CN102685064B - 多频带ofdm超宽带系统载波频率跟踪方法 - Google Patents

Abstract

本发明针对多频带OFDM超宽带无线通信系统收发机振荡器不同步的问题，提出一种基于时域扩展技术的载波频率盲跟踪方法。利用时域或频域形式的数据符号与时域扩展符号估计出第一频带频偏，经环路滤波后推出二、三频带频偏，将三个频偏估计值分别输入三路相位累加器及exp函数生成器构成三路补偿结构，时频码控制反馈信号在时域或频域与前向路径中的数据分时地进行相乘从而实现频偏补偿。该方法无需使用额外的导频子载波，有利于节约频谱资源，同时可获得比传统导频辅助法更好的跟踪性能，实现对细小频偏的高精度估计与补偿，弥补收发机振荡器的不同步，保证系统性能，可广泛应用于具有时域扩展分集技术的多频带OFDM无线通信系统中。

Description

多频带OFDM超宽带系统载波频率跟踪方法

技术领域

本发明涉及一种多频带OFDM超宽带系统基于时域扩展(TDS)技术的载波频率跟踪方法，针对系统接收机与发射机中振荡器不同步引起的载波频率偏差，在接收机载波频率捕获后对较小的残余载波频偏进行进一步估计与补偿，可广泛应用于具有时域扩展分集技术的多频带OFDM无线通信系统中。

背景技术

超宽带技术具有数据吞度量高、功率谱密度低、抗多径能力强等特点，主要应用于高速短距离无线通信，具体可用于无线个人局域网、无线多媒体接口、雷达探测、精确定位、医疗成像等领域。多频带正交频分复用(MB-OFDM)作为高速超宽带的主要物理层实现方案，被美国IEEE 802.15.3a、欧洲ECMA-368、国际ISO/IEC26907以及中国GB/T26229-2010等标准采纳。欧洲ECMA-368标准规定MB-OFDM作为高速无线个人局域网的超宽带实现方案，使用未授权的3.1-10.6GHz频段，并将其划分为14个等宽子频带，每个频带528MHz。一般3个频带为一组进行开发利用，基带信号按照一定的时频码样式，以6个符号为周期分时地跳频调制到不同频带的载波上从而实现多频带传输。系统子载波数为128，包括100个数据子载波、12个导频子载波、10个保护子载波及6个空子载波。37点零后缀与逆傅里叶变换(IFFT)输出结果一起组成长度为165的OFDM符号。系统在不同的调制编码方式下可支持不同的信息传输速率，最高可达480Mbps。

标准规定传输速率低于200Mbps的系统采用TDS技术实现时频分集以提高系统抗多径干扰的能力，即：在发送端将数据符号按照一定的方式映射到相邻符号中，实现数据信息在时域中的扩展；经时频跳频后，TDS符号跳频到不同频带上，从而实现数据信息在频域中的扩展。TDS技术具体可描述为：系统发送端将数字调制后的复数流划分为N_D(N_D＝100)个数据为一组，并调制到系统N_D个数据子载波上；在IFFT调制前按照如下关系将第2l个频域数据符号映射到相邻的第2l+1个扩展符号中从而构成第l个TDS符号对

$X_{2l+1,n}=\mathrm{imag}\left(X_{2l,N_D-1-n}\right)+\mathrm{jreal}\left(X_{2l,N_D-1-n}\right)$

其中n＝0，1，...，N_D-1为信息数据序号，l＝0，1，...为TDS符号对的序号；接收机在FFT解调后，第l个频域TDS符号对之间的关系为

$Y_{2l+1,n}=\mathrm{imag}\left(Y_{2l,N_D-1-n}\right)+\mathrm{jreal}\left(Y_{2l,N_D-1-n}\right)$

由此，系统在接收端通过求两符号子载波数据的均值以提高信道均衡性能，即

${\hat{Y}}_{2l,n}=\frac{1}{2}\left\{\right[\mathrm{real}\left(Y_{2l,n}\right)+\mathrm{imag}\left(Y_{2l+1,-n}\right)]+j[\mathrm{imag}\left(Y_{2l,n}\right)+\mathrm{real}\left(Y_{2l+1,-n}\right)\left]\right\}$

在OFDM系统中，收发机振荡器的不同步造成载波频率偏差，破坏载波间的正交性，引起子载波间干扰，严重影响系统性能。载波频率同步可分为捕获与跟踪两个阶段。捕获阶段将大的频偏纠正到较小范围内，跟踪阶段则进一步补偿剩余的载波频偏及振荡器的频率漂移。

载波频偏对OFDM系统时域数据的影响可表示为

y_n＝x_nexp(-j2πεn/N)

y_n，x_n分别表示OFDM符号中的第n个接收与发送数据。对上式进行FFT变换，则载波频偏对OFDM系统频域数据的影响可写为

Y_n＝X_nA(ε)exp(-jπε(N-1)/N)+ICI_m，m≠n

Y_n，X_n分别为第n个子载波接收和发送的信息数据，A(ε)＝sin(πε)/(Nsin(πε/N))为幅度衰减。在实际系统中时域样点的序号取值范围为0到正无穷，但在IFFT计算过程中，样点序号的取值为0到N-1。因此，OFDM符号间还存在一个固定的相位偏差，则上式可修改为

Y_l，n＝(X_l，nA(ε)exp(-jπε(N-1)/N)+ICI_l，m≠n)exp(-j2πεl(N+N_g)/N)

＝X_l，nA(ε)exp(-jπε[N-1+2l(N+N_g)]/N)+ICI_{l，m，m≠n}

l表示符号序号。系统在跟踪阶段只存在很小的载波频偏，此时符号的幅度衰减近似为1，而符号内的ICI近似为0。符号间递增的相位偏差是跟踪阶段的主要影响因素，其累积效应会使一帧中序号较大的符号产生大的相位旋转，从而导致错误判决。对上式进行近似改写

其中，

则两连续符号间的相位差可表示为

则

可以看出，同一符号所有子载波具有相同的绝对相位偏差，其大小与频率偏差及符号序号有关，而两连续符号之间则具有固定的相对相位偏差，其大小只与频率有关，而与符号序号无关。经典的导频辅助法利用即利用相邻符号相同子载波位置的导频数据进行相关计算并估计符号间的相位差以对频偏进行跟踪。

发明内容

本发明的目的是针对用于高速短距离通信的多频带OFDM超宽带系统，提出一种无需导频辅助的载波频偏盲跟踪方法，利用系统本身的数据符号与其时域扩展符号的特殊映射关系，在时域和频域分别推导出残余载波频偏的盲估计公式，并构建相应的时频跟踪环路。所构建的载波频偏跟踪环路包括盲频偏估计器、环路滤波器、相位累加器、exp函数生成器等。

本发明的技术方案：

基于多频带OFDM系统用以实现分集的时域扩展技术发明了一种盲载波频偏跟踪方法，具体可表述为：接收机基于时域形式或频域形式的数据符号及时域扩展符号估计出第一频带频偏，并将结果送入环路滤波器；根据环路滤波后的结果计算二、三频带频偏，并将三个频偏估计值分别输入三路相位累加器及exp函数生成器构成三路补偿结构；三路补偿结构由时频码控制在时域或频域与前向路径中的数据分时地进行相乘从而实现频偏补偿。

本发明的有益效果：

本发明设计了一种多频带OFDM超宽带系统基于时域扩展的盲载波频率跟踪方法。该方法使系统避免使用额外的导频子载波，有利于节约频谱资源。并且，该方法亦可获得比传统导频辅助法更好的跟踪性能，实现对跟踪阶段细小频偏的高精度估计与补偿，弥补收发机振荡器的不同步，从而保证系统接收机具有较高的解调性能。

附图说明

图1是多频带OFDM超宽带系统简略框图

图2是基于TDS的时域跟踪环路结构框图

图3是基于TDS的频域跟踪环路结构框图

图4是不同信噪比下跟踪后残余频偏的均方根误差性能

图5是不同载波频偏下跟踪后残余频偏的均方根误差性能

图6是不同信噪比下跟踪后系统的误比特率性能

具体实施方式

以下结合附图和通过实施例对本发明的具体实施方式作进一步说明：

本发明设计了一种多频带OFDM超宽带系统的载波频率跟踪方法，其特征在于：本方案包括以下步骤：

a.接收机基于时域形式或频域形式的数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏，并将结果送入环路滤波器；

b.根据环路滤波后的结果计算二、三频带频偏，并将三个频偏估计值分别输入三路相位累加器及exp函数生成器构成三路补偿结构；

c.三路补偿结构由时频码控制在时域或频域与前向路径中的数据分时地进行相乘从而实现频偏补偿。

步骤a所述时域形式的数据符号及时域扩展符号为接收机利用快速逆傅立叶变换对频域信号进行时域重构而得，快速逆傅立叶变换在频域信道均衡后的反馈路径中实施，恢复的第2l个时域数据符号与其相邻第2l+1个时域扩展符号的第n个数据为y_2l，n与y_2l+1，n。

步骤a所述频域形式的数据符号及时域扩展符号为接收机经频域信道均衡后的频域信号，第2l个频域数据符号与其相邻第2l+1个时域扩展符号的第n个子载波数据为Y_2l，n与Y_2l+1，n。

步骤a所述基于时域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏的公式为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=\frac{N}{{2\mathrm{\πC}}_{i,j}}\arctan \left(\frac{\mathrm{imag}\left(\underset{n=0}{\overset{N_D-2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(r_{l,n}\right)r_{l,n+1}\right)}{\mathrm{real}\left(\underset{n=0}{\overset{N_D-2}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(r_{l,n}\right)r_{l,n+1}\right)}\right),$

其中r_l，n＝y_2l，ny_2l+1，n，N为子载波数目，N_D为数据子载波数目，C_i，j为数据符号与时域扩展符号分布于第i与第j个频带时的系数。

步骤a所述基于频域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏的公式为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=\frac{N}{{12\mathrm{\π}(N+N_g)C}_{i,j}}\arctan \left(\frac{\mathrm{imag}\left(\underset{n=0}{\overset{N_D-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(R_{l,n}\right)R_{l+3,n}\right)}{\mathrm{real}\left(\underset{n=0}{\overset{N_D-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(R_{l,n}\right)R_{l+3,n}\right)}\right),$

其中N_g为保护间隔长度。

当系统使用第k(k＝1，2，3，4)组三个频带时，系数C_i，j在不同时频码样式下可以取到的值为 $C_{\mathrm{1,2}}=1+\frac{k+13/2}{k+11/2},$ $C_{\mathrm{1,3}}=1+\frac{k+15/2}{k+11/2},$ $C_{\mathrm{2,3}}=\frac{k+13/2}{k+11/2}+\frac{k+15/2}{k+11/2},$ C_1，1＝2， $C_{\mathrm{2,2}}=2\×\frac{k+13/2}{k+11/2},$ $C_{\mathrm{3,3}}=2\×\frac{k+15/2}{k+11/2}.$

步骤b中所述二、三频带频偏要根据环路滤波后的第一频带频偏估计结果按照如下比例关系计算

$\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1}{k+11/2}=\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2}{k+13/2}=\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_3}{k+15/2}.$

步骤c中所述的时域补偿对应步骤a中所述的基于时域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏，步骤c中所述的频域补偿对应步骤a中所述的基于频域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏。

实施例

本发明应用于基于ECMA-368标准构建的多频带OFDM超宽带仿真系统中。系统采用200Mbps模式，并由卷积编码、时频交织、QPSK调制、时域扩展等部分组成。单个频带带宽528MHz，共有128个子载波，其中有100个数据子载波，则接收机中基于时域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏的公式为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=\frac{128}{{2\mathrm{\πC}}_{i,j}}\arctan \left(\frac{\mathrm{imag}\left(\underset{n=0}{\overset{98}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(r_{l,n}\right)r_{l,n+1}\right)}{\mathrm{real}\left(\underset{n=0}{\overset{98}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(r_{l,n}\right)r_{l,n+1}\right)}\right),$

基于频域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏的公式为

${\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1=\frac{128}{{12\mathrm{\π}165C}_{i,j}}\arctan \left(\frac{\mathrm{imag}\left(\underset{n=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(R_{l,n}\right)R{r}_{l+3,n}\right)}{\mathrm{real}\left(\underset{n=0}{\overset{99}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(R{r}_{l,n}\right)R{r}_{l+3,n}\right)}\right).$

系统时频码样式选用1，2，3，1，2，3，由此数据符号与相邻时域扩展符号依次分布于1、2频带，1、3频带，2、3频带，且频偏估计公式中的系数C_i，j应依次取为C_1，2，C_1，3，C_2，3，C_1，2，C_1，3，C_2，3，...。此外，系统使用第1组3个频带，则系数C_i，j的值为 并且三个频带频偏的比例关系为 $\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_1}{13}=\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_2}{15}=\frac{{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_3}{17}.$

接收机基于数据符号及时域扩展符号分别在时域与频域对第一频带载波频偏进行估计，并根据3频偏比例关系推出二、三频带频偏，时频码控制反馈信号按照1，2，3，1，2，3的频带次序在时域与频域分别补偿前向路径中的接收数据。系统在IEEE802.15.3a工作组推荐的最恶劣超宽带信道下(10米非视距信道模型CM4)对频偏跟踪性能进行仿真。为纠正多径干扰的影响，系统在前向路径时域中先采用重叠相加操作将零间隔系统变换为等效的循环前缀系统，信号变换到频域后基于信道估计序列对信道进行零阶均衡。

仿真中按照比例关系加入3频带的频偏，其中第一频带的归一化载波频偏为2×10³ppm。图4所示为该频偏下，基于TDS进行时域估计(TDS-TDE)、频域估计(TDS-FDE)，以及基于传统导频估计的剩余载波频偏均方根误差曲线。可以看出，本发明提出的TDS时频估计性能均优于导频辅助法。当均方根误差为6×10^-3时，系统可节省约8dB信噪比。并且，信噪比越高TDS估计对于性能的提升效果就越明显，这是因为TDS估计利用OFDM符号的所有数据，而导频辅助法只基于数目十分有限的导频信息。此外，基于TDS的时频域估计性能十分相近，当信噪比为10dB时，时频估计的均方根误差均达到2×10^-4。

图5所示为信噪比为10dB、20dB时，系统分别采用TDS时域估计、频域估计及导频辅助估计情况下，不同载波频偏对应残余频偏的均方根误差曲线。可以看出，随着载波频偏的增大，各种方法的估计精度均缓慢下降。相同信噪比下，所提出的TDS时频估计性能均好于传统的导频估计方法，且TDS时域估计性能略好于频域估计。

图6所示为加性白高斯信道下，归一化载波频偏为2×10³ppm时，不同跟踪方法对应的系统误比特率曲线。可以看出，未加入频率跟踪时，即使很小的频偏也会对系统性能造成较大的影响，频偏跟踪可以极大地提高系统差错性能。当信噪比为10dB时，基于TDS频域跟踪的系统误比特率约为2×10^-6，TDS时域跟踪使系统具有更优的差错性能，而基于传统导频跟踪的系统误比特率为8×10^-6。

Claims (5)

1.一种多频带OFDM超宽带系统的载波频率跟踪方法，其特征在于：本方法包括以下步骤： 

a.接收机基于时域形式的数据符号及其时域扩展符号按照如下公式估计第一频带频偏， 

或者基于频域形式的数据符号及其时域扩展符号按照如下公式估计第一频带频偏， 

其中r_L，n＝y_2L，ny_2L+1，n， y_2L，n与y_2L+1，n分别为所恢复出的第2L个时域数据符号与相邻第2L+1个时域扩展符号中的第n个数据，Y_2L，n与Y_2L+1，n分别为第2L个频域数据符号与相邻第2L+1个时域扩展符号中的第n个子载波数据，N_g为保护间隔长度，N为子载波数目，N_D为数据子载波数目，C_i，j为数据符号与时域扩展符号分布于第i与第j个频带时的系数，将所计算出的第一频带频偏结果送入环路滤波器； 

b.根据环路滤波后的结果按照比例关系计算二、三频带频偏，并将三个频偏估计值分别输入三路相位累加器及exp函数生成器构成三路补偿结构； 

c.三路补偿结构由时频码控制在时域或频域与前向路径中的数据分时地进行相乘从而实现频偏补偿。 

2.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带系统的载波频率跟踪方法，其特征在于：步骤a所述时域形式的数据符号及时域扩展符号为接收机利用快速逆傅立叶变换对频域信号进行时域重构而得，快速逆傅立叶变换在频域信道均衡后的反馈路径中实施。 

3.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带系统的载波频率跟踪方法，其特征在于：步骤a所述频域形式的数据符号及时域扩展符号为接收机经频域信道均衡后的频域信号。 

4.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带系统的载波频率跟踪方法，其特征在于：步骤a中的参数C_i，j在不同时频码样式下可以取到的值为 C_1，1＝2，其中k＝1，2，3，4，表示系统使用的为第k组的三个频带。 

5.根据权利要求1所述的一种多频带OFDM超宽带系统的载波频率跟踪方法，其特征在于：步骤c中所述的时域补偿对应步骤a中所述的基于时域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏，步骤c中所述的频域补偿对应步骤a中所述的基于频域形式数据符号及时域扩展符号估计第一频带频偏。