CN103905351A - 一种dvb-t2信道估计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DVB-T2信道估计方法及系统，先后利用信号时延与其频域响应的关系，自适应的在滤波器组中选择滤波器，以分组的方式在基带实现频域方向上的插值滤波，从而实现有效的降低噪声对系统的影响，同时简化和降低了硬件实现成本和功耗。本发明的方法有效的降低了噪声对DVB-T2系统的影响，提高了信道估计精度。

Description

一种DVB-T2信道估计方法及系统

技术领域

本发明涉及DVB-T2系统,特别是一种DVB-T2信道估计方法及系统。

背景技术

DVB-T2是世界上最先进的数字地面广播传输系统，相对于第一代DVB-T来讲它更加有效、更加稳健和更加有弹性。DVB-T2系统引入了最新的调制和编码技术。能够高效的使用宝贵的地面频谱进行语音、视频和数据服务的传输。

新的DVB-T2系统的性能的提升，也意味着系统的复杂度的提升。与DVB-T相比，DVB-T2系统设计了全新的帧结构。如图1所示。新的DVB-T2系统的帧结构是一种三层分级帧结构。基本元素为T2帧，若干个T2帧和未来扩展帧(FEF)组成一个超帧，每个T2帧包含一个P1符号、多个P2符号和多个数据符号。

DVB-T2系统使用了与DVB-T相同的正交频分复用(OFDM)技术。其基本原理是将总的信道带宽分成多个带宽相等的子信道，每个子信道单独通过各自的子载波调制各自的信息符号，并且各符号具有相同的符号间隔。当相邻子信道载波间隔等于有用符号间隔的倒数时，各个子信道间频谱相互重叠且相互正交。在每个OFDM符号前面插入循环前缀(CP)以保证信道冲激响应的长度小于CP长度，则接收端在良好同步条件下可消除子载波和符号间干扰。在DVB-T2中除了保留OFDM符号长度为2K和8K模式外，相应增加了1K和4K以及16K和32K模式。此外为了同步与信道环境的需要，DVB-T2设计了八种导频图案，PP1～PP8。导频符号同时会依照SISO(single input and single output)和MISO(multiple inputand single output)两种传输方式有所区别。这些模式的增加为系统提供了高效和稳健的接收性能外，也增加了接收机的设计复杂度。

地面广播信号在空间的传输往往会经过复杂的多径衰落信道才能到达接收机，多径衰落信道会导致信号失真。因此，接收机需要利用与数据符号一起被复用以及传输的已知参考信号而得出各个子载波的信道特性的估计值，进而在接收机端对受信道影响的失真信号进行补偿。信道特性的估计值直接影响到接收机的解调精度。接收机端需要设计复杂的信道估计与均衡模块来对抗这种复杂的信道的环境。

针对DVB-T2，文献1公开了为了最小化信道噪声和干扰的影响，在已知的信道时延的前提下，在完成时间方向上的虚拟子载波插值(TI)后，频域方向的插值(FI)利用了信道的稀疏特性，通过选择和设计带通插值滤波器，分组实现了基于稀疏信道时域响应的信道估计与均衡。已知该方法能够在对抗噪声和补偿大于保护间隔的多径信道有良好的性能。

文献1中公开的信道估计方法，能够通过分析信道的时域时延，自适应的设计频域插值滤波器，从而最大限度的降低噪声对信道估计的影响。其核心部分包括信道的时域冲击响应的估计，信道的时域时延的分析，以及频域滤波器生成三个部分。

文献1中公开了利用所得到的信道时延结果对预设的窄带滤波器组进行变换形成带通滤波器，根据对信道时域响应时延的分析结果，利用几组带通滤波器分别对时间方向插值输出进行滤波。将各个结果相加得到最终频域方向插值FI的输出。这种变换滤波器的方式将一个低通实数滤波器变换成了带通复数滤波器，在应用上表现出较高的复杂度，硬件资源消耗较大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种DVB-T2信道估计方法及系统，有效的降低噪声对DVB-T2系统的影响，提高信道估计精度，降低硬件实现成本和功耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种DVB-T2信道估计方法，该方法为：

1)在符号同步之后，将去掉循环前缀后的时域数据转换成频域OFDM符号，存储该OFDM符号至缓存；

2)从上述缓存中提取第l个OFDM符号，提取该第l个OFDM符号导频位置的信道信息，并计算对应于该导频位置SISO或MISO模式下的信道频域响应：

3)按照导频模式对时间方向上的非导频位置进行时间方向的插值，获取SISO或MISO模式下的频域方向间隔为dx的子载波的信道信息H_k,l或

4)利用H_k,l或估计信道的时域冲击响应的时延，估计信道冲击响应的所有路径的实际多径时延位置；

5)对上述所有路径的实际多径时延位置进行分组处理，找到各分组的时延中心，并根据各分组的最大时延位置和最小时延位置的差值确定滤波器的系数；

6)在SISO模式下，选择上述步骤5)获得的一个分组n对应的时延中心τ_n对所述信道信息H_k,l做时延移位操作，得到SISO模式下的时延移位的输出

或者在MISO模式下，选择上述步骤5)获得的一个分组n对应的时延中心

对所述信道信息

做时延移位操作，得到MISO模式下的时延移位的输出

$R_{k,l}^{\±}=H_{k,l}^{\±}\×e^{{-j2\mathrm{\π\τ}}_n^{\±}k};$

其中，k为OFDM符号中子载波位置索引值；l为OFDM符号的索引；

7)对上述步骤6)的分组n，利用上述步骤5)确定的该分组n的滤波器的系数Coefs_n对时延移位的输出进行频域方向上的插值滤波：

SISO模式：U_l＝R_l

Coefs_n；

MISO模式： $U_l^{\±}=R_l^{\±}\⊗{\mathrm{Coefs}}_n;$

其中，R_l和

分别表示在SISO和MISO模式下，对应于第l个OFDM符号的步骤6)输出的全部子载波时延移位结果，R_k,l∈R_l，

U_l和分别表示在SISO和MISO模式下，对应于第l个OFDM符号的分组n的插值滤波器全部子载波位置上的信道信息；

表示卷积操作；

8)计算SISO模式下或MISO模式下第l个OFDM符号的第k个子载波上的信道反向时延移位的输出B_k,l或

则第l个OFDM符号的所有子载波上的信道反向时延移位的输出构成的向量即为所述分组n的信道估计结果；

SISO模式： $B_{k,l}=U_{k,l}\×e^{{j2\mathrm{\π\τ}}_{n}k};$

MISO模式： $B_{k,l}^{\±}=U_{k,l}^{\±}\×e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_n^{\±}k};$

其中，U_k,l和

分别表示在SISO和MISO模式下，步骤7)中分组n插值滤波器输出的第l个OFDM符号的第k个子载波上的信道信息；

9)重复步骤6)～8)，得到所有分组的信道估计结果，将所有分组的信道估计结果相加，即得到SISO模式下或MISO模式下所有路径的信道估计结果V_l或

对于MISO模式，利用下式解算实际的信道估计结果

$D_{k,l}^1=(V_{k,l}^{+}+V_{k,l}^{-})/2;$

$D_{k,l}^2=(V_{k,l}^{+}-V_{k,l}^{-})/2.$

所述步骤4)中，信道冲击响应的所有路径的实际多径时延位置估计方法为：

1)利用H_k,l或

对OFDM符号非导频位置补零后，做1～32K IFFT变换，得到SISO或MISO模式下时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±；

2)计算SISO或MISO模式下的时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±的绝对值ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)，判断ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)的形状，得到信道冲击响应所有路径的位置；

3)去掉信道冲击响应所有路径位置中的镜像位置，即得到信道冲击响应所有路径的实际多径时延位置。

本发明实际多径时延位置可以及时跟踪多径的变化，硬件消耗少，简单，可靠。

所述步骤5)中，各分组的时延中心和滤波器的系数确定方法如下：

a)计算相邻的实际多径时延位置的最大间距，将所有相邻的实际多径时延位置的最大间距由大到小依次排序为d0,d1,…；

b)假设多径时延位置只能被分成一组，则该组的时延中心设定为τ₀＝-(p_max+p₀)/2，从可选滤波器组中选择带宽大于或等于该分组中最大多径时延位置p_max与最小多径时延位置p₀的差值、且带宽为所有可选滤波器中带宽最窄的滤波器，将该滤波器系数记为Coefs₀；

c)假设多径时延位置被分成两组，即按照所有相邻的实际多径时延位置的最大间距排序将滤波器时延分成两组，则根据步骤b)的方法确定该两组的时延中心和滤波器系数；比较第二组的时延中心与第一组的时延中心之差是否大于或等于第二组对应的滤波器阻带带宽与第一组对应的滤波器阻带带宽之差，若是，则该分组正确；否则，将两组合并为一组，按照步骤b)的方法重新确定合并后的组的时延中心和滤波器系数；

d)假设多径时延位置被分成三组以上，则先按照步骤b)的方法确定每一组的时延中心和滤波器系数，然后按照步骤c)的方法判断相邻的两组之间是否分组正确，若不正确，则按照步骤c)的方法重新确定分组，并根据步骤b)的方法重新分组的时延中心和滤波器系数。

通过对时域输出的频域信道的采样的相位旋转操作，实现等价的时域上的信道平移操作，从而将对应的多径分组的时延中心位置移到0时延位置，便于应用低通插值滤波器将该组多径滤出；同一组中的多径应用了带宽尽可能窄的插值滤波器滤波，从而保证了对带内带外噪声的有效抑制。

本发明还提供了一种DVB-T2信道估计系统，包括以下模块：

FFT变换模块：用于在符号同步之后，将去掉循环前缀后的时域数据转换成频域OFDM符号，并存储该OFDM符号至缓存；

导频位置的信息提取模块：用于从缓存中提取第l个OFDM符号，提取该第l个OFDM符号导频位置的信道信息，并计算对应于该导频位置SISO或MISO模式下的信道频域响应；

时间方向上的插值模块：用于根据信道频域响应按照导频模式对时间方向上的非导频位置进行时间方向的插值，获取SISO或MISO模式下的频域方向间隔为dx的子载波的信道信息H_k,l或

信道时域响应估计模块：用于利用H_k,l或

估计信道的时域冲击响应的时延，并估计信道冲击响应的所有路径的实际多径时延位置，对所有路径的实际多径时延位置进行分组处理；

滤波选择模块：用于找到各分组的时延中心，并根据各分组的最大时延位置和最小时延位置的差值确定滤波器的系数；

第一多径时延移位模块：用于获得的时间方向上的插值模块的一个分组n对应的时延中心τ_n，对所述信道频域响应做时延移位操作，并得到SISO模式或MISO模式下的时延移位的输出；

频域方向上的插值模块：用于利用滤波选择模块确定的滤波器的系数Coefs_n对时延移位的输出进行频域方向上的插值滤波；

第二多径时延移位模块：用于利用频域方向上的插值模块的输出结果计算SISO模式下或MISO模式下第l个OFDM符号的所有子载波上的信道反向时延移位的输出；

SISO补偿及MISO解码与补偿模块：用于利用第二多径时延移位模块的输出结果计算SISO模式下或MISO模式下所有路径的信道估计结果。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明充分利用了时域信道的稀疏的特性，通过在时域上对各个传播路径进行了分组。同一组中的多径应用了带宽尽可能窄的插值滤波器滤波，从而保证了对带内带外噪声的有效抑制。在时间方向的插值模块中，充分利用了DVB-T2的帧结构的特点，有效的减少时间方向插值模块的输出噪声，进而提高了实际多径时延位置以及后续频域方向的估计精度。同时本发明利用信道在时域中的时延与信道在频域中的旋转相位的关系，将带通复数频域插值滤波器转换成了低通实数滤波器，从而降低了硬件实现成本和功耗。本发明的方法有效的降低了噪声对DVB-T2系统的影响，提高了信道估计精度。

附图说明

图1为DVB-T2帧结构；

图2为本发明信道估计方法的结构图；

图3为本发明信道估计方法的流程图；

图4本发明时间方向上的插值示意图；

图5本发明插值间隔为dx＝3的频域插值滤波器组；

图6本发明信道时延分组示意图。

具体实施方式

本发明信道估计方法步骤如图3所示：

1.在符号同步之后，将去掉循环前缀后的时域数据转换成频域OFDM符号。存储OFDM符号至缓存满。系统设置2x32K内存作为OFDM缓存，对应于1K,2K,4K,8K,16K,32K模式所存储的OFDM符号的个数分别为64，32，16，8，4，2个。系统从第一个P2符号开始存储。

2.从缓存中提取一个OFDM符号，对该符号的导频位置的信道信息进行提取。由于这些导频的位置和幅度信息对于接收机端来讲是已知的。所得到的对应于导频位置的信道频域响应(未考虑噪声的影响)可以由下式得到：

$H_{k,l}^p=\frac{Y_{k,l}}{X_{k.l}}$

X_k,l对应于发送端所发送的第l个符号上第k个子载波，可由本地的伪随机序列生成器产生，Y_k,l对应于接收端所接收到的第l个符号上第k个子载波幅值，为第l个OFDM符号上第k个子载波位置(导频位置)的信道频域响应。对于MISO，

包含了两个来自两个天线所经信道的和信息

序列以及差信息序列。

3.获得导频位置的信道信息之后，按照导频模式进行时间方向的插值。以获取SISO或MISO模式下的频域方向导频间隔为dx的子载波的信道信息H_k,l和

如图4所示。图中给出了四种时间方向的插值模式，分别是零阶保持，最近邻插值，线性插值，和FIR滤波器插值。四种插值模式可以按照OFDM符号的索引位置，以及系统配置情况进行切换。

4.步骤3中当前OFDM符号时间方向的插值结果，首先被用于信道的时域冲击响应CIR的时延的估计。主要步骤包括：

1)利用SISO或MISO模式时间方向的插值结果H_k,l和

对非导频位置补零后，做1～32K IFFT变换，得到SISO或MISO模式下时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±。

2)计算SISO或MISO模式下的时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±的绝对值ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)，判断ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)的形状，得到信道冲击响应的位置。

3)从步骤2)得到的信道冲击响应的位置中去掉镜像位置后转换成实际的多径时延位置p和p^±；具体去镜像的方法参考文献2提到的方法。

4)完毕。

5.在步骤4中所获得信道实际的多径时延的位置p和p^±之后，要对这些多径时延进行分组处理。其目的是找到对应于SISO和MISO模式各个分组的时延中心τ_n和以及选择出对应于各个分组的频域插值滤波器。具体步骤如下，(步骤中未指定系统是SISO或是MISO模式，若是MISO模式，则以下步骤需要计算两遍以实现两个信道的和以及两个信道的差的分组时延中心

及滤波器选择的计算)。如图6所示：

1)计算相邻多径时延的最大间距。按照间距大小排序依次为d0,d1,…。

2)假设多径时延只能被分成一组。此时滤波器的带宽由信道的最小时延p₀和最大时延p_max来确定。在对应的滤波器组中选择滤波器带宽大于等于p_max-p₀的滤波器作为频域插值滤波器。将该组时延的中心位置设定为τ₀＝-(p_max+p₀)/2。假设滤波器组中的滤波器按照滤波器通带的带宽由窄到宽的次序排列，则依次比较并且选择滤波器带宽大于或等于该分组中最大时延与最小时延的差值的滤波器，并且该滤波器的带宽为所有可选滤波器中带宽最窄的滤波器，将该滤波器系数记为Coefs₀。

3)假设多径时延只能被分成两组，也就是按照滤波器时延最大的间距将滤波器时延分成两组。针对每一组时延应用步骤2)的过程确定每一组所选用的滤波器Coefs₀和Coefs₁以及对应的时延中心τ₀、τ₁。利用两组时延中心位置的距离以及被选滤波器阻带的带宽f_sw0、f_sw1确定滤波器是否选择成功。成功条件依据下式判断：

τ₁-τ₀≥f_sw1-f_sw0

4)当滤波器分组被假设超过两组时，分组、分组时延以及滤波器选择按照步骤2)实施。

5)系统以最多可行分组作为最优选择。也就是时延按照两组分组并成功选择滤波器时，则频域插值滤波器选用两个滤波器的方案而不是步骤1)确定的一个。同样，当时延按照三组分组并成功选择滤波器时，则频域插值滤波器选用三个滤波器的方案而不是步骤2)确定的两个。以此类推。

6.在SISO模式下，选择步骤5中获得的一个分组n以及对应分组的时延τ_n对步骤2中的输出H_k,_l做时延移位操作。

$R_{k,l}=H_{k,l}\×e^{{-j2\mathrm{\π\τ}}_{n}k}$

或者在MISO模式下，选择步骤5中获得的一个分组n以及对应分组的时延对步骤2中的输出做时延移位操作。

$R_{k,l}^{\±}=H_{k,l}^{\±}\×e^{{-j2\mathrm{\π\τ}}_n^{\±}k}$

τ_n和分别为SISO和MISO模式下步骤5计算得到的分组中心时延。±用于标识MISO模式下，相应的输入输出包含两组分别对应于两个信道的和以及两个信道的差。R_k,l错误！未找到引用源。为SISO模式下的时延移位的输出。

错误！未找到引用源。为MISO模式下的时延移位的输出。k为OFDM符号中子载波位置索引值。l为OFDM符号的索引。

7.根据步骤6中所选定的分组n，应用步骤5中所确定的对应分组n的滤波器系数对步骤6中的输出进行频域方向上的插值滤波。

SISO模式U_l＝R_l

Coefs_n

MISO模式 $U_l^{\±}=R_l^{\±}\⊗{\mathrm{Coefs}}_n$

R_l和

分别表示在SISO和MISO模式下，步骤6输出的对应于第l个OFDM符号全部子载波时延移位结果，R_k,l∈R_l

Ul和

分别表示在SISO和MISO模式下，对应于第l个OFDM符号当前分组的插值滤波器全部子载波位置上的信道信息。Coefs_n表示对应分组n的滤波器系数。

8.根据步骤5中计算得到的各个分组在SISO时延τ_n或在MISO模式下

对步骤7中的输出U_l或

做反向时延移位操作。也就是将该组滤波器的滤波结果从0时延的位置移到SISO或MISO模式下原始多径时延τ_n或

位置。

SISO模式 $B_{k,l}=U_{k,l}\×e^{{j2\mathrm{\π\τ}}_{n}k}$

MISO模式 $B_{k,l}^{\±}=U_{k,l}^{\±}\×e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_n^{\±}k}$

τ_n和

分别为步骤5中计算得到的对应于SISO和MISO模式下的信道时延，±用于标识MISO模式下，相应的输入输出包含两组分别对应于两个信道的和以及两个信道的差。U_k,l和

分别表示在SISO和MISO模式下，步骤7中当前分组插值滤波器输出的第l个OFDM符号的第k个子载波上的信道信息。B_k,l错误！未找到引用源。为SISO模式下的信道反向时延移位的输出。

错误！未找到引用源。为MISO模式下的信道反向时延移位的输出。k为对应的子载波位置索引值，l为OFDM符号索引。

9.根据多径时延的分组情况，重复步骤6～步骤8。将所有分组的信道估计结果相加形成最终的包含所有多径的信道估计结果V_l和

10.对MISO模式来讲，步骤9计算出来的信道估计结果是两个信道的和以及两个信道的差。需要进一步解码来计算出实际的信道估计结果解码过程按照下面的公式来完成：

$D_l^1=(V_l^{+}+V_l^{-})/2;$

$D_l^2=(V_l^{+}-V_l^{-})/2.$

11.完毕。

本发明系统各个模块(如图2所示)的作用及关系如下所述：

1.FFT模块将去掉循环前缀后的时域数据转换成频域OFDM符号。为了估计信道参数，OFDM系统往往在发射端的OFDM符号中插入导频，加入导频的目的实际上是为了在频域上实现对信道进行采样。由于这些导频的位置和幅度信息对于接收机端来讲是已知的。所得到的对应于导频位置的信道频域响应可以由导频位置的信息提取模块LS计算(考虑噪声)得到：

$H_{k,l}^p=\frac{Y_{k,l}}{X_{k,l}}+\frac{N_{k,l}}{X_{k,l}}$

X_k,l对应于发送端所发送的第l个OFDM符号上第k个子载波，Y_k,l对应于接收端所接收到的第l个OFDM符号上第k个子载波幅值，

为第l个OFDM符号上第k个子载波信道的频域响应。错误！未找到引用源。，

包含了两个来自两个天线所经信道的和信息

序列以及差信息

序列。N_k,l为作用在第l个符号上第k个子载波上的加性噪声。

2.时间方向上的插值模块TI_1、TI_2是为了获得时间轴上间隔为dx的虚拟子载波的上的信道信息，dx为导频子载波的间隔。插值方式一般为线性插值。即虚拟子载波位置的信息由相邻子载波经线性插值得到。经过时域插值后将会得到同一个OFDM符号中间隔为dx位置的虚拟子载波的频域采样信息。本发明中时间方向的插值模块设计了四种插值模式，分别是零阶保持，最近邻插值，线性插值，和FIR滤波器插值。图4给出了8K模式下导频图案PP1的时间方向的插值示意图。

四种插值方法的选择有导频模式的要求，也有T2帧结构的要求，此外，也是为了满足最短T2帧长的要求。四种插值算法中，零阶保持主要用于PP8模式；最紧邻插值主要用于32K模式下PP7导频模式的插值，32K模式下，只会存储两个符号。而PP7导频序列的周期为4，因此只能进行最近邻插值，其它导频图案周期为2，因此可以采用线性插值。除此之外，四种插值模式的在1K～16K模式时，可以实现一定程度的模式切换，其目的是为了减少时域插值噪声的影响。因为FIR滤波器的带宽比线性插值滤波器的带宽窄的多。即在一个T2帧开始的位置时，采用线性插值；而当中间符号的插值，此时的导频缓存中已经保存的过去符号中的导频数据以及将要处理的OFDM符号等于FIR滤波器长度。可以将既要处理的OFDM符号中的导频提取出来和已被保存下来的导频作为FIR插值滤波器的输入计算当前虚拟子载波的信息；当插值进行到临近T2帧结束的位置时，按照是否有帧结束(Frameclosing symbol)符号来确定采用线性插值还是零阶保持。当有帧结束符号时，切换至线性插值。当没有结束符号时，在最后的导频周期内的虚拟子载波插值采用零阶保持方法，其它采用线性插值。

3.第一多径时延移位模块R0负责在SISO模式下，选择信道时域响应CIR估计模块中获得的一个分组n以及对应分组的时延τ_n对时间方向上的插值模块TI_1、TI_2的输出H_k,_l做时延移位操作。

$R_{k,l}=H_{k,l}\×e^{{-j2\mathrm{\π\τ}}_{n}k}$

或者在MISO模式下，选择信道时域响应CIR估计模块获得的一个分组n以及对应分组的时延

对时间方向插值模块的输出

做时延移位操作。

$R_{k,l}^{\±}=H_{k,l}^{\±}\×e^{{-j2\mathrm{\π\τ}}_n^{\±}k}$

τ_n和

分别为SISO和MISO模式下的信道时域响应估计模块CIR输出的信道时延，±用于标识MISO模式下，相应的输入输出包含两组分别对应于两个信道的和以及两个信道的差。R_k,l错误！未找到引用源。为SISO模式下的时延移位的输出。

错误！未找到引用源。为MISO模式下的时延移位的输出。k为对应的子载波位置索引值。l为OFDM符号的索引。

4.信道时域响应估计模块CIR负责信道的时域冲击响应的估计。当前OFDM符号时间方向的插值结果，首先被用于信道的时域冲击响应CIR的时延的估计。主要步骤包括：

1)利用SISO或MISO模式时间方向的插值结果H_k,l和

对非导频位置补零后，做1～32K IFFT变换，得到SISO或MISO模式下时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±。

2)计算SISO或MISO模式下的时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±的绝对值ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)，判断ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)的形状，得到信道冲击响应的位置j和j^±，0≤j＜fft_size，0≤j^±＜fft_size。ABS为取绝对值操作。fft_size表示用于FFT计算的数据长度。

3)从步骤2)得到的信道冲击响应的位置j或者j^±中去掉镜像位置后转换成实际的多径时延位置p和p^±；具体去镜像的方法参考文献2中提到的相关方法。

4)完毕。

5.滤波选择模块(Filter Select)：在确定所有传播路径的准确延时后，需要对各条径按照径的时延位置进行分组。以便计算出各个时延分组的时延位置以及对应分组的滤波器。分组的方式综合参考了时延的位置和频域插值滤波器的带宽。系统预先对各种导频间隔分别设置了一组插值滤波器。滤波器的索引值按照滤波器的带宽从小到大。图5给出了插值间隔为dx＝3的插值滤波器组，对应的滤波器的参数如表1所示。该滤波器组中包含了一个归一化带宽接近1/dx的滤波器。该滤波器的设置可以保证信道多径时延最大接近fft_size/dx时依然可以选择到对应的滤波器。系统默认的最大信道时延的分组数为mG，最小分组数为1。也就是说系统至少应该选择一组滤波器进行频域插值滤波。考虑到硬件实现时的频域插值滤波的运行周期。一般设置mG＝3。

表1的滤波器的参数

index	Fpw	Fsw
			0	0.0025	0.061
1	0.0089	0.063
			2	0.0133	0.082
3	0.02	0.084
			4	0.0625	0.132
5	0.125	0.192
			6	0.2765	0.333

时延分组的具体步骤包括，如图6所示：

1)计算相邻多径时延的最大间距。按照间距大小排序依次为d0,d1,…。

2)假设多径时延只能被分成一组。此时滤波器的带宽由信道的最小时延p₀和最大时延p_max来确定。在对应的滤波器组中选择滤波器带宽大于等于p_max-p₀的滤波器作为频域插值滤波器。将该组时延的中心位置设定为τ₀＝-(p_max+p₀)/2。假设滤波器组中的滤波器按照滤波器通带的带宽由窄到宽的次序排列，则依次比较并且选择滤波器带宽大于或等于该分组中最大时延与最小时延的差值的滤波器，并且该滤波器的带宽为所有可选滤波器中带宽最窄的滤波器，将该滤波器系数记为Coefs₀。

3)假设多径时延只能被分成两组，也就是按照滤波器时延最大的间距将滤波器时延分成两组。针对每一组时延应用步骤2)的过程确定每一组所选用的滤波器Coefs₀和Coefs₁以及对应的时延中心τ₀、τ₁。利用两组时延中心位置的距离以及被选滤波器阻带的带宽f_sw0、f_sw1确定滤波器是否选择成功。成功条件依据下式判断：

τ₁-τ₀≥f_sw1-f_sw0

4)当滤波器分组被假设超过两组时，分组、分组时延以及滤波器选择按照步骤2)实施。

5)系统以最多可行分组作为最优选择。也就是时延按照两组分组并成功选择滤波器时，则频域插值滤波器选用两个滤波器的方案而不是步骤1)确定的一个。同样，当时延按照三组分组并成功选择滤波器时，则频域插值滤波器选用三个滤波器的方案而不是步骤2)确定的两个。以此类推。

6)当最终确定滤波器分组以及所选择的滤波器时。在频域完成对应分组时延的移位。

6.在对应于时域分组时延的频域滤波器被确定后，频域方向上的插值模块FI_1、FI_2将根据信道时域响应CIR估计模块所选定的分组n，所确定的对应分组n的滤波器系数对多径时延移位R0模块的输出进行频域方向上的插值滤波。

SISO模式U_l＝R_l

Coefs_n

MISO模式 $U_l^{\±}=R_l^{\±}\⊗{\mathrm{Coefs}}_n$

R_l和

分别表示在SISO和MISO模式下，第一多径时延移位模块R0输出对应于第l个OFDM符号全部子载波时延移位结果，R_k,l∈R_l，

U_l和分别表示在SISO和MISO模式下，对应于第l个OFDM符号当前分组的插值滤波器全部子载波位置上的信道信息。Coefs_n表示对应分组n的滤波器系数。频域滤波采用了多项滤波器结构，根据导频子载波间隔，在SISO模式下，所支持的插值相位数为3、6、12、24、48；在MISO模式下，支持的插值相位数可以达到6、12、24、48、96。每种插值相位对应一组滤波器系数。由于滤波器阶数过长，实际应用中只存储一半的滤波器系数。在多项滤波器中有近一半的相位其对应的滤波器系数对称，因此在多项滤波其中也可以实现滤波器的折叠。

由于滤波器和有限长度的子载波进行卷积操作，必然会在边界位置产生振铃Gibs效应。为了解决振铃现象需要在频域方向插值滤波之前，对边界做适当的外延处理特殊处理。常用的处理方式可以包括边界重复，镜像，以及线性外延等等。

根据上一个步骤计算出来的信道时延有效的分组数，信道时延的移位操作以及频域滤波按照分组数被串行或者并行执行数次。并将每次滤波后移回到原始延时位置的结果累加得到最终的频域滤波器的结果。

7.第二多径时延移位模块R1负责根据信道时域响应CIR估计模块中计算得到的各个分组在SISO时延τ_n或在MISO模式下

对频域方向上的插值FI模块1、2的输出U_l或

做反向时延移位操作。也就是将该组滤波器的滤波结果从0时延的位置移到SISO或MISO模式下原始多径时延τ_n或

位置。

SISO模式 $B_{k,l}=U_{k,l}\×e^{{j2\mathrm{\π\τ}}_{n}k}$

MISO模式 $B_{k,l}^{\±}=U_{k,l}^{\±}\×e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_n^{\±}k}$

τ_n和

分别为信道时域响应CIR估计模块中计算得到的对应于SISO和MISO模式下的信道时延，±用于标识MISO模式下，相应的输入输出包含两组分别对应于两个信道的和以及两个信道的差。U_k,l和

分别表示在SISO和MISO模式下，频域方向上的插值FI模块1、2输出的当前分组插值滤波器输出的第l个OFDM符号的第k个子载波上的信道信息。B_k,l错误！未找到引用源。为SISO模式下的信道反向时延移位的输出。

错误！未找到引用源。为MISO模式下的信道反向时延移位的输出。k为对应的子载波位置索引值，l为OFDM符号索引。

8.SISO补偿及MISO解码与补偿模块

在完成频域插值以后以及反向时延移位后，得到最终的信道估计结果V_k,l或

对于SISO模式，同一个符号上的所有子载波上的信道信息都是已知的。可以利用下式计算出发送端的信息，即信道补偿。在不考虑噪声的情况下，对于SISO模式补偿方式如下：

$X_{k,l}=\frac{Y_{k,l}}{V_{k,l}}$

对于MISO模式，在进行信道补偿前需要首先进行MISO信道解码。解码可以按照下面的公式来完成：

$H_{k,l}^1=(V_{k,l}^{+}+V_{k,l}^{-})/2$

$H_{k,l}^2=(V_{k,l}^{+}-V_{k,l}^{-})/2$

获得各个子载波的实际的传播信道

之后，即可进一步进行信道补偿计算：

$\left[\begin{array}{c}{X}_{k,l}\\ X_{k,l}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{H}_{k,l}^1& H_{k,l}^2\\ {H_{k,l}^2}^{*}& {H_{k,l}^1}^{*}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{Y}_{k,l}\\ Y_{k+1,l}^{*}\end{array}\right]$

其中*代表复数共轭运算，[]^-1代表矩阵求逆运算。

参考文献

Improved CIR-Based Receiver Design for DVB-T2System in Large Delay SpreadChannels:Synchronization and Equalization.Jong-Seob Baek and Jong-Soo Seo,IEEE TRANSACTIONS ON BROADCASTING,VOL.57,NO.1,MARCH2011

一种DVB-T2系统中精细定时同步的方法，专利申请(项目编号201310498462)，发明人：朱志敏。

Claims (4)

1.一种DVB-T2信道估计方法，其特征在于，该方法包括如下步骤：

1)在符号同步之后，将去掉循环前缀后的时域数据转换成频域OFDM符号，存储该OFDM符号；

2)从上述缓存中提取第l个OFDM符号，提取并计算该第l个OFDM符号导频位置在SISO或MISO模式下的信道频域响应：

3)按照导频模式对时间方向上的非导频位置进行时间方向的插值，获取SISO或MISO模式下的频域方向间隔为dx的子载波的信道信息H_k,l或

4)利用H_k,l或

估计信道的时域冲击响应的时延，估计信道冲击响应的所有路径的实际多径时延位置；

5)对上述所有路径的实际多径时延位置进行分组处理，找到各分组的时延中心，并根据各分组的最大时延位置和最小时延位置的差值确定滤波器的系数；

6)在SISO模式下，选择上述步骤5)获得的一个分组n对应的时延中心τ_n对所述信道信道信息H_k,l做时延移位操作，得到SISO模式下的时延移位的输出

或者在MISO模式下，选择上述步骤5)获得的一个分组n对应的时延中心

对所述信道信道信息

做时延移位操作，得到MISO模式下的时延移位的输出

$R_{k,l}^{\±}=H_{k,l}^{\±}\×e^{{-j2\mathrm{\π\τ}}_n^{\±}k};$

其中，k为OFDM符号中子载波位置索引值；l为OFDM符号的索引；

7)对上述步骤6)的分组n，利用上述步骤5)确定的该分组n的滤波器的系数Coefs_n对时延移位的输出进行频域方向上的插值滤波：

SISO模式：U_l＝R_l

Coefs_n；

MISO模式： $U_l^{\±}=R_l^{\±}\⊗{\mathrm{Coefs}}_n;$

其中，R_l和

分别表示在SISO和MISO模式下，对应于第l个OFDM符号的步骤6)输出的全部子载波时延移位结果，R_k,l∈R_l，

U_l和

分别表示在SISO和MISO模式下，对应于第l个OFDM符号的分组n的插值滤波器全部子载波位置上的信道信息；

表示卷积操作；

8)计算SISO模式下或MISO模式下第l个OFDM符号的第k个子载波上的信道反向时延移位的输出B_k,l或

则第l个OFDM符号的所有子载波上的信道反向时延移位的输出构成的向量即为所述分组n的信道估计结果；

SISO模式： $B_{k,l}=U_{k,l}\×e^{{j2\mathrm{\π\τ}}_{n}k};$

MISO模式： $B_{k,l}^{\±}=U_{k,l}^{\±}\×e^{{j2\mathrm{\π\τ}}_n^{\±}k};$

其中，U_k,l和

分别表示在SISO和MISO模式下，步骤7)中分组n插值滤波器输出的第l个OFDM符号的第k个子载波上的信道信息；

9)重复步骤6)～8)，得到所有分组的信道估计结果，将所有分组的信道估计结果相加，即得到SISO模式下或MISO模式下所有路径的信道估计结果V_l或

对于MISO模式，利用下式解算实际的信道估计结果

$D_l^1=(V_l^{+}+V_l^{-})/2;$

$D_l^2=(V_l^{+}-V_l^{-})/2.$

2.根据权利要求1所述的DVB-T2信道估计方法，其特征在于，所述步骤4)中，信道冲击响应的所有路径的实际多径时延位置估计方法为：

1)利用H_k,l或

对OFDM符号非导频位置补零后，做1～32K IFFT变换，得到SISO或MISO模式下时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±；

2)计算SISO或MISO模式下的时域冲击响应序列h(k)和h(k)^±的绝对值ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)，判断ABS(h(k))或ABS(h(k)^±)的形状，得到信道冲击响应所有路径的位置；

3)去掉信道冲击响应所有路径位置中的镜像位置，即得到信道冲击响应所有路径的实际多径时延位置。

3.根据权利要求1或2所述的DVB-T2信道估计方法，其特征在于，所述步骤5)中，各分组的时延中心和滤波器的系数确定方法如下：

a)计算相邻的实际多径时延位置的最大间距，将所有相邻的实际多径时延位置的最大间距由大到小依次排序为d0,d1,…；

b)假设多径时延位置只能被分成一组，则该组的时延中心设定为τ₀＝-(p_max+p₀)/2，从可选滤波器组中选择带宽大于或等于该分组中最大多径时延位置p_max与最小多径时延位置p₀的差值、且带宽为所有可选滤波器中带宽最窄的滤波器，将该滤波器系数记为Coefs₀；

c)假设多径时延位置被分成两组，即按照所有相邻的实际多径时延位置的最大间距排序将滤波器时延分成两组，则根据步骤b)的方法确定该两组的时延中心和滤波器系数；比较第二组的时延中心与第一组的时延中心之差是否大于或等于第二组对应的滤波器阻带带宽与第一组对应的滤波器阻带带宽之差，若是，则该分组正确；否则，将两组合并为一组，按照步骤b)的方法重新确定合并后的组的时延中心和滤波器系数；

d)假设多径时延位置被分成三组以上，则先按照步骤b)的方法确定每一组的时延中心和滤波器系数，然后按照步骤c)的方法判断相邻的两组之间是否分组正确，若不正确，则按照步骤c)的方法重新确定分组，并根据步骤b)的方法重新分组的时延中心和滤波器系数。

4.一种DVB-T2信道估计系统，其特征在于，包括以下模块：

FFT变换模块：用于在符号同步之后，将去掉循环前缀后的时域数据转换成频域OFDM符号，并存储该OFDM符号至缓存；

导频位置的信息提取模块：用于从缓存中提取第l个OFDM符号，提取该第l个OFDM符号导频位置的信道信息，并计算对应于该导频位置SISO或MISO模式下的信道频域响应；时间方向上的插值模块：用于根据信道频域响应按照导频模式对时间方向上的非导频位置进行时间方向的插值，获取SISO或MISO模式下的频域方向间隔为dx的子载波的信道信息H_k,l或

信道时域响应估计模块：用于利用H_k,l或

估计信道的时域冲击响应的时延，并估计信道冲击响应的所有路径的实际多径时延位置，对所有路径的实际多径时延位置进行分组处理；

滤波选择模块：用于找到各分组的时延中心，并根据各分组的最大时延位置和最小时延位置的差值确定滤波器的系数；

第一多径时延移位模块：用于获得的时间方向上的插值模块的一个分组n对应的时延中心τ_n，对所述信道频域响应做时延移位操作，并得到SISO模式或MISO模式下的时延移位的输出；

频域方向上的插值模块：用于利用滤波选择模块确定的滤波器的系数Coefs_n对时延移位的输出进行频域方向上的插值滤波；

第二多径时延移位模块：用于利用频域方向上的插值模块的输出结果计算SISO模式下或MISO模式下第l个OFDM符号的所有子载波上的信道反向时延移位的输出；

SISO补偿及MISO解码与补偿模块：用于利用第二多径时延移位模块的输出结果计算SISO模式下或MISO模式下所有路径的信道估计结果。

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