CN102377712A - 辅同步信号检测方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种辅同步信号检测的方法和装置，该方法包括：信道估计补偿步骤；半帧相干累加步骤；序列生成步骤；第一轮检测步骤，利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

根据索引值

确定构成第二轮检测中所用的SSS序列的索引值m₀，m₁；第二轮检测步骤，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值；辅同步信号检测结果计算步骤。本发明方法和装置可以减少相关运算量。

Description

辅同步信号检测方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种辅同步信号检测方法和装置。

背景技术

为了满足人们对数据业务的日益增加，第三代合作伙伴计划(The 3rdGeneration Partnership Project，简称3GPP)启动了3G系统的长期演进项目(Long Term Evolution，简称LTE)，旨在通过不断演进的3G系统，提供更强大的数据业务支持，为用户提供更好的服务。LTE系统采用了正交频分复用(OFDM)的传输技术，提高了频谱效率以及系统对频率选择性信道的鲁棒性。

在无线通信系统中，UE在刚开机时、空闲时以及处于激活状态时都要进行小区搜索，获取小区及相邻小区更详细的信息，以便发起其他物理层过程，小区搜索的性能直接影响到整个系统的性能。在LTE系统中的小区搜索过程，UE不仅要和服务小区取得时间和频率同步，还必须检测所述小区物理层小区标识。用于实施小区搜索的可利用的系统特征为同步信号。LTE中同步信号分为主同步信号(Primary Synchronization Signal，PSS)和辅同步信号(Secondary Synchronization Signal，SSS)。通常地，主同步信号主要用来获取5ms定时，小区组内ID识别等；辅同步信号则主要实现无线帧定时同步以及小区ID识别等。

同步信号的时域结构图如图1所示，PSS和SSS采用时分复用，在一个10ms无线帧内发送两次，每5ms一次。对于特定小区，一帧内两次发送的PSS信号相同，可以做5ms定时；一帧内两次发送的SSS不同，可以实现10ms定时。对于FDD帧结构类型(如图1A)，PSS放在第0号和第10号时隙的倒数第一个符号，SSS放在PSS的前一个符号。对于TDD方式的帧结构类型(如图1B)，PSS位于子帧1和子帧6的第3个符号上；SSS位于子帧0和子帧5的最后一个符号上，即SSS在PSS前的第3个符号上。在频域，同步信号总是在目标小区下行发送带宽的中心位置发送，无论系统带宽如何配置，总是占用中间的1.08M带宽((PSS和SSS各自占有OFDM符号中间的62个子载波，其余10个为预留子载波))，即便事先UE不知道系统的带宽，也能保证在不同带宽配置下实现快速、低复杂度、低开销的小区搜索。

辅同步信号检测作为小区搜索非常重要的一步，现有技术提出了两类检测方法。公开于2009年10月7日的中国专利CN200910078544.9101552762A提出了一种循环前缀长度类型及辅同步信号检测的方法及装置，其通过主同步信号检测的主同步信道的位置计算在不同循环前缀长度类型下辅同步信号位置获取辅同步信号，将其在频域与所述本地备选辅同步信号两两做相关运算，得到多个相关功率，检测所述多个相关功率中的最大值，从而确定实际采用的循环前缀长度类型以及小区ID和无线帧定时。该方法运用的是非相干检测的方法，其检测性能与相干检测相比，检测性能将出现较大下降，且其相关计算采用的全序列检测，计算量很大。

公开于2008年11月6日的美国专利申请US20080273522A1提出了一种辅同步信号产生和检测方法。其通过接收的主同步信号对相应的接收辅同步信号进行信道估计，从而完成辅同步信号的相干检测，进而得到小区ID和无线帧边界。对于检测中相关计算，该专利采用了快速M序列变换(FastM-sequencetransform，FMT)，其通过将SSS序列变换和地址映射，进而转换为快速哈达码变换(Fast Hadamard Transform，FHT)。采用此方法较大的减小了相关计算的运算量，但是实现过程中引入了较多的地址映射和解映射，将额外的增加资源消耗。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种辅同步信号检测的方法和装置，以减少相关运算量。

为解决以上技术问题，本发明提供了一种辅同步信号检测方法，所述方法包括：

信道估计补偿步骤，计算不同循环前缀(CP)模式下SSS符号各个子载波的信道估计补偿值；

半帧相干累加步骤，根据所述SSS符号各个子载波的信道估计补偿值，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果；

序列生成步骤，生成辅同步信号(SSS)的序列；

第一轮检测步骤，利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值根据所述索引值确定构成第二轮检测中所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，其中m₀，m₁中的一个为

且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7；

第二轮检测步骤，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值；

辅同步信号检测结果计算步骤，根据所述第二轮检测过门限值对应的参数得到CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

进一步地，所述信道估计补偿步骤包括：

对PSS符号进行信道估计，得到PSS符号各个子载波的信道估计值；

利用所述信道估计值及变换后的SSS频域符号进行信道补偿，得到SSS符号各个子载波的信道补偿值。

进一步地，所述信道估计补偿步骤包括：

对PSS符号进行信道估计，得到PSS符号各个子载波的信道估计值；

将信道估计值变换到时域，对信道冲激响应区域(CIR)进行门限去噪，将处理后的CIR变换到频域，得到去噪后的频域信道估计值；

利用去噪后的频域信道估计值及变换后的SSS频域符号进行信道补偿，得到SSS符号各个子载波的信道补偿值。

进一步地，所述信道估计补偿步骤中的时频转换缓存调度方法为：在某一天线的处理时间段，依次进行扩展CP模式下SSS符号时域到频域的转换，PSS符号时域到频域的转换，信道估计值频域到时域的转换，扩展CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下SSS时域到频域的转换；缓存器在某一天线的处理时间段，先缓存扩展CP模式下的SSS频域数据，直到扩展CP模式下信道估计补偿完成后释放，再缓存常规CP模式下的去噪后的频域信道估计值，直到常规CP模式下信道估计补偿完成后释放。

进一步地，对信道冲激响应区域(CIR)进行门限去噪包括：

将时域的信道估计值序列的前端l₁个样点和后端l₂个样点作为信道冲激响应(CIR)区域，其他区域为噪声区域，选取噪声区域的最大幅度作为噪声门限，将CIR区域内所有低于噪声门限的信道估计值为噪声，并将其置0。

进一步地，所述半帧相干累加步骤包括：对SSS符号或补偿后的SSS符号所在半帧进行偶奇数编号，同一半帧的SSS符号信道补偿值天线间进行最大比合并，并分偶数和奇数分别进行相干累加，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果。

进一步地，第一轮检测步骤或第二轮检测步骤包括：

根据偶数和/或奇数半帧相干累加结果和SSS序列计算扩展CP模式和常规CP模式下的相关值；

根据所述相关值计算相关能量值；

对所述相关能量值求和后平均，并乘以检测门限系数得到检测门限，其中，第一轮求和范围为第一轮获得的相关能量值，第二轮求和范围为第一轮获得的相关能量值及第二轮获得的相关能量值；

根据检测门限对所述相关能量值进行门限判断，得到第一轮或第二轮检测过门限值。

进一步地，第一轮检测门限是根据第一轮相关能量值的平均值乘以检测门限系数获得的，若第一轮检测未出现过门限值，则在第一轮检测次数M₀范围内对检测门限系数进行调整，调整方法为：

${\mathrm{\α}}_1^{i+1}={\mathrm{\α}}_1^i-\mathrm{\δ},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M_0-2$

其中δ为调整步长。

所述第二轮检测步骤中，进行搭配相关的方法为：第一轮检测中采用偶数子载波的偶数半帧累加结果进行相关计算时，

为m₀时，所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；

为m₁时，利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值；第一轮检测中采用偶数子载波的奇数半帧累加结果进行相关计算时，若

为m₁时，所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；若

为m₀时，利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值。

为解决以上技术问题，本发明还提供了一种辅同步信号检测装置，所述装置包括：

信道估计补偿单元，用于计算不同循环前缀(CP)模式下SSS符号各个子载波的信道估计补偿值；

半帧相干累加单元，与信道估计补偿单元连接，用于根据所述SSS符号各个子载波的信道估计补偿值，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果；

序列生成单元，用于生成辅同步信号(SSS)的序列；

二轮检测单元，与所述半帧相干累加单元及所述序列生成单元连接，用于利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

还用于根据所述索引值

确定构成第二轮检测所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值，其中m₀，m₁中的一个为

且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7；

辅同步信号计算单元，与所述二轮检测单元连接，用于根据所述第二轮检测过门限值对应的参数得到CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

本发明辅同步信号检测方法和装置，采用二轮检测方法对SSS进行检测，极大地减小相关计算的运算量，且不需要增加额外的资源消耗，达到在保证性能的基础下更加高效的检测。本发明采用门限去噪法提高信道估计的性能，运算量不大。检测过程中采用了多次FFT/IFFT，应用了一种高效的调度策略，占用资源最小。

附图说明

图1是LTE中帧结构类型示意图；

图2是SSS符号接收框图；

图3是本发明辅同步信号检测方法的流程示意图；

图4是本发明辅同步信号检测方法的框图；

图5是本发明实施例信道估计补偿过程的框图；

图6是不同CP模式下PSS和SSS位置关系及样点缓存方式示意图；

图7是本发明实施例信道估计补偿过程的又一示意框图；

图8是是FFT/IFFT调度策略示意图；

图9是第一轮和第二轮检测的流程示意图；

图10是第一轮检测过程的框图示意图；

图11是待检测的小区参数m₀，m₁分组确定方法；

图12是第二轮检测过程的框图示意图；

图13是第二轮检测分组联合相关框图示意图；

图14是SSS检测实施例的完整的流程图；

图15是本发明辅同步信号检测装置的结构框图；

图16是信道估计补偿单元的结构框图；

图17是二轮检测单元的结构框图。

具体实施方式

本发明辅同步信号检测方法和装置的主要思想是，先根据偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列的相关结果进行第一轮检测，再根据第一轮检测结果，利用所述所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列，进行第二轮检测获得辅同步信号检测结果，从而减小相关运算计算量。

SSS符号接收框图如图2所示。天线接收的信号通过RF前端处理输入到数字前端处理。RF前端处理具体包括RF信号调理，滤波，下变频，以及模数转换等模块；数字前端处理具体包括射频缺陷接收IQ数据补偿，频偏补偿，AGC，下采样滤波，天线间加权处理(天线间能量平衡)等模块，其中下采样滤波将采样频率30.72MHz的数据降采样到1.92MHz。小区搜索部分则处理数字前端处理后的时域数据。小区搜索部分主要分为PSS检测，细载波频偏检测和SSS检测。PSS检测完成5ms定时，即半帧定时，小区组内ID和粗载波频偏确定；细载波频偏检测模块则在粗载波频偏调整后进一步进行细频偏检测；本发明所涉及的SSS检测则在细频偏补偿后，利用PSS检测位置和小区组内ID，从而得到小区ID，无线帧边界和CP(Cyclic Prefix，循环前缀)模式的检测。三步检测在实际中可以采用流水操作。

如图3和图4所示，本发明辅同步信号检测方法包括：

步骤301：信道估计补偿步骤，计算不同循环前缀(CP)模式下SSS符号各个子载波的信道估计补偿值；

步骤302：半帧相干累加步骤，根据所述SSS符号各个子载波的信道估计补偿值，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果；

步骤303：序列生成步骤，生成辅同步信号(SSS)的序列；

步骤304：第一轮检测步骤，利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

步骤305：第二轮检测步骤，根据所述索引值

确定构成第二轮检测所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值，其中m₀，m₁中的一个为

且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7；

步骤306：辅同步信号检测结果计算步骤，根据所述第二轮检测过门限值对应的参数得到CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

以下对本发明实施例的各个过程进行详细说明：

一、信道估计补偿

信道估计补偿包括：

对PSS符号进行信道估计，得到PSS符号各个子载波的信道估计值；

利用所述PSS符号各个子载波的信道估计值近似为SSS符号各个子载波的信道估计值，与变换后的SSS频域符号进行信道补偿，得到SSS符号各个子载波的信道补偿值。

下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述：

如5所示，信道估计补偿的过程包括：样点缓存，缓存SSS检测所需的PSS符号和两种CP模式下的SSS符号；PSS和SSS符号获取，依据PSS边界，分天线和CP模式获取相应的SSS符号和本身的PSS符号，同时这些符号转换到频域进行处理；信道估计，利用接收的PSS符号进行信道估计，可以认为PSS的信道估计近似等于SSS信道估计；信道补偿，根据信道估计的结果和接收的SSS频域符号得到信道补偿值。

图5是以两根天线为例进行示意的。

1.1样点缓存

对PSS符号进行信道估计前，需要先缓存SSS检测所需的PSS符号和两种CP模式下的SSS符号，样点缓存方式如图6所示，利用PSS检测得到的PSS边界，按照LTE配置的帧结构类型可以推理出扩展CP和常规CP两种模式下的可能的SSS位置，对于单个天线，在FDD帧结构类型下，采用连续存储288个样点，如图6中A所示；在TDD帧结构类型下，采用两段存储，如图6中B所示，缓存区域1存储196个样点，缓存区域2存储128个样点，总共324个样点，所以对于双天线不区分帧结构类型，样点存储的容量为648个样点。

1.2信道估计

由于OFDM符号长度远大于信道最大的多径时延，经过IFFT变换得到的信道冲激响应大部分能量都集中在符号的前端和后端相对少数几个采样点上，利用这个特性这里采用简化的基于DFT的信道估计方法。为了避免由于过采样或者发送/接收滤波对数据信号带来的畸变，LTE系统对于PSS位于的6个RB引入了10个预留子载波(即未使用)。预留子载波的引入造成了系统信道估计中信道冲激响应(CIR)在整个符号内扩散，从而使得多径的能量集中性遭受到一定的破坏。由于多径能量主要集中在符号的前端和后端，在符号的中部多径扩散的能量很小。通常噪声能量大于虚载波引起的扩散的能量，在时域这里采用门限去噪的方法降低噪声对信道估计性能的影响。由于LTE采用了两种不同的CP模式，分别应用于不同的多径延时场景。采用SSS检测的方法完成CP识别，需要同对两种CP模式下的信道估计。具体方法如图7所示，包括：

(i)根据样点缓存区域的时域PSS位置，获取PSS时域数据，并进行时域到频域的转换，通过本地的PSS码和接收的变换后的PSS频域符号(并将预留子载波上的值置0)共轭运算，得到最小二乘估计(LS)的信道估计值，即

H_LS＝S_PSS ^*R_PSS

其中R_PSS为接收信号，S_PSS为本地的PSS码。

(ii)将LS算法得到的频域LS估计值通过IFFT变换到时域，

h_LS(n)＝IFFT{H_LS(k)}    k∈Ω_SC

其中Ω_SC为PSS分配的子载波区间。

(iii)对于扩展CP模式，将时域的LS估计值序列的前端

个样点和后端

个样点作为扩展CP信道冲激响应(CIR)区域，其他区域为噪声区域选取噪声区域的最大幅度作为噪声门限λ_ECP，

λ_ECP＝max{|h_LS(n)|}

将所有低于噪声门限的信道估计值(即信道冲激响应(CIR))视为噪声，并将其置0。

$h_{\mathrm{LS},\mathrm{ECP}}^{\′}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{LS}}\left(n\right)& \left|h_{\mathrm{LS}}\left(n\right)\right|>{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ECP}},n\∉{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{noise}}^{\mathrm{ECP}}\\ 0& \end{array}\right.$

即忽略那些包含噪声功率大于信道有用功率的系数，这样处理极大地消除由于这些径上存在的噪声带来的干扰，从而起到提高信道估计的性能的作用。

对于常规CP模式，则将时域的LS估计值的前端

个样点和后端

个样点作为常规CP信道冲激响应(CIR)区域(其中一般地

)，其他区域为噪声区域

这里为了简化计算，这里，

λ_NCP＝λ_ECP

同样地，

$h_{\mathrm{LS},\mathrm{NCP}}^{\′}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{LS}}\left(n\right)& \left|h_{\mathrm{LS}}\left(n\right)\right|>{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{ECP}},n\∉{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{noise}}^{\mathrm{NCP}}\\ 0& \end{array}\right.$

(iv)将处理后的CIR变换到频域，便得到去噪后的信道频域响应(CFR)。

${\hat{H}}_{\mathrm{ECP}}\left(k\right)=\mathrm{FFT}\left\{h_{\mathrm{LS},\mathrm{ECP}}^{\′}\left(n\right)\right\},k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{SC}}$

${\hat{H}}_{\mathrm{NCP}}\left(k\right)=\mathrm{FFT}\left\{h_{\mathrm{LS},\mathrm{NCP}}^{\′}\left(n\right)\right\},k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{SC}}$

这里计算的

也即半帧中SSS符号的去噪后的频域信道估计值。对于h′_LS，NCP(n)＝h′_LS，ECP(n)情况，则不需要将常规CP模式下的CIR变换到频域，此时

在SSS检测的信道估计补偿步骤中，存在多次时频转换(FFT/IFFT)运算，为了减少硬件资源和数据的缓存，采用以下时分复用时频转换缓存调度方法：在某一天线的处理时间段，依次进行扩展CP模式下SSS符号时域到频域的转换，PSS符号时域到频域的转换，信道估计值频域到时域的转换，扩展CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下SSS时域到频域的转换；缓存器在某一天线的处理时间段，先缓存扩展CP模式下的SSS频域数据，直到扩展CP模式下信道估计补偿完成后释放，再缓存常规CP模式下的去噪后的频域信道估计值，直到常规CP模式下信道估计补偿完成后释放。

具体的FFT/IFFT调度如图8所示。以2天线为例，调度时间段分为天线0处理时间段和天线1处理时间段。天线0处理时间段中的FFT/IFFT调度和天线1的相同。下面以天线0中的FFT/IFFT调度为例进行说明，先进行扩展CP模式下SSS时域到频域的转换，此时数据缓存模块存储变换后的SSS频域数据；接下来进行天线0扩展CP模式信道估计；经历天线0扩展CP模式下SSS补偿后，进行天线0常规CP模式下信道估计，由于此时扩展CP模式信道估计补偿已经完成运算，可以释放存储常规CP模式下去噪后的频域信道估计值；然后FFT/IFFT模块完成常规CP模式下SSS时域到频域的转换，常规CP模式下SSS处理完后，数据缓存模块将释放。整个处理过程只需要存储62个子载波数据，所需资源消耗最小且处理更加高效。

1.3信道估计补偿

信道补偿则利用信道估计的输出和接收的SSS从时域到频域的输出进行，所依据的公式为：

${\hat{R}}^{\mathrm{SSS}}\left(k\right)=\hat{H}*\left(k\right)\·R^{\mathrm{SSS}}\left(k\right),k\∈{\mathrm{\Ω}}_{\mathrm{SC}}$

其中

表示SSS符号的第k个子载波信道估计值的共轭；R^SSS(k)表示变换后的SSS频域符号的第k个子载波的值；

表示SSS符号的第k个子载波信道补偿值。上面式中各项可针对于任意天线的扩展CP模式，也可以是常规CP模式。

二、半帧相干累加

对SSS符号或补偿后的SSS符号所在半帧进行偶奇数编号，同一半帧的SSS符号补偿值天线间进行最大比合并，并分偶数和奇数分别进行相干累加，得到

其中N表示SSS信道补偿后的累加的符号数，也即累加半帧数目；Q表示接收天线数目，文中以2天线进行说明；

表示第2j次相干累加中第k个子载波的第i根天线输出的信道补偿值；

表示第2j+1次相干累加中第k个子载波的第i根天线输出的信道补偿值；A_even(k)，A_odd(k)分别表示第k个子载波的偶数半帧相干累加结果和奇数半帧相干累加结果，这些值可以是扩展CP模式和常规CP模式的。

如图9所示，第一轮检测和第二轮检测均经过以下步骤：

步骤901，相关计算，根据偶数和/或奇数半帧相干累加结果和SSS序列计算扩展CP模式和常规CP模式下的相关值；

步骤902，求取能量，根据所述相关值计算相关能量值；

步骤903，确定检测门限，对所述相关能量值求和后平均，并乘以检测门限系数得到检测门限，其中，第一轮求和范围为第一轮获得的相关能量值，第二轮求和范围为第一轮获得的相关能量值及第二轮获得的相关能量值；

步骤904，检测门限判断，根据检测门限对所述相关能量值进行门限判断，得到第一轮或第二轮检测过门限相关能量值。

第一轮检测和第二轮检测的方法基本相似，唯相关计算的方式、相关能量求和范围、平均化因子及门限系数有所不同，以下分别对第一轮检测和第二轮检测进行说明：

三、第一轮检测

第一轮检测前，先根据PSS检测的小区组内ID完成SSS序列生成，SSS序列由S序列、C序列和Z序列结合而成，具体生成可参考3GPP TS36.211。

第一轮检测如图10所示，包括以下步骤：

相关计算；

获取偶数或奇数半帧偶数子载波相干累加结果(扩展CP和常规CP分别获取)，利用由小区组内ID产生偶数子载波的SSS序列进行相关计算。采用偶数子载波的偶数半帧累加结果与偶数子载波的SSS序列相关，或采用偶数子载波的奇数半帧累加结果与偶数子载波的SSS序列相关均可。以下以获取偶数子载波的偶数半帧相干累加结果相关为例，具体的相关计算如下：

$C_i=<A_{\mathrm{even}}^{\mathrm{even}\_\mathrm{sc}},d^{\mathrm{even}\_\mathrm{sc},i}>,i=\mathrm{0,1},...,30$

其中C_i为第一轮相关计算的第i个相关值；A^even_sc为偶数子载波的偶数半帧相干累加结果，即

d^even_sc，i表示第i个序号的偶数子载波SSS序列，<·>表示点乘。

求取相关能量；

求取第一轮检测的相关能量，求取相关值能量值方法为：

$P_i^1={\left|C_i\right|}^2$

其中

表示第一轮检测第i次相关能量值，C_i为第一轮相关计算的第i个相关值。

获得第一轮检测门限；

将相关能量值求和求取平均，乘以门限系数1得到第一轮检测门限，即

${\stackrel{\&OverBar;}{P}}_1=\frac{1}{31}\underset{i=0}{\overset{30}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i^1$

$T_1={\mathrm{\&alpha;}}_1\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{P}}_1$

其中

表示第一轮检测第i次相关能量值，

表示平均相关能量值，α₁为门限系数1，T₁为检测门限1。

为了克服由于第一轮检测采用相干累加结果中子载波数据过少而造成的SSS的漏警概率，若第一轮检测未出现过门限值，则检测门限系数在第一轮检测次数M₀范围内进行调整。调整方法为

${\mathrm{\&alpha;}}_1^{i+1}={\mathrm{\&alpha;}}_1^i-\mathrm{\&delta;},i=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M_0-2$

其中δ为调整步长。在第一轮检测次数范围内，一旦存在过门限相关能量值则中止第一轮检测。

门限比较

将各相关能量值与检测门限1进行比较，得到超过第一轮检测门限的相关能量值(称为第一轮检测过门限值)，进而得到第一轮检测过门限制对应的SSS序列索引值

(i＝0，1，…，M₁-1，M₁为第一轮检测的过门限的相关能量个数)。

确定构成SSS序列的索引值m₀，m₁

由可以进一步确定构成第二轮检测所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，如图11所示。

对于一个

确定两大组m₀，m₁，满足以下条件：m₀，m₁中的一个为

且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7，即，

第一大组依据以下公式确定：

$m_0={\hat{m}}_i,m_1={\hat{m}}_i+{\mathrm{\&Delta;}}_j$

第二大组依据以下公式确定：

$m_1={\hat{m}}_i,m_0={\hat{m}}_i-{\mathrm{\&Delta;}}_j$

四、第二轮检测

如图12所示，第二轮检测与第一轮检测基本相似，包括：

由第一轮检测得到扩展CP和常规CP情况下的m₀，m₁和小区ID组内号，便可利用扩展CP(或者常规CP)模式下所有子载波的偶数半帧相干累加结果和扩展CP(或者常规CP)模式下所有子载波的奇数半帧相干累加结果进行分组联合检测。先按照Δ_j的取值进行分组，对于第一轮检测中采用偶数子载波的偶数半帧累加结果进行相关计算时，若

为m₀，采用偶奇半帧搭配进行相关；若

为m₁，则采用奇偶半帧搭配进行相关。第一轮检测中采用偶数子载波的奇数半帧累加结果进行相关计算时，半帧搭配方式与上相反，即若

为m₀，采用奇偶半帧搭配进行相关；若为m₁，则采用偶奇半帧搭配进行相关。如图13所示的为以第一轮检测采用偶数子载波的偶数半帧累加结果进行相关计算的搭配形式。对于其中一组Δ_j，具体操作如下：

$C_{\mathrm{even}\_\mathrm{odd}}=<A_{\mathrm{even}},d_{\mathrm{subframe}0}^{(m_0,m_1)}>+<A_{\mathrm{odd},}{d}_{\mathrm{subframe}5}^{(m_0,m_1)}>$

$C_{\mathrm{odd}\_\mathrm{even}}=<A_{\mathrm{odd}},d_{\mathrm{subframe}0}^{(m_0,m_1)}>+<A_{\mathrm{even},}{d}_{\mathrm{subframe}5}^{(m_0,m_1)}>$

其中C_{even_odd}，C_{odd_even}分别表示偶奇半帧搭配相关值和奇偶半帧搭配相关值；A_even，A_odd分别表示所有子载波的偶数半帧和奇数半帧相干累加结果，即A_even＝[A_even(0)，A_even(1)，A_even(2)，...，A_even(61)]，A_odd＝[A_odd(0)，A_odd(1)，A_odd(2)，...，A_odd(61)]；分别表示子帧0和子帧5的由m₀和m₁确定的SSS序列。

第一轮检测相关能量和与第二轮检测相关值求得的能量求和并平均，从而得到第二轮检测的相关能量平均值。具体方法为：

$P_2=\underset{i=0}{\overset{30}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i^1+\underset{j=0}{\overset{M_2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_j^2$

${\stackrel{\&OverBar;}{P}}_2=\frac{P_2}{\frac{31}{4}+M_2}$

其中

表示第一轮检测第i次相关能量值，

表示第二轮检测第j次相关能量值，P₂，

分别表示运用于第二轮检测的总相关能量值和平均相关能量值。这里假定了对应第一轮检测的某个索引值

第二轮检测需相关计算的次数为M₂，这里包括偶奇半帧搭配形式和奇偶半帧搭配形式。

第二轮检测的门限即门限2为

$T_2={\mathrm{\&alpha;}}_2\&CenterDot;{\stackrel{\&OverBar;}{P}}_2$

其中α₂为门限系数2。

五、辅同步信号检测结果计算

由第二轮检测过门限的相关能量值(本发明中为过门限值)对应的一个或者多个Δ_j和m₀，根据以下公式得到一个或者多个小区ID组号：

相应的小区ID为：

$N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}=3N_{\mathrm{ID}}^{\left(1\right)}+N_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}$

其中

为小区ID组内号；

若第二轮检测过门限值的是扩展CP模式数据，则检测的小区CP模式为扩展CP；相反地，则为常规CP模式。若第二轮检测过门限值对应偶奇半帧搭配相关值，则无线帧定时为先子帧0后子帧5；若第二轮检测过门限值对应奇偶半帧搭配相关值，则无线帧定时为先子帧5后子帧0。

实施例

如图14所示，采用本发明所述方案进行辅同步信号检测的具体流程如下：

S1：获取PSS检测表中第一个相关峰值的PSS位置和相对应的帧结构类型；

此处的PSS检测采用峰值从大到小进行排列，获取的第一个相关峰值，也即最大峰值。

S2：由PSS位置按照帧结构类型和CP模式，推断出可能的SSS的范围，缓存经过频偏补偿后的扩展CP和常规CP两种模式下的SSS符号和PSS符号；

对于FDD帧结构类型，SSS符号和PSS符号采用连续存储的方式；而在TDD帧结构类型，两种CP模式下SSS覆盖数据范围和PSS符号分成两段进行存储。

S3：通过PSS符号完成两种CP模式下信道估计，对相应的频域SSS进行补偿；

此处对FFT/IFFT可以实施上文中的高效时频变换缓存调度策略。

S4：将补偿的SSS符号分奇偶半帧和CP模式进行天线间相干累加；

S5：获取PSS对应的小区组内ID和偶数/奇数半帧相干累加结果中偶数子载波值进行第一轮检测，判断是否存在过检测门限1的峰值，若存在则继续执行步骤S6，否则在第一轮检测次数范围内随第一轮检测次数按照调整步长逐渐下调门限系数1；若超过了第一轮检测次数，则查询在PSS检测表中是否还存在峰值，如果存在峰值，则获取当前PSS检测结果的下一个结果信息继续进行检测，也即重新进入S2，否则SSS检测进入空闲状态。

S6：获取第一轮检测到的第一个峰值对应参数

此处

也按照其对应的峰值从大到小进行排列。

S7：由参数

确定待检测的m₀，m₁，确定方法如前所述；

S8：根据m₀，m₁之间的关系，将偶数半帧和奇数半帧相干累加的结果分组联合进行第二轮检测，判断是否存在过检测门限2的峰值，若存在则继续执行步骤S9，否则在第二轮检测次数范围内，再次获取第一轮检测到的接下来峰值对应参数，也即重新进入S7；若检测的次数超过了第二轮检测次数，则获取新的PSS检测结果进行SSS检测，也即进入S2；

S9：从S8中获取过门限2的峰值的对应参数，得到此次SSS检测的CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

本发明上面所述方案实施于CP模式检测，也可以不进行CP模式检测，操作方法相同。

为了实现以上方法，本发明还提供了一种辅同步信号检测装置，如图15所示，所述装置包括：

信道估计补偿单元，用于计算不同循环前缀(CP)模式下SSS符号各个子载波的信道估计补偿值；

半帧相干累加单元，与信道估计补偿单元连接，用于根据所述SSS符号各个子载波的信道估计补偿值，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果；

序列生成单元，用于生成辅同步信号(SSS)的序列；

二轮检测单元，与所述半帧相干累加单元及所述序列生成单元连接，用于利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

还用于根据所述索引值

确定构成第二轮检测的所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值，其中m₀，m₁中的一个为

且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7；

辅同步信号检测结果计算单元，与所述二轮检测单元连接，用于根据所述第二轮检测过门限值对应的参数得到CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

以下对本发明实施例的各个单元的具体实现进行详细说明：

信道估计补偿单元，有以下两种实现方式：

方式一，所述信道估计补偿单元包括：

信道估计模块，用于进行时频变换，包括将PSS符号和SSS符号从时域变换到频域，以及对PSS符号进行信道估计，得到PSS符号各个子载波的信道估计值；

信道补偿模块，与所述信道估计模块连接，用于利用所述PSS符号的信道估计值近似为SSS符号的信道估计值，对变换后的SSS频域符号进行信道补偿，得到SSS符号各个子载波的信道补偿值。

方式二，如图16所示，信道估计补偿单元包括：

信道估计模块，用于进行时频变换，包括将PSS符号和SSS符号变换到频域，将信道估计值变换到时域，将门限去噪后的信道冲激响应变换到频域得到去噪后的频域信道估计值，还用于对PSS符号进行信道估计，得到PSS符号各个子载波的信道估计值；

降噪模块，与所述信道估计模块连接，用于根据变换到时域的信道估计值，对信道冲激响应区域(CIR)进行门限去噪；

信道补偿模块，与所述信道估计模块连接，用于利用所述去噪后的频域信道估计值及变换后的SSS频域符号进行信道补偿，得到SSS符号各个子载波的信道补偿值。

进一步地，信道估计模块包括：

控制子模块，用于控制时频转换子模块及数据缓存子模块，达到FFT/IFFT模块时分复用的目的；

时频转换子模块，用于在所述控制模块的控制下实现时分复用的时频转换，在某一天线的处理时间段，依次进行扩展CP模式下SSS符号时域到频域的转换，PSS符号时域到频域的转换，LS信道估计值频域到时域的转换，扩展CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下SSS时域到频域的转换；

数据缓存子模块，用于在所述控制模块的控制下缓存时频转换后的数据，在某一天线的处理时间段，先缓存扩展CP模式下的SSS频域数据，直到扩展CP模式下信道估计补偿完成后释放，再缓存常规CP模式下的去噪后的频域信道估计值，直到常规CP模式下信道估计补偿完成后释放；

信道估计子模块，与所述时频变换子模块连接，用于利用本地的PSS码和变换后的PSS频域符号运算，得到最小二乘估计(LS)的信道估计值。

半帧相干累加单元对SSS符号或补偿后的SSS符号所在半帧进行偶奇数编号，同一半帧的SSS符号信道补偿值天线间进行最大比合并，并分偶数和奇数分别进行相干累加，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果。

所述相干累加模块根据以下公式计算各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果：

其中N表示累加半帧数目；Q表示接收天线数目；

表示第2j次相干累加中第k个子载波的第i根天线输出的信道补偿值；

表示第2j+1次相干累加中第k个子载波的第i根天线输出的信道补偿值；A_even(k)，A_odd(k)分别表示第k个子载波的偶数半帧相干累加结果和奇数半帧相干累加结果。

如图17所示，二轮检测单元包括：

相关计算模块，用于根据偶数和/或奇数半帧相干累加结果和SSS序列计算扩展CP模式和常规CP模式下的相关值；

能量计算模块，与所述相关计算模块连接，用于根据相关计算模块计算的相关值计算相关能量值；

门限确定模块，用于对相关能量值求和后平均，并乘以检测门限系数得到检测门限，其中，第一轮求和范围为第一轮获得的相关能量值，第二轮求和范围为第一轮获得的相关能量值及第二轮获得的相关能量值；

门限判断模块，用于根据第一轮检测门限对第一轮获得的相关能量值进行门限判断，以及根据第二轮检测门限对第二轮获得的相关能量值进行门限判断；

搭配序号确定模块，用于根据第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

确定构成第二轮检测所用的SSS序列的索引值m₀，m₁。

第一轮检测中采用偶数子载波的偶数半帧累加结果进行相关计算，第二轮检测时，若

为m₀，所述相关计算模块利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；若

为m₁，所述相关计算模块利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值；

第一轮检测中采用偶数子载波的奇数半帧累加结果进行相关计算，第二轮检测时，若

为m₁，所述相关计算模块利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；若

为m₀，所述相关计算模块利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值。

所述相关计算模块根据以下公式计算奇偶半帧搭配相关值及偶奇半帧搭配相关值：

$C_{\mathrm{even}\_\mathrm{odd}}=<A_{\mathrm{even}},d_{\mathrm{subframe}0}^{(m_0,m_1)}>+<A_{\mathrm{odd},}{d}_{\mathrm{subframe}5}^{(m_0,m_1)}>$

$C_{\mathrm{odd}\_\mathrm{even}}=<A_{\mathrm{odd}},d_{\mathrm{subframe}0}^{(m_0,m_1)}>+<A_{\mathrm{even},}{d}_{\mathrm{subframe}5}^{(m_0,m_1)}>$

其中C_{even_odd}，C_{odd_even}分别表示偶奇半帧搭配相关值和奇偶半帧搭配相关值；A_even，A_odd分别表示所有子载波的偶数半帧和奇数半帧相干累加结果，即A_even＝[A_even(0)，A_even(1)，A_even(2)，...，A_even(61)]，A_odd＝[A_odd(0)，A_odd(1)，A_odd(2)，...，A_odd(61)]；

分别表示子帧0和子帧5的由m₀和m₁确定的SSS序列。

所述辅同步信号计算单元，根据第二轮检测过门限值对应的Δ_j和m₀以及以下公式得到小区ID组号：

相应的小区ID为：

$N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}=3N_{\mathrm{ID}}^{\left(1\right)}+N_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}$

其中为小区ID组内号；

若超过第二轮检测门限的相关能量值的是扩展CP模式数据，则检测的小区CP模式为扩展CP；相反地，则为常规CP模式；

若第二轮检测过门限值对应偶奇半帧搭配相关值，则无线帧定时为先子帧0后子帧5；若第二轮检测过门限值对应奇偶半帧搭配相关值，则无线帧定时为先子帧5后子帧0。

所述门限确定模块在第一轮检测未出现过门限值时，还用于在第一轮检测次数M₀范围内对检测门限系数进行调整，调整方法为：

${\mathrm{\&alpha;}}_1^{i+1}={\mathrm{\&alpha;}}_1^i-\mathrm{\&delta;},i=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M_0-2$

其中δ为调整步长。

本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序来指令相关硬件完成，所述程序可以存储于计算机可读存储介质中，如只读存储器、磁盘或光盘等。可选地，上述实施例的全部或部分步骤也可以使用一个或多个集成电路来实现。相应地，上述实施例中的各模块/单元可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。本发明不限制于任何特定形式的硬件和软件的结合。

在本发明具体实施方式中，SSS序列的位置在子帧0和子帧5上，这与协议的规定有关，当协议中规定的SSS序列的位置改变时，本发明同样适用。

本发明辅同步信号检测方法和装置，采用二轮检测方法对SSS进行检测，极大地减小相关计算的运算量，且不需要增加额外的资源消耗，达到在保证性能的基础下更加高效的检测。相比于现有技术，检测中若采用全序列检测，不考虑CP模式的识别，将本地336组SSS按照半帧组成无线帧的形式，总共需要进行336*2＝672次相关，若将CP模式考虑，则需要672*2＝1344次检测。显然，全序列检测运算量相当的大，而本发明较大程度降低相关运算量，达到检测效率和性能之间的很好折中。

对于第一轮检测到的一个结果，仅需要第二轮最多56次检测(包含CP模式检测)。

本发明利用了一种基于DFT的方法对SSS信道估计，为了克服预留子载波的引入造成的信道估计中信道冲激响应(CIR)在整个符号内扩散，采用了门限去噪法提高信道估计的性能，运算量不大，并且通过扩展CP和常规CP模式下补零方式判别决定是否启动常规CP的信道的频域响应(CFR)求解。优化的信道估计及相干检测方法保证了SSS本身检测性能和CP检测性能。

检测过程中采用了多次FFT/IFFT，为了减小资源消耗，同时达到运算的效率性，对FFT/IFFT运用时分复用的办法，并且应用了一种高效的调度策略，占用资源最小。

为了克服由于第一轮检测采用相干累加结果中子载波数据过少而造成的SSS的漏警概率，发明中采用了在第一轮检测次数范围内对门限系数1进行调整方法。

本发明具体实现中第一轮检测和第二轮检测可以采用相同的结构，不会增加额外的资源。

Claims (14)

1.一种辅同步信号检测方法，其特征在于，所述方法包括：

信道估计补偿步骤，计算不同循环前缀(CP)模式下辅同步信号(SSS)符号各个子载波的信道估计补偿值；

半帧相干累加步骤，根据所述SSS符号各个子载波的信道估计补偿值，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果；

序列生成步骤，生成SSS的序列；

第一轮检测步骤，利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

根据所述索引值

确定构成第二轮检测中所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，其中m₀，m₁中的一个为

且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7；

第二轮检测步骤，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值；

辅同步信号检测结果计算步骤，根据所述第二轮检测过门限值对应的参数得到CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道估计补偿步骤包括：

对PSS符号进行信道估计，得到PSS符号各个子载波的信道估计值；

将信道估计值变换到时域，对信道冲激响应区域(CIR)进行门限去噪，将处理后的CIR变换到频域，得到去噪后的频域信道估计值；

利用去噪后的频域信道估计值及变换后的SSS频域符号进行信道补偿，得到SSS符号各个子载波的信道补偿值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述信道估计补偿步骤中的时频转换缓存调度方法为：在某一天线的处理时间段，依次进行扩展CP模式下SSS符号时域到频域的转换，PSS符号时域到频域的转换，信道估计值频域到时域的转换，扩展CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下处理后的CIR时域到频域的转换，常规CP模式下SSS时域到频域的转换；缓存器在某一天线的处理时间段，先缓存扩展CP模式下的SSS频域数据，直到扩展CP模式下信道估计补偿完成后释放，再缓存常规CP模式下的去噪后的频域信道估计值，直到常规CP模式下信道估计补偿完成后释放。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，对信道冲激响应区域(CIR)进行门限去噪包括：

将时域的信道估计值序列的前端l₁个样点和后端l₂个样点作为信道冲激响应(CIR)区域，其他区域为噪声区域，选取噪声区域的最大幅度作为噪声门限，将CIR区域内所有低于噪声门限的信道估计值为噪声，并将其置0。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述半帧相干累加步骤包括：对SSS符号或补偿后的SSS符号所在半帧进行偶奇数编号，同一半帧的SSS符号信道补偿值天线间进行最大比合并，并分偶数和奇数分别进行相干累加，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：第一轮检测步骤或第二轮检测步骤包括：

根据偶数和/或奇数半帧相干累加结果和SSS序列计算扩展CP模式和常规CP模式下的相关值；

根据所述相关值计算相关能量值；

对所述相关能量值求和后平均，并乘以检测门限系数得到检测门限，其中，第一轮求和范围为第一轮获得的相关能量值，第二轮求和范围为第一轮获得的相关能量值及第二轮获得的相关能量值；

根据检测门限对所述相关能量值进行门限判断，得到第一轮或第二轮检测过门限值。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：第一轮检测门限是根据第一轮相关能量值的平均值乘以检测门限系数获得的，若第一轮检测未出现过门限值，则在第一轮检测次数M₀范围内对检测门限系数进行调整，调整方法为：

${\mathrm{\&alpha;}}_1^{i+1}={\mathrm{\&alpha;}}_1^i-\mathrm{\&delta;},i=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M_0-2$ 其中δ为调整步长。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二轮检测步骤中，进行搭配相关的方法为：第一轮检测中采用偶数子载波的偶数半帧累加结果进行相关计算时，

为m₀时，所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；

为m₁时，利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值；第一轮检测中采用偶数子载波的奇数半帧累加结果进行相关计算时，若

为m₁时，所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；若

为m₀时，利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述辅同步信号计算步骤中，根据第二轮检测过门限值对应的Δ_j和m₀以及以下公式得到小区ID组号：

相应的小区ID为：

$N_{\mathrm{ID}}^{\mathrm{cell}}=3N_{\mathrm{ID}}^{\left(1\right)}+N_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}$

其中

为小区ID组内号；

若超过第二轮检测门限的相关能量值的是扩展CP模式数据，则检测的小区CP模式为扩展CP；相反地，则为常规CP模式；

若第二轮检测过门限值对应偶奇半帧搭配相关值，则无线帧定时相位为先子帧0后子帧5；若第二轮检测过门限值对应奇偶半帧搭配相关值，则无线帧定时为先子帧5后子帧0。

10.一种辅同步信号检测装置，其特征在于，所述装置包括：

信道估计补偿单元，用于计算不同循环前缀(CP)模式下SSS符号各个子载波的信道估计补偿值；

半帧相干累加单元，与信道估计补偿单元连接，用于根据所述SSS符号各个子载波的信道估计补偿值，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果；

序列生成单元，用于生成辅同步信号(SSS)的序列；

二轮检测单元，与所述半帧相干累加单元及所述序列生成单元连接，用于利用偶数子载波的偶数或奇数半帧相干累加结果与偶数子载波的SSS序列进行相关计算并求取能量，得到第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值

还用于根据所述索引值

确定构成第二轮检测所用的SSS序列的索引值m₀，m₁，利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果以及所有子载波的的SSS序列进行搭配相关计算并求取能量，得到第二轮检测过门限值，其中m₀，m₁中的一个为且m₁-m₀＝Δ_j，Δ_j＝1，2...，7；

辅同步信号计算单元，与所述二轮检测单元连接，用于根据所述第二轮检测过门限值对应的参数得到CP模式，并计算小区ID和无线帧边界。

11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述半帧相干累加单元对SSS符号或补偿后的SSS符号所在半帧进行偶奇数编号，同一半帧的SSS符号信道补偿值天线间进行最大比合并，并分偶数和奇数分别进行相干累加，得到各个子载波的偶数半帧相干累加结果及奇数半帧相干累加结果。

12.如权利要求10所述的装置，其特征在于，二轮检测单元包括：

相关计算模块，用于根据偶数和/或奇数半帧相干累加结果和SSS序列计算扩展CP模式和常规CP模式下的相关值；

能量计算模块，与所述相关计算模块连接，用于根据相关计算模块计算的相关值计算相关能量值；

门限确定模块，用于对相关能量值求和后平均，并乘以检测门限系数得到检测门限，其中，第一轮求和范围为第一轮获得的相关能量值，第二轮求和范围为第一轮获得的相关能量值及第二轮获得的相关能量值；

门限判断模块，用于根据第一轮检测门限对第一轮获得的相关能量值进行门限判断，以及根据第二轮检测门限对第二轮获得的相关能量值进行门限判断；

搭配序号确定模块，用于根据第一轮检测过门限值对应的SSS序列的索引值确定构成第二轮检测所用的SSS序列的索引值m₀，m₁。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于：所述门限确定模块在第一轮检测未出现过门限值时，还用于在第一轮检测次数M₀范围内对检测门限系数进行调整，调整方法为：

${\mathrm{\&alpha;}}_1^{i+1}={\mathrm{\&alpha;}}_1^i-\mathrm{\&delta;},i=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M_0-2$

其中δ为调整步长。

14.如权利要求12所述的装置，其特征在于：

第一轮检测中采用偶数子载波的偶数半帧累加结果进行相关计算，第二轮检测时，若

为m₀，所述相关计算模块利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；若

为m₁，所述相关计算模块利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值；

第一轮检测中采用偶数子载波的奇数半帧累加结果进行相关计算，第二轮检测时，若

为m₁，所述相关计算模块利用所有子载波的偶数和奇数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到偶奇搭配相关值；若

为m₀，所述相关计算模块利用所有子载波的奇数和偶数半帧相干累加结果分别与所有子载波的子帧0和子帧5的SSS序列搭配相关得到奇偶搭配相关值。

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