EA025988B1 - Способ и устройство для обнаружения сигнала - Google Patents

Abstract

Система для определения наличия сигнала DVB-T2 и информации о нем содержит средство для обеспечения символа активной порцией, обеспечения порции повторения и сдвига по частоте порции повторения относительно активной порции в передатчике. В приемнике сигнал умножается на комплексно сопряженное задержанной версии сигнала, чтобы восстановить символ. Символ может именоваться уникальным символом обнаружения сигнала.

Description

Область техники, к которой относится изобретение

Данное изобретение относится к способу и устройству, предназначенным для улучшения обнаружения принимаемого сигнала. Под обнаружением понимается определение наличия такого сигнала и информации о нем.

Уровень техники

Способ кодового мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (КМОЧР, СОРОМ) может использоваться для передачи любой цифровой информации и является хорошо известным специалисту в данной области техники. Вкратце, в СОРОМ данные делятся между большим числом (обычно свыше тысячи) близко расположенных (по частоте) несущих. Это поясняет часть мультиплексирование с частотным разделением сигналов обозначения СОРОМ. На каждой несущей переносится только небольшое количество данных, и это значительно уменьшает влияние межсимвольных помех.

Распределение данных по многим несущим означает, что избирательное затухание будет вызывать то, что некоторые биты будут приниматься с ошибками, тогда как другие принимаются корректно. Путем использования кода с исправлением ошибок, который добавляет дополнительные биты данных в передатчике, является возможным исправлять многие или все биты, которые были приняты некорректно. Информация, переносимая одной из несущих с ухудшенными характеристиками, исправляется, поскольку другая информация, которая связана с ней согласно коду с исправлением ошибок, передается в другой части мультиплексного сигнала (и, полагается, что не будет претерпевать такое же глубокое замирание). Это поясняет часть кодовое обозначения СОРОМ.

Часть ортогональное (разделение) обозначения СОРОМ указывает, что имеются точные математические соотношения между частотами несущих в системе. Приемник действует в качестве группы демодуляторов, преобразующих каждую несущую с понижением к йс (постоянной составляющей), результирующий сигнал затем является интегрируемым по интервалу передачи символа, чтобы восстановить необработанные данные. Если остальные несущие все понижены до частот, которые во временной области имеют полное число циклов (повторений) в интервале (ΐ) символа, то процесс интегрирования имеет результатом нулевой вклад от всех этих остальных несущих. Таким образом, несущие являются линейно независимыми (то есть ортогональными), если интервал (шаг) между несущими является произведением на 1/1.

Процесс создания сигнала ОРОМ в итоге может быть представлен посредством нижеследующих этапов.

Последовательный цифровой сигнал, содержащий битовый поток, преобразуется во множество параллельных битовых потоков. Используя выбранную схему модуляции, такую как двоичная фазовая манипуляция (ДФМн, ΒΡδΚ) или квадратурная амплитудная модуляция (КАМ, ОЛМ). параллельные битовые потоки отображаются на множество поднесущих. В ΒΡδΚ модулируется один бит на одну несущую, в модуляции 4-ОЛМ имеются 4 состояния несущей равной величины, отделенное каждое на 90 градусов, и поэтому эта схема модуляции может нести 2 бита на каждой несущей. При уровнях ОЛМ более высокого порядка могут модулироваться больше битов на одну несущую.

Выбирается множество модулированных несущих, чтобы имели интервал между частотами, которое является обратным значению активного интервала символа, на протяжении которого приемник будет исследовать (анализировать) сигнал. Обеспечивающим ортогональность несущих обеспечивает выбор интервала между несущими по отношению к активному периоду символа. В приемнике демодулятор, предназначенный для одной несущей, не видит модуляцию других.

Исходные входные битовые потоки, которые теперь отображены на несущие, могут рассматриваться в качестве частотных коэффициентов. Выполнение преобразования Фурье над частотными коэффициентами преобразует сигнал частотной области в сигнал временной области (сигнал, изменяющийся по амплитуде в зависимости от времени). Соответственно, данные битового потока, представляющие модуляцию на группах модулированных несущих, подаются на блок быстрого обратного преобразования Фурье (БОПФ, 1РРТ), который преобразует данные в модулированный сигнал временной области, содержащий символы, причем группы символов организованы в кадры с надлежащими защитными интервалами между символами. Каждый символ получается из одного набора модулированных поднесущих.

Частота для символов в рамках сигнала ОРОМ обычно описывается либо как нижняя несущая, либо как центральная несущая в наборе используемых несущих. Фактически, конечно, сигналом ОРОМ является сигнал, изменяющийся по амплитуде в зависимости от времени, формируемый из множества несущих, как описано выше. Тем не менее, полезно описывать частоту символа таким образом, особенно в контексте сигналов ОУВ (цифрового ТВ-вещания, ЦТВ), описываемых далее.

Изобретение описывается в контексте приема так называемых сигналов стандарта ОУВ-Т цифрового наземного телевещания, т.е. сигналов в соответствии со стандартом цифрового телевидения (цифрового телевизионного вещания) для наземного телевещания, как определено в Европейском телекоммуникационном стандарте (ЕТС) ΕΤδ 300 744, и в контексте таких сигналов второго поколения, обозначаемых в целом как ОУВ-Т2. Информацию, относящуюся к предложенным сигналам ОУВ-Т2, можно найти в материале ΟΥΒ-Τ2 Са11 Рот ТесНпоКщеУ (Предложение технологии ОУВ-Т2), публично доступном в виде

- 1 025988 документа 8В 1644г1 от консорциума по цифровому телевещанию. Изобретение, однако, не ограничивается для использования с такими сигналами, а может использоваться с другими системами передачи с многими несущими, использующими ОРИМ (мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов, МОЧР), РИМ (мультиплексирование с частотным разделением, МЧР) или для сигналов, используемыми более широко в радиовещании, и кроме того, в телекоммуникации в целом, например в мобильной телефонии, организации сети беспроводной связи или высокочастотной связи по линиям ЛЭП.

Системы цифрового телевидения используются в полосах частот, которые являются спланированными. Эти полосы делятся на каналы радиочастоты (РЧ, КР); в случае полосы ультравысоких частот (УВЧ, иНР), используемой в Европе для телевещания, например, эти каналы имеют номинально ширину 8 МГц. Такая структура планирования возникла во времена аналогового телевидения, и в момент записи может оказаться, что аналоговые передачи (для стандартов, которые могут отличаться между странами), и цифровые передачи для стандарта ИУВ-Т совместно используют спектр частот (хотя, конечно, не на одних и тех же каналах в одной и той же области). Таким образом, можно сказать, что в некотором месте аналоговая служба А занимает РЧ-канал т, тогда как цифровая служба В занимает РЧ-канал η и т.д.

Техника планирования спектра (частот) основывается на назначении РЧ-каналов для служб в различных областях таким образом, чтобы избегать чрезмерного взаимного влияния между услугами, максимизируя при этом их число. На практике, кроме того, используется дополнительное средство: иногда передачи преднамеренно сдвигаются по частоте (на небольшую величину, долю ширины канала), чтобы получать некоторую дополнительную защиту в особо трудных сценариях взаимных помех. Эти сдвиги могут принимать различные значения до максимально порядка 0,5 МГц. Теперь рассматривается проблема, с которой сталкиваются, когда приемник впервые устанавливается на месте. Он не знает, ни какие РЧ-каналы используются локально, ни типы услуг и их названия. Возможное число услуг в настоящее время слишком велико, чтобы требовать ручное вмешательство пользователя, так что приемник должен обнаруживать эту информацию для себя сам. Он делает это путем сканирования полосы, испытывая каждый РЧ-канал по очереди, чтобы видеть, что в нем находится, если есть. При обнаружении сигнала он затем извлекает всякую доступную информацию и сохраняет ее для представления впоследствии (теле)зрителю в некоторой дружественной для человека форме.

Если найден аналоговый канал, то тогда название службы (например, ВВС 1 (Британская радиовещательная корпорация)) может быть извлечено из сигнала телетекста (если таковой присутствует). Если найден мультиплексный сигнал ИУВ-Т, то информация о нескольких услугах, которые он несет, может подобным образом извлекаться и сохраняться. Это кажется очень простым, но на практике может быть раздражающе медленным для телезрителя, ожидающего, чтобы новый приемник начал работать. Возможно, это не является важной проблемой, которая необходима только однократно для вновь купленного приемника, установленного в фиксированном местоположении. Однако сканирование на практике не является лишь одноразовым. При большом числе услуг, вжатых внутрь для мультиплексных передач, доступных в одном местоположении, не является редким случаем, что имеет место некоторая перегруппировка услуг, требующая повторного сканирования. Кроме того, с ростом использования более портативных телевизоров и устройств, отличных от телевизионных приемников, используемых для приема ТВ (например, портативных компьютеров), это также должно делаться всякий раз, когда местоположение изменяется.

Процесс является более утомительным, чем желательно, отчасти вследствие построения сигнала ИУВ-Т. Он содержит ряд необязательных возможностей, которые могут выбирать операторы вещательных станций/мультиплексной передачи, чтобы оптимизировать рабочую характеристику для конкретного сценария охвата, включая некоторые (два размера, 2 кбайта и 8 кбайтов, для быстрого преобразования Фурье (БПФ, РРТ) вместе с диапазоном долей защитного интервала), которые могут быть определены только методом проб и ошибок, поскольку пока они не являются корректными, ничто другое не может декодироваться. Приемник должен пытаться осуществить это на каждом РЧ-канале, и для каждого возможного смещения от номинальной частоты, которая может применяться.

Процесс испытаний всех необязательных возможностей ИУВ-Т в приемнике может быть значительно ускорен согласно степени параллелизма, как описано в опубликованной заявителями заявке на патент ЕР-А-1406402, но это допустимо только, когда число возможных комбинаций является небольшим. Вероятно, что развитие ИУВ-Т2 введет дополнительные необязательные возможности вещательной станции (например, больше (более большие) размеров быстрого преобразования Фурье РРТ), и что приемники в будущем будут поставлены перед необходимостью сканирования полосы (или полос), которые содержат сигналы аналогового ТВ, ИУВ-Т и ИУВ-Т2. Приемник, следовательно, будет должен проверять наличие любого из этих трех в каждом РЧ-канале. Ясно, что времена сканирования станут еще более длительными, и единственный способ избежать, что оно становится чрезмерным, состоит в обеспечении, что, по меньшей мере, проверка, содержит ли канал ИУВ-Т2, может выполняться быстро, несмотря на свои многие необязательные возможности.

Была принята во внимание потребность усовершенствовать вещательные сигналы, такие как ИУВТ2, чтобы они содержали некоторую характеристику сигнала, применяемую для обнаружения сигнала,

- 2 025988 нечто уникальное по отношению к ΌνΒ-Τ2, в то же время минимизирующее какие-либо отрицательные эффекты от введения такой характеристики сигнала. Если это можно сделать работающим быстро (быстрее, чем является возможным для ΌνΒ-Τ), то введение ΌνΒ-Τ2 не будет иметь столь серьезного воздействия на полное время сканирования.

Однако также является важным, что добавление такой характеристики не уменьшает значительно информационную емкость ΌνΒ-Τ2, одной из целей которого является обеспечение большей емкости, чем ΌνΒ-Τ. Достижение данной цели поможет, если характеристика сигнала сможет выполнять другие задачи, а также обнаружение сигнала без риска для рабочей характеристики.

Раскрытие изобретения

Изобретение в его различных аспектах определено в независимых пунктах формулы изобретения ниже в документе, на которые теперь будет осуществляться ссылка. Полезные признаки изложены в прилагаемой формуле изобретения.

Предпочтительный вариант осуществления изобретения описывается ниже со ссылкой на чертежи. Предпочтительный вариант осуществления имеет вид передатчика, приемника и системы ΌνΒ, выполненных с возможностью использования модифицированного сигнала ΌνΒ, содержащего символ, который имеет характеристики, потенциально отличающиеся от окружающих символов данных. Ссылка на данный символ будет обозначаться уникальный символ обнаружения сигнала (УСОС, υδΌδ). Уникальный символ обнаружения сигнала может использоваться для несколько целей: (ί) он идентифицирует сигнал в качестве имеющего формат ΌνΒ-Τ2 (обозначаемый в документе обнаружение сигнала); (ίί) он дает возможность, чтобы был определен грубый сдвиг частоты (ίίί), он используется для указания начала кадра.

В ΘΡΌΜ каждый символ данных имеет свой собственный защитный интервал (причем форма сигнала в конце символа является повторением формы в начале того же символа). На практике удобно рассматривать передаваемый символ в виде двух частей: защитного интервала и следующего за ним активного символа, который называется так потому, что в корректно настроенном приемнике временное окно ΡΡΤ находится в том же кванте времени. С использованием защитного интервала точность начальной синхронизации требует только обеспечить, что выборки (отсчеты) берутся из одного символа. Подобным образом уникальный символ обнаружения сигнала по предпочтительному варианту осуществления имеет такой защитный интервал, но с небольшим, но существенным изменением, а именно: с применением сдвига частоты (частотной манипуляции) ко второй части защитный интервал для уникального символа обнаружения сигнала.

В приемнике, выполненном с возможностью приема сигнала ΘΡΌΜ с таким υδΌδ, дополняющий сдвиг частоты необходим в процессе корреляции защитного интервала (С1С). Сдвиг частоты должен выбираться, чтобы надлежащим образом связывать характеристики и сигналы, и процесса приема. Выбор сдвига частоты описан подробно далее.

Использование сдвига частоты во второй части υδΌδ и взаимодополняющего сдвига частоты в процессе (определения) корреляции в приемнике позволяют избежать различных сложностей, таких как: (ί) наличие значительных источников незатухающих помех (С\У); (ίί) определенно-вредные (патологические), но практически имеющие место экземпляры каналов распространения; и (ίίί) различение символа υδΌδ для тех случаев, где символ υδΌδ и символы основных данных используют одинаковый размер ΡΡΤ.

Чтобы сохранять способность измерять точный сдвиг частоты на первом этапе обнаружения сигнала, предпочтительный вариант осуществления расширяет преимущество υδΌδ посредством использования состоящей из трех частей версии υδΌδ.

Краткое описание фигур чертежей

Вариант осуществления изобретения теперь будет описан лишь в качестве примера и со ссылкой на чертежи, на которых:

фиг. 1: схематическая блок-схема известного передатчика ΌνΒ, который может осуществлять настоящее изобретение;

фиг. 2: схематическая блок-схема известного приемника ΌνΒ, который может осуществлять настоящее изобретение;

фиг. 3: представление сигнала ΘΡΌΜ с наличием уникального символа (υδΌδ) обнаружения сигнала;

фиг. 4: схематическая блок-схема компонентов или приемник, подходящий для приема сигнала по фиг. 3;

фиг. 5: представление сигнала ΘΡΌΜ с наличием уникального символа (υδΌδ) обнаружения сигнала согласно первому варианту осуществления изобретения;

фиг. 6: схематическая блок-схема компонентов или приемник, подходящий для приема сигнала по фиг. 5;

фиг. 7: представление сигнала ΘΡΌΜ с наличием уникального символа (υδΌδ) обнаружения сигнала согласно второму варианту осуществления изобретения;

фиг. 8: схематическая блок-схема компонентов или приемник, подходящий для приема сигнала по

- 3 025988 фиг. 7;

фиг. 9: показ воздействия опасных задержек;

фиг. 10: блок-схема альтернативного устройства приемника.

Осуществление изобретения

Предпочтительный вариант осуществления реализован в виде передатчика, приемника и системы ΌνΒ. Чтобы обеспечить возможность понимания настоящего изобретения, сначала со ссылкой на фиг. 1 и 2 дается описание принципов действия передатчика и приемника ΌνΒ-Τ. Со ссылкой на фиг. 3 и 4 описывается общая структура символа υδΌδ наряду с функциональными компонентами для приема таких сигналов, содержащих такие символы. Затем со ссылкой на фиг. 5 и 6 описан первый вариант осуществления изобретения, имеющий в составе символ υδΌδ и компоненты для приема таких сигналов. Второй предпочтительный вариант осуществления символа υδΌδ и компонентов для приема таких сигналов описан со ссылкой на фиг. 7 и 8. На фиг. 9 показано воздействие так называемых опасных задержек, и каким образом вариант осуществления выполняет улучшения в этом отношении. Наконец, на фиг. 10 показано дополнительное возможное устройство приемника. Для избежания повторения части передатчика и приемника, которые описаны со ссылкой на фиг. 1 и 2, подробно вновь не описываются по отношению к последующим фигурам чертежей, но без сомнения изобретение может быть исполнено в передатчике и приемнике, соответствующих типу, показанному на фиг. 1 и 2.

Передатчик ΌνΒ-Τ.

На фиг. 1 показана блок-схема передатчика 10 для использования в стандарте цифрового телевидения для наземного телевещания (ΌνΒ-Τ), как определено в Европейском телекоммуникационном стандарте ΕΤδ 300 744 (ниже в документе стандарт). Для дополнительных подробностей следует делать ссылку на этот стандарт; нижеследующее описание является некоторого рода кратким описанием с целью иллюстрации настоящего изобретения.

Передатчик принимает сигналы видео (V), аудио (А) и данных (Ό) от соответствующих источников сигналов через входы 12, и они подаются на кодер 14 по ΜΡΕΟ-2 (стандарт Экспертной группы по вопросам движущегося изображения). Кодер ΜΡΕΟ-2 включает в состав отдельные кодер 16 видео, кодер 18 аудио и кодер 20 данных, обеспечивающие элементарные пакетированные потоки, которые мультиплексируются в мультиплексоре 22 программ. Таким образом, получают сигналы для различных программ, т.е. каналов вещания, и они мультиплексируются в транспортный поток в мультиплексоре 24 транспортного потока. Хотя с целью данного описания компоненты рассматриваются в виде части передатчика, они вплоть до мультиплексора 24 обычно будут располагаться в (аппаратно)студийном комплексе. Выход мультиплексора 24 транспортного потока состоит из пакетов в 188 байтов и подается на рандомизатор 26 для рассредоточения энергии, где сигнал объединяется с выходным сигналом генератора псевдослучайной двоичной последовательности (ΡΚΒδ), принимаемым на входе 28. Рандомизатор более равномерно распределяет энергию внутри канала РЧ (радиочастоты). Кодирование и мультиплексирование согласно ΜΡΕΟ-2 и рандомизация дополнительно не описываются, поскольку они не являются относящимися к пониманию настоящего изобретения.

Сигнал теперь подается на блок 30 канального кодирования, который обычно известен в качестве блока прямого исправления ошибок (ΕΕΟ) и который содержит четыре основных компонента, а именно внешний кодер 32, внешний перемежитель 34, внутренний кодер 36 и внутренний перемежитель 38.

Они теперь будут описываться. Два каскада (этапа) 32, 36 кодирования обеспечивают степень избыточности, чтобы давать возможность исправления ошибок в приемнике. Два каскада 34, 38 перемежения являются необходимыми предшествующими (компонентами) для соответствующих обращенных перемежителей (деперемежителей) в приемнике с тем, чтобы пачки ошибок делить на более мелкие части для обеспечения возможности более эффективного исправления ошибок.

Внешний кодер 32 является кодером по способу Рида-Соломона (ΡΟ, Κδ), который обрабатывает сигнал в виде пакетов из 188 байтов и добавляет к каждому пакету 16 байтов защиты от ошибок. Это дает возможность исправления до 8 случайных ошибочных байтов в принятом слове из 204 байтов. Это известно как код Рида-Соломона (204, 188, 1=8). Это достигается в виде сокращенного кода с использованием кодера Κδ (255, 239, 1=8). но с устанавливаемыми в нуль первыми 51 байтом.

Внешний перемежитель 34 осуществляет на побайтовой основе операцию сверточного перемежения по алгоритму Ротиеу в рамках структуры пакета и осуществляет разброс ошибок (передачи) пакетов, внесенных каналом передачи, по более длительному времени, поэтому менее вероятно, что они превысят емкость Κδ-кодирования. После перемежителя η-й байт пакета остается в позиции п-ого байта, но он обычно будет в другом пакете. Байты разбрасываются последовательно по 12 пакетам, так что первый байт входного пакета входит в первый выходной пакет, второй байт входного пакета передается во втором выходном пакете и так далее до двенадцатого. Следующий байт вновь входит в первый пакет и в каждый двенадцатый байт после этого. Поскольку пакет содержит 204 байта, и 204=12*17, после внешнего перемежения пакет содержит 17 байтов, которые поступают из того же исходного пакета.

Внутренний кодер 36 является применяющим прокалывание сверточным кодером (РСС). Система допускает диапазон прокалываемых сверточных кодов на основании материнского сверточного кода со скоростью 1/2 с 64 состояниями.

- 4 025988

Внутренний перемежитель 38 в соответствии со стандартом реализован в виде двухэтапного процесса, а именно: побитового перемежения, за которым следует перемежение символов. Оба основываются на блоках. Сначала, однако, входящий битовый поток делится на 2, 4 или 6 подпотоков в зависимости от того, должны ли использоваться ОР8К (квадратурная фазовая манипуляция, КФМ), 16-ЦАМ (16позиционная квадратурная амплитудная модуляция, КАМ) или 64-ЦАМ (64х-позиционная), как описано ниже. Каждый подпоток отдельно побитово перемежается, и все потоки затем перемежаются посимвольно.

Побитовый перемежитель использует размер блока побитового перемежения, который соответствует одной двенадцатой символа ΘΡΌΜ для полезных данных в режиме 2К и 1/48 символа ΘΡΌΜ в режиме 8К. Эти два режима поясняются ниже.

Перемежитель символов отображает 2, 4 или 6-битовые слова на 1512 или 6048 активных несущих в зависимости от того, находится ли в использовании режим 2К или 8К. Перемежитель символов действует, чтобы перетасовать группы из 2, 4 или 6 битов внутри символа. Он осуществляет это путем записи символа в память и считывания групп из 2, 4 или 6 битов в отличающемся и переставленном порядке по сравнению с порядком, в котором они были записаны в память.

Окончательно группы из 2, 4 или б битов подаются на блок 46 отображения, который осуществляет квадратурную модуляцию битов в соответствии с модуляцией ЦР8К, 16-ЦАМ или 64-ЦАМ в зависимости от используемого режима. (ЦР8К может также быть представлен в виде 4-ЦАМ). Созвездия (констелляции) для стандарта показываются на фиг. 9. Будет оценено, что это потребует 1, 2 или 3 битов по оси X и 1, 2 или 3 битов по оси Υ. Таким образом, хотя в процессе перетасовки ссылка делалась на 2, 4 или 6 битов, фактически перетасовка применяется к 1, 2 или 3 битам в действительной части и к 1, 2 или 3 битам в мнимой части.

Сигнал теперь в адаптере 48 кадров группируется в кадры и подается на кодер 50 ОРИМ (мультиплексор с ортогональным частотным разделением сигналов). Каждый кадр состоит из 68 символов ОРИМ. Каждый символ образуется 1705 несущими в режиме 2К или 6817 несущими в режиме 8К. При использовании режима 2К в качестве примера вместо передачи 1705 битов последовательно на одной несущей их собирают и передают одновременно на 1705 несущих. Это означает, что каждый бит может передаваться намного более длительно, каковое вместе с использованием защитного интервала избегает влияния взаимных помех многолучевого распространения и, по меньшей мере, в режиме 8К позволяет создание одночастотной сети.

Длительность каждого символа, период символа, состоит из активного или полезного периода символа, и защитного интервала. Интервалом между смежными несущими является значение, обратное активному периоду символа, удовлетворяя, таким образом, условию ортогональности между несущими. Защитный интервал является заранее заданной долей активного периода символа и содержит циклическое продолжение активного символа.

Заранее заданными долями являются 1/4, 1/8, 1/16 и 1/32. Полная длительность символа составляет примерно 250 микросекунд для режима 2К и 1 мс для режима 8К.

Кодер ОРИМ 50 состоит, по существу, из схемы 52 быстрого обратного преобразования Фурье (РРТ) и схемы 54 блока вставки защитного интервала. Структура кодера ОРИМ будет известной специалистам в данной области техники.

Ссылка выполняется на отчет по научным исследованиям и разработке Британской радиовещательной корпорации (ВВС КИ) 1996/8, под авторством Р. 8Не15\уе1к Тйе СОРИМ Моби1айоп 8у51еш (Система модуляции СОРИМ), в отношении ОРИМ в целом, и на работу 8ΐοΐΐ, 1. Н., 1997, Ехр1аштд юте оГ 1йе Мадю оГ СОРИМ (Пояснение некоторых из волшебных средств СОРИМ), Труды 20-ого Международного Симпозиума, Монтре (Мойгеих) 1997, с. 341-350, в которых описывается, каким образом различные компоненты блока прямого исправления ошибок действуют совместно с кодером ОРИМ, чтобы обеспечивать весьма эффективную систему кодирования.

В заключение, сигнал подается на цифроаналоговый преобразователь 56 и оттуда на интерфейсную часть 58 передатчика, включающую в себя усилитель мощности передатчика, и излучается на радиочастоте от антенны 60.

Приемник ИУВ-Т.

Структура приемника включает в состав компоненты, соответствующие таковым в передатчике, но в обратном порядке. Обобщенный приемник 100 ИУВ-Т иллюстрируется в упрощенной форме на блоксхеме фиг. 2, причем некоторые элементы, которые не имеют конкретного отношения к настоящему изобретению, опускаются.

В приемнике 100 аналоговый РЧ-сигнал принимается посредством антенны 102 и подается на образующий интерфейсную часть приемника блок настройки (тюнер) или преобразователь 104 с понижением частоты, где он приводится к основной полосе. Сигнал от блока настройки подается на аналогоцифровой преобразователь 106, выход которого образует вход на декодер 108 ОРИМ. Основной составляющей декодера ОРИМ является схема быстрого преобразования Фурье (РРТ), по отношению к которому РРТ в передатчике является обратным. РРТ принимает переданный сигнал с многими несущими с одним битом на один период символа на каждой несущей и преобразовывает его обратно в один сигнал

- 5 025988 со многими битами на один период символа. Наличие защитного интервала, вместе с относительно низкой скоростью символа по сравнению с полной передаваемой битовой скоростью, делает декодер высокостойким к искажению или взаимному влиянию многолучевого распространения.

Обеспечивается соответствующая синхронизация, как известно специалистам в данной области техники. В частности, схема синхронизации будет принимать входные сигналы от АЭС 106 и РРТ 108 и будет подавать выходные сигналы на РРТ и, для автоматической подстройки частоты, на блок настройки 104.

Выход декодера 108 ΘΡΌΜ затем подается на канальный эквалайзер (выравниватель) 110. Он оценивает частотную характеристику канала, затем делит входной сигнал на вычисленную оценку, чтобы выводить скорректированное созвездие.

Теперь сигнал подается на схему 112, которая объединяет функции измерения состояния канала и демодуляции или обратного преобразования-отображения квадратурно модулированных созвездий. Демодуляция преобразовывает сигнал обратно из ΟΡδΚ. 16-0ΑΜ или 64-ΟΑΜ в простой поток данных путем выбора номинальных точек созвездий, являющихся ближайшими к принятым фактическим точкам созвездий; таковые могли претерпеть некоторое искажение в канале передачи. В то же время схема 112 оценивает вероятность или уровень достоверности, что декодированные точки созвездий действительно представляют точки, которые были интерпретированы ими. В результате вероятность или оценка доверия назначаются каждому из декодированных битов.

Выход схемы 112 назначения метрики и обратного преобразования-отображения теперь подается на блок 120 исправления ошибок, который использует избыточность, внесенную в блоке 30 прямого исправления ошибок в передатчике. Блок 120 исправления ошибок содержит: внутренний деперемежитель 122, внутренний декодер 124 в виде декодера мягкого декодирования по Витерби, внешний деперемежитель 126 и внешний декодер 128.

Внутренний деперемежитель 122 обеспечивает посимвольное обращенное перемежение, которое просто устраняет внесенное во внутреннем перемежителе 38 в передатчике. Это ведет к рассеянию пакетов ошибок, так что они лучше исправляются декодером 124 Витерби. Внутренний деперемежитель сначала перетасовывает группы 2, 4 или 6 действительных и мнимых битов внутри символа (то есть 1, 2 или 3 для каждого) и затем обеспечивает побитовое обращенное перемежение на поблочной основе. Побитовое обращенное перемежение применяется отдельно к 2, 4 или 6 подпотокам.

Теперь сигнал подается на декодер 124 Витерби. Декодер по алгоритму Витерби действует в виде декодера, чтобы кодировать внесенное прокалывающим сверточным кодером 36 в передатчике. Прокалывание (если используется) обусловило удаление некоторых из переданных битов, и таковые заменяются кодами, указывающими среднее значение между нулем и единицей, на входе на декодер Витерби. Это будет выполняться путем задания биту значения минимальной вероятности. Если не имеется кода минимальной вероятности точно между нулем и единицей, то добавленным битам альтернативно задаются минимальные значения для нуля и для единицы. Декодер Витерби использует входы мягкого принятия решения, т.е. входными сигналами, представляющими вероятность нуля и единицы, и использует их вместе с информацией предыстории, чтобы определить, являлся ли вход на сверточный кодер более вероятно нулем или единицей.

Сигнал от декодера Витерби теперь подается на внешний деперемежитель 126, который является сверточным деперемежителем, действующим побайтно в рамках каждого пакета. Деперемежитель 126 выполняет обращение действия внешнего перемежителя 34 в передатчике. Вновь он используется, чтобы осуществить рассеяние каких-либо ошибок пакета так, чтобы внешний кодер 128 мог лучше справляться с ними.

Внешним декодером 128 является декодер Рида-Соломона, сам по себе известный, который формирует 188-байтовые пакеты из принимаемых 204-байтовых пакетов. Могут исправляться до восьми случайных ошибок на пакет.

От внешнего декодера 128 Рида-Соломона, который образует конечный элемент блока 120 исправления ошибок, сигнал подается на каскад 130 удаления рассредоточения энергии.

Он принимает псевдослучайную двоичную последовательность на входе 132 и использует ее, чтобы осуществить обращение действия рандомизатора 26 рассредоточения энергии в передатчике. Отсюда сигнал проходит на демультиплексор 134 транспортного потока ΜΡΕΟ-2. Данная программа подается на декодер 136 ΜΡΕΟ-2; другие программы отделяются, как показано на 138. Декодер 136 ΜΡΕΟ-2 отдельно декодирует видео, аудио и данные, чтобы обеспечивать на выходе 140 элементарные потоки, соответствующие таковым на входах 12 по фиг. 1.

Уникальный символ обнаружения сигнала.

Общий принцип уникального символа обнаружения сигнала для использования с описанной выше схемой передатчика и приемника ЭУВ теперь будет описываться со ссылкой на фиг. 3 и 4.

Описываемая теперь схема вставляет одиночный символ ΟΡΌΜ, включая его традиционное для ΘΡΌΜ расширение защитного интервала, имеющий характеристики, потенциально отличающиеся от окружающих символов данных. Как предварительно отмечено, в документе такой символ именуется уникальный символ обнаружения сигнала (υδΌδ).

- 6 025988 υδΌδ вставляется равномерно (с равными интервалами) и может рассматриваться действующим в качестве помечающего начало кадра. Можно предположить, что он основывается на одном фиксированном размере РРТ, равном Ν_υ3ϋ5, тогда как символы данных имеют размер РРТ, равный Ν_Β, и долю защитного интервала, которые принимают одно из нескольких возможных значений в зависимости от конкретного режима, в текущий момент выбранного, вещательной станцией. Путем поддержания υδΌδ в едином формате, тогда как символы данных могут изменяться, приемник должен осуществлять поиск лишь этого единого формата υδΌδ (в отличие от множества операций поиска, которые ΌνΒ-Т приемник ранее должен был выполнять либо последовательно, либо параллельно).

Это иллюстрируется на фиг. 3, которая показывает, каким образом υδΌδ вставляется между последним символом данных одного кадра и первым символом данных следующего. Единственно с целью иллюстрации, которая может проясняться далее в документе, защитный интервал разноразмерных символов ΘΡΌΜ показан в конце символа (тогда как более традиционно рассматривать его являющимся первой частью символа ΘΡΌΜ, соответствуя его альтернативному именованию циклический префикс). Различие является отчасти произвольным: ключевым является то, что при любой интерпретации первая и последняя части (каждая длиной защитного интервала) символа являются такими же, как передаются. υδΌδ используется, чтобы помечать начало кадра, так что непосредственно следующий символ данных Ό_ι является первым из этого кадра, тогда как непосредственно предшествующий символ является последним символом данных из предшествующего кадра. Каждый символ данных имеет свой собственный защитный интервал ΘΌΡΜ (причем форма сигнала в конце символа является повторением формы сигнала в начале того же символа). Сам υδΌδ может рассматриваться имеющим две части, А и В, в которых В является защитным интервалом по отношению к А, и, таким образом, является повторением сигнала в А.

Сигнал, передаваемый в части В символа υδΌδ, является таким же, как передаваемый в части А, начиная с начала. Если Δ_υ3ϋ3 меньше единицы, то часть В является такой же, как соответствующая первая часть А; если Δ_υ3ϋ3 равно единице, то В является полностью точно таким, как А; и если Δ_υ3ϋ3 больше единицы, то В состоит из стольких полных повторений(я) и частичного повторения А, сколько необходимо.

Ключевым назначением первого этапа обработки приемника является обнаружение сигнала, т.е. просто обнаруживать, насколько возможно быстро, нечто о сигнале, указывающее, что вероятно (или нет), что анализируемый РЧ-канал содержит такой сигнал. Требуется, чтобы это было возможным, несмотря на наличие неизвестного сдвига частоты, содержащего комбинацию любого преднамеренного сдвига в передатчике вместе с ошибкой настройки приемника. Это достигается с помощью υδΌδ, непосредственно описанного, путем применения известного способа корреляции защитного интервала (С-1С), который обычно используется, чтобы получить начальную временную синхронизацию при приеме сигнала ΘΡΌΜ. Наличие защитного интервала означает, что имеется сильная корреляция между позициями в символе, которые отстоят на длину РРТ, а именно на Т_А в случае символа υδΌδ на фиг. 3. В передатчике сигнал является точно одинаковым в точках внутри υδΌδ, отстоящих на Т_А. В приемнике сигнал в двух точках будет также одинаковым за исключением того, что наличие сдвига частоты обусловит, что второй будет отличаться от первого на поворот (циклический сдвиг) в комплексной плоскости.

Это является ключом способа обнаружения, который проиллюстрирован на фиг. 4. Принятый сигнал пропускается через задержку длительностью, равной ТА, и затем входной и выходной сигнал задержки перемножаются вместе (взяв сначала комплексно сопряженное одного из них). Выбор, какое является сопряженным, произволен; он дает лишь весьма незначительное различие результата (он инвертирует знак вращения, наблюдаемого для конкретного сдвига частоты). Выходной сигнал умножения затем фильтруется, чтобы уменьшить степень зашумленности. Является общеизвестным выбирать фильтр скользящего среднего (иногда известный как фильтр ΐορ НаГ (цилиндра) по форме его импульсной характеристики), длина которого может выбираться разумно, чтобы соответствовать длине защитного интервала, т.е. Т_В в данном примере. Выходной сигнал фильтра содержит импульс, амплитуда которого, по существу, является треугольной (относительно полной длины по его основанию в 2 Т_В), соответствуя наличию υδΌδ. Аргумент этого импульса является зависящим от сдвига частоты.

Аргумент возрастает по линейному закону от сдвига частоты, исполняя полный цикл оборота (2п радиан), если сдвиг увеличивается на величину, равную интервалу между несущими символа □ΓΌΜ. являющегося рассматриваемым. Из этого следует, что аргумент может образовать базис способа для определения точного компонента ошибки по частоте (доли интервала между несущими), но что грубый сдвиг частоты (сколько несущих?), должен определяться другим образом.

К тому же (и отчасти также дополнительной к наклонам (фронтам) импульса) имеется сложный (комплексный) шумоподобный сигнал. Это происходит частично из-за шума приемника, но основным образом из-за случайных корреляций между частями (в некоторой степени шумоподобного) сигнала □ΗΟΜ, которые не являются непосредственно связанными, т.е. между частями одного символа и другого, но также и между двумя частями одного и того же символа данных, когда символы данных имеют длину РРТ, отличную от υδΌδ.

Перед выполнением фильтрации выходной сигнал умножителя имеет амплитуду (в течение интер- 7 025988 вала длительностью Т_в, когда соответствующие выборки из А и В присутствуют на его входе), равную огибающей мощности исходного сигнала. Для обычного символа ΘΡΌΜ, несущего случайные данные, он будет шумоподобным, но с базовым средним, соответствующим прямоугольному импульсу. В данном варианте υδΌδ огибающая задается произвольным выбором сигнала в А.

Если символы υδΌδ и данных имеют одинаковый размер РРТ, процесс О-1С выдает импульс для каждого символа ΘΡΌΜ, υδΌδ или данных, длина которых зависит от соответственного защитного интервала. Если, например, длина защитного интервала символа данных больше длины защитного интервала υδΌδ и, таким образом, также является более длительной, чем для фильтра скользящего среднего, то импульсы, соответствующие символам данных, будут иметь плоскую вершину (длина фильтра скользящего среднего определяет длину наклонных сторон).

Как показано на фиг. 4, принимаемый комплексный сигнал основной полосы вводится слева, и выходным сигналом справа является комплексный сигнал, амплитуда которого содержит треугольный импульс, соответствующий каждому символу υδΌδ. Для цели генерации импульса является произвольным выбор, какой входной сигнал на комплексный умножитель является сопряженным.

Поскольку коррелятор защитного интервала по фиг. 4 формирует (комплексный) импульс, амплитуда которого является треугольной, он может использоваться, чтобы определять наличие υδΌδ независимо от сдвига частоты. Таким образом, обе функции (а) обнаружения наличия сигнала, содержащего υδΌδ, и (Ь) обнаружения начала кадра выполняются согласно этой относительно простой схеме.

Не было сказано слишком много о характере передаваемого сигнала ΘΡΌΜ, чтобы действовал в качестве υδΌδ. Для целей обнаружения сигнала, что было описано до сих пор, фактически не имеет большого значения, какие комплексные амплитуды посылаются на несущих ΘΡΌΜ. Понятно, что это имеет значение для других целей, которые нет надобности рассматривать слишком подробно в настоящем документе.

Приемнику необходимо определять грубый сдвиг частоты, который, как полагают, первоначально должен быть произвольным в диапазоне от -Γεκκ_Μαχ до +£_ЕВкм_АХ. С этой целью число несущих, используемых в символе υδΌδ, уменьшено (по сравнению с символами данных), так что грубо £_ЕЕкм_АХ усекается с каждого края спектра. Это обеспечивает, что все несущие υδΌδ-символа будут находиться в пределах полосы пропускания приемника, несмотря на начальный сдвиг частоты. Определив положение υδΌδ посредством процесса О-1С, приемник затем выполняет приближенную демодуляцию символа ΟΡΌΜ для υδΌδ, используя РРТ обычным образом. Положения принятых несущих (выявленных посредством РРТ) затем могут сравниваться с таковыми ожидаемыми, и, таким образом, вычисляется (оценивается) сдвиг частоты.

При наличии многолучевого распространения (которое может также иметь длительность, превышающую Т_А, для тех режимов, где для символов данных используется длинный РРТ) будут существенные перекрестные помехи на υδΌδ от непосредственно предшествующего символа данных, и поэтому будет возможным передавать только весьма небольшое число битов с использованием υδΌδ. Фактически небольшое число возможных последовательностей частотной области используются в качестве кодовых слов для системы с высокой избыточностью кодирования и модуляции.

Строго ограниченная информация, которая может передаваться, используется, чтобы указать, какой из небольшого числа возможных размеров РРТ используется для символов данных, которые вместе с символом υδΌδ содержат кадр сигнала.

Процесс в приемнике в итоге может быть представлен в виде: поиска υδΌδ с использованием способа О-1С по фиг. 4;

если не найден, то на этом РЧ-канале нет сигнала требуемого типа (например, ОУВ-Т2);

если найден, то принять во внимание, что он помечает начало кадра, и что позиция υδΌδ теперь является известной;

демодулирования υδΌδ с использованием РРТ размера Ν_ϋδϋδ;

коррелирования амплитуд несущих υδΌδ с таковыми ожидаемыми, чтобы оценить грубый сдвиг частоты;

демодулирования υδΌδ более подробно, чтобы получить сигнализацию, которая указывает размер Ν_Β для РРТ символа данных;

использования способа О-1С по фиг. 4, но приспособленного к потребностям указанного размера Ν_Β для РРТ символа данных;

защитный интервал данных может определяться на основании интервала между результирующими импульсами по О-1С;

запуска демодулирования символов основных данных.

Хотя υδΌδ был описан в виде обычного символа ΟΕΌΜ защитного интервала (хотя и для конкретных параметров), будет оценено, что он может быть заменен любой удобной последовательностью временной области, к которой было добавлено подобное защитному интервалу (частичное) повторение. Конечно, будет необходимо, чтобы эта последовательность имела надлежаще ограниченную по полосе форму, чтобы соответствовать полосе частот, занятой символами ΟΕΌΜ. спектр которых естественно задается в существенной степени, как только установлено число активных несущих. Такая последова- 8 025988 тельность, заданная во временной области, с использованием РРТ, имеющего размер, равный длине последовательности (исключая расширение О-Ι), может быть преобразованной в частотную область. Коэффициенты частотной области тогда будут давать альтернативное, в стиле ОРЭМ, определение точно такой же последовательности. Два подхода являются фактически полностью эквивалентными. Ключевым признаком является добавление защитного интервала, позволяющего определение положения импульса с использованием подхода корреляции защитного интервала.

В альтернативном подходе на основе временной области осуществляется вставка известной последовательности временной области. Приемник затем осуществляет корреляцию принятого сигнала с хранимой версией этой известной последовательности, после чего будет иметься пик корреляции, если найдена вставленная последовательность. Заостренность этого пика зависит от автокорреляционной функции для вставленной последовательности; она будет существенно ограниченной вследствие (обязательного) ограничения полосы. Недостаток этого способа состоит в том, что выявление четкого пика корреляции более не будет происходить, как только сигнал, если принимается, имеет смещение по частоте в силу совместных воздействий ошибки настройки приемника и какого-либо намеренного сдвига частоты передатчика. Точная форма ухудшения будет зависеть от выбранной последовательности.

Непосредственно описанная схема, основанная на использовании корреляции защитного интервала, имеет некоторые ограничения, на решение всех из которых направлен новый вариант осуществления изобретения. Возникает одно ограничение, если диапазон Ν_Β размеров РРТ символа данных включает такие же значения Ν_υδϋδ размеров, которые используются для символа обнаружения сигнала. Если N равно Ν_υδϋδ, то коррелятор защитного интервала будет давать выходной импульс для каждого символа, соответствующего данным или обнаружению сигнала. Поэтому в этом случае необходимо нечто большее, чтобы идентифицировать, какой из них соответствует υδΌδ. Это потребует более длительного времени, хотя возможно не столь серьезного, как кажется, поскольку, по меньшей мере, было корректно распознано, что присутствует сигнал цифрового телевидения. Если им является ЭУВ-Т2, то хотелось бы, чтобы приемник затрачивал необходимое время, чтобы демодулировать достаточные данные для извлечения искомой информации названия услуги. Нечеткость состоит в том, что приемник не может просто следовать одному алгоритму для достижения требуемого результата.

Более досаждающая проблема имеется, если Ν_ϋδϋδ соответствует одному из размеров РРТ, используемых в ЭУВ-Т, поскольку отклик тогда будет происходить:

для каждого символа при наличии ЭУВ-Т;

для каждого символа в случае, если ЭУВ-Т2 присутствует, но Ν_Β равняется Ν_υδϋδ; лишь на υδΌδ в случае других режимов ЭУВ-Т2.

Процесс более не является слишком простым для выполнения обнаружения. Хотелось бы иметь уникальное указание ЭУВ-Т2.

Дополнительная фундаментальная проблема корреляции защитного интервала имеет место, когда принятый сигнал содержит также источник С^-помех, каковое будет описано далее.

Дополнительный недостаток касается некоторых опасных значений задержки, когда канал распространения содержит путь(и) распространения с задержкой в дополнение к первому практическим примером является использование одночастотной сети (8РК), нечто, что делает возможным выбор СОРЭМ. Один простой пример имеет место, когда имеется путь распространения с любой произвольно значимой амплитудой, чья задержка относительно первого равна Т_А.

В этом случае для всех символов данных (которые полагаются подлежащими выбору, должны относиться к режиму с более длинными символами и длинным защитным интервалом, поскольку иначе нельзя надеяться, что можно выполнить демодуляцию сигнала данных при такой длительной задержке на пути распространения) будет полная (прямолинейная) корреляция между компонентом прямого пути распространения (на выходе элемента задержки коррелятора) и компонентом пути распространения с задержкой (на входе на схему задержки коррелятора).

Результатом является то, что выходной сигнал коррелятора будет содержать сдвиг зашумленной ЭС (постоянной составляющей), который будет заглушать требуемый корреляционный импульс. Это показано на фиг. 9.

Более конкретное особое исключение имеет место, когда имеются два пути распространения, второй является обратным первому, и относительная задержка равна Т_А. Выходной импульс О- 1С теперь будет уменьшенного размера в зависимости от длины защитного интервала υδΌδ. Если О-Ι имеет такую же длину Т_А (т.е. защитный интервал составляет 100%), то не имеется (искомого) выходного сигнала от коррелятора совсем. Ясно, что эти различные опасные эффекты могут возможно возникать, хотя возможно редко, поскольку в качестве отчасти стремления к эффективности будут попытки поддерживать ТА относительно коротким, что означает, что оно легко может стать меньше величины канала, который намереваются планировать. Например, ЭУВ имеет режим с РРТ в 8К, и долю О-Ι, равную 1/4. Это означает, что система предназначена, чтобы справляться без ошибок с помощью величины канала, длину которого составляют 2К выборок. Из этого следует, что даже выбор 2К для РРТ υδΌδ уже является предельным, даже если ранее считалось, что проект ЭУВ-Т2 предполагался обеспечивающим умеренное расширение возможной величины канала над таковой, удовлетворяющей ЭУВ-Т.

- 9 025988

Уникальный символ обнаружения сигнала со сдвигом частоты.

Чтобы решить различные, обсужденные выше трудности для общего случая уникального символа обнаружения сигнала, по отношению к υδΌδ делается существенное изменение, как теперь показывается и описывается в отношении первого варианта осуществления по фиг. 5 и 6. Существенное изменение состоит в том, что вторая часть υδΌδ, обозначенная В на фиг. 5, изменяется так, чтобы она являлась сдвинутой по частоте копией (экземпляром), по меньшей мере, первой части А в υδΌδ.

Если предположить, что сдвигом частоты является ίδΗ, тогда В является просто А, умноженным на е>^2п£ЗН Ясно, что υδΌδ более не походит на обычный символ ΘΡΌΜ. Выбор £_δΗ будет обсуждаться в свое время. Ясно, что сдвиг может быть реализован, как описано математически, умножением сигнала временной области, используемого в А. Однако если значение £_δΗ может выбираться, чтобы являлось целым числом интервалов между несущими для символа υδΌδ, то реализация является даже более простой.

Подобно тому, как форма сигнала для А формируется на основании требуемых коэффициентов частотной области с использованием РРТ, часть В создается таким же образом с использованием тех же самых частотных коэффициентов, но сдвинутых на надлежащее число позиций несущих.

Следовательно, имеются два альтернативных возможных исполнения для применения сдвига частоты к повторяемой части символа. В первом исполнении символ υδΌδ формируется таким же, как символы данных, посредством блока 1РРТ, принимающего коэффициенты несущих, которые задают символ υδΌδ. Цифровое представление результирующей повторяемой части символа υδΌδ затем сдвигается по частоте. Символы данных не сдвигаются по частоте таким образом. Концептуально, это можно рассматривать в виде взятия потока символов (включая символы данных и υδΌδ), но умножения повторяемой части символов υδΌδ только на сдвиг частоты. Во втором исполнении сдвиг частоты задержанной части символа υδΌδ выполняется путем сохранения частотных коэффициентов символа υδΌδ и затем сдвига всех коэффициентов на указанное число несущих прежде блока 1РРТ. Оба исполнения приводят к одинаковому результату.

Сдвинутая по частоте порция может предшествовать во времени не сдвинутой по частоте порции, или сдвинутая по частоте порция может во времени следовать за не сдвинутой по частоте порцией. Эти две альтернативы также приводят к одинаковому результату.

Обработка в приемнике является почти такой же, как предварительно описано, но с одним ключевым отличием. Чтобы пояснить его, можно рассмотреть, что будет происходить, если приемник по фиг. 4 используется без изменений. Выходной сигнал комплексного умножителя в течение периода времени, когда соответствующие части А и В присутствуют на его входах, теперь умножается на комплексный тон, используемый для сдвига В по отношению к А. Он будет либо сдвинут вверх, либо вниз на £_δΗ в зависимости от того, на какой вход умножителя приложено комплексное сопряжение (сопряженное). В примере, показанном на фиг. 4, сопряжение приложено на задержанный вход. Вход на задержку будет содержать В в момент времени, когда А выходит с выхода задержки. Из этого следует, что в этом случае, поскольку А получает сопряженное, выходной сигнал умножителя будет выглядеть сдвинутым на £_δΗ, т.е. умноженным на ο^{|2 £δ|1}'. в свою очередь, из этого следует, что просто умножением выходного сигнала умножителя поочередно на е^--^|2||М|' возвращают сигнал, поданный на фильтр, в то, каким он был прежде, чем переданный сигнал был изменен. Из этого следует, что в условиях без взаимных помех или опасных значений задержки новое предложение и предшествующий уровень техники будут давать точно такие же результаты и будут работать как намечено, чтобы создавать указание наличия и положения υδΌδ.

Одна возможная схема обработки в приемнике показана на фиг. 6. Дополнительный умножитель равным образом может быть помещен перед сопряженным умножителем; в зависимости от того, какое из двух таких возможных положений выбирается, затем будет необходимо умножать либо на е^|2||М|1. либо на с^-2'¹™¹', как надлежит. Это происходит потому, что процесс умножения является коммутативным, и поэтому сдвиг частоты может применяться до или после сопряженного умножения.

Без описываемого сдвига частоты схема может допускать ложные обнаружения, если какая-либо часть сигнала использует такой же размер РРТ, Ν_υ3ϋ3, который используется для символа обнаружения сигнала. Однако при настоящем варианте осуществления сигнал, передаваемый для υδΌδ, модифицируется частотной модуляцией, примененной к части В, тогда как символы данных не модифицируются. Когда символ данных (имеющий такой же размер РРТ, как υδΌδ) является вводимым на детектор по фиг. 6, выход первого, сопряженного умножителя будет давать несдвинутую корреляцию (без сдвига), точно так же, как в схеме без сдвига частоты. Однако затем он сталкивается с примененным вторым умножителем сдвигом по частоте -£_8Η, прежде чем быть фильтруемым. Если выбирают, чтобы £_3Η и длина фильтра скользящего среднего были связаны так, что последний содержит полное число циклов £_3Η, то из этого следует, что нежелательный импульс ложного обнаружения компенсируется (устраняется) действием фильтра скользящего среднего.

Фильтр скользящего среднего является важным этапом в процессе. Чтобы понять, каким образом фильтр скользящего среднего удаляет нежелательные сигналы, можно рассматривать выход (схемы) задержки, комплексного умножителя и сдвига частоты в виде модулированного по времени комплексного сигнала (с компонентами по двум осям). Любой шум по периоду времени усреднения будет уменьшаться

- 10 025988 до нуля. Значимо, тем не менее, что любой сигнал, который выполняет одно или несколько полных вращений на угол сдвига фаз в течение интервала усреднения, также будет уменьшаться до нуля (поскольку в течение интервала усреднения имеются равные и противоположные вклады по каждой из осей). Это является точно тем, что происходит с символами данных (которые не являются сдвинутыми по частоте в передатчике), когда сдвиг частоты применяется в приемнике. Когда принимается обычный символ данных, выход задержки, комплексного умножителя и сдвига частоты являются комплексным сигналом, который вращается на угол сдвига фаз в течение интервала, соответствующего £_зн. Следовательно, он уменьшается до нуля, поскольку в течение интервала, соответствующего ίδΗ, имеются равные и противоположные вклады во всех фазовых направлениях. Напротив, однако, символ υδΌδ (который имеет сдвиг частоты для повторяемой части в передатчике) дает выходной сигнал задержки, комплексного умножителя и сдвига частоты, который является импульсообразным сигналом, не вращается на угол сдвига фаз в течение периода, соответствующего £_зн, и, таким образом, формирует выходной сигнал из фильтра скользящего среднего. Если входным на фильтр скользящего среднего является приблизительно прямоугольный импульс, то выходным фильтра скользящего среднего является приблизительно треугольный пик.

Например, если установить Т_А=Т_В, так что υδΌδ имеет защитный интервал 100%, и настроить фильтр скользящего среднего, чтобы также имел длину Т_в, тогда можно выбрать, чтобы значение ίδΗ являлось любым целым числом интервалов между несущими для символа А. Фактически создали υδΌδ поистине уникальным в отношении к другим символам.

Вариант осуществления изобретения избегает проблем источников СА-помех. Они обусловливают, что на выходе первого, сопряженного умножителя появляется постоянная величина комплексной постоянной составляющей (ОС). При настоящем варианте осуществления оно затем превращается в комплексную показательную функцию е^12п£3н‘, которая точно усредняется посредством фильтра скользящего среднего, если £_δΗ и длина фильтра скользящего среднего являются зависимыми, как уже описано выше (чтобы подавлять ложные обнаружения).

Вариант осуществления также избегает проблем опасных задержек. Нежелательные эффекты таковых также существенно компенсируются посредством совместного действия (схемы) сдвига и фильтра скользящего среднего сходным образом с двумя вариантами выше. Вариант, проиллюстрированный на фиг. 9, показывает, как наличие составляющей второго пути распространения, задерживаемой на Т_А по отношению к первому, вызывает появление коррелированных составляющих на входе и выходе коррелятора защитного интервала, и, таким образом, обусловливающих нежелательный зашумленный ОС выходной сигнал из коррелятора. Однако в данном предложении он умножается на е^--^{|2||М 11} и затем усредняется посредством фильтра скользящего среднего (таким же образом, как описано выше, а именно что ЭС-составляющая становится сигналом, который выполняет один или несколько полных вращений на угол сдвига фаз в течение периода, соответствующего £_δΗ, и, таким образом, фильтр скользящего среднего будет суммировать равные и противоположные вклады от всех углов сдвига фаз в течение этого интервала).

Могут выбираться многие комбинации параметров, чтобы применять методику, представленную в документе. Важное требование состоит в том, что длина фильтра скользящего среднего должна быть целым произведением (кратным) периода сдвига частоты, налагаемого в передатчике, т.е.

ТиьтЕк=1п1е§ег/£₃н

Обычно предпочтительно согласовывать фильтр с длительностью основного корреляционного импульса, которая в этом случае равна длительности сдвинутого по частоте защитного интервала, так что имеется ^Тв=^ТньтЕк=1и1^её^ег^/£зн

Установив это, отмечается, что имеется степень неявного компромисса в выполнении вставки υδΌδ. Желательно, чтобы оно осуществлялось достаточно часто (чтобы приемник не должен был ожидать слишком долго, чтобы находить его) и также желательно, чтобы он обнаруживался надежно. Надежность обнаружения повышается при увеличении длины В, поскольку фильтр скользящего среднего может затем фактически фильтровать любые шумоподобные возмущения более активно, оставляя более четко обнаруженный импульс. Однако нежелательно терять значимую информационную емкость в результате передачи υδΌδ, поскольку как только приемник блокируется, то, по существу, υδΌδ не представляет интерес. Так что ограничения емкости подразумевают уменьшение длины и частоты следования υδΌδ, тогда как надежность и скорость обнаружения сигнала подразумевают противоположное.

В настоящем варианте осуществления пример, когда режимы, указанные для символов данных, могут включать в себя РРТ в 1, 2, 4, 8, 16 и 32К, состоит в использовании размеров РРТ в 1К для υδΌδ при Т_А=Т_В, т.е. защитный интервал составляет 100%. Это может быть объединено со сдвигом частоты, который равен одному интервалу между несущими в символе А, т.е. интервалу между несущими для ΟΡΌΜ при 1К.

Описываемый вариант осуществления изобретения имеет нижеследующие преимущества: υδΌδ может быть уникально различимым при любом размере РРТ, используемом для символов данных, и не будет ложно обнаруживаемым при приеме сигнала (такого как ΌΥΒ-Т), не содержащего

- 11 025988 υδΌδ, даже если используется тот же размер ΡΡΤ;

воздействие СЩ-помех (посредством чего большой сдвиг постоянной составляющей (ОС) может заглушать требуемый корреляционный импульс) компенсируется путем обеспечения, что Τ_Ρι_ΒτΕκ⁼ίηίε§6^Γ/ί_δΗ, и это достигается более просто, чем потребовалось бы, если бы сдвиг не применялся;

описанные выше опасные задержки более не вызывают трудностей.

Было признано, тем не менее, что с помощью схемы по первому варианту осуществления более не является возможным определять дробную часть сдвига частоты требуемого сигнала путем пометки аргумента (комплексного) выходного импульса. Это происходит потому, что аргумент теперь включает в себя сдвиг частоты между передатчиком и приемником и разность фаз между преобразователем частоты (фазовращателем) передатчика и преобразователем частоты приемника.

Однако следует отметить, что хотя в принципе это будет возможным без сдвига частоты для защитного интервала, является сомнительным, следует ли возлагать значительное доверие на измерение, особенно при наличии источника СЩ-помех. Тем не менее, методика может быть расширена, чтобы восстановить эту возможность, как теперь описывается в отношении второго варианта осуществления.

Уникальный символ обнаружения сигнала с двумя элементами сдвига частоты.

Для дополнительного улучшения способа по первому варианту осуществления, использующего уникальный символ обнаружения сигнала со сдвигом частоты, может быть выполнено дополнительное изменение, как теперь показано и описано в отношении второго варианта осуществления по фиг. 7 и 8. Второй вариант осуществления восстанавливает возможность для выполнения измерения частоты.

Как пояснено выше, состоящий из двух частей υδΌδ по первому варианту осуществления, в котором вторая часть, В, является сдвинутой по частоте по отношению к первой части, А, теряет способность для различения (разрешения) значения сдвига частоты входящего сигнала. Корреляция защитного интервала для сигнала ΘΡΌΜ без сдвига частоты может измерять дробную часть смещения частоты путем отметки аргумента комплексного корреляционного импульса (обычно и преимущественно после того, как он был сглажен посредством фильтра скользящего среднего по фиг. 4). Этот аргумент возрастает на 277 радиан с каждым увеличением сдвига частоты, равного интервалу между несущими ΘΡΌΜ-символа. Обратите внимание, что этот интервал между несущими является обратным Т_А (на фиг. 4 и 5). Поэтому если вычисляют значение £_0ΡΡδΕΤ Т_А, то оно представляет сдвиг в единицах интервалов между несущими. Можно полагать, что оно состоит из целой части и дробной части; последняя является тем, что указывается посредством аргумента корреляционного импульса в соответствии с дробная часть числа (£_0ΡΡδΕΤ Т_А)=аргумент (импульса)/2п.

При схеме по первому варианту осуществления, как описано выше, любой сдвиг частоты на входе еще воздействует на аргумент импульса (на выходе фильтра скользящего среднего по фиг. 6), но добавляемым является другой угол. Это связано с произвольной фазой генератора приемника (выполняющего с^-·'²™¹' по фиг. 6) по сравнению с фазой сигнала сдвига, примененного в передатчике, вместе с эффектом задержки на пути распространения. Таким образом, неизвестный угол добавляется к углу, обусловленному сдвигом частоты, который желательно измерить, и, таким образом, ничего нельзя получить, исходя из аргумента импульса.

Однако было признано, что это может быть исправлено фактически путем выполнения двух измерений, которые оба несут одинаковую неизвестную ошибку, и затем путем их объединения для взаимного уничтожения неизвестного. Это является основой второго варианта осуществления. Требуется выполнение двух измерений таким образом, что неизвестное может быть скомпенсировано, при этом без уничтожения того, что желательно измерить. Это выполняется путем добавления другой сдвинутой по частоте части сигнала, см. фиг. 7, впереди имеющихся частей А и Β. Для преемственности пояснения сохраняется существующее обозначение для исходных сечений формы сигнала, задающих части С, А и В последовательно.

Часть А является исходным символом завершенного ΡΡΤ, части В и С являются копиями всей или части А, которые также подвергаются сдвигам частоты. Чтобы привести конкретный пример, можно выбрать, что С и В подвергаются одинаковому направленному вверх сдвигу по частоте (величина в свою очередь может просто равняться одному интервалу между несущими для ΡΡΤ, используемыми для создания А). Фактически теперь имеют направленный вниз сдвиг между С и А и направленный вверх сдвиг между А и В.

Если выполняется корреляция защитного интервала на непосредственно описанном сигнале с использованием задержки корреляции, равной Т_А, то корреляция будет происходить в течение периода длительностью Τ_& когда являющиеся сравниваемыми две части сигнала находятся в С и последней части

А. Другая корреляция будет происходить непосредственно после, когда являющиеся сравниваемыми две части сигнала находятся в первой части А и в В. На обе эти корреляции будет воздействовать наличие сдвигов частоты, вставленных в передачу. Если сдвиги в передаче выбираются, как предложено, т.е. и С, и В сдвигаются на одинаковую величину в одинаковом направлении, то их воздействие в приемнике имеет равную величину, но в противоположных направлениях. Например, С (сдвинутая вверх, например) предшествует А (не сдвинутой), но затем А предшествует В (сдвинутой вверх).

Исполнение приемника, согласно второму варианту осуществления, показано на фиг. 8. Это при- 12 025988 мерное исполнение начинается с коррелятора защитного интервала длины Т_А, подобного таковому, предварительно показанному на фиг. 4 и 6. Выход коррелятора теперь подается на две комбинации (комбинированных блока) преобразователя частоты и фильтра скользящего среднего. Один преобразователь частоты сдвигает в направлении вверх по частоте, а другой вниз. В данном примере, где и С, и В сдвинуты в направлении вверх в передатчике, из этого следует, что верхняя комбинация обнаруживает корреляцию между С и А, и нижняя комбинация обнаруживает корреляцию между А и В.

Обратите внимание, что сдвиги вверх и вниз фактически подаются посредством того же самого генератора, и, таким образом, гарантируется, что будут связаны по фазе (синфазно); это будет выполняться путем формирования, например, ο^{|2ιι£δΙ 11} для первого преобразователя частоты и затем просто сопряжения такового, чтобы обеспечить необходимый с^-·'²'⁸¹¹¹ для второго преобразователя частоты. Корреляция между А и В происходит на Т_В позднее, чем таковая между С и А, так как выход верхнего фильтра проходит через дополнительную задержку Т_В прежде, чем умножаются два выходных сигнала сдвига и фильтра. На каждый из выходов фильтра воздействует неизвестное вращение (как описано выше), которое является результатом произвольной фазы фазосдвигающего генератора приемника. Однако поскольку точно такой же генератор приемника используется для обоих, но действующих в противоположных направлениях сдвигов, оба претерпевают вращения в противоположных направлениях. Умножение обоих, таким образом, обеспечивает, что неизвестное вращение будет компенсироваться, достигая требуемую цель. Желательное вращение, обусловленное сдвигом частоты полного сигнала в приемнике, действует в одинаковом направлении для обоих путей распространения сигнала. Из этого следует, что аргументом окончательного выходного импульса является удвоенный таковой, заданный в уравнении выше.

Второй вариант осуществления, непосредственно описанный и проиллюстрированный на фиг. 7 и 8, использует все преимущества, указанные в отношении первого варианта осуществления, плюс он устраняет имеющийся в нем недостаток. Благодаря компенсации неизвестного воздействия фазы генератора сдвига в составе приемника аргумент выходного импульса еще может использоваться, чтобы определять дробную часть сдвига частоты сигнала.

Возможными недостатками являются: υδΌδ теперь является более длительным для того, чтобы вмещать части С, А и В вместо лишь А и В; и в приемнике слегка повышается сложность обнаружения υδΌδ.

Как пояснено выше, части В и С в υδΌδ являются копиями всей или части А, которые подвергаются сдвигам частоты. Являются возможными несколько возможных вариантов для длин частей В и С.

Первой возможностью является, чтобы части В и С были равной длины, каждая являющаяся половиной длины А. Например, одной схемой является выполнение, чтобы Т_с, Т_А, Т_В были 512, 1024, 512 выборками соответственно, при использовании длины Т_К фильтра скользящего среднего в 512 выборок и соответствующего £_8Н для интервалов между несущими в 21 кб. Однако это может давать нежелательные корреляции. Причина состоит в том, что когда два луча распространения сигнала разделены половиной периода £_8Н, их корреляционные импульсы являются противоположными по знаку и, таким образом, имеют тенденцию взаимно компенсироваться там, где они частично накладываются. Поэтому получают два дискретных импульса несколько уменьшенной амплитуды.

Предпочтительный альтернативный вариант, который избегает нежелательных корреляций, имеет Т_с и Т_В неравной длины. Например, удобно, чтобы они следовали соотношению Т_С=512+К, Т_В=512-К, где К - подходящее небольшое ненулевое целое число. Таким образом, Т_с+Т_В=1024, как ранее. Нежелательные корреляции в начале убывают по амплитуде быстро, если К возрастает. По-видимому, значение К=30 будет подходящим (но оптимум является очень широким). Этот предпочтительный вариант дает отдельное дополнительное усовершенствование случая критической задержки (теперь в 512 выборок).

В дополнение к различным вариантам выбора длины В и С также имеются варианты выбора в отношении части порции А, которая используется для копий В и С. Одна возможность состоит в том, что С является копией последней части А, и В является копией первой части А. Таким образом, в каждом случае копия отделена промежутком времени ТА (равным длине А) от соответствующей точки в А. Это подобно обычному формированию защитного интервала кроме ключевого отличия в добавлении сдвига частоты. Таким образом, длительностью задержки, требуемой в каждом из корреляторов защитного интервала в этом примере также является Т_А.

Поскольку Т_А является обратным значению интервала между несущими, это означает, что при наличии сдвига частоты характеристический комплексный корреляционный импульс каждого из корреляторов имеет аргумент, равный значению 2п, умноженному на сдвиг, взятый по модулю интервала между несущими. Другими словами, каждый потенциально измеряет точный сдвиг частоты в диапазоне от -1/2 до +1/2 интервала между несущими. Каждый из корреляторов потенциально измеряет сдвиг, поскольку каждый содержит неизвестный сдвиг, обусловленный произвольной фазой генератора, используемого в качестве преобразователя частоты. Это демонстрирует преимущество использования двух порций С, а также В; путем объединения двух выходов коррелятора показанным способом эта неизвестная ошибка компенсируется. Однако искомое измерение имеет удвоенный свой аргумент, но все еще можно только определять его по модулю 2п. Поэтому фактически теперь измеряется точный компонент по диапазону от -1/4 до +1/4 интервала между несущими, после чего он переходит к следующему и повторяется.

- 13 025988

Фильтр скользящего среднего, если используется либо с одной, либо с двумя порциями защитного интервала, сдвинутыми по частоте, как пояснено выше, может иметь ряд длин, которые являются целыми кратными значения периода сдвига частоты, налагаемого в передатчике. Одной возможностью является согласовывать длину Т_С или Т_в защитного интервала. Предпочтительно, используется более длительное Т_к (длина фильтра). При выполнении этого также выбирают соответствующее меньшее значение Гзн= 1/Т_к. Эти взаимные соотношения поддерживаются, чтобы получить намеченные преимущества от структуры С-А-В, а именно: сопротивляемость источнику ΟΨ-помех и некоторым нежелательным корреляциям с основными характеристиками сигнала. Имеется риск создания корреляционных импульсов немного более зашумленными, поскольку в импульс добавляется шум из частей коррелируемого сигнала, близких области истинной корреляции, но вне ее. Тем не менее, можно получить преимущества. Если переходить к удобному округленному значению Т_Р=1024 выборок (и соответствующему ί_δΗ в один интервал между несущими в 1К), то потенциально опасная длина (размер) эхо-сигнала в 0 дБ теперь становится 512 выборками. Поскольку импульсы в некотором смысле меньше перекрываются при таком интервале, серьезность взаимной компенсации значительно уменьшается. Все еще получают два дискретных тонких импульса, но их амплитуда намного меньше уменьшается, чем для предшествующего предложения.

Таким образом, исполнение двух предложений по сдвигу частоты имеет структуру С-А-В для передаваемого символа Р1. Часть А является символом ОРОМ (1 К).

Длинами для этих трех частей являются:

С: длина ТС=512+К выборок;

А: длина ТА=1024 выборки;

В: длина ТВ=512 - К выборок.

Общая длина САВ=2048 выборок при любом выбранном К. К=30.

В приемнике применяется фильтр скользящего среднего длины в Т_р=1024 выборки. Он взаимодействует с указанным значением ί_δΗ таким образом, чтобы устранить комплексно-постоянные элементы, если вызваны ΟΨ-помехами и некоторыми условиями нежелательной корреляции.

Возможны несколько структур приемника. Одна, показанная на фиг. 10, имеет преимущество сведения к минимуму комплексных умножителей, при этом также соответствуя тому, что будут ожидать в терминах направлений сдвига. Является возможной перекомпоновка структуры (и, например, заводского числа умножителей для каскадов задержки), но тогда должна предприниматься осторожность для обеспечения, что произвольная фаза фазосдвигающего генератора приемника корректно компенсируется по схеме САВ.

Расширение первого и второго вариантов осуществления.

Часть А в υδϋδ выбирается, чтобы являлась РРТ для одной последовательности из небольшого числа различных последовательностей частотной области, для того чтобы использовать ее для передачи весьма ограниченного количества информации. В этом случае это делалось, чтобы указать, какой размер РРТ (из небольшого возможного числа) использовался для последующих символов данных. Такое остается возможным с помощью либо первого, либо второго варианта осуществления. Однако возникает другая возможность, хотя также подходящая только для строго ограниченного числа случаев.

Она включает использование одного значения из небольшой подборки возможных значений ίδΗ. Исполнения приемника по фиг. 6 и 8 будут реагировать только на υδΌδ, который имеет такое же значение ίδΗ, наложенное в передатчике, как применяется в детекторе приемника. Из этого следует, что если приемник содержал параллельные исполнения с различными сдвигами, он может указывать, какой был передан и принят.

Это имеет явный недостаток добавочной сложности для обнаружения всех возможных значений ίδΗ параллельно, но уравновешивается устранением необходимости различать последовательности в частотной области после РРТ-демодуляции А, как в случае без такой модификации.

Хотя варианты осуществления были описаны в отношении сигналов ОУВ в СОРОМ, изобретение может применяться для других сигналов, таких как сигналов мобильной телефонии, систем беспроводной сети связи или ВЧ-связи (по ЛЭП). Как теперь будет оценено, изобретение применимо для любого вещательного сигнала путем включения одного или нескольких элементов, которые повторяются в передаче (обозначаемых в документе символами). В сигналах, отличных от ОУВ, элементы, которые являются частично повторяемыми, могут именоваться другими именами, но остается принцип повторения части сигнала со сдвигом частоты.

Claims (32)

1. ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

   1. Устройство для создания сигнала, соответствующего типу, содержащему символы данных и символы обнаружения, причем символы имеют активную часть символа для вещательной передачи, при этом устройство содержит кодер мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (ΘΡΌΜ), выполненный с возможностью формирования символа, имеющего активную часть символа, при этом кодер ΘΡΌΜ выполнен с возможностью формирования части повторения по меньшей мере части активной части символа обнаружения, причем часть повторения является смежной по отношению к активной части символа, при этом кодер ΘΡΌΜ выполнен с возможностью выполнения того, чтобы активная часть символа и часть повторения были сдвинутыми по частоте по отношению друг к другу.
2. 2. Устройство по п.1, которое содержит блок отображения частот несущих и в котором сигналом является сигнал ΘΡΌΜ.
3. 3. Устройство по п.2, в котором блок отображения частот несущих и кодер ΘΡΌΜ выполнены с возможностью создавать часть повторения путем выполнения сдвига отображения частот несущих для части повторения по отношению к активной части символа.
4. 4. Устройство по п.2 или 3, в котором сигнал ΘΡΌΜ содержит символы данных и символы обнаружения, содержащие, каждый, активные части символа и части повторения, при этом блок отображения частот несущих и кодер ΘΡΌΜ выполнены с возможностью сдвига частоты части повторения и активной части по отношению друг к другу для символов обнаружения, но не для символов данных.
5. 5. Устройство по любому предшествующему пункту, в котором сигнал включает в себя дополнительную часть повторения, при этом кодер ΘΡΌΜ выполнен с возможностью формирования дополнительной части повторения по меньшей мере части символа, смежной с активной частью символа, и выполнения того, чтобы активная часть символа и дополнительная часть повторения были сдвинутыми по частоте по отношению друг к другу.
6. 6. Устройство по п.5, в котором часть повторения и дополнительная часть повторения являются сдвинутыми по частоте в одном направлении по отношению к активной части символа.
7. 7. Устройство по любому предшествующему пункту, в котором сигналом является сигнал цифрового телевидения и каждая часть повторения каждого символа содержит защитный интервал.
8. 8. Устройство по любому предшествующему пункту, в котором сигналом является сигнал цифрового телевидения, и устройством является передатчик цифрового телевидения.
9. 9. Передатчик цифрового телевидения для формирования и передачи телевизионного сигнала, соответствующего типу, содержащему сигнал мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (ΘΡΌΜ), содержащий множество символов ΘΡΌΜ, содержащих каждый активный период символа и период защитного интервала, причем по меньшей мере один из символов является уникальным символом обнаружения сигнала, при этом передатчик содержит блок канального кодирования для формирования цифрового битового потока для передачи;

   блок отображения для осуществления отображения битового потока на множество поднесущих для создания цифрового представления сигналов, мультиплексированных на поднесущие;

   кодер ΘΡΌΜ для управления преобразованием Фурье на цифровом представлении для создания сигнала ΘΡΏΜ, содержащего символы с наличием активных периодов символа;

   блок вставки защитного интервала для выполнения вставки защитного интервала, имеющего период защитного интервала, смежный с каждым символом, причем каждый защитный интервал содержит повторение по меньшей мере части соответствующего смежного периода активного символа, при этом блок отображения, кодер ΘΡΌΜ и блок вставки защитного интервала выполнены с возможностью создавать внутри сигнала ΘΡΌΜ уникальный символ обнаружения сигнала, при этом уникальный символ обнаружения сигнала содержит активный период символа и период защитного интервала, сдвинутые по частоте по отношению друг к другу.
10. 10. Способ создания сигнала, соответствующего типу, содержащему символы, имеющие активный период символа, для вещательной передачи, содержащий этапы, на которых формируют символ с наличием активной части символа;

    формируют часть повторения по меньшей мере части символа, смежной с частью активного символа;

    обеспечивают активную часть символа и часть повторения сдвинутыми по частоте по отношению друг к другу.
11. 11. Способ по п.10, в котором сигналом является сигнал ΘΡΌΜ и этап формирования символа содержит этап, на котором используют блок отображения частот несущих и кодера ΘΡΌΜ.
12. 12. Способ по п.11, в котором этап создания части повторения содержит этап, на котором используют блок отображения частот несущих и кодера ΘΡΌΜ для создания части повторения путем выполнения сдвига отображения частот несущих для части повторения по отношению к активной части символа.
13. 13. Способ по пп.10, 11 или 12, в котором сигнал ΘΡΌΜ содержит символы данных и символы обнаружения, содержащие, каждый, активные части символа и части повторения, и способ содержит этап,

    - 15 025988 на котором сдвигают частоту части повторения и активной части по отношению друг к другу для символов обнаружения, но не для символов данных.
14. 14. Способ по любому из пп.11-13, в котором сигнал включает в себя дополнительную часть повторения, содержащий этапы, на которых формируют дополнительную часть повторения по меньшей мере части символа, смежной с частью активного символа;

    обеспечивают то, чтобы активная часть символа и дополнительная часть повторения были сдвинутыми по частоте по отношению друг к другу.
15. 15. Способ по п.14, в котором часть повторения и дополнительная часть повторения являются сдвинутыми по частоте в одном направлении по отношению к активной части символа.
16. 16. Способ по любому из пп.11-15, в котором сигналом является сигнал цифрового телевидения и каждая часть повторения каждого символа содержит защитный интервал.
17. 17. Устройство для обработки принимаемого сигнала, соответствующего типу, содержащему символы, имеющие активную часть символа и часть повторения, смежную с частью активного символа, являющейся повторением по меньшей мере части активной части символа, и имеющие активную часть символа и часть повторения, сдвинутые по частоте по отношению друг к другу, содержащее декодер мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (ОРИМ) и блок обратного отображения для комплексно сопряженного умножения принимаемого сигнала на задержанную версию принимаемого сигнала, для сдвига частоты, и для выполнения фильтрации по периоду фильтрации, связанному со сдвигом частоты.
18. 18. Устройство по п.17, в котором сигналом является сигнал ОРИМ и средство для комплексно сопряженного умножения принимаемого сигнала на задержанную версию принимаемого сигнала содержит схему задержки, выполненную с возможностью задерживать сигнал на период активной части символа.
19. 19. Устройство по п.18, в котором средство для фильтрации содержит фильтр скользящего среднего с периодом, который связан с обратным произведением сдвига частоты.
20. 20. Устройство по пп.17, 18 или 19, в котором средство для комплексно сопряженного умножения расположено перед средством, предназначенным для сдвига частоты.
21. 21. Устройство по пп.17, 18 или 19, в котором средство для сдвига частоты применяется к задержанной версии принимаемого сигнала и средство для комплексно сопряженного умножения расположено после средства, предназначенного для сдвига частоты.
22. 22. Устройство по любому из пп.17-21, в котором сигнал содержит дополнительную часть повторения по меньшей мере части символа, смежную с частью активного символа, сдвинутую по частоте по отношению к активной части символа, причем устройство содержит дополнительное средство для сдвига частоты;

    дополнительное средство для осуществления фильтрации по периоду фильтрации, связанному со сдвигом частоты;

    средство для умножения выходных сигналов дополнительных средств друг с другом.
23. 23. Устройство по любому из пп.17-22, в котором сигналом является сигнал цифрового телевидения и устройством является цифровой телевизионный приемник.
24. 24. Цифровой телевизионный приемник для приема телевизионного сигнала, соответствующего типу, содержащему сигнал мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (ОРИМ), содержащему множество символов ОРИМ, содержащих каждый активный период символа и период защитного интервала, при этом по меньшей мере один из символов является уникальным символом обнаружения сигнала и имеет частоту для защитного интервала и активного интервала, сдвинутую по частоте по отношению друг к другу, содержащий коррелятор защитного интервала, выполненный с возможностью комплексно сопряженного умножения принимаемого сигнала и задержанной версии принимаемого сигнала;

    преобразователь частоты, выполненный с возможностью осуществлять дополнительный сдвиг частоты;

    фильтр скользящего среднего, выполненный с возможностью отличать корреляционный импульс от нежелательного сигнала, имеющий период временного окна, связанный с умножением на обратное значение сдвига частоты.
25. 25. Способ обработки принимаемого сигнала, соответствующего типу, содержащему символы, имеющие активную часть символа и часть повторения, смежную с частью активного символа, являющейся повторением по меньшей мере части активной части символа, и имеющие активную часть символа и часть повторения, сдвинутые по частоте по отношению друг к другу, причем способ содержит этапы, на которых выполняют комплексно сопряженное умножение принимаемого сигнала на задержанную версию принимаемого сигнала;

    выполняют сдвиг частоты;

    выполняют фильтрацию по периоду фильтрации, связанному со сдвигом частоты.
26. 26. Способ по п.25, в котором сигналом является сигнал ОРИМ, содержит этапы, на которых осу- 16 025988 ществляют задержку принимаемого сигнала на период активной части символа и затем комплексно сопряженное умножение принимаемого сигнала на задержанную версию принимаемого сигнала.
27. 27. Способ по п.25 или 26, в котором этап комплексно сопряженного умножения выполняют перед этапом сдвига частоты.
28. 28. Способ по п.25 или 26, в котором этап сдвига частоты применяют к задержанной версии принимаемого сигнала и этап комплексно сопряженного умножения выполняют после этапа сдвига частоты.
29. 29. Способ по любому из пп.25-28, в котором сигнал содержит дополнительную часть повторения по меньшей мере части символа, смежную с частотой части активного символа и сдвинутую по отношению к активной части символа, причем способ содержит этапы, на которых выполняют дополнительный сдвиг частоты;

    выполняют фильтрацию по дополнительному периоду фильтрации, связанному со сдвигом частоты.
30. 30. Устройство по п.6, в котором часть повторения и дополнительная часть повторения сдвигаются по частоте на ту же величину, как и каждая другая.
31. 31. Устройство по п.1 или 17 или способ по п.10 или 25, в которых активная часть символа и часть повторения имеют одинаковую длину.
32. 32. Устройство по п.5 или 22 или способ по п.14 или 29, в которых часть повторения и дополнительная часть повторения имеют такую же длину, как и каждая другая.