CN101409700B - 一种多载波通信系统同步方法及设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多载波通信系统同步方法及设备，包括：在发送端发送一段非重复多项式序列同步符号。在接收端对所接收到的信号进行多项式转换处理，并进行帧同步和频偏估计。将所估计的频偏值代入初始接收信号中进行补偿。最后，将补偿后的接收信号同同步符号长的本地同步序列进行相关，完成符号同步过程。本发明在发送端仅发送一段非重复的多项式序列作为同步符号进行定时估计和频偏估计，在不影响帧同步和频偏同步的基础上，大大提高了符号定时同步的精度。且算法简单，运算的复杂度低，达到了良好的同步效果。

Description

一种多载波通信系统同步方法及设备

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及多载波通信系统同步方法及设备。 

背景技术

随着无线通信技术的发展，多载波技术(尤其是正交频分复用技术)以其高频谱利用率、有效对抗多径等特点，不但在广播式数字音频和视频领域得到了广泛的应用，并且己经被引入到无线局域网和无线城域网的标准中。在第三代合作伙伴计划(3rd Generation PartnershipProject，简称3GPP)启动的长期演进(Long Term Evolution，简称LTE)研究中，正交频分复用技术(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，简称OFDM)已经被采纳为下行的多址方式。 

多载波系统的同步过程包括帧同步、载波同步和符号同步。帧同步是系统接收端的第一步操作，通过帧同步找到接收信号的大概起始位置，并利用该位置进行载波同步。载波同步保证接收端的振荡频率与发送载波同频同相，由于多载波系统本身对频偏极为敏感，这就要求要能对频偏做出准确的估计和补偿。而符号同步是为了保证快速傅立叶变换(Fast Fourier Transformation，简称FFT)和快速傅立叶逆变换(Inverse FFT，简称IFFT)的起始时间一致，其定时估计的精度对多载波系统性能有着很大的影响。 

多载波系统的同步技术所使用的同步序列一般可以分为伪噪声(PN)序列和多项式序列，其中后者近些年来越来越受到诸如3GPPLTE等标准化组织的重视，被写入多项标准或标准草案中。但是，传统的基于训练序列的同步算法，主要都是在发送端重复发送两段或者多段相同的同步序列，并在接收端利用这种重复特性进行频偏及符号同步。 由于这种重复性，使得接收端在进行符号同步的时候不能充分利用全序列的信息量，没有能够充分发掘同步序列各序列值之间的关系所带来的性能增益。这就要求设计出一种能够充分利用同步序列前后间关系，提高传统方案性能的同步方法。 

发明内容

本发明提出多载波通信系统同步方法及设备，在不影响频偏同步性能的基础上，提高定时同步的估计准确度，从而提高系统整体性能。 

根据本发明一方面，提出一种多载波通信系统同步方法，其中：在发送端包括以下步骤：将非重复多项式序列作为同步符号；对所述同步符号与待发送信号进行复用后发送到接收端；在接收端包括以下步骤：将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式；将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置；计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值；根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置；以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

根据本发明另一方面，还提出一种多载波通信系统接收方法，包括以下步骤：将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式；将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置；计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值；根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置；以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

根据本发明另一方面，还提出一种多载波通信系统同步设备，其 中：在发送端包括：复用单元，将作为同步符号的非重复多项式序列与待发送信号进行复用；发送单元，将所述复用数据发送到接收端；在接收端包括：计算单元，将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值；补偿单元，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；同步单元，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

根据本发明另一方面，还提出一种多载波通信系统接收设备，包括：计算单元，将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值；补偿单元，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；同步单元，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

在上述技术方案中，采用多项序列作为同步符号，该序列不仅具有理想的相关性、峰均功率比、及时频域幅度恒定等特点，还具有可用确式表示的性质。通过利用该性质提出的本发明，可以只发送一段非重复的多项式序列，在保证频偏估计性能的基础上，大幅度提高系统的时间同步性能，实现更好的同步效果。 

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的 一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中： 

图1为本发明多载波通信系统同步方法流程示意图。 

图2为具体实施例的方法流程示意图。 

图3示出本发明中多载波通信系统同步设备结构图。 

图4示出本发明实施例中同步设备的示意图。 

具体实施方式

首先对多项式序列进行介绍。多项式序列即可以通过多项式进行确式表示的序列，以其理想的自相关特性越来越多的得到人们的关注，并已被许多标准化组织确定为同步导频序列。通过对多项式序列，例如常幅值零自相关序列(CAZAC)、广义线性调频序列(GCL)等的研究，发现其不仅峰均功率比(PAPR)值小、自相关特性好、FFT变换后仍是多项式序列，其序列值还具有可以通过多项式进行确式表示的特点。通过利用该性质，可以使系统通过仅发送一段非重复的多项式序列，在不损失频偏估计性能的基础上，显著提高符号同步估计性能。 

如图1所示，为本发明多载波通信系统同步方法流程示意图，同步过程主要在接收端完成，但在发送端需要将多项式序列与已调制的数据序列进行复用，最终得到以多项序列为同步符号的数据帧。所述同步方法的流程具体包括以下步骤： 

在步骤101，将非重复多项式序列作为同步符号； 

在步骤102，对所述同步符号与待发送信号进行复用后发送到接收端； 

在上述两个步骤中，可以将一段非重复多项式序列进行傅立叶变换后的信号作为频域同步符号，与发送端的数据符号进行复用，该序列占用所有可用的同步符号子载波。此时，对复用后的符号进行快速傅立叶逆变换，即时域导频位置发送的一段独立的多项式序列，并同数据符号组成发送帧发送到接收端。 

在步骤103，将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所 述前部和后部计算得到转换多项式； 

所述多项式序列可以平分为前部和后部，其前部和后部可以通过一个转换多项式进行点乘转换。当然，也可以不正好平分为前部和后部，只要取项数相等的前部和后部即可。所述多项式序列可以采用常幅值零自相关序列或广义线性调频序列。 

根据所述前部和后部计算得到转换多项式的步骤包括：当发送时域同步序列的所述前部为c₁(n)，所述后部为c₂(n)时，n＝0：N/2-1，所述转换多项式为t(n)＝c₁(n)/c₂(n)或t(n)＝c₂(n)/c₁(n)。 

在步骤104，将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并根据自相关峰获得帧同步估计位置； 

其中与所述转换多项式进行自相关运算的步骤可以包括：当所述接收到的信号为r(n)，n＝0：N-1，其前部为r₁(n)和后部为r₂(n)，计算后得到的前部和后部分别为  ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)\·t\left(n\right)$ 和  ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)/t\left(n\right).$

其中与所述转换多项式进行自相关运算的步骤也可以包括：当所述接收到的信号为r(n)，n＝0：N-1，其前部为r₁(n)和后部为r₂(n)，计算后得到的前部和后部分别为  ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)/t\left(n\right)$ 和  ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right).$

在步骤105，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值； 

在步骤106，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿； 

在该步骤中，可以通过截取导频符号长度的接收信号进行频偏补偿。 

在步骤107，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行导频相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步位置； 

在步骤108，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

传统算法一般采用两段重复的导频进行频偏估计，但这种方法使得时间同步时只有其中的一段可以得到有效利用。而本发明通过发送一段连续的非重复的导频，可以同时在时间同步和载频同步过程中都有效利 用同步导频。具体地说，本发明在时间同步时能够充分利用所有的导频信息，在频偏同步时得到同传统方法一样的频偏估计性能。因此，本发明在不影响频偏同步性能的基础上，大幅提高定时同步的估计准确度，从而提高系统整体性能。 

与上述同步方法中的接收方法相对应，根据本发明另一方面，还提出一种多载波通信系统接收方法，包括以下步骤： 

将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式； 

将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置； 

计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值； 

根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿； 

将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置； 

以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

下面通过附图和具体实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。 

如图2所示，为本发明多载波通信系统同步过程的实施例流程示意图。在该流程中，主要以接收端进行同步过程为例进行说明。其中，发送端所发送的频域导频符号为一段非重复多项式序列经过傅立叶FFT变换后的输出，即时域导频符号为一段完整的多项式序列。为方便起见，在以下论述中均假设发送同步多项式序列为CAZAC序列，但是具有普通通信技术背景的人员应该知道，任何满足本节开始处所描述的性质的多项式序列均可运用于此方法，故该假设不应对该专利权利起到不当限制。 

假设所发送的非重复多项式时域同步符号x(n)，n＝1：N-1为一段长为N的CAZAC序列，N为同步导频符号长度。已知CAZAC序列的生成表达式可以写为： 

$c^u\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}\exp (-j2\mathrm{\π}{n}^{2}u/\left(2N\right))& \mathrm{N\; even}\\ \exp (-j2\mathrm{\πun}(n+1)/\left(2N\right))& \mathrm{N\; odd}\end{array}\right.$

n＝0，1，2，...，N-1，u＝0，1，2，...，N一1。 

在接收端，如图2所示，在步骤201中将接收到的所述同步符号进行平分后，前部c₁(n)和后部c₂(n)可以分别表示为： 

$c_1\left(n\right)=c^u\left(n\right)=e^{j\frac{\mathrm{\πu}{n}^2}{N}}$

$c_2\left(n\right)=c^u(n+N/2)=c_1\left(n\right)\·t\left(n\right)=c_1\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\πu}{(n+N/4)}^2}$

其中  即为CAZAC序列前部和后部的转换多项式。 

在步骤202中，以抽样时间d为起始时间的接收信号的前部和后部可以表示为： 

$r_1(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵ}(n+d)}{N}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_1(n+d-l)\·h_l(n+d)+w_1(n+d)$

$r_2(n+d)=e^{j\frac{2\mathrm{\π\ϵ}(n+d)}{N}}\·e^{\mathrm{j\π\ϵ}}\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_1(n+d-l)\·{e^{\mathrm{j\πu}((n+d-l)+N/4)}\·h}_l(n+d)+w_2(n+d)$

在步骤203中，接收端将r₂(n)利用转换多项式做自相关运算： 

${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·e^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)},$ $n=0:\frac{N}{2}-1$

在步骤204中，利用以上处理过的信号做帧同步，获得帧同步估计位置： 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}=\arg \max \left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)\right)_d$

其中 

$\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(n+d)\right[{\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)\·e^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\left]\right|.$

在步骤205中，将以上估计的帧同步起始位置带入以下公式，计算帧同步估计位置的幅角，将其换算成小数部分的频偏估计值： 

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\arg \left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}\right)\right)$

在步骤206中，根据所述帧同步估计位置，对接收信号代入进行频偏补偿，即： 

$r_{\mathrm{fine}}\left(n\right)=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}n}{N}}\·r\left(n\right)$

其中r(n)为初始接收信号。 

在步骤207中，利用以下公式对已进行频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行导频相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步位置： 

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{fine}}=\underset{d}{\arg \max }\left(\mathrm{\Π}\left(d\right)\right)$

其中 

$\widetilde{\mathrm{\Π}}\left(d\right)=\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|{\tilde{r}}_{\mathrm{fine}}^{*}(n+d)\·c\left(n\right)|.$

在步骤208中，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

在该实施例中，假设在3GPP LTE(Long Term Evolution，长期演进)步行场景B类，速度为5Km/h的信道条件下，通过仿真可知，采用本发明方法可以将符号同步的定时捕获概率提高3dB左右。 

图3示出本发明中多载波通信系统同步设备结构图，包括： 

复用单元，将作为同步符号的非重复多项式序列与待发送信号进行复用； 

发送单元，将所述复用数据发送到接收端； 

计算单元，将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值； 

所述计算单元根据所述前部为c₁(n)和所述后部为c₂(n)，n＝0：N/2-1，计算得到转换多项式为t(n)＝c₁(n)/c₂(n)或t(n)＝c₂(n)/c₁(n)。 

所述计算单元将接收到的信号划分为前部r₁(n)和后部r₂(n)，分别与所述转换多项式进行自相关运算得到得前部和后部分别为 $\widetilde{r_1}\left(n\right)=r_1\left(n\right)\·t\left(n\right)$ 和  $\widetilde{r_2}\left(n\right)=r_2\left(n\right)/t\left(n\right)$

所述计算单元将接收到的信号划分为前部r₁(n)和后部r₂(n)，分别与所述转换多项式进行自相关运算得到的前部和后部分别为  $\widetilde{r_1}\left(n\right)=r_1\left(n\right)/t\left(n\right)$ 和  $\widetilde{r_2}\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right).$

补偿单元，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿； 

同步单元，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

图4示出本发明实施例中同步设备的示意图。 

将多项式序列进行FFT变换，得到同步符号，复用单元将同步符号与发送数据进行复用，然后在进行IFFT变换后成数据帧，由发送单元将数据帧通过信道发送到接收端。 

计算单元进行转换处理，即将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值。 

补偿单元根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿。同步单元将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以进行定时补偿。然后，对补偿后数据进行FFT变换，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步并输出数据。 

根据本发明另一方面，还提出与上述设备相对应的多载波通信系统接收设备，包括： 

计算单元，将接收到的所述同步符号划分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，将接收到的信号划分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，并获得帧同步估计位置，计算 所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值； 

补偿单元，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿； 

同步单元，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。 

本发明以一段非重复多项式序列作为同步符号进行定时估计和频偏估计，利用了多项式序列前部和后部可以通过多项式进行转换的优良特性，在不影响帧同步和频偏同步的基础上，大大提高了符号定时同步的精度。且算法简单，运算的复杂度低，达到了良好的同步效果。 

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。 

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。

Claims (4)

1.一种多载波通信系统同步方法，其中：

在发送端包括以下步骤：

将非重复多项式序列作为同步符号；

对所述同步符号与待发送信号进行复用后发送到接收端；

在接收端包括以下步骤：

将接收到的所述同步符号平分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，步骤包括：

当发送时域同步序列的所述前部为c₁(n)，所述后部为c₂(n)时，n＝0：N/2-1，所述转换多项式为t(n)＝c₁(n)/c₂(n)或t(n)＝c₂(n)/c₁(n)；

将接收到的信号平分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，其中，与所述转换多项式进行自相关运算的步骤包括：当所述接收到的信号为r(n)，n＝0：N-1，其前部为r₁(n)和后部为r₂(n)，计算后得到的前部和后部分别为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)\·t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)/t\left(n\right);$ 或者，为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)/t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right);$ 并获得帧同步估计位置；

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}=\underset{d}{\arg \max \left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)\right)},$ d为抽样时间；

其中 $t\left(n\right)=e^{-\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

${\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)={{\tilde{r}}_2}^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)t^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

$\begin{array}{c}\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(n+d)\right[{\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)\·e^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\left]\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}{e}^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)\right|\end{array}$

计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值，即， $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\∠\left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}\right)\right);$

根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；

将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置；

以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

2.一种多载波通信系统接收方法，包括以下步骤：

将接收到的同步符号平分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式；根据所述前部和后部计算得到转换多项式，步骤包括：当发送时域同步序列的所述前部为c₁(n)，所述后部为c₂(n)时，n＝0：N/2-1，所述转换多项式为t(n)＝c₁(n)/c₂(n)或t(n)＝c₂(n)/c₁(n)；

将接收到的信号平分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，其中，与所述转换多项式进行自相关运算的步骤包括：当所述接收到的信号为r(n)，n＝0：N-1，其前部为r₁(n)和后部为r₂(n)，计算后得到的前部和后部分别为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)\·t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)/t\left(n\right);$ 或者，为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)/t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right);$ 并获得帧同步估计位置；

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}=\underset{d}{\arg \max \left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)\right)},$ d为抽样时间；

其中 $t\left(n\right)=e^{-\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

${\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)={{\tilde{r}}_2}^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)t^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

$\begin{array}{c}\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(n+d)\right[{\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)\·e^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\left]\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}{e}^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)\right|\end{array}$

计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值，即， $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\∠\left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}\right)\right);$

根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；

将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置；

以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

3.一种多载波通信系统同步设备，其中：

在发送端包括：

复用单元，将作为同步符号的非重复多项式序列与待发送信号进行复用；

发送单元，将所述复用数据发送到接收端；

在接收端包括：

计算单元，将接收到的所述同步符号平分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，其中所述计算单元根据所述前部为c₁(n)和所述后部为c₂(n)，n＝0：N/2-1，计算得到转换多项式为t(n)＝c₁(n)/c₂(n)或t(n)＝c₂(n)/c₁(n)；将接收到的信号平分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，其中，所述计算单元将接收到的信号平分为前部r₁(n)和后部r₂(n)，分别与所述转换多项式进行自相关运算得到的前部和后部分别为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)\·t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)/t\left(n\right),$ 或者，前部和后部分别为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)/t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right);$ 并获得帧同步估计位置，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值，即， $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\∠\left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}\right)\right);$

所述帧同步估计位置为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}=\underset{d}{\arg \max \left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)\right)},$ d为抽样时间；

其中 $t\left(n\right)=e^{-\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

${\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)={{\tilde{r}}_2}^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)t^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

$\begin{array}{c}\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(n+d)\right[{\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)\·e^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\left]\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}{e}^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)\right|\end{array}$

补偿单元，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；

同步单元，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。

4.一种多载波通信系统接收设备，包括：

计算单元，将接收到的同步符号平分为前部和后部，根据所述前部和后部计算得到转换多项式，其中所述计算单元根据所述前部为c₁(n)和所述后部为c₂(n)，n＝0：N/2-1，计算得到转换多项式为t(n)＝c₁(n)/c₂(n)或t(n)＝c₂(n)/c₁(n)；将接收到的信号平分为前部和后部，分别与所述转换多项式进行自相关运算，其中，所述计算单元将接收到的信号平分为前部r₁(n)和后部r₂(n)，分别与所述转换多项式进行自相关运算得到的前部和后部分别为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)\·t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)/t\left(n\right),$ 或者，前部和后部分别为 ${\tilde{r}}_1\left(n\right)=r_1\left(n\right)/t\left(n\right)$ 和 ${\tilde{r}}_2\left(n\right)=r_2\left(n\right)\·t\left(n\right);$ 并获得帧同步估计位置，计算所述帧同步估计位置的幅角，所述幅角为频偏估计值，即， $\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\∠\left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left({\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}\right)\right);$

所述帧同步估计位置为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_{\mathrm{FTO}}=\underset{d}{\arg \max \left(\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)\right)},$ d为抽样时间；

其中 $t\left(n\right)=e^{-\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

${\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)={{\tilde{r}}_2}^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)t^{*}\left(n\right)={r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}$

$\begin{array}{c}\widetilde{\mathrm{\Λ}}\left(d\right)=\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(n+d)\right[{\tilde{r}}^{*}(n+d+N/2)\·e^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\left]\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)e^{\mathrm{j\πu}(n+\frac{N}{4})}{e}^{-\mathrm{j\πu}(n+N/4)}\right|\\ =\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|r(d+n){r_2}^{*}\left(n\right)\right|\end{array}$

补偿单元，根据所述帧同步估计位置和所述频偏估计值对所述接收到的信号进行频偏补偿；

同步单元，将所述频偏补偿后的接收信号同本地已知的发送同步序列进行相关，并通过找到最大互相关峰来确定符号同步的位置，以所述符号同步位置为起点，从所述接收信号中提取出同步符号和数据符号，完成符号同步。