CN103259756B

CN103259756B - 一种应用于ofdm系统的符号定时同步和载波同步方法

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Publication number: CN103259756B
Application number: CN201310138640.4A
Authority: CN
Inventors: 张萌; 彭茜茜; 刘昊; 李红
Original assignee: Southeast University
Current assignee: Southeast University Wuxi Branch
Priority date: 2013-04-19
Filing date: 2013-04-19
Publication date: 2016-06-29
Anticipated expiration: 2033-04-19
Also published as: CN103259756A

Abstract

本发明公开一种应用于OFDM系统的符号定时同步和载波同步方法，包括以下步骤：1）OFDM系统的发射模块在有效OFDM符号前发送第一、第二训练序列；2）接收时根据第一训练序列进行准确的符号定时同步；3）根据接收到的第一训练序列进行粗载波频偏估计；4）根据接收到的第一、第二训练序列进行细载波频偏估计；5）根据粗载波频偏估计值对产生细载波频偏估计进行修正；6）利用步骤3和步骤5产生的结果，计算总载波频偏；7）利用步骤6的结果进行载波频偏补偿。本发明提出符号定时同步和载波同步方法不仅复杂度低而且性能良好，定时同步的定时误差和载波频偏估计的均方误差都比较小，对信号噪声和载波频偏不敏感，最大可估计范围为子载波间距的4倍。

Description

一种应用于OFDM系统的符号定时同步和载波同步方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种应用于OFDM系统的符号定时同步和载波同步方法。

背景技术

正交频分复用，下文简称为OFDM，是一种进行高速数据传输的调制方案。OFDM调制方案将一组高速率的串行数据流分解为低速率的并行数据流，再用低速率的数据去调制相应的子载波，就形成了多个低速率数据并行发送的传输系统。其特点是，每个子载波相互正交，调制后的频谱可以互相重叠，这不仅减少了子载波间相互干扰，而且还大大提高了频率利用率。

由于OFDM技术具有抗频率选择性衰落和窄带干扰、频谱利用率高等优点而深受关注。OFDM已经成功的应用于数字音频广播系统(DAB)、数字视频广播系统(DVB)、无线电局域网(WLAN)，非对称数字用户环路(ADSL)等系统中。第四代移动通信技术的核心技术就是采用OFDM技术,其多载波的传输距离和图像信号的流畅性都要优于单载波技术,适用于强调无线语音和无线视频的实时性通信应急通信系统。

然而OFDM系统的传输性能受同步性能的影响很大。OFDM同步技术主要包括符号定时同步和载波同步两个方面。OFDM的优良传输性能得益于子载波间的相互正交特性，而由于发射端和接收端的晶振差异、多普勒效应等等都有可能引起发射端和接收端的载波频率不一致，这必将破坏子载波间的正交性，进而严重影响系统的传输性能。因而需要进行高精度的载波同步。另外，如果符号定时位置和实际的IFFT窗口起始位置不一致的话，将会引起符号间的干扰。

目前已有多种OFDM系统的同步方案被提出，分为非数据辅助同步和数据辅助同步。其中非数据辅助同步借助于传输数据的本身统计特性进行同步，其算法频谱利用率高但复杂度也高。在一般的突发传输的无线通信系统中不宜采用这种方法。其中数据辅助同步借助于训练序列和循环前缀（CP）进行同步，这个方法主要是利用数据间的相关特性，其算法复杂度低易于实现但频谱利用率稍有降低。在一般的突发传输系统中多采用这种同步技术。经查阅期刊论文发现，TimothyM.Schmidl和DonaldC.Cox等人提出了SC算法（RobustFrequencyandTimingSynchronizationforOFDM,IEEETRANSACTIONSONCOMMUNICATIONS,VOL.45,NO.12,DECEMBER1997），Minn等人提出了Minn算法（OntimingoffsetestimationforOFDMsystems,IEEECommun.Lett.,vol.4,pp.242–244,July2000），这两种算法复杂度较低，但是性能较差。Park等人（“ANovelTimingEstimationMethodforOFDMSystems”IEEECOMMUNICATIONSLETTERS,VOL.7,NO.5,MAY2003）提出了一种性能极好的定时同步方案，但该方法每进行一次估计都要进行大量的乘法及相加运算，硬件开销太大，不易实现。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术存在的问题和不足，本发明提出了一种基于训练序列的复杂度低且性能良好的联合载波同步和定时同步的方法。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案为一种应用于OFDM系统的符号定时同步和载波同步方法，包括以下步骤：

1）发射机在发射负载数据前先发送两个训练序列；

2）接收机对接收到的信号进行符号定时同步，根据公式获得d位置处信号的相关测度函数M(d)，其中，P(d)为d位置处互相关值，R(d)为d位置处的能量值，检测归一化相关测度函数M(d)峰值所在位置为第一训练序列开始位置；

3）根据公式获得粗载波频偏估计fe1，式中，表示对求相位角，为以位置为开始的第一训练序列的互相关值，其中，

P_{1} (\hat{d}) = Σ_{m = 0}^{3} Σ_{i = 0}^{N / 8 - 1} conj (r (\hat{d} + i + m \cdot \frac{N}{8})) \cdot r (\hat{d} + i + N / 8 + m \cdot \frac{N}{8}),

式中，表示接收到的第个时域信号，表示对求共轭，m表示接到的第一个训练序列中的第m个长为N/8的子训练序列。

4)根据公式获得细载波频偏估计fe2，表示对求相位角，为以位置为开始的第一和第二训练序列的互相关值，其中，

P_{2} (\hat{d}) = Σ_{i = 0}^{N - 1} conj (r (\hat{d} + i)) \cdot r (\hat{d} + i + N),

表示接收到的第个时域信号，表示对求共轭，表示接收到的第个时域信号。

5）根据粗载波频偏估计fe1，对fe2进行调整；

6）根据公式获得总载波频偏fe，其中，表示对fe1取不大于fe1的最大整数；

7）根据公式对接收信号进行总载波频偏补偿，其中，为总频偏补偿之后的结果，N为第1或第2训练序列的OFDM符号长度，r(j)表示接收到去除两个训练序列后的第j个时域信号。

其中，步骤1)中生成的两个训练序列为：

[AABBB*B*A*A*][AABBB*B*A*A*]，其中A是长度为N/8的子训练序列，B是A的逆向输出，A与A*成共轭关系，B与B*成共轭关系。

进一步，步骤2）中检测归一化测度函数M(d)峰值的方法为：对互相关值P(d)同能量值R(d)进行比较，当P(d)＞th·R(d)时，开始比较P(d-1)，P(d)和P(d+1)的大小，其中th为相关系数，若出现P(d)＞P(d-1)且P(d)＜P(d+1)，则d为第1训练训练开始位置否则继续比较。

再进一步，步骤5）中，对细载波频偏估计fe2进行调整的方法为：将fe1与参考值x进行比较；当fe1的绝对值大于x时，如果fe1与fe2同正或同负，fe2的值保持不变；如果fe1与fe2符号不同，fe2加1或减1，使fe1与fe2同正或同负；当fe1的绝对值小于x时，fe2的值保持不变。其中，参考值x为介于0～0.5之间的有理数。

有益效果：本发明与现有技术相比，通过分别获得粗载波频偏估计和细载波频偏估计，根据粗载波频偏估计fe1，对fe2进行调整，最后获得总频偏补偿的方法进行符号定时同步和载波同步，这个方法不仅复杂度低而且性能良好，定时同步的定时误差和载波频偏估计的均方误差都比较小，同时，对信号噪声和载波频偏不敏感，最大可估计范围为子载波间距的4倍。

附图说明

图1为本发明中OFDM发射模块发送的数据帧结构；

图2为第一训练序列和第二训练序列的结构示意图；

图3为本发明中同步模块的工作流程图；

图4为本发明中符号定时同步方法与传统同步方法性能的比较图；

图5为本发明中的载波频偏估计方法进行载波频偏估计的均方误差与信噪比的曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步解释。

本发明包括生成训练序列、联合的符号定时同步与粗载波频偏估计、细载波频偏估计，载波频偏补偿四部分。

如图1所示，首先训练序列中的子训练序列事先存储在发射机的存储器中，发射机按一定的次序和简单的运算输出两个训练序列，在负载数据前发送这两个训练序列，其具体方法为：

1、将N/8比特数据经过BPSK调制，在每个调制数据后面插入7N/8个零，使之成为N比特数据。

2、N比特数据经过点IFFT变换产生N个数据，取其前N/8位数据即为A序列。

3、将训练序列A存取在发射机的存储器中。将其逆序输出为B序列。如图2所示，发射机通过时序控制和简单运算，输出第一、第二训练序列，两个训练序列相同，其中B*与B共轭，A*与A共轭。

如图3所示，本发明中的同步模块的工作流程主要分为三大部分。

首先，进行符号定时同步和粗载波频偏估计，其具体方法为：

1、对接收N个数据进行互相关计算，自相关能量计算。

互相关：

P (d) = Σ_{m = 0}^{3} Σ_{i = 0}^{N / / 8 - 1} conj (r (d + i + m \cdot \frac{N}{8})) \cdot r (d + i + N / 8 + m \cdot \frac{N}{8}),

其中为接收到第个时域信号，表示对求共轭。

自相关能量：

R (d) = Σ_{m = 0}^{3} Σ_{i = 0}^{N / 8 - 1} {| r (d + i + N / 2 + m \cdot \frac{N}{8}) |}^{2},

2、对互相关值P(d)同R(d)进行比较，当P(d)＞th·R(d)时，开始比较P(d)，的值。其中th为相关系数，这里取0.75。若出现且认为为第1训练训练开始位置。

3、获得符号定时同步之后，进行粗载波频偏估计。粗载波频偏：

fel = \frac{4 \cdot angle (P_{1} (\hat{d}))}{π},

其中表示对求相位角。

然后，进行细载波频偏估计，其具体方法为：

a.在获得符号定时同步之后，对第1训练序列和第2训练序列互相关计算。

P_{1} (\hat{d}) = Σ_{i = 0}^{N - 1} conj (r (\hat{d} + i)) \cdot r (\hat{d} + i + N) .

b.细载波频偏估计为

fe 2 = \frac{angle (P_{2} (\hat{d}))}{2} .

c.根据fe1的值对fe2进行调整。

首先定义一个介于0～0.5之间的有理数参考值x，然后将fe1的值与x的值进行比较。

当fe1的绝对值大于x时，若fe1与fe2同正或同负，fe2的值保持不变；若fe1与fe2符号不同，fe2加1或减1，使fe1与fe2同正或同负。

当fe1的绝对值小于x时，fe2的值保持不变。

最后进行总载波频偏估计计算。总频偏估计其中，表示对fe1取不大于fe1的最大整数。根据公式对接收到的OFDM符号进行载波偏差补偿,j为接收到的去除训练序列之后的第j个时域信号。

如图4所示，其中信道环境是：多径信道加高斯信道，信噪比为5～25dB，载波频偏为子载波间距的3.5倍。其中基本系统参数是：OFDM符号长度为128.点，前缀长度为16点。从图中可以看出，当信噪比为10dB时，本发明提出的定时同步的定时误差均值仅为0.007，本发明定时同步的定时误差均值远小于其他方法的定时同步的定时误差均值。

如图5所示，其中信道环境是：多径信道加高斯信道，信噪比为5～25dB，选取的较大载波频偏为子载波间距的3.5倍，较小载波频偏为子载波间距的0.3倍。其中基本系统参数是：OFDM符号长度为128点，前缀长度为16点。从图中可以看出，存在较大载波频偏和较小载波频偏时，其载波频偏估计的均方误差是相近的。当信噪比为10dB时，其载波频偏估计的均方误差仅为4.4×10^-6。

当存在较大载波频偏，如子载波间距的3.5倍和较小载波频偏，如子载波间距的0.3倍时，其载波频偏估计的均方误差是相近的。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围不仅限于此。本发明的保护范围以权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种应用于OFDM系统的符号定时同步和载波同步方法，其特征在于：包括以下步骤：

1)发射机在发射负载数据前先发送两个训练序列；

2)接收机对接收到的信号进行符号定时同步，根据公式获得d位置处信号的相关测度函数M(d)，其中，P(d)为d位置处互相关值，R(d)为d位置处的能量值，检测归一化相关测度函数M(d)峰值所在位置为第一训练序列开始位置；

3)根据公式获得粗载波频偏估计fe1，式中，为以位置为开始的第一训练序列间的互相关值，表示对求相位角；

4)根据公式获得细载波频偏估计fe2，为以位置为开始的第一和第二训练序列的互相关值，表示对求相位角；

5)根据粗载波频偏估计fe1，对fe2进行调整；

6)根据公式获得总载波频偏fe，其中，表示对fe1取不大于fe1的最大整数；

7)根据公式对接收信号进行总载波频偏补偿，其中，为总频偏补偿后的结果，N为第1或第2训练序列的OFDM符号长度，r(j)表示接收到的去除两个训练序列后的第j个时域信号；

其中，所述步骤1)中生成的两个训练序列为：

[AABBB*B*A*A*][AABBB*B*A*A*]，

其中A是长度为N/8的子训练序列，B是A的逆向输出，A与A*成共轭关系，B与B*成共轭关系；

所述步骤2)中检测归一化测度函数M(d)峰值的方法为：

对互相关值P(d)同能量值R(d)进行比较，当P(d)＞th·R(d)时，开始比较P(d-1)，P(d)和P(d+1)的大小，其中th为相关系数，若出现P(d)＞P(d-1)且P(d)＜P(d+1)，则d为第1训练序列开始位置否则继续比较；其中，

P (d) = Σ_{m = 0}^{3} Σ_{i = 0}^{N / 8 - 1} c o n j (r (d + i + m \cdot \frac{N}{8})) \cdot r (d + i + N / 8 + m \cdot \frac{N}{8}),

其中为接收到第个时域信号，表示对求共轭；

R (d) = Σ_{m = 0}^{3} Σ_{i = 0}^{N / 8 - 1} | r (d + i + N / 2 + m \cdot \frac{N}{8}) |^{2}

所述步骤5)中，对细载波频偏估计fe2进行调整的方法为：

将fe1与参考值x进行比较；当fe1的绝对值大于x时，如果fe1与fe2同正或同负，fe2的值保持不变；如果fe1与fe2符号不同，fe2加1或减1，使fe1与fe2同正或同负；当fe1的绝对值小于x时，fe2的值保持不变，其中，参考值x为介于0～0.5之间的有理数。