CN101399805A - 全相位正交频分复用ofdm系统帧同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信技术领域，具体讲是涉及全相位正交频分复用OFDM系统帧同步技术。为提供一种在全相位OFDM系统中得到精确的帧同步的方法，本发明采用的技术方案是，依次包括下列步骤：首先，建立基于全相位FFT的正交频分复用OFDM系统；然后，在全相位FFT的正交频分复用的基础上实施自相关帧同步算法；再进行：第一步，初始化同步位置，保持过程以及更新过程；第二步，根据自相关检测策略，判定是否检测成功并记录检测结果；第三步，更新过程中进行判定；第四步，在一帧间隔Ts内，用新的同步位置替代原同步位置或保留原同步位置；第五步，输出帧同步信息，并返回第二步继续进行；本发明主要应用于数字视频信号处理。

Description

全相位正交频分复用OFDM系统帧同步方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别涉及下一代移动通信中的关键技术——OFDM同步技术，具体讲是涉及全相位正交频分复用OFDM系统帧同步技术。

背景技术

1、OFDM技术的基本原理

OFDM是适用于无线环境下的高速传输技术，除了无线局域网标准(IEEE802.11a、HiperLAN/2)外，还在宽带无线接入(BWA)中得到应用。

图1是OFDM系统在移动通信中应用的原理框图。图2是它的实现图。

在发送端，首先对原始数据进行编码、交织，然后进行串并变换，把一路信号分成并行的N路，通过N点IFFT变换把数据调制到多个相互正交的子载波上并行发送，把IFFT变换后得到的N个样点称作一个OFDM符号，然后把符号的最后L个样点复制到最前面，作为循环前缀CP，用于抵抗码间干扰ISI，再通过发射机发送出去。接收端执行与发送端相反的过程，对射频(RF，Radio Frequency)信号下变频后进行抽样，得到离散的样点，然后进行定时估计找到OFDM符号的起始位置，除去CP部分，对CP后面的N个样点作N点FFT变换，然后进行判决解调，如果采用相干解调，那么还需要估计信道参数来辅助解调，解调后数据进行解交织、解码，得到原先的数据。

如图3所示，为一个OFDM符号内包含N个子载波的实例。其中所有的子载波都具有相同的幅值和相位，但在实际应用中，根据数据符号的调制方式，每个子载波都有相同的幅值和相位是不可能的。从图3可以看出，每个子载波在一个OFDM符号周期内包含整数倍个周期，而且各个相邻的子载波之间相差一个周期，这一特性可以用来解释子载波之间的正交性，即：

$\frac{1}{T}{\∫}_0^T\exp \left({\mathrm{jw}}_{n}t\right)\exp \left({\mathrm{jw}}_{m}t\right)\mathrm{dt}=\left\{\begin{array}{c}1,m=n\\ 0,m\≠n\end{array}\right.---\left(1\right)$

这种正交性还可以从频域的角度来解释。根据式子(1)，每个OFDM符号在其周期T内包括多个非零的子载波，因此其频谱可以看作为是周期为T的矩形脉冲的频谱与一组位于各个子载波频率上的狄拉克δ函数的卷积。矩形脉冲的频谱幅值为sinc(fT)函数，这种函数的零点出现在频率为1/T整数倍的位置上。如图4所示。各个子信道内经过矩形波形成型得到的符号的归一化sinc函数频谱。在每一子载波频率的最大值处，所有其他子信道的频谱值恰好为零。由于在对OFDM符号进行解调的过程中，需要计算每个子载波止取最大值的位置所对应的信噪值，因此可以从多个相互重叠的子信道符号频谱中提取出每个子信道符号，而不会受到其他子信道的干扰。由图4可以看出，OFDM符号的频谱实际上可以满足无符号间干扰的奈奎斯特准则，但传统的奈奎斯特准则是在时域上保证前后发送符号之间无干扰影，但在此处指的是在频域中各子信道上不存在于扰，这种消除子信道间干扰(ICI)的方法是通过在时域中使用矩形脉冲成型，在频域中每个子载波的最大值处取样来实现。

2、全相位OFDM系统：

为了能够让全相位FFT运用到现在的OFDM系统中，需要对原来的系统进行结构上的改进和调整。在发射端采用时域数据符号间隔插零的方法。

3、传统的符号和帧定时同步算法：

由于插入了循环前缀，所以OFDM系统对符号定时时间同步的要求相对低一些，也就是说，只要OFDM符号的起始时刻落在循环前缀内，最大多径时延后就不会引起符号间干扰.尽管如此，但如果符号定时部在最佳时刻，就会降低系统对多径时延扩展的能力，所以在实际中还应该减小符号的定时同步误差.

定时同步的任务就是要寻找OFDM数据符号和数据帧的起止时刻.实际上，任何定时同步都有两种可能，即超前最佳定时或滞后最佳定时 $\mathrm{\Δ}{n}_f=\mathrm{\Δ}{t}_f/{\hat{T}}_s$ 个样值。如图7是一个符号的定时同步的例子。

定时偏差只会引起细微的旋转，而不会带来幅度的变化和信噪比的损失。所以，在系统中用硬件实现时，可以通过对旋转方向进行正负判决(只需一个比特即可)来调整定时同步，使其达到最佳。

目前出现的同步方法主要有以下几种：

3.1 基于空闲符号能量检测的帧定时同步算法

能量检测是最简单的一种帧定时同步算法。对于突发方式的通信系统，没有数据时，只能检测到噪声，一旦有数据帧到来，监测到的能量就会逐渐增加。对于广播连续方式或数据连续方式的通信系统，可以在没有数据帧的前面插入一个持续时间有限的空闲符号来实现同步。因为这种情况下，判决变量Mn就是接收信号的能量。为了防止误判，往往采用一个滑动窗口，以此窗口内L个符号的能量作为判决标准，以平滑噪声。

3.2 基于训练符号的帧同步定时算法

延迟Nd个样值的两个相同的训练符号，如图8所示，因为其自相关函数R(τ)在τ＝0时达到最大值，所以寻找R(τ)的最大值也就是找到最佳定时时刻，这种算法就称之为延迟相关法。相关值 $c_n=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n+k}{r}_{n+k+N_d}^{*}$

为了归一化，定义变量 $p_n=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n+k+N_d}{r}_{n+k+N_d}^{*}=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{n+k+N_d}\right|}^2.$ 定义判别变量M_n＝|c_n|²/(p_n)²。Mn达到最大值的时刻即为最佳定时时刻。

3.3 基于训练符号的符号定时同步算法

基于训练符号的符号定时的同步算法很简单。因为在接收端已经准备指导训练符号t_k，k＝0，1，…，L-1，所以只需要在接收信号r_n中寻找与之匹配的符号，这一任务仍可采用相关来完成，即寻找使得相关值R_s(n)的模最大的第n个样值，即为符号的起始时刻。

$R_s=\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n+k}{t}_k^{*}$

发明内容

为克服现有技术的前述不足，在全相位OFDM系统中得到精确的帧同步，本发明的目的是提供一种全相位正交频分复用OFDM系统帧同步方法。

本发明采用的技术方案是，全相位正交频分复用OFDM系统帧同步方法，依次包括下列步骤：

首先，建立基于全相位FFT的正交频分复用OFDM系统，方法如下：在传统OFDM进行IFFT前实现全相位预编码，方法是在原来的数字序列中进行间隔插零；

然后，在全相位FFT的正交频分复用的基础上实施自相关帧同步算法，设接收到的信号为：

$r\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)x(n-m)e^{\mathrm{j\φ}(n+{\mathrm{\δ}}_f)}+w\left(n\right),$

其中h(m)为信道时域响应，w(n)为高斯白噪声，δ_f为由于多普勒和信道间干扰ICI造成的相位偏移，对其进行自相关帧同步，根据公式：

$r\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)s(n-m)e^{\mathrm{j\φ}(n+{\mathrm{\δ}}_f)}+w\left(n\right),$ $\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)s^{*}(n+l+N)\left\{\begin{array}{c}N,l=n\\ 0,l\≠0\end{array}\right.,$

获得自相关帧同步结果为：

$R_{\mathrm{rc}}\left(l\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)s(n-m)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n{\text{\δ}}_f}{\left[h\left(m\right)s(n+l+N-m)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(n+l+N){\mathrm{\δ}}_f}\right]}^{*}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)w^{*}(n+N)$

$=\left\{\begin{array}{cc}{\left|h\left(m\right)\right|}^2\·N+w\′\left(n\right),& l=0\\ w\′\left(n\right)& l\≠0\end{array}\right.,$

其中“*”表示为复数共轭， $w\′\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)w^{*}(k+N)={\left|w\left(n\right)\right|}^2=N{\mathrm{\σ}}_w^2$ 为白噪声功率，再根据公式|h(0)|＝max_l|h(l)|，得到出现在l＝0即主径的时刻的最大自相关值，设自相关峰值的下限为上限为

再进行下列步骤：

第一步，初始化同步位置，保持过程以及更新过程；

第二步，根据自相关检测策略，对接收序列的每个位置，判定是否检测成功并记录检测结果；

第三步，根据自相关检测结果，在保持过程判定是否保持失败，同时在更新过程判定是否更新成功；

第四步，在一帧间隔Ts内，在保持失败并且更新成功的情况下用新的同步位置替代原同步位置，否则保留原同步位置；

第五步，输出帧同步信息，并返回第二步继续进行；

检测成功的标志是自相关检测值连续K2次大于M2，更新成功的标志是自相关检测值连续K1次大于或者等于M2，K1和K2为根据系统性能要求而改变数值的大小，上述各式中，m、n、N、M为整数，

为功率方差，

表示接收到信号的相位，包括初始相位和由于噪声而引入的相位误差。

其中，所述的在原来的数字序列中进行间隔插零，之后，对插零后的数据序列采用2N-IFFT，在频域得到传统正交频分复用OFDM的N个子载波及其全部的复制。

本发明提供的可以带来如下效果：

首先，本发明可以得到无误差的载波相位，其次，在发生频偏时，它所造成的功率泄露远远低于FFT解调的泄露，再次，全相位FFT可以进行频偏校正，第四，全相位FFT可以省去因保持同步而加入的训练序列，同时，本发明利用了全相位自我复制的特点实现了系统的帧同步设计而不需要额外加入训练序列。

在全相位OFDM系统中利用自相关技术得到精确的帧同步，既使用了全相位FFT的技术特点，又节约了频谱效率。同时可以充分利用OFDM系统和全相位FFT的优点，二者的结合克服了原有的OFDM系统很多缺陷。

附图说明

图1是OFDM系统原理框图。

图2是OFDM系统基本模型框图。

图3是OFDM符号内包括六个子载波的情况。

图4是OFDM系统中子信道符号频谱。

图5是全相位OFDM系统框图。

图6是全相位OFDM系统数据处理流程图。

图7是帧同步示意图。

图8是延迟相关同步。

图9是自相关帧同步处理图。

图10是最大自相关帧同步实现仿真图。

具体实施方式

1、全相位OFDM系统的特点：

为了能够让全相位FFT运用到现在的OFDM系统中，需要对原来的系统进行结构上的改进和调整。在发射端采用时域数据符号间隔插零的方法。然后对插零后的数据序列采用2N-IFFT，在频域得到了传统OFDM的N个子载波及其全部的复制。这种结构既适合在接收端进行全相位FFT的处理，也可以保证发射—接收端抽样时钟的整数倍关系，使得硬件电路的实现变得容易.具体的数据处理流程图见图6。

由于在系统的发射端进行了间隔插零的相同改进，同时使用了2N-IFFT的变换操作，本发明得到了原来子载波以及它们的复制，这样的信号通过信道到达接收端以后，本发明利用它的自我复制的特点来进行数据序列的自相关操作，得到最大的相关值的n，这就是帧的起始位置。如图5所示，

{D_i(k)|k＝0，1，2，...，N-1}，经过全相位调制(方法是间隔插补零)后形成一个长度为2N的OFDM符号块{X_i(k)|k＝0，1，2，...，2N-1}，X_i(k)是一个独立同分布的零均值高斯随机变量，其方差为

此时OFDM的发射基带信号为：

$x_i\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{2N}}\underset{k=0}{\overset{2N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πkn}/\left(2N\right)},$ n＝0，1，...，2N-1。由于 $X_i\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{D}_i(k/2),& k=\mathrm{0,2,4},...\\ 0,& k=\mathrm{1,3,5,7},...\end{array}\right.,$ 经过2N点IFFT后，本发明得到：x_i(n)＝x_i(n+N)，n＝0，1，...，N-1，即经全相位调制后，OFDM的时域信号被复制一次。

2、全相位OFDM自相关帧同步的实现：

由于帧同步是在所有同步之前做的，所以一定会受噪声和频偏的影响。

设接收到的信号为：

$r\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)x(n-m)e^{\mathrm{j\φ}(n+\mathrm{\ϵ})}+w\left(n\right)$

其中h(m)为信道士时域响应，w(n)为高斯白噪声，ε为由于多普勒和ICI造成的相位偏移。

则自相关帧同步结果为

$R_s=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N),$ 又由于 $x\left(n\right)x^{*}(k+N)=\left\{\begin{array}{cc}{\left|x\left(n\right)\right|}^2,& n=k\\ 0,& n\≠k\end{array}\right.,$ 归一化后为

$x\left(n\right)x^{*}(k+N)=\left\{\begin{array}{cc}1& n=k\\ 0,& n\≠k\end{array}\right.$ 所以

当n＝0时

$R_s=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)r^{*}(n+N)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)h(n+m){\left|x\left(x\right)\right|}^2+\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w\left(n\right)\right|}^2$

$\≈1+{\mathrm{\δ}}_W^2$

反之则

$R_s=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|w\left(n\right)\right|}^2={\mathrm{\δ}}_W^2$

所以，第一步本发明先设定自相关峰值的下限为

上限为

第一步，初始化同步位置，保持过程以及更新过程；

第二步，根据自相关检测策略，对接收序列的每个位置，判定是否检测成功并记录检测结果

第三步，根据自相关检测结果，在保持过程判定是否保持失败，同时在更新过程判定是否更新成功；

第四步，在一帧间隔Ts内，在保持失败并且更新成功的情况下用新的同步位置替代原同步位置，否则保留原同步位置；

第五步，输出帧同步信息，并返回步骤2继续进行。

检测成功的标志是自相关检测值连续K2次大于M2，更新成功的标志是自相关检测值连续K1次大于或者等于M2。

K1和K2可以根据系统性能要求而改变数值的大小.如图9所示。

(四)有益效果

全相位FFT比FFT具有一定的优越性：首先，该技术可以得到无误差的载波相位，其次，在发生频偏时，它所造成的功率泄露远远低于FFT解调的泄露，再次，全相位FFT可以进行频偏校正，第四，全相位FFT可以省去因保持同步而加入的训练序列，同时，本发明利用了全相位自我复制的特点实现了系统的帧同步设计而不需要额外加入训练序列。

1、对接收的信号进行N延迟的自相关运算，并找到最大相关值。

2、把运算得到的最大值和门限值进行比较，比较的结果作为同步位置检测和非同步位置检测的标准。

3、如果连续K2次都达到同步，则进入同步保持状态.。

4、如果连续K1次都检测失去同步则进入同步更新状态。

5、在一帧间隔Ts内，在保持失败并且更新成功的情况下用新的同步位置替代原同步位置，否则保留原同步位置.

6、返回新的帧同步信息。

如图10所示，利用最大自相关法可以很容易的得到峰值，并根据同步策略进行同步检测和帧定位。

Claims (2)

1.一种全相位正交频分复用OFDM系统帧同步方法，其特征是，依次包括下列步骤：

首先，建立基于全相位FFT的正交频分复用OFDM系统，方法如下：在传统OFDM进行IFFT前实现全相位预编码，方法是在原来的数字序列中进行间隔插零；

然后，在全相位FFT的正交频分复用的基础上实施自相关帧同步算法，设接收到的信号为：

$r\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)x(n-m)e^{\mathrm{j\φ}(n+{\mathrm{\δ}}_f)}+w\left(n\right),$

其中h(m)为信道时域响应，w(n)为高斯白噪声，δ_f为由于多普勒和信道间干扰ICI造成的相位偏移，对其进行自相关帧同步，根据公式：

$r\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)s(n-m)e^{\mathrm{j\φ}(n+{\mathrm{\δ}}_f)}+w\left(n\right),\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)s^{*}(n+l+N)=\left\{\begin{array}{cc}N,& l=0\\ 0,& l\≠0\end{array}\right.,$

获得自相关帧同步结果为：

$R_{\mathrm{rc}}\left(l\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)s(n-m)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}n{\mathrm{\δ}}_f}{\left[h\left(m\right)s(n+l+N-m)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(n+l+N){\mathrm{\δ}}_f}\right]}^{*}+\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)w^{*}(n+N)$

$=\left\{\begin{array}{cc}{\left|h\left(m\right)\right|}^2\·N+w\′\left(n\right),& l=0\\ w\′\left(n\right)& l\≠0\end{array}\right.,$

其中“*”表示为复数共轭， $w\′\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)w^{*}(k+N)={\left|w\left(n\right)\right|}^2={\mathrm{N\σ}}_w^2$ 为白噪声功率，再根据公式|h(0)|＝max_l|h(l)|，得到出现在l＝0即主径的时刻的最大自相关值，设自相关峰值的下限为

上限为

再进行下列步骤：

第一步，初始化同步位置，保持过程以及更新过程；

第二步，根据自相关检测策略，对接收序列的每个位置，判定是否检测成功并记录检测结果；

第三步，根据自相关检测结果，在保持过程判定是否保持失败，同时在更新过程判定是否更新成功；

第四步，在一帧间隔Ts内，在保持失败并且更新成功的情况下用新的同步位置替代原同步位置，否则保留原同步位置；

第五步，输出帧同步信息，并返回第二步继续进行；

检测成功的标志是自相关检测值连续K2次大于M2，更新成功的标志是自相关检测值连续K1次大于或者等于M2，K1和K2为根据系统性能要求而改变数值的大小，上述各式中，m、n、N、M为整数，

为功率方差，

表示接收到信号的相位，包括初始相位和由于噪声而引入的相位误差。

2.根据权利要求1所述的一种全相位正交频分复用OFDM系统帧同步方法，其特征是，所述的在原来的数字序列中进行间隔插零，之后，对插零后的数据序列采用2N-IFFT，在频域得到传统正交频分复用OFDM的N个子载波及其全部的复制。

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