CN102611650A - 一种广义多载波系统频域信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种广义多载波系统频域信道估计方法及装置，该信道估计方法的步骤如下：发射端首先根据数据的映射方式将导频分配每个用户；接收端依据导频映射方案提取接收导频信号，并按最小二乘准则估计导频子载波处的信道频响；然后，对最小二乘信道估计值进行线性频域平滑滤波；再利用DFT过采样特性，对短导频块的相应子带处的信道频响进行过采样操作；最后，基于过采样后的导频块处的信道频响估计值，在时间维上进行线性内插和外推，以得到整个子帧内特定用户相应长块数据子带处的信道频响估计值，并计算接下来的频域均衡器系数。该方法和传统频域最小二乘方法相比，复杂度增加几乎可以忽略，但估计性能获得了的提高，并且可以适用于块衰落信道。

Description

一种广义多载波系统频域信道估计方法及装置

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种广义多载波系统频域信道估计方法及装置。

背景技术

目前，第三代(3G)移动通信技术已经给人们的生活带来了前所未有的体验，但人们的需求并没有因此而停滞，3GPP LTE(或B3G)正建立一个能获得高传输速率、低等待时间、基于包优化可演进的无线接入架构。针对LTE物理层的上行传输要求，我国提出了一种基于离散傅立叶变换扩频广义多载波(DFT-S-GMC)系统上行传输方案。该方案具有低峰均比、对时频同步误差及多址干扰鲁棒的优势。由于无线信道的阴影衰落和频率选择性衰落对实际通信系统的影响比较严重，所以必须努力降低无线信道的影响，这就对无线DFT-S-GMC系统的信道估计技术提出了很大的挑战，信道估计的好坏将直接影响到整个系统的性能优劣。由于在DFT-S-GMC上行传输方案中，数据和导频采用了不同的调制方式，所以传统均匀导频分配方案的设计存在两个主要问题：一是每个用户被分配的导频个数将十分稀少，即导频密度低，难以满足奈奎斯特的时频采样定理要求，信道估计精度不高；二是根据IEEE802.16e子帧参数，由于导频块长度仅是数据块长度的一半，所以难以由导频块的信道频响直接估计数据块的信道频响。针对上述问题，不同于传统正交频分复用(OFDM)系统导频分配方案，相关文献和专利在DFT-S-GMC系统中采用了和数据映射方式相对应的导频分配方式，并通过线性内插直接由导频块信道频响内插得到特定数据子带处的信道频响估计值。然而，由于该方法使用一帧内两个导频块进行信道的联合估计，所以信道估计性能虽然得到了极大提高，但是该方法仅适用于慢时变信道条件。

发明内容

本发明的目的在于解决现有时域去噪方法受制于导频个数和分布均匀要求的局限性而导致的估计精度不高的问题，提供一种适用于块衰落信道环境下的离散傅立叶扩频广义多载波系统的信道估计方法，以获得较优的信道估计性能，且执行复杂度不高。

本发明为解决上述技术问题而提出一种广义多载波系统频域信道估计方法，包括如下步骤：

(1).发射端首先按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映射方式分配导频；

(2).接收端依据导频映射方案提取接收导频信号，并按最小二乘准则估计导频子载波处的信道频响；

(3).对最小二乘信道估计值进行线性频域平滑滤波；

(4).利用DFT过采样特性，对短导频块的相应子带处的信道频响进行过采样操作；

(5).将经过采样后的信道频响估计值在时间维上进行线性内插及外推，以得到导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。

所述的步骤(1)具体包括如下步骤：

a.首先对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；

b.将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列；

c.对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，完成数据子带调制；

d.将特定用户的导频按照和步骤b中数据相同的映射方式映射到和用户数据子带相对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；

e.对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；

f.将由步骤c得到的数据块和步骤e得到的导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。

所述的步骤(2)中的接收端是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导频块导频子载波处信道频响的最小二乘估计。

所述的步骤(3)中使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，那么就应该减少加权因子的取值。

所述的步骤(4)中采用的是两倍率的过采样。

本发明还提供一种广义多载波频域信道估计装置，包括：

发射模块，用于按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映射方式分配导频；

接收提取模块，用于按照IEEE 802.16e子帧结构接收提取导频信号并估计导频子载波处的频道响应；

平滑滤波模块，用于对估计的导频子载波信道频响进行线性频域平滑滤波；

过采样模块，用于对收到的滤波后的结果进行过采样；

内插外推模块，用于将采样后的频道响应估计值在时间维上进行内插及外推，以得到导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。

所述的发射模块首先用于对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；然后将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列；接着对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，以完成数据子带调制；再将特定用户的导频按照和数据相同的影射方式映射到和用户数据子带相对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；最后将得到的数据块和导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。

所述的接收提取模块是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导频块处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计。

所述的平滑滤波模块使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加权因子的取值。

所述的过采样模块对滤波后的导频子载波处的频道响应估计值进行两倍率的采样。

本发明的有益效果是：本发明通过对接收到的导频使用频域平滑滤波实现了最小二乘信道估计值在频域去噪的目的，再利用过采样操作和内插外推操作解决了短导频块估计长数据块的信道估计问题，不仅复杂度增加不多，而且获得了更高的估计精度，并能适更适用于实际的应用场景。

附图说明

图1是本发明的广义多载波系统信道估计方法的实施例的流程框图；

图2是本发明的广义多载波系统信道估计方法的实施例中三种信道估计方法的均方误差比较图；

图3是本发明的广义多载波系统信道估计装置的结构图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明。

本发明的一种广义多载波系统信道估计方法的实施例

我们以单发射天线和单接收天线的单用户DFT-S-GMC上行传输系统为例来进行说明，其通信环境为频选较为严重的块衰落PB信道，用户的移动速度为150km/h，载波频率为2GHz，且系统带宽为5MHz，数据长块傅立叶变换大小为512，循环前缀长度为39，导频短块傅立叶变换大小为256，循环前缀长度为31，子带个数为4，映射模式为分布式，子带位置分别为4、10、21、25。背景噪声服从零均值的复加性高斯分布。数据符号是由二进制数经过码率为1/2的turbo编码、截短、帧内交织和QPSK星座映射而形成，导频符号采用时频域恒模CAZAC序列。

采用本发明方法进行信道估计的流程如图1所示，具体的实施步骤如下：

1.特定用户发送端首先按照DFT-S-GMC发射方案原理分别进行数据块分布式映射，经过逆滤波器组变换(IFBT)将用户数据映射到相应的子带位置上，其余子带为零，并完成用户数据的频域维和时域维的复用、循环数据成块形成完整的DFT-S-GMC数据符号。具体方法为：首先特定用户u在第n个时刻的并行数据块

进行K_u点DFT扩频操作为其中，0≤n≤N-1，N是每个传输数据块中复用的逆滤波器组变换的符号个数，K_u是分配给用户u的子带个数，且满足

U是整个上行系统所容纳的用户数，M是系统的子带总数；其次，将用户u的频域数据

0≤k′≤K_u按照分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列为

0≤m≤M-1，0≤k′≤K-1，0≤n≤D-1，C为特定用户子带偏移，R为重复因子；对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，完成数据子带调制。

2.将用户

个导频按照和步骤1中数据相同的分布式映射方式映射到和用户u数据子带相对应的位置上，而其它子带处均为零，形成一个正交频分复用导频符号。换言之，假设用户u第k个子带的导频为

0≤k≤K_u-1，0≤u≤U-1，那么对应用户u所有M个子带的导频矢量为其中m＝C+kR(对应分布式导频映射)，

否则

然后，对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，完成导频子带调制。

3.根据IEEE 802.16e子帧参数将步骤1的数据块和步骤2中的导频块组成一个完整的DFT-S-GMC子帧由发射天线发出。

4.接收端首先按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号为Y[l，k_q]＝p_k(q)H[l，k_q]+W[l，k_q]，其中，p_k(q)表示当前用户在第l个符号块传输期间在第k_q，k＝0，…，K-1；q＝0，…，Q-1个子载处的导频符号值。由于在一个LTE子帧内，第2个短块和第7个短块是导频传输块，所以l＝2和7。

5.由接收端已知发射端的导频符号p_k(q)和步骤4一起，计算得到每个导频块处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计为

k＝0，…，K-1；q＝0，…，Q-1，l＝2，7。

6.使用频域平滑滤波方法对步骤5的最小二乘信道估计值进行滤波去噪，即

其中参数a是加权因子，它的选择影响了信道估计性能，当a＝1时相当于没有频域滤波的最小二乘信道估计方法，这里取a＝0.5，a值的选择应遵循如下原则：如果信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重，那么应该增加a值；如果信噪比减少，那么就应该减少加权因子a的取值。

7.对滤波后的信道频响估计值在每个子带内进行两倍率的过采样操作，具体步骤为：首先对第k个子带的第q′个子载波进行偶数子载波处信道频响的过采样，即

q′＝0，2，…，2Q-2，k＝0，…，K-1；然后利用线性内插方法估计奇数子载波处信道频响估计值为

q′＝1，3，…，2Q-3；最后对第k个子带最后奇数子载波处的信道频响估计值进行外推处理为

$\stackrel{\‾}{H}[l,k_{2Q-1}]=\stackrel{\‾}{H}[l,k_{2Q-2}]=\tilde{H}[l,k_{Q-1}].$

8.最后，特定用户在整个子帧内所有数据块相应数据子带处的信道频响估计值由步骤7中过采样的信道频响估计值在时间维上的线性内插及外推得到，即 $\stackrel{\‾}{H}[1,k_{q^{\′}}]=\stackrel{\‾}{H}[2,k_{q^{\′}}],$ $\stackrel{\‾}{H}[8,k_{q^{\′}}]=\stackrel{\‾}{H}\left[7{,k}_{q^{\′}}\right],$

l＝1，…，4。

上述的信道估计过程，采用了和数据映射模式相一致的导频映射模式，通过使用频域平滑滤波进行最小二乘信道估计的频域去噪，最后利用过采样操作解决了短导频块估计长数据块的信道估计问题，因此在复杂度增加不多的前提下有效地改善了信道估计的性能。整个过程未使用信道相关特性知识和复杂的矩阵操作，也没有假设信道在一帧内的慢变性，因此使用本发明的信道估计方法计算信道系数，不仅可以满足一定的估计精度，而且可适合块衰落信道，更加适合DFT-S-GMC系统的实际通信环境。

图2为本发明方法采用的信道估计方法、传统均匀分布导频的最小二乘信道估计方法以及与分布式映射导频最小二乘信道估计方法均方误差估计性能的比较结果。假设信道是时变的，但是在一个OFDM符号内保持恒定，即满足块衰落特性，移动台速度为150km/h，为和分布式映射导频个数相当，传统均匀分布导频的最小二乘信道估计方法中导频密度为1/8。从图2上可以看出：在快变信道下，本发明的信道估计方法的均方误差性能在整个信噪比操作范围内明显优于传统均匀分布导频的最小二乘信道估计方法；和分布式导频最小二乘信道估计方法相比，本发明方法在低信噪比端更具优势，在高信噪比端二者估计性能接近。由此可见，本发明信道估计方法运算复杂度低，无需事先获取信道的相关特性信息，估计精度高，而且适用于时变信道，易于实用化。

本发明的一种广义多载波系统信道估计装置的实施例

如图3所示，该装置包括发射模块、接收提取模块、平滑滤波模块、过采样模块和内插外推模块，每个模块具体的工作过程如下：

发射模块首先用于对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；然后将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列；接着对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，以完成数据子带调制；再将特定用户的导频按照和数据相同的影射方式映射到和用户数据子带相对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；最后将得到的数据块和导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。

接收提取模块是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导频块处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计。

平滑滤波模块用于对收到的导频子载波进行线性频域平滑滤波，使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加权因子的取值。

过采样模块利用DFT过采样特性，对滤波后的短导频块的相应子带处的信道频响进行两倍率的过采样操作。

内插外推模块用于将经过采样后的信道频响估计值在时间维上进行线性内插及外推，以得到整个DFT-S-GMC子帧内导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。

尽管本发明结合特定实施例进行了描述，但是对于本领域的技术人员来说，可以在不背离本发明的精神或范围的情况下进行修改或变化。这样的修改和变化都应被视作在本发明的范围和附加的权利要求书范围之内。

Claims (10)

1.一种广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：该信道估计方法的步骤如下：

（1）.发射端首先按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映射方式分配导频；

（2）.接收端依据导频映射方案提取接收导频信号，并按最小二乘准则估计导频子载波处的信道频响；

（3）.对最小二乘信道估计值进行线性频域平滑滤波；

（4）.利用DFT过采样特性，对短导频块的相应子带处的信道频响进行过采样操作；

（5）.将经过采样后的信道频响估计值在时间维上进行线性内插及外推，以得到导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。

2.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步骤（1）具体包括如下步骤：

a.首先对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；

b.将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列；

c.对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，完成数据子带调制；

d.将特定用户的导频按照和步骤b中数据相同的映射方式映射到和用户数据子带相对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；

e.对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；

f.将由步骤c得到的数据块和步骤e得到的导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。

3.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步骤（2）中的接收端是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导频块导频子载波处信道频响的最小二乘估计。

4.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步骤（3）中使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加权因子的取值。

5.根据权利要求1所述的广义多载波系统频域信道估计方法，其特征在于：所述的步骤（4）中采用的是两倍率的过采样。

6.一种广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：该信道估计装置包括：

发射模块，用于按照DFT-S-GMC发射方案原理将数据进行映射，并根据数据的映射方式分配导频；

接收提取模块，用于按照IEEE 802.16e子帧结构接收提取导频信号并估计导频子载波处的信道频域响应；

平滑滤波模块，用于对收到的导频子载波处信道频响估计值进行线性频域平滑滤波；

过采样模块，用于对收到的滤波后的结果进行过采样；

内插外推模块，用于将采样后的频道响应估计值在时间维上进行内插及外推，以得到导频子带对应的数据子带处的信道频响估计值。

7.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的发射模块首先用于对用户的并行数据块进行DFT扩频操作；然后将用户的频域数据按照集中式或分布式的映射方式映射到相应的子带上，其它子带上数据为零，形成映射输出序列；接着对映射序列进行IFBT变换，并进行N个数据块的存储、移位、累加和循环数据成块的操作，最后添加循环前缀构成一块完整的DFT-S-GMC数据符号，以完成数据子带调制；再将特定用户的导频按照和数据相同的影射方式映射到和用户数据子带相对应的位置上，其它子带为零，以形成一个正交频分复用导频符号；对映射后的导频序列进行逆傅立叶变换，插入循环前缀后形成短导频块，以完成导频子带调制；最后将得到的数据块和导频块按照IEEE 802.16e子帧参数组成一个完整的DFT-S-GMC子帧通过发射天线发射出去。

8.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的接收提取模块是按照IEEE 802.16e子帧结构提取导频块，然后对每一块的导频接收信号去除循环前缀后的信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的导频正交频分复用符号，根据发射端使用的导频映射模式分别提取导频子载波位置的接收符号，计算得每个导频块处导频子载波处的信道频响的最小二乘估计。

9.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的平滑滤波模块使用的线性频域平滑滤波方法中的加权因子选择应遵循如下原则：信道频响在相邻子信道上变化很快，即频选较严重时应增加加权因子的值，如果信噪比减少，就减少加权因子的取值。

10.根据权利要求6所述的广义多载波系统频域信道估计装置，其特征在于：所述的过采样模块对滤波后的导频子载波处的频道响应估计值进行两倍率的采样。

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