 있어서, 이것은 이미 상술한 바와 같이 f_SH와 이동평균 필터의 길이가 (오검출을 억압하도록) 관련되면 이동평균 필터에 의해서 정확하게 평균이 되는(average out) 복소 지수 e^- ^j2 ^π ^fSHt로 된다.

실시예는 또한 '위험한 지연들(Dangerous delays)'에 대한 문제를 피한다. 이들의 원하지 않는 효과들은 상기 두 개의 경우들과 유사한 방식으로 천이 및 이동평균 필터의 결합된 동작에 의해서 실질적으로 제거된다. 도 9에서 도시된 사례는 어떻게 제1 경로 요소에 대해 T_A만큼 지연된 제2 경로 요소의 존재가 어떻게 '보호간격 상관기'의 입력 및 출력에서 상관된 요소들이 보이게 하는 원인이 되어서, 상기 상관기로부터 원하지 않는 '노이즈 있는 DC(noisy-DC)'를 초래하는지 도시한다. 그러나, 우리의 제안에서, 이것은 e^- ^j2 ^π ^fSHt에 의해서 곱해져서, 이동평균 필터에 의해 평균된다(average out)(상술된 바와 같은 식으로, 즉 DC 요소는 f_SH에 상응하는 기간에 대해 위상각으로 하나 이상의 완전한 회전을 수행하는 신호가 되어서, 이동평균 필터는 이 기간에 대해 모든 위상각으로부터 동일한 정반대의 기여들을 합할 것임).

파라미터들의 여러가지 조합들이 여기서 제시되는 기술을 활용하기 위해 선택될 수 있다. 중요한 요구사항은 이동평균 필터의 길이가 송신기에 부과된 주파수 천이의 주기의 정수 배(integer multiple), 즉,

T_FILTER = integer/f_SH

이어야 한다는 것이다.

필터를 기본(underlying) 상관 펄스의 길이에 맞추는 것이 바람직한데, 이 경우에 이것은 주파수 천이된 '보호간격'의 길이와 같아서, 우리는:

T_B = T_FILTER = integer/f_SH

를 가진다.

이를 정했으니, 우리는 USDS의 삽입에 내재된 어느 정도의 타협이 존재한다는 것에 주목한다. 우리는 (수신기가 이것을 발견하기 위해 너무 오래 기다릴 필요가 없도록) 이것이 합리적으로 빈번하게 존재하기를 원하고, 우리는 또한 이것이 신뢰할 수 있게 검출되기를 원한다. 검출 신뢰성은 B의 길이를 증가시킴에 따라 향상되는데, 이는 이동평균 필터가 실제로 더 명확한 검출된 펄스를 남겨 두고 임의의 노이즈와 같은 교란을 더 적극적으로 필터링할 수 있기 때문이다. 그러나, 우리는 USDS를 전송한 결과로서, 중요한 데이터 용량을 잃기를 원하지 않는데, 이는 일단 수신기가 고정되면(locked) 필연적으로 USDS는 관심의 대상이 되지 않기 때문이다. 그래서, 용량 한계(capacity constraint)는 USDS의 길이 및 반복률의 감소를 의미하는 한편, 신호 획득의 속도 및 신뢰성은 그 반대를 의미한다.

본 실시예에서, 데이터 심벌을 위해 특정된 모드들이 1, 2, 4, 8, 16, 및 32K FFT를 포함할 수 있는 경우의 예는 T_A = T_B, 즉 '보호간격'이 100%인 USDS를 위해 1K FFT를 사용하는 것이다. 이것은 심벌 A에서 하나의 반송파 스페이싱, 즉 1K-OFDM 반송파 스패이싱과 동일한 주파수 천이와 결합될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예는 다음의 장점들을 가진다:

ㆍ데이터 심벌들에 대해 어떠한 FFT 사이즈가 사용된다고 할지라도 USDS는 고유하게 구별될 수 있고, USDS를 포함하지 않는 (DVB-T와 같은) 신호를 수신할 때 동일한 FFT 사이즈가 사용되는 경우에서조차 오검출되지 않을 것임

ㆍCW 간섭의 효과(여기서, 큰 DC 옵셋이 원하지 않는 상관 펄스에 넘쳐날 수 있음)는 T_FILTER = integer/f_SH를 확실시함으로써 제거되고, 이것은 상기 천이가 적용되지 않은 경우에 요구되었던 것보다 더 단순하게 달성됨

ㆍ상술한 '위험한 지연'은 더 이상 문제를 야기하지 않음.

하지만, 제1 실시예의 배열에 있어서, 상기 (복소) 출력 펄스의 인자(argument)에 주목함으로써 원하는 신호 주파수 옵셋의 소수부를 결정하는 것은 더 이상 가능하지 않은 것으로 이해된다. 이것은 상기 인자가 지금 송신기 및 수신기 사이의 주파수 옵셋과 송신기 주파수 천이기 및 수신기 주파수 천이기 사이의 위상 차를 포함하기 때문이다. 그러나, 이것이 원칙적으로 보호간격의 주파수 천이 없이 가능할지라도, 특히 CW 간섭원이 존재하는 측정에 많은 신뢰를 주어야 하는지 여부가 의문이라는 점이 주목되어야 한다. 그럼에도 불구하고, 제2 실시예와 관련해서 이제 설명되는 바와 같이, 상기 기술은 이러한 기능을 복원하기 위해서 확장될 수 있다.

두 개의 주파수 천이 구성요소들을 갖는 고유한 신호-발견 심벌

제1 실시예의 주파수 천이시키는 고유한 신호-발견 심벌 기술을 더 향상시키기 위해서, 도 7 및 도 8의 제2 실시예와 관련해서 지금 도시되고 설명되는 바와 같이 추가적인 변경이 가해질 수 있다. 제2 실시예는 주파수 측정을 수행하기 위한 가능성을 되찾는다.

상술한 바와 같이, 제2 부분 B가 제1 부분 A에 대해 주파수 천이된, 제1 실시예의 두-부분 USDS는 들어오는 신호의 주파수 옵셋을 해결하기 위한 능력을 상실한다. 주파수 천이가 없는 OFDM 신호의 보호간격 상관은 (일반적으로 유익하게, 도 4의 이동평균 필터에 의해 매끄럽게 된 후에) 복소 상관 펄스의 인자를 주목함으로써 주파수 옵셋의 '소수부(fractional part)'를 측정할 수 있다. 이 인자는 OFDM-신호 반송파 스페이싱과 동일한 주파수 옵셋의 모든 증가에 대해 2 π라디안씩 증가한다. 이 반송파 스페이싱은 (도 4 및 도 5에서) T_A의 역이라는 것을 주목하라. 그래서, 만일 우리가 f_OFFSET T_A를 계산하면, 이것은 반송파 스페이싱의 단위로 옵셋을 나타낸다. 우리는 이것이 정수부와 소수부로 이루어진다고 고려할 수 있는데; 후자는:

(f_OFFSET T_A)의 소수부 = arg(pulse)/ 2 π

에 따른 상관 펄스의 인자에 의해 표시되는 것이다.

제1 실시예의 배열에 있어서, 상술한 바와 같이, 입력에서의 임의의 주파수 옵셋은 (도 6의 이동평균 필터의 출력에서) 펄스의 인자에 여전히 영향을 주지만, 다른 각도가 더해진다. 이것은 경로 지연의 효과와 함께, 송신기에서 적용되는 것과 같은 천이 파형의 위상과 비교하면, (도 6에서 e^- ^j2 ^π ^fSHt를 만드는) 수신기의 오실레이터의 임의 위상(arbitrary phase)과 관련이 있다. 그래서, 측정하기를 원하는 주파수 옵셋에 의해 야기된 각도에 미지의 각도가 더해져서, 펄스 인자로부터 아무것도 추론될 수 없다.

그러나, 이것은, 실제로 동일한 미지의 에러를 초래하는 두 개의 측정을 수행해서 미지의 에러를 제거하도록 이들을 결합함으로써, 수정될 수 있다고 이해된다. 이것은 제2 실시예의 기초가 된다. 우리가 필요로 하는 것은, 우리가 측정하길 원하는 것을 제거하지 않으면서, 미지의 에러가 제거될 수 있는 식으로 두 개의 측정을 수행하는 것이다. 도 7을 참조하면, 기존의 A 및 B 부분들의 앞에서, 파형의 다른 주파수-천이 부분을 추가함으로써 이를 수행한다. 설명의 연속성을 위해, 우리는 C, A, 및 B 부분들을 연속적으로 부여해서 파형의 원래 부분에 대한 기존의 표시를 유지할 것이다.

A부분은 원래의 완전한 FFT 심벌이고, B 및 C부분들은 주파수 천이에 또한 종속되는 A의 전체 또는 일부의 사본이다. 구체적인 예를 제시하기 위해서, 우리는 C 및 B가 주파수에서의 동일한 상방 천이(upward shift)에 종속된다고 선택할 수 있다(그래서, 그 양은 A를 만들기 위해 사용되는 FFT의 하나의 반송파 스페이싱과 편의상 동일할 수 있다). 실제로, 우리는 지금 C와 A 사이에서 하방 천이(downward shift)를 가지고, A와 B 사이에서 상방 천이를 가진다.

만일 우리가 T_A의 상관 지연을 사용해서 방금 설명한 파형 상에 '보호간격 상관'을 수행한다면, 비교 중인 파형의 두 부분이 A의 마지막 부분과 C에 존재할 때, T_C-길이의 기간 동안 상관이 발생할 것이다. 그 후에 바로, 비교 중인 파형의 두 부분이 A의 첫 번째 부분과 B에 존재할 때 다른 상관이 발생할 것이다. 이 상관들 둘 다는 전송에서 삽입되는 주파수 천이의 존재에 의해서 영향을 받을 것이다. 만일, 전송에서 천이들이 제시된 바와 같이 선택된다면, 즉 C 및 B 둘 다 동일한 방향으로 동일한 양만큼 천이된다면, 수신기에서 이들의 효과는 크기가 같고 방향이 반대로 된다. 예를 들어, C(말하자면, 위로 천이됨)는 A(천이되지 않음)를 앞서지만, A는 B(위로 천이됨)를 앞선다.

제2 실시예에 따른 수신기의 구현은 도 8에서 도시된다. 이 예의 구현은 도 4 및 도 6에서 이미 도시된 것과 유사한, 길이 T_A의 '보호간격 상관기'를 가지고 시작한다. 이제 상관기 출력은 두 개의 주파수 천이기 및 이동평균 필터 조합들로 공급된다. 하나의 천이기는 주파수적으로 위로 천이시키고, 다른 하나는 아래로 천이시킨다. C 및 B 모두가 송신기에서 위로 천이되는 우리의 예에서, 상부 조합이 C와 A 사이의 상관을 검출하고, 하부 조합이 A와 B사이의 상관을 검출하는 결과가 된다.

위로 및 아래로 천이들은 실제로 매우 동일한 오실레이터에 의해서 공급되어, 위상과 관련되도록 보장된다는 것을 주목하라; 이것은 말하자면, 제1 천이기를 위해서 e^j2 ^π ^fSHt를 생성한 후 단지 이것의 공액을 취해서, 제2 천이기를 위해 필요한 e^-j2π ^fSHt를 제공하도록 배열될 것이다. A 및 B 사이에서의 상관은 C와 A 사이에서의 상관보다 T_B 늦게 발생해서, 상부 필터 출력은 두 개의 천이-및-필터(shift-and-filter) 출력들이 곱해지기 전에 추가적인 T_B지연을 통해 지나간다. 필터 출력들 각각은 수신기의 천이 오실레이터의 임의 위상으로부터 생성되는 (상술한 바와 같은) 미지의 회전에 의해 영향을 받는다. 그러나, 상당히 동일한 수신기 오실레이터가 양쪽 모두를 위해서 사용되어 상반되는 천이 방향으로 작용하기 때문에, 이 둘은 상반되는 방향으로 회전을 경험한다. 그래서, 이 둘을 곱하는 것은 미지의 회전이 제거되도록 해서 우리의 목적이 달성되게 한다. 수신기에서 전체 신호의 주파수 옵셋에 의해 초래된 원하는 회전은 양쪽 경로들을 위해서 동일한 방향으로 작용한다. 그 결과, 마지막 출력 펄스의 인자는 상기 방정식에 주어진 것의 두 배이다.

도 7 및 8에서 방금 설명되고 도시된 것과 같은 제2 실시예는 제1 실시예에 관하여 특정된 모든 장점들을 공유하고, 거기서 주어진 단점들을 제거한다. 수신기 천이-오실레이터 위상의 미지의 효과를 제거한 덕분에, 출력 펄스의 인자는 신호 주파수 옵셋의 '소수부'를 제거하기 위해서 여전히 사용될 수 있다.

가능한 단점들은: 이제 USDS가 단지 A 및 B 대신, C, A, 및 B 부분들을 수용하기 위해서 더 길다는 것; 그리고, 수신기에서의 USDS를 검출하는 복잡성이 다소 증가되었다는 것이다.

상술한 바와 같이, USDS의 B 및 C 부분들은 주파수 천이에 종속되는 A의 전체 또는 일부의 사본이다. B 및 C 부분들의 길이에 대한 많은 다양한 선택들이 가능하다.

첫 번째 가능성은 B 및 C 부분들이 동일한 길이이면서, 각각 A의 길이의 절반으로 이루어지는 것이다. 예컨대, 한 가지 배열은 512 샘플의 이동평균 필터 길이 T_R 및 2개의 1K 반송파 스페이싱의 매칭 f_SH를 사용하면서, T_C, T_A, T_B가 각각 512, 1024, 512 샘플이 되도록 배열하는 것이다. 그러나, 이것은 원하지 않는 상관들을 부여할 수 있다. 그 이유는 두 경로들이 f_SH의 주기의 1/2에 의해서 분리되었을 때, 이들의 상관 펄스들은 부호가 반대이어서 이들이 오버랩되는 곳에서 제거되는 경향이 있기 때문이다. 그래서, 우리는 다소 축소된 진폭의 두 개의 이산(discrete) 펄스들을 얻는다.

원하지 않는 상관들을 피하는 바람직한 대안은 길이가 다른 T_C 및 T_B를 가지는 것이다. 예를 들어, 이들이 T_C = 512 + K, T_B = 512 - K 관계를 따르도록 만드는 것이 편리한데, 여기서 K는 간편하면서 작은 영이 아닌 정수이다. 그래서, 전과 마찬가지로 T_C + T_B = 1024이다. 원하지 않는 상관들은 처음에는 K가 증가하는 만큼 빠르게 진폭에 있어서 감소한다. K = 30의 값이 적절할 것 같다(그러나, 그 최적 값은 매우 광범위하다.) 이 바람직한 대안은 '치명적인' 지연의 경우에 현저한 추가적인 향상을 제공한다(지금은 512 샘플).

B 및 C의 길이의 다양한 선택에 부가하여, A 부분의 일부가 사본들 B 및 C를 위해서 사용되는 것과 같은 선택들 또한 존재한다. 하나의 가능성은 C가 A의 마지막 부분의 사본이 되고, B가 A의 첫 번째 부분의 사본이 되는 것이다. 그래서, 각각의 경우에 상기 사본은 A에서 대응하는 점으로부터 (A의 길이와 같은) 시간 Ta에 의해서 분리된다. 이것은 주파수 천이를 추가한다는 중요한 차이점을 제외하고는 보호구간의 전형적인 구성과 완전히 동일하다. 그래서, '보호간격 상관기들' 각각에서 요구되는 지연 길이는, 이 예에서 또한 Ta이다.

Ta는 반송파 스페이싱의 역수이기 때문에, 이것은, 주파수 옵셋이 존재할 때 각각의 상관기의 특징적인 복합 상관 펄스가 상기 옵셋을 반송파 스페이싱으로 나눈 나머지의 2 Pi배와 동일한 인자를 가진다는 것을 의미한다. 달리 말해, 각각은 -1/2 내지 1/2 범위의 반송파 스페이싱에서 미세한 주파수 옵셋을 잠정적으로 측정한다. 상관기들 각각은 잠정적으로 상기 옵셋을 측정하는데, 이는 각각이 주파수 천이기로서 사용되는 오실레이터의 임의 위상에 의해서 야기되는 미지의 옵셋을 포함하기 때문이다. 이것은 B와 C 두 부분을 사용하는 장점을 보여주는데; 상술한 방식으로 두 개의 상관기 출력들을 결함함으로써 이 미지의 에러가 제거된다. 그러나, 원하는 측정에서는 그 인자가 두 배로 되지만, 단지 이를 2 Pi로 나눈 나머지를 여전히 결정할 수 있다. 그래서, 실제로 이제 -1/4 내지 +1/4 범위의 반송파 스페이싱에 대한 미세한 구성요소를 측정하고, 이후에 이것은 랩 라운드(wrap round)되어 반복된다.

상술한 바와 같이, 하나 또는 두 개의 주파수 천이 보호간격 부분을 가지고 사용되는 것과 같은 이동평균 필터는 송신기에서 부과되는 주파수 천이의 주기의 정수 배인 다양한 길이를 가질 수 있을 것이다. 하나의 가능성은 보호간격 길이 T_C 또는 T_B에 맞추는 것이다. 바람직하게는, 더 긴 T_R(필터 길이)이 사용된다. 그렇게 할 때, 우리는 또한 대응하는 더 작은 f_SH = 1/T_R을 선택한다. 우리는 C-A-B 구조로부터 의도되는 이득을 얻기 위해서, 즉 CW 간섭원들 및 주 신호의 특징들을 가진 어떤 원하지 않는 상관들에 대한 저항을 얻기 위해서 이 역수 관계를 유지한다. 우리는 상관 펄스들이 좀 더 노이즈를 가지도록 하는 위험을 감수하는데, 이는 우리가 진정한 상관 영역에 근접하지만 그 외부의 상관 파형의 일부들로부터 펄스 노이즈로 더하기 때문이다. 이에 불구하고, 우리는 이득을 얻을 수 있다. 만일 우리가 T_R = 1024 샘플(그리고, 하나의 1K 반송파 스페이싱의 매칭 f_SH)의 용이한 대략적인 값으로 간다면, 잠재적으로 위험한 0-dB 에코 길이는 이제 512 샘플이 된다. 펄스들은 이 스페이싱에서 어떤 의미에서는 덜 오버랩되기 때문에, 상기 제거의 심각함이 더 감소된다. 우리는 여전히 두 개의 얇은 이산(discrete) 펄스들을 가지지만, 이들의 진폭은 앞서 제안한 것보다 더 덜 축소된다.

요약해서, 두 개의 주파수 천이 제안의 실시예는 전송된 P1 심벌을 위한 C-A-B 구조를 가진다. A는 OFDM 심벌(1K)이다.

이 세 부분들의 길이는 다음과 같다:

C: 길이 TC = 512 + K 샘플

A: 길이 TA = 1024 샘플

B: 길이 TB = 512 - K 샘플.

어떤 K가 선택되든지, CAB 총 길이 = 2048 샘플이다. K = 30.

수신기에서, 길이 TR = 1024 샘플의 이동평균 필터가 적용된다. 이것은, CW 간섭원 및 어떤 원하지 않는 상관 조건에 의해서 야기되는 것과 같은, 복소-상수 항들을 제거하기 위한 방식으로 특정된 f_SH를 가지고 상호작용한다.

여러 수신기 구조들이 가능하다. 도 10에 도시된 것은 천이 방향의 관점에서 기대에 부응하면서 복소 곱셈기들을 최소화하는 장점을 가진다. 그 구조를 재배열하는 것(그리고, 예컨대 지연 단계들을 위한 곱셈기들의 수를 바꾸는 것)이 가능하지만, 이때 수신기 천이 오실레이터의 임의 위상이 CAB 배열에 의해서 정확하게 제거되는 것을 확실시하기 위해 주의가 기울여져야 한다.

제1 및 제2 실시예들의 확장

USDS의 A 부분은, 정보의 매우 제한된 양을 전달하도록 이를 사용하기 위해서, 적은 수의 서로 다른 주파수-영역 시퀀스들 중 하나의 FFT이도록 선택된다. 이 경우에, 이것은 이후의 데이터 심벌들을 위해 (적은 가능한 수 중에서) 어떤 FFT 사이즈가 사용되었는지를 표시하기 위해서였다. 이것은 제1 또는 제2 실시예와 함께하는 것도 여전히 가능하다. 그러나, 또한 엄격하게 제한된 경우의 수에 대해서만 적합하기는 하지만 다른 가능성이 생긴다.

이것은 f_SH의 적은 가능한 수들의 선택 중의 하나를 사용하는 것을 포함한다. 도 6 및 도 8의 수신기의 구현들은 수신기 검출기에서 적용되는 것과 같은 송신기에서 부과된 f_SH의 동일한 값을 가지는 USDS에만 응답할 것이다. 그 결과, 수신기가 서로 다른 천이들을 가진 병렬 구현들을 포함한다면, 그것은 어느 것이 전송되었고 수신되었는지를 표시할 수 있을 것이다.

이것은 병렬로 f_SH의 모든 가능한 값들의 검출이라는 추가적인 복잡성을 요한다는 명백한 단점을 가지지만, 이러한 변조가 없는 경우에서와 같이, A의 FFT 복조 후에 주파수 영역에서 시퀀스들을 구별할 필요성을 제거함으로써 보상받는다.

실시예들이 DVB COFDM 신호들과 관련하여 설명되었을지라도, 본 발명은 이동 통신, 무선 네트워킹, 또는 전력선 통신과 같은 다른 신호들에도 적용될 수 있을 것이다. 이제 이해될 바와 같이, 본 발명은 전송에 있어서 반복되는 하나 이상의 요소들(본 명세서에서는 "심벌들"로 언급됨)을 포함함으로써 임의의 방송 신호에 적용될 수 있다. DVB가 아닌 다른 신호들에서, 부분-반복되는 요소들은 다른 명칭으로 언급될 수 있지만, 주파수 천이를 가진 신호의 부분 반복의 원리는 여전히 남아 있다.

Claims

방송용 유효심벌부분을 갖는 심벌들을 포함하는 타입의 신호를 생성하기 위한 장치로서,
- 유효심벌부분을 갖는 심벌을 제공하기 위한 수단;
- 상기 유효심벌부분에 인접한 상기 심벌의 적어도 일부의 반복부분을 제공하기 위한 수단; 및
- 상기 유효심벌부분 및 상기 반복부분을 서로에 대해 주파수 천이되도록 배열하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
제1항에 있어서, 상기 신호는 OFDM 신호이고, 상기 심벌을 제공하기 위한 수단은 반송파 주파수 맵퍼 및 OFDM 코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
제2항에 있어서, 상기 반송파 주파수 맵퍼 및 OFDM 코더는 상기 유효심벌부분과 관련해서 상기 반복부분에 대한 상기 반송파 주파수 맵핑을 천이시킴으로써 상기 반복부분을 생성하도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
제2항 또는 제3항에 있어서, 상기 OFDM 신호는 데이터 심벌들 및 발견 심벌들을 포함하고, 데이터 심벌들 및 발견 심벌들 각각은 유효심벌부분들 및 반복부분들을 포함하고, 상기 반송파 주파수 맵퍼 및 OFDM 코더는 상기 발견 심벌들에 대해서는 상기 반복부분 및 유효부분을 서로에 대해 주파수 천이시키고, 상기 데이터 심벌들에 대해서는 상기 반복부분 및 유효부분을 서로에 대해 주파수 천이시키지 않도록 배열되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
상기 청구항들 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 추가적 반복부분을 포함하고, 상기 장치는:
- 상기 유효심벌부분에 인접한 상기 심벌의 적어도 일부의 추가적 반복부분을 제공하기 위한 수단; 및
- 상기 유효심벌부분 및 상기 추가적 반복부분을 서로에 대해 주파수 천이되도록 배열하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
제5항에서, 상기 반복부분 및 추가적 반복부분이 상기 유효심벌부분에 대해 동일한 방식으로 주파수 천이되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
상기 청구항들 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 디지털 텔레비전 신호이고, 각각의 심벌의 각각의 반복부분은 보호간격을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
상기 청구항들 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 디지털 텔레비전 신호이고, 상기 장치는 디지털 텔레비전 송신기인 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
복수의 OFDM 심벌들 각각이 유효심벌구간 및 보호간격구간을 포함하고, 상기 심벌들 중의 적어도 하나가 고유한 신호-발견 심벌인, 복수의 OFDM 심벌들을 포함하는 OFDM 신호를 포함하는 타입의 텔레비전 신호를 생성 및 송신하기 위한 디지털 텔레비전 송신기로서:
- 전송용 디지털 비트스트림을 제공하기 위한 채널코딩부,
- 부반송파들 상에 다중화된 신호들의 디지털 표현을 생성하도록 상기 비트스트림을 복수의 부반송파들로 맵핑하기 위한 맵퍼,
- 유효심벌구간들을 갖는 심벌들을 포함하는 OFDM 신호를 생성하도록 상기 디지털 표현에 대한 푸리에 변환을 수행하기 위한 OFDM 코더,
- 보호간격이 각각의 심벌에 인접한 보호간격구간을 가지고, 각각의 보호간격이 각각의 인접한 유효심벌구간의 적어도 일부의 반복을 포함하는, 보호간격을 삽입하기 위한 보호간격 삽입기를 포함하고,
- 상기 맵퍼, OFDM 코더, 및 보호간격 삽입기는 상기 OFDM 신호 내에 고유한 신호-발견 심벌을 생성하도록 배열되고, 상기 고유한 신호-발견 심벌은 서로에 대해 주파수 천이된 유효심벌구간 및 보호간격구간을 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비전 신호를 생성 및 송신하기 위한 디지털 텔레비전 송신기.
방송용 유효심벌구간을 갖는 심벌들을 포함하는 타입의 신호를 생성하기 위한 방법으로서:
- 유효심벌부분을 갖는 심벌을 제공하는 단계;
- 유효심벌부분에 인접한 상기 심벌의 적어도 일부의 반복부분을 제공하는 단계; 및
- 상기 유효심벌부분 및 상기 반복부분을 서로에 대해 주파수 천이되도록 배열하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
제10항에 있어서, 신호는 OFDM 신호이고, 상기 심벌을 제공하는 단계는 반송파 주파수 맵퍼 및 OFDM 코더를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
제11항에 있어서, 상기 반복부분을 생성하는 단계는 상기 유효심벌부분과 관련해서 상기 반복부분에 대한 상기 반송파 주파수 맵핑을 천이시킴으로써 상기 반복부분을 생성하도록 상기 반송파 주파수 맵퍼 및 OFDM 코더를 사용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
제10항, 제11항, 또는 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 OFDM 신호는 데이터 심벌들 및 발견 심벌들을 포함하고, 데이터 심벌들 및 발견 심벌들 각각은 유효심벌부분들 및 반복부분들을 포함하고, 상기 방법은 상기 발견 심벌들에 대해서는 상기 반복부분 및 유효부분을 서로에 대해 주파수 천이시키고, 상기 데이터 심벌들에 대해서는 상기 반복부분 및 유효부분을 서로에 대해 주파수 천이시키지 않는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
제10항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 추가적 반복부분을 포함하고, 상기 방법은:
- 상기 유효심벌부분에 인접한 상기 심벌의 적어도 일부의 추가적 반복부분을 제공하는 단계; 및
- 상기 유효심벌부분 및 상기 추가적 반복부분을 서로에 대해 주파수 천이되도록 배열하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
제14항에 있어서, 상기 반복부분 및 추가적 반복부분은 상기 유효심벌부분에 대해 동일한 방식으로 주파수 천이되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
제10항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 디지털 텔레비전 신호이고, 각각의 심벌의 각각의 반복부분은 보호간격을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 생성 방법.
유효심벌부분 및 상기 유효심벌부분의 적어도 일부의 반복인 상기 유효심벌부분에 인접한 반복부분을 갖고, 주파수 천이에 의해 서로에 대해 주파수 천이된 상기 유효심벌부분 및 상기 반복부분을 갖는 심벌들을 포함하는 타입의 수신신호를 처리하기 위한 장치로서:
- 상기 수신신호의 지연된 버전을 상기 수신신호에 복소공액으로 곱하기 위한 수단;
- 주파수 천이를 적용하기 위한 수단; 및
- 상기 주파수 천이와 관련된 필터링 구간에 대해 필터링하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
제17항에 있어서, 상기 신호는 OFDM 신호이고, 상기 수신신호의 지연된 버전을 상기 수신신호에 복소공액으로 곱하기 위한 수단은 상기 유효심벌부분의 상기 구간만큼 상기 신호를 지연시키도록 배열된 지연(delay)을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
제18항에 있어서, 상기 필터링하기 위한 수단은 상기 주파수 천이의 역의 곱과 관련된 구간을 가진 이동평균 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
제17항, 제18항, 또는 제19항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 복소공액으로 곱하기 위한 수단은 주파수 천이를 적용하기 위한 수단보다 앞인 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
제17항, 제18항, 또는 제19항 중 어느 한 항에 있어서, 주파수 천이를 적용하기 위한 수단은 상기 수신신호의 지연된 버전에 적용되고, 복소공액으로 곱하기 위한 수단은 상기 주파수 천이를 적용하기 위한 수단 다음인 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
제17항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 상기 유효심벌부분에 대해 주파수 천이된 상기 유효심벌부분에 인접한 상기 심벌의 적어도 일부의 추가적 반복부분을 포함하고, 상기 장치는:
- 주파수 천이를 적용하기 위한 추가적 수단;
- 상기 주파수 천이와 관련된 필터링 구간에 대해 필터링하기 위한 추가적 수단; 및 이러한 추가적 수단의 출력들을 함께 곱하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
제17항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 디지털 텔레비전 신호이고, 상기 장치는 디지털 텔레비전 수신기인 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 장치.
복수의 OFDM 심벌들 각각이 유효심벌구간 및 보호간격구간을 포함하고, 상기 심벌들 중의 적어도 하나가 고유한 신호-발견 심벌이고, 서로에 대해 주파수 천이된 상기 보호간격 및 유효구간의 주파수를 갖는 복수의 OFDM 심벌들을 포함하는 OFDM 신호를 포함하는 타입의 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전 수신기로서:
- 상기 수신신호와 상기 수신신호의 지연된 버전을 복소공액으로 곱하도록 배열된 보호간격 상관기;
- 상보적 주파수 천이를 적용하도록 배열된 주파수 천이기;
- 상기 주파수 천이의 역의 곱과 관련된 타임 윈도우 구간을 가지고 원하지 않는 신호로부터 상관 펄스를 구별하도록 배열된 이동평균 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비전 신호를 수신하기 위한 디지털 텔레비전 수신기.
유효심벌부분 및 상기 유효심벌부분의 적어도 일부의 반복인 상기 유효심벌부분에 인접한 반복부분을 갖고, 주파수 천이에 의해 서로에 대해 주파수 천이된 상기 유효심벌부분 및 상기 반복부분을 갖는 심벌들을 포함하는 타입의 수신신호를 처리하는 방법으로서:
- 상기 수신신호의 지연된 버전을 상기 수신신호에 복소공액으로 곱하는 단계;
- 주파수 천이를 적용하는 단계; 및
- 상기 주파수 천이와 관련된 필터링 구간에 대해 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 방법.
제25항에 있어서, 상기 신호는 OFDM 신호이고, 상기 방법은 상기 유효심벌부분의 상기 구간만큼 상기 수신신호를 지연시키고, 이후 상기 수신신호의 지연된 버전을 상기 수신신호에 복소공액으로 곱하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 방법.
제25항 또는 제26항에 있어서, 복소공액으로 곱하는 단계는 주파수 천이를 적용하는 단계보다 앞인 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 방법.
제25항 또는 제26항에 있어서, 주파수 천이를 적용하는 단계는 상기 수신신호의 지연된 버전에 적용되고, 복소공액으로 곱하는 단계는 주파수 천이를 적용하는 단계 다음인 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 방법.
제25항 내지 제28항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 신호는 상기 유효심벌부분에 대해 주파수 천이된 상기 유효심벌부분에 인접한 상기 심벌의 적어도 일부의 추가적 반복부분을 포함하고, 상기 방법은 추가적 주파수 천이를 적용하는 단계; 및 상기 주파수 천이와 관련된 추가적 필터링 구간에 대해 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신신호 처리 방법.
제6항에 있어서, 상기 반복부분 및 추가적 반복부분은 서로 동일한 양만큼 주파수 천이되는 것을 특징으로 하는 신호 생성 장치.
제1항 또는 제17항에 따른 장치나 제10항 또는 제25항에 따른 방법에 있어서, 상기 유효심벌부분 및 반복부분은 동일한 길이인 것을 특징으로 하는 장치 또는 방법.
제5항 또는 제22항에 따른 장치나 제14항 또는 제29항에 따른 방법에 있어서, 상기 반복부분 및 추가적 반복부분은 서로 동일한 길이인 것을 특징으로 하는 장치 또는 방법.