CN103379082A - Lte通信系统中的时频同步方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施方式提供一种用于在无线通信系统中时频同步的方法。该方法包括：通过循环前缀相关，确定接收信号的OFDM符号定时和小数倍频偏估计值；通过对接收信号进行匹配滤波，确定PSS的定时估计；根据确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号；将由小数倍频偏估计值补偿的候选OFDM符号变换到频域；利用本地PSS图案、在至少两个候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计；将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域；根据变换所得的、针对各个整数倍频偏值的时域信道冲激响应，计算各个采样点的能量值；根据能量最大原则，确定包括PSS的OFDM符号以及整数倍频偏估计值。

Description

LTE通信系统中的时频同步方法和装置

相关申请的交叉引用

本申请要求于2012年4月25日递交的第61/638,047号美国临时申请的优先权，其公开内容通过引用的方式全部并入于此。

技术领域

本发明的实施方式涉及无线通信领域，并且更具体地涉及LTE通信系统中的时频同步方法和装置。

背景技术

在长期演进(LTE)通信系统中，当用户设备(UE)开机并且希望接入LTE网络时，其必须发起小区搜索过程，该过程包括一系列同步步骤，通过这些步骤UE可以确定小区标识(ID)以及对于解调下行链路和获取某些关键系统信息所必要的定时和频率参数。

在LTE中，小区搜索过程基于在每个小区内广播的两个特定同步信号，即所谓的主同步信号(PSS)和辅助同步信号(SSS)。PSS和SSS是长度为62的序列，其独立地映射到频域内传输带宽的中间62子载波(不包括d.c.)。

在LTE中的小区搜索过程包括两个步骤。在第一步骤中，通过接收的信号和本地PSS序列之间互相关(即使用匹配滤波器)，UE获取符号定时以及频率同步。在第二步骤中，通过相干检测(使用PSS进行信道估计)，来检测SSS以找到小区标识(ID)以及帧定时。

PSS是由频域Zadoff-Chu(ZC)序列生成的。在第三代合作伙伴项目协议3GPP TS 36.211中，根据下式所示的频域Zadoff-Chu序列来生成用于PSS的序列d(n)：

$d_u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{e}^{-j\frac{\mathrm{\πun}(n+1)}{63}}& n=\mathrm{0,1},...,30\\ e^{-j\frac{\mathrm{\πu}(n+1)(n+2)}{63}}& n=\mathrm{31,32},...,61\end{array}\right.$

其中Zadoff-Chu根序列索引u由以下表1给出。

表1：用于主同步信号的根索引

根据Zadoff-Chu序列的性质，如果频率偏移小，则这种序列具有良好的相关特性。但是当频率偏移大，在不期望的定时位置也会出现较大的相关峰值(旁瓣)，而相关值在期望的定时位置处又不是很明显，这是由Zadoff-Chu序列在频率和时间的漂移之间的近似模糊性导致的，如图1所示。参考文件Marvell Semiconductor，“On ZC-based PSCand Frequency Offset”，3GPP TSG RAN WG1 Tdoc R1-072107，Kobe，Japan，May7-12，2007对此进行了阐述。

因此，在大频偏的情况下，传统的匹配滤波器不能获取正确的定时和频偏估计。而且由于符号定时偏移导致传统的频域循环移位相关方法不能用于估计出正确的整数倍频偏值。

发明内容

为了解决现有技术存在的问题，本发明提供一种用于在LTE通信系统中进行时频同步的技术方案，以克服大频偏。

根据本发明的一个方面，提供一种用于在无线通信系统中进行时频同步的方法，包括：通过循环前缀相关，确定接收信号的正交频分复用(OFDM)符号定时和小数倍频偏估计值；a)通过对接收信号进行匹配滤波，确定主同步信号PSS的定时估计；b)根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号；c)将由小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换到频域；d)在频域中利用本地PSS图案、在至少两个候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值；e)将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域，以获得针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应；f)根据针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应，计算各个采样点的能量值；根据能量最大原则，确定包括PSS的估计OFDM符号为候选OFDM符号candi以及确定整数倍频偏估计值为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应值，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

根据本发明的另一方面，提供一种用户设备，包括：循环前缀相关模块，被配置为通过循环前缀相关，确定接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值；匹配滤波器，被配置为通过对接收信号进行匹配滤波，确定主同步信号PSS的定时估计；第一确定模块，配置为根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号；傅里叶变换模块，被配置为将由小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换到频域；信道估计模块，被配置为在频域中利用本地PSS图案、在至少两个候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值；反傅里叶变换模块，被配置为将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域，以获得针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应；计算模块，被配置为根据针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应，计算各个采样点的能量值；第二判决模块，被配置为根据能量最大原则，将包括PSS的估计OFDM符号确定为候选OFDM符号candi以及将整数倍频偏估计值确定为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i，即candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应值，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

根据本发明的另一方面，提供一种用于在无线通信系统中进行时频同步的装置，包括：用于通过循环前缀相关、确定接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值的装置；用于通过对接收信号进行匹配滤波、确定主同步信号PSS的定时估计的装置；用于根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计、确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号的装置；用于将由小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换到频域的装置；用于在频域中利用本地PSS图案、在至少两个候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计的装置，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值；用于将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域、以获得针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应的装置；用于根据针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应、计算各个采样点的能量值的装置；用于根据能量最大原则，确定包括PSS的估计OFDM符号为候选OFDM符号candi以及确定整数倍频偏估计值为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i的装置，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应值，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

根据本发明的各个实施方式，能够覆盖较宽(例如，±15ppm)的载波频偏范围，基本能够满足晶体振荡器的性能需求。而且，本发明的各个实施方式能够给出符号时序和载波频偏的准确估计，并且具有低的复杂度。

附图说明

结合附图并参考以下详细说明，本发明各实施方式的特征、优点及其他方面将变得更加明显，在此以示例性而非限制性的方式示出了本发明的若干实施方式。在附图中：

图1示意性示出了现有技术中的在频偏和定时偏移下的PSS相关性；

图2示意性示出了根据本发明一个实施方式的用于在无线通信系统中进行时频同步的方法的处理流程图；

图3示意性示出了对于OFDM符号执行的循环前缀相关的示例；

图4A和图4B示意性示出了根据本发明示例性实施方式的候选OFDM符号的选择；以及

图5示意性示出了根据本发明一个实施方式的用户设备的框图。

具体实施方式

图1示意性示出了现有技术中的在频偏和定时偏移下的PSS序列的可能相关值，前文已有描述。

根据本发明的一个实施方式，提供一种在时分LTE无线通信系统中进行时频同步的技术方案，其中利用OFDM符号定时来辅助估计主同步信号的定时与频偏移估计值，从而克服大频偏所造成的估计误差。

图2示意性示出了根据本发明一个实施方式的用于在无线通信系统中进行时频同步的方法的处理流程图。

如图2所示，在步骤S110中，通过循环前缀相关(Cyclic prefixcorrelation)，确定接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值。

在OFDM系统中，循环前缀是每个OFDM符号的尾部T_cp时段的信号复制，利用循环前缀的这种特性可以用来获取OFDM符号的定时信息。

假设接收信号可以表示为r(n)，其中n表示接收信号的采样点的索引，则CP相关的计算式为：

$R\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{cp}}-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n+m+N_{\mathrm{fft}})r^{*}(n+m)---1)$

$E\left(n\right)=\frac{1}{2}\underset{m=0}{\overset{N_{\mathrm{cp}}-1}{\mathrm{\Σ}}}({\left|r(n+m+N_{\mathrm{fft}})\right|}^2+{\left|r(n+m)\right|}^2)---2)$

度量函数为： $M\left(n\right)=\frac{R\left(n\right)}{E\left(n\right)}---3)$

则OFDM符号定时的位置可以被确定为：

$\hat{n}=\arg \underset{n}{\max }\left\{M\left(n\right)\right\}---4)$

其中

m＝0…N_cp-1，表示CP相关长度内每个相关点的索引；

N_cp表示循环前缀的长度；

N_fft表示一个OFDM符号的采样点数；

R(n)表示第n个采样点对应的相关值；

E(n)表示第n个采样点对应的累加能量值；

M(n)表示第n个采样点对应的度量值(归一化相关值)。

在一些实现中，还可以通过处理多个OFDM符号，对估计值进行累加，以此降低估计误差并且提高性能。本领域技术人员可以采用任何基于循环前缀相关的方法来实现步骤S110，而且还可以采用任何适当的变形和改进，而不会背离本发明的实质。

通过上述循环前缀相关过程，在获取OFDM符号定时的同时，还可以确定接收信号的小数倍频偏估计值。例如，在一种实现中，对子载波间隔归一化的小数倍频偏估计值可以计算为

${\hat{f}}_e=-\frac{1}{2\mathrm{\π}}\∠R\left(\hat{n}\right)---5)$

上式估计出来的频偏的取值范围为(-0.5，0.5)，其表示了对子载波间隔(例如LTE中为15kHz)归一化的频偏。即如果估计值为0.4，那么实际的小数倍频偏为0.4*15＝6kHz。

可以利用小倍数频偏的估计值对于接收到的OFDM符号进行补偿。由于本发明的各个实施方式旨在处理接收信号的中的大频偏，因此补偿后的OFDM符号还将残留有整数倍频偏(即，残留的频偏是子载波间隔(例如，15kHz)的多少倍。在根据本发明的一个或多个实施方式中，可以支持最大15ppm的频偏。由此，整数倍频偏的取值可能是在子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中，即-2，-1，0，1，2。这分别表示残留的整数倍频偏为-30kHz，-15kHz，0，15kHz，30kHz。

在步骤S120中，通过对接收信号进行匹配滤波，确定主同步信号PSS的定时估计。

正如在目前LTE小区搜索过程中执行的一样，需要通过在接收信号和本地PSS序列之间通过匹配滤波器进行互相关，获取在接收信号和本地PSS序列之间的相关峰值位置，即PSS定时。由于大幅频偏的存在，该峰值可能是错误的峰值。例如，峰值可能出现在错误的位置，或者针对一个PSS信号的相关峰值可能出现在多个位置，等等。根据本发明的各个实施方式，将通过结合所估计的OFDM符号定时和小倍数频偏，给出能够纠正由于大频偏所造成的PSS定时错误。

在步骤S130中，根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号。

OFDM符号定时(也即CP定时位置)和PSS定时估计位置可以至少确定两个连续的候选OFDM符号。

图4A和图4B示意性示出了根据本发明示例性实施方式的候选OFDM符号的选择。

图4A中所示，已经通过步骤S110和S120获得了OFDM符号定时(即CP定时)和PSS定时的相关峰位置。则可以在PSS定时位置附近构造一个长度为256+2CP的虚拟窗，该窗内必然包含由CP定时确定的两个连续OFDM符号，这两个OFDM即为包含PSS的候选OFDM符号。

在一个实现中，可以针对每个超过判决阈值的PSS的相关峰位置选择两个或者更多的连续的候选OFDM符号。例如，如图1右图所示的频偏等于8ppm情况，超过判决阈值的PSS相关峰值可能出现在两个位置。在这种情况下，可以视相关峰值的临近情况，来确定包括PSS定时的候选OFDM符号。图4B示出了一个具体示例。

如图4B所示，所确定的PSS定时包括两个临近的超过阈值的PSS相关峰。如果所确定的两个或这两个以上PSS相关峰彼此的定时偏移足够小，则有可能确定两个或者更多的连续OFDM符号以包括这些PSS相关峰。所确定的两个或者两个以上的连续的OFDM候选符号的范围内包括主同步信号PSS的定时估计。

根据本发明的一个示例性实施方式，至少两个连续的候选OFDM符号的范围的起始点可以处于所确定的正交频分复用OFDM符号定时处的采样点。但是可以理解，根据本发明的另一个示例性实施方式，至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围的起始点还可以处于所确定的所述正交频分复用OFDM符号定时偏移预定偏移值的采样点(图4A和图4B未示出)，其中该预定偏移值可以预先设定的小偏移值DeltaN。

在步骤S140中，利用在步骤S110中所确定的小倍数频偏估计值对至少两个连续的候选OFDM符号进行频偏补偿，并将候选OFDM符号通过快速傅里叶变换(FFT)变换到频域。

在步骤S150中，在频域中利用本地PSS图案、在至少两个候选OFDM符号的每个OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值。

由于PSS图案包括62个子载波，因此在执行循环移位信道估计时需要对PSS图案或者OFDM符号进行相应的频域扩展或者筛选。

根据本发明的一个实现中，可以对候选OFDM符号的可能包括PSS的载波位置进行筛选。仅在在候选OFDM符号的可能包含PSS的62个子载波上执行2*K_shift+1循环移位信道估计。由于整数频偏，在原始PSS子载波附近每循环漂移一个采样。具体地，循环漂移数为-2，-1，0，1，2对应于整数频偏-30kHz，-15kHz，0，15kHz，30kHz。最后，在未分配PSS的子载波处补零。

在另一个实现中，可以对PSS图案进行扩展。可以将本地PSS图案在频域上扩展到OFDM符号长度，也即从62子载波扩展到128子载波。例如可以在PSS图案的扩充的子载波位置补0，以满足循环移位信道估计的要求。

根据本发明的一个实施方式，针对每个候选OFDM符号所计算的循环移位信道估计H_shift可以表示为：

H_shift(k)＝R_OFDM(mod(k+f_i，Nfft))*Patten_pss(k)       6)

k＝0，...Nfft-1，f_i∈[-K_shift，K_shift]，i＝1，...，2K_shift+1

其中：

k表示OFDM子载波的索引，

R_OFDM()表示变换到频域的OFDM符号，

f_i表示表示对子载波间隔归一化的整数倍频偏值，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

Patten_pss表示频域补零后的PSS图案，

Nfft表示每个OFDM符号的长度。

频域移位的值shift可以遍历对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值。例如在上文提到的支持最大15ppm的频偏的示例中，频域移位的值可以遍历频偏范围[-2，2]中的所有整数倍频偏，即-2，-1，0，1，2。这分别表示残留的整数倍频偏为-30kHz，-15kHz，0，15kHz，30kHz。对于每个候选OFDM符号而言，存在2*K_shift+1个循环移位信道估计结果。当候选OFDM符号的个数为M时，共有M*(2*K_shift+1)循环移位信道估计结果。

在步骤S160中，将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果通过反快速傅里叶变换变换到时域，以获得针对各个整倍数频偏值的相应时域信道冲激响应

其中candi表示候选OFDM符号的索引；f_i表示整数倍频偏值；n为采样点的索引。

在步骤S170中，根据变换所得的、针对各个整数倍频偏值的时域信道冲激响应

计算各个采样点的能量值。该能量值例如可以表示为 ${\left|h_{{\mathrm{PSS}}_{\mathrm{candi}},f_i,n}\right|}^2.$

可选地，根据本发明的一个有利实施方式，由于PSS信号是以一定时间周期(例如，5ms)传输的，因此可以对通过针对所述接收信号中周期出现PSS信号来重复执行步骤S120)-170)，以便合并平滑能量最大值。具体地，可以针对每个周期中的相应采样点n来累加存储能量值

当累加次数达到预定的周期数目，则继续执行后续步骤。

在步骤S180中，根据能量最大原则，确定包括PSS的估计OFDM符号为候选OFDM符号candi以及确定整数倍频偏估计值为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

在一个实施方式中，如果选择对多个时间周期的PSS信号进行处理以平滑能量最大值，则在上述公式7)中的能量值

可以相应地修改为针对相应采样点n、在多个时间周期中的能量累加值、能量平均值，或者其它任何适合的值。

在上述公式7)中，采样点n的取值在最大多径范围(即最大对镜延迟范围)以内。在一个可选实施方式中，可以将该最大多径范围确定为时域中OFDM符号的循环前缀的范围。在另一个可选实施方式中，还可以将该最大多径范围确定为时域中由OFDM符号的循环前缀的范围偏移预定偏移值所确定的范围。例如，该预定偏移值可以等于在确定候选OFDM符号时所选用小幅偏移值DeltaN。

以上参考图2描述了根据本发明实施方式的用于在无线通信系统中进行时频同步的方法的处理流程。但是，本领域的技术人员可以理解，可以在图2的基础上增加、组合步骤或者改变步骤之间的执行顺序。例如，在图2中虽然仅示出步骤S120在步骤S110之后执行，但是本领域的技术人员可以理解，步骤S110和步骤S120所执行的顺序不会影响本发明实施方式的实现。例如，步骤S120可以与步骤S110交换顺序执行，或者步骤S120可以与步骤S110异步或者同步地执行，等等。应该理解，这些或者其它不背离本发明实质的变形或者改进均落入本发明的范围之内。

图5示意性示出了根据本发明一个实施方式的用户设备的框图。

如图5所示，根据本发明一个实施方式的用户设备500包括：循环前缀相关模块510、匹配滤波器520、第一确定模块530、傅里叶变换模块540、信道估计模块550、反傅里叶变换模块560、计算模块570、第二判决模块580。

循环前缀相关模块510被配置为通过循环前缀相关，确定接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值。在一个实施方式中，循环前缀相关模块510还可以被配置为通过循环前缀相关，确定该接收信号的正交频分复用OFDM符号的前缀类型(具有特定前缀长度)。

匹配滤波器520被配置为通过对接收信号进行匹配滤波，确定主同步信号PSS的定时估计。在一个实施方式中，匹配滤波器520还可以被配置为通过对接收信号进行相关滤波，确定主同步信号PSS的类型(具有特定PSS图案)。

第一确定模块530被耦合到循环前缀相关模块510和匹配滤波器520，以接收所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计。第一确定模块530配置为根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号。该至少两个连续的OFDM候选符号的范围内包括主同步信号PSS的定时估计。

根据本发明的一个示例性实施方式，第一确定模块530可以将候选OFDM符号确定为：至少两个连续的候选OFDM符号的范围的起始点可以处于所确定的正交频分复用OFDM符号定时处的采样点。但是可以理解，根据本发明的另一个示例性实施方式，第一确定模块530可以将候选OFDM符号确定为：至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围的起始点还可以处于所确定的所述正交频分复用OFDM符号定时偏移预定偏移值的采样点。例如，该预定偏移值可以预先设定的小幅偏移值DeltaN。

傅里叶变换模块540被配置为将由小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换到频域。其中，在进行傅里叶变换之前，利用循环前缀相关模块510所确定的小倍数频偏估计值对至少两个连续的候选OFDM符号进行补偿。

信道估计模块550被配置为在频域中利用本地PSS图案、在至少两个所述候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值。

根据本发明的一个实施方式，信道估计模块550被配置为根据下式计算针对每个候选OFDM符号所计算的所述循环移位信道估计H_shift：

H_shift(k)＝R_OFDM(mod(k+f_i，Nfft))*Patten_pss(k)       6)

k＝0，...Nfft-1，f_i∈[-K_shift，K_shift]，i＝1，...，2K_shift+1

其中：

k表示OFDM子载波的索引，

ROFDM()表示变换到频域的OFDM符号，

f_i表示表示对子载波间隔归一化的整数倍频偏值，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

Patten_pss表示频域补零后的PSS图案，

Nfft表示每个OFDM符号的长度。

频域移位的值shift可以遍历对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值。例如在上文提到的支持最大15ppm的频偏的示例中，频域移位的值可以遍历频偏范围[-2，2]中的所有整数倍频偏，即-2，-1，0，1，2。这分别表示残留的整数倍频偏为-30kHz，-15kHz，0，15kHz，30kHz。对于每个候选OFDM符号而言，存在2*K_shift+1个循环移位信道估计结果。当候选OFDM符号的个数为M时，共有M*(2*K_shift+1)循环移位信道估计结果。

反傅里叶变换模块560被配置为将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域，以获得针对各个频偏值的相应时域信道冲激响应

其中candi表示候选OFDM符号的索引；f_i表示整数倍频偏值；n为采样点的索引。

计算模块570被配置为根据变换所得的、针对各个整数倍频偏值的时域信道冲激响应

计算各个采样点的能量值。该能量值例如可以表示为

可选地，根据本发明的一个有利实施方式，由于PSS信号是以一定时间周期(例如，5ms)传输的，因此匹配滤波器520、第一确定模块530、傅里叶变换模块540、信道估计模块550、反傅里叶变换模块560和计算模块570可以被配置为针对所述接收信号中重复出现PSS信号来执行其功能性，由此合并平滑能量最大值。具体地，可以针对每个周期中的相应采样点n，在存储器(未示出)中累加存储能量值

当累加次数达到预定的周期数目，则继续执行后续处理。

第二确定模块580被配置为根据能量最大原则，将包括PSS的估计OFDM符号确定为候选OFDM符号candi以及将整数倍频偏估计值确定为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应值，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

在一个实施方式中，如果选择对多个时间周期的PSS信号进行处理以平滑能量最大值，则第二确定模块580可以被配置为从存储器中获取与能量累加值相关的数据，并利用上述公式7)进行确定。在上述公式7)中的能量值

可以相应地修改为针对相应采样点n、在多个时间周期中的能量累加值、能量平均值，或者其它任何适合的值。

第二确定模块580可以配置上述公式7)中采样点n的取值在最大多径延迟范围之内。在一个可选实施方式中，第二确定模块580可以将该最大多径范围确定为时域中OFDM符号的循环前缀的范围。在另一个可选实施方式中，第二确定模块580还可以将该最大多径范围确定为时域中由OFDM符号的循环前缀的范围偏移预定偏移值所确定的范围。例如，该预定偏移值可以等于在确定候选OFDM符号时所选用小幅偏移值DeltaN。

根据本发明的各个实施方式，能够覆盖±15ppm宽的载波频偏范围，基本能够满足晶体振荡器的性能需求。同时，本发明的各个实施方式能够给出符号时序和载波频偏的准确估计，并且具有低的复杂度。

本发明的实施方式可以在软件、硬件、应用逻辑或软件、硬件和应用逻辑的组合中实现。在示例性实施方式中，应用逻辑、软件或指令集合维持在各种常规计算机可读介质的任何一个上。在本文的上下文中，“计算机可读介质”可以是能包含、存储、传送、传播或传输供诸如计算机之类的指令执行系统、装置或设备使用的或者与诸如计算机之类的指令执行系统、装置或设备有关的指令的任何介质或装置。计算机可读介质可以包括计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质可以是能包含或存储供诸如计算机之类的指令执行系统、装置或设备使用的或者与诸如计算机之类的指令执行系统、装置或设备有关的指令的任何介质或装置。

必要时，这里讨论的不同功能可以按照不同顺序执行和/或彼此并行执行。此外，必要时，上述功能中的一个或多个功能可以是可选的或者可以进行组合。

尽管在独立权利要求中阐明了本发明的各个方面，但本发明的其它方面包括来自所述实施方式和/或具有独立权利要求特征的从属权利要求的特征的其它组合，而不仅仅包括权利要求中明确阐明的组合。

这里还应注意的是，尽管上面描述了本发明的示例性实施方式，但这些描述不应在限制的意义上来看。相反，在不脱离所附权利要求书限定的本发明的范围的情况下可以进行各种变形和修改。

Claims (17)

1.一种用于在无线通信系统中进行时频同步的方法，包括：

通过循环前缀相关，确定(S110)接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值；

a)通过对所述接收信号进行匹配滤波，确定(S120)主同步信号PSS的定时估计；

b)根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定(S130)至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号；

c)将由所述小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换(S140)到频域；

d)在频域中利用本地PSS图案、在至少两个所述候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值；

e)将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域，以获得针对各个整倍数频偏值的相应时域信道冲激响应；

f)根据针对各个整数倍频偏值的时域信道冲激响应，计算各个采样点的能量值；

根据能量最大原则，确定包括PSS的估计OFDM符号为候选OFDM符号candi以及确定整数倍频偏估计值为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：通过循环前缀相关，确定所述接收信号的正交频分复用OFDM符号的前缀类型。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括：通过对所述接收信号进行相关滤波，确定所述主同步信号PSS的类型。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围内包括所述主同步信号PSS的所述定时估计。

5.根据权利要求1或4所述的方法，其中所述至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围的起始点处于所确定的所述正交频分复用OFDM符号定时处的采样点，或者

所述至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围的起始点处于所确定的所述正交频分复用OFDM符号定时偏移预定偏移值的采样点。

6.根据权利要求1所述的方法，其中通过针对所述接收信号中周期出现所述PSS信号来重复执行步骤a)-f)，来合并平滑能量最大值。

7.根据权利要求1所述的方法，其中所述最大多径范围是从以下组中选择的一项：

时域中OFDM符号的循环前缀的范围；

时域中由OFDM符号的循环前缀的范围偏移预定偏移值所确定的范围。

8.根据权利要求1所述的方法，其中针对每个候选OFDM符号所计算的所述循环移位信道估计H_shift表示为：

H_shift(k)＝R_OFDM(mod(k+f_i，Nfft))*Patten_pss(k)

k＝0，...Nfft-1，f_i∈[-K_shift，K_shift]，i＝1，...，2K_shift+1

其中

k表示OFDM子载波的索引，

R_OFDM()表示变换到频域的OFDM符号，

f_i表示表示对子载波间隔归一化的整数倍频偏值，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

Patten_pss表示频域补零后的PSS图案，

Nfft表示每个OFDM符号的长度。

9.一种用户设备，包括：

循环前缀相关模块，被配置为通过循环前缀相关，确定接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值；

匹配滤波器，被配置为通过对所述接收信号进行匹配滤波，确定主同步信号PSS的定时估计；

第一确定模块，配置为根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计，确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号；

傅里叶变换模块，被配置为将由所述小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换到频域；

信道估计模块，被配置为在频域中利用本地PSS图案、在至少两个所述候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值；

反傅里叶变换模块，被配置为将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域，以获得针对各个整倍数频偏值的相应时域信道冲激响应；

计算模块，被配置为根据针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应，计算各个采样点的能量值；

第二确定模块，被配置为根据能量最大原则，将包括PSS的估计OFDM符号确定为候选OFDM符号candi以及将整数倍频偏估计值确定为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应值，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

10.根据权利要求19所述的用户设备，其中所述循环前缀相关模块还被配置为通过循环前缀相关，确定所述接收信号的正交频分复用OFDM符号的前缀类型。

11.根据权利要求9所述的用户设备，其中所述匹配滤波器还被配置为通过对所述接收信号进行相关滤波，确定所述主同步信号PSS的类型。

12.根据权利要求9所述的用户设备，其中所述至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围内包括所述主同步信号PSS的所述定时估计。

13.根据权利要求9或12所述的用户设备，其中所述至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围的起始点处于所确定的所述正交频分复用OFDM符号定时处的采样点，或者

所述至少两个连续的所述候选OFDM符号的范围的起始点处于所确定的所述正交频分复用OFDM符号定时偏移预定偏移值的采样点。

14.根据权利要求9所述的用户设备，其中所述匹配滤波器、所述第一确定模块、所述傅里叶变换模块、所述信道估计模块、所述反傅里叶变换模块和所述计算模块被配置为针对所述接收信号中重复出现所述PSS信号来执行其功能性，由此合并平滑能量最大值。

15.根据权利要求9所述的用户设备，其中所述最大多径范围是从以下组中选择的一项：

时域中OFDM符号的循环前缀的范围；

时域中由OFDM符号的循环前缀的范围偏移预定偏移值所确定的范围。

16.根据权利要求9所述的用户设备，其中所述信道估计模块被配置为根据下式计算针对每个候选OFDM符号所计算的所述循环移位信道估计H_shift：

H_shift(k)＝R_OFDM(mod(k+f_i，Nfft))*Patten_pss(k)

k＝0，...Nfft-1，f_i∈[-K_shift，K_shift]，i＝1，...，2K_shift+1

其中

k表示OFDM子载波的索引，

R_OFDM()表示变换到频域的OFDM符号，

f_i表示表示对子载波间隔归一化的整数倍频偏值，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

Patten_pss表示频域补零后的PSS图案，

Nfft表示每个OFDM符号的长度。

17.一种用于在无线通信系统中进行时频同步的装置，包括：

用于通过循环前缀相关、确定接收信号的正交频分复用OFDM符号定时和小数倍频偏估计值的装置；

用于通过对所述接收信号进行匹配滤波、确定主同步信号PSS的定时估计的装置；

用于根据所确定的OFDM符号定时和PSS的定时估计、确定至少两个连续的OFDM符号作为包括PSS的候选OFDM符号的装置；

用于将由所述小数倍频偏估计值补偿后的候选OFDM符号变换到频域的装置；

用于在频域中利用本地PSS图案、在至少两个所述候选OFDM符号的每个候选OFDM符号的相应子载波上进行循环移位信道估计的装置，其中频域移位的值为对子载波间隔归一化的频偏范围[-K_shift，K_shift]中的各个整数倍频偏值；

用于将针对每个候选OFDM符号所得的各个循环移位信道估计结果变换到时域以获得针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应的装置；

用于根据针对各个整数倍频偏值的相应时域信道冲激响应来计算各个采样点的能量值的装置；

用于根据能量最大原则，确定包括PSS的估计OFDM符号为候选OFDM符号candi以及确定整数倍频偏估计值为频域对子载波间隔归一化的整数倍频偏值f_i的装置，其中candi和f_i满足：

其中，

表示时域中每个采样点n的信道冲激响应值，

n表示时域信道冲激响应每个采样点的索引，

i表示每一个候选整数倍频偏值索引，

arg{·}表示当{·}满足时对应的自变量的取值。

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