CN102868660A - 一种基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法针对采用OFDM的宽带无线通信系统，首先，基于ZC序列生成两个同步序列，并将其扩展成为两个同步符号；然后利用ZC序列的强自相关性，实现时间同步；最后，两次利用最大似然频率偏差估计算法，实现频率偏差的估计。经过试验测试表明，该估计方法能够准确地确定出数据帧的起始位置，实现时间同步，并能准确地估计频率偏差。本发明只需要在时域就能实现宽带无线通信系统的时间同步与频率偏差估计，操作简单，复杂度低。此外，本发明，可根据不同的系统要求，对同步序列和同步符号进行灵活调整，因此具有很强的灵活性。

Description

一种基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法

技术领域

本发明属于通信系统同步技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法。

背景技术

3G移动通信的出现给人们带来了许多方便，但是随着无线业务需求量的不断增加，目前3G系统的传输速率已经远远不能满足人们日益增长的需求，因此许多新的无线宽带技术应运而生。新的无线宽带技术旨在提高数据传输速率，降低系统时延，增大系统容量和覆盖范围，同时降低运营成本。

这些新的无线宽带技术包括802.11a、LTE（Long Term Evolution）等等，其中3GPP（3rd Generation Partnership Project）提出的LTE备受关注。为了满足其性能需求，宽带无线通信系统（Broadband Wireless Communication System）采用了正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM）、Turbo码、循环前缀、导频（Pilot）、多输入多输出（multiple-input multiple-output,MIMO）,自适应等技术。

OFDM是宽带无线通信系统一项关键技术，它具有很高的数据传输率和频谱效率，可以有效地对抗多径时延扩展等优点。3GPP LTE下行系统的物理层也采用了OFDM技术。由于宽带无线通信系统中的无线信道具有频域选择性和时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏差，例如多普勒频移，或者由于发射机和接收机载波之间存在的频率偏差，都会使得OFDM系统子载波间的正交性遭到破外，从而产生载波间干扰（ICI），因此，OFDM系统对于载波频率偏差十分的敏感。

同时，对任何通信系统的接收端而言，其最终目的都是正确地获取到发送端的所传送的有效信息。为了能够正确获取信息，首先应该做到的是接收端与发送端的信息在时间上同步，即数据块起始位置的定位。如果没有精确的定位，那么接收端将很难对传输的数据进行可靠的恢复，宽带无线通信系统也不例外。

在宽带无线通信系统中，发送端在固定的位置插入发送端和接收端都已知的同步信号，然后接收端通过寻找这些已知的同步信号，确定出数据帧的起始位置，从而实现接收端与发送端在时间上的同步。时间同步后，再对接收信号进行处理从而估计出每个OFDM符号的频率偏差。

目前，现有的基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法，大致可分为最大似然频偏估计算法、基于导频的最大似然算法以及基于CP的最大似然算法。但这些方法存在操作复杂、灵活性不强的问题

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种操作简单、灵活性强的基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法。

为实现上述目的，本发明基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

（1）、同步序列和符号的生成

在发送端，生成两个基于ZC序列的同步序列，一个是32bits的同步序列s₁(n)以及另一个是128bits的同步序列s₂(n)；

在频域，对32bits的同步序列s₁(n)的每个值后面插入M₁-1个0，将其扩展成一个OFDM符号并作为第一个同步符号，对128bits的同步序列s₂(n)每个值后面插入M₂-1个0，将其扩展成一个OFDM符号并作为第二个同步符号，其中，M₁=K/32、M₂=K/128，K为一个OFDM符号的比特数；

得到的第一、第二个同步符号作为频域的同步符号，置于数据帧的固定位置，然后数据帧经过IFFT变换到时域并发送，此时，同步符号转换成时域的32bits同步序列w₁(n)周期性组成的第一个同步符号以及128bits同步序列w₂(n)周期性周期性组成的第二个同步符号；

（2）、时间同步的实现

接收端的接收信号为：

$y_n=x_n{e}^{j2\mathrm{\π\Δfn}{T}_s}---\left(1\right)$

式（1）中，x_n是发射端发射信号，Δf是频率偏移，T_s是抽样周期；

将接收端接收到的信号与本地采用步骤（1）相同的方法生成同步序列w₁(n)作共轭相关：

$S_i=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+i}{w_1}^{*}\left(n\right)---\left(2\right)$

式（2）中，N为同步序列w₁(n)的序列长度，i为接收信号的序列号，i＝1,2,3，…,I，I的具体值根据信道情况而定；

对共轭相关后的信号s_i进行峰值检测，检测到的第一个峰值即是同步符号的开始，由于同步符号位置固定，由此可以确定数据帧的起始位置，从而实现时间同步；

（3）、频率偏差的估计

根据步骤（2）确定出数据帧起始位置以及同步符号在数据帧中的位置，从接收信号y_n中提取出第一个同步符号作延迟自相关，利用最大似然频率偏差估计方法求出第一次估计的频率偏差Δf₁；

然后，将第一次估计出的频率偏差Δf₁补偿到接收信号y_n中，得到补偿后的接收信号y_n′；

接下来，根据步骤（2）确定出数据帧起始位置以及同步符号在数据帧中的位置，从补偿后的接收信号y_n′中提取出第二个同步符号，利用最大似然频率偏差估计方法求出第二次估计的频率偏差Δf₂。

最后，将第二次估计的频率偏差Δf₂补偿到第一次补偿后的接收信号y_n′中，得到最终的接收信号y_n″，接收信号y_n实际补偿的频率偏差Δf=Δf₁+Δf₂。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法针对采用OFDM的宽带无线通信系统，首先，基于ZC序列生成两个同步序列，并将其扩展成为两个同步符号；然后利用ZC序列的强自相关性，实现时间同步；最后，两次利用最大似然频率偏差估计算法，实现频率偏差的估计。经过试验测试表明，该估计方法能够准确地确定出数据帧的起始位置，实现时间同步，并能准确地估计频率偏差。本发明只需要在时域就能实现宽带无线通信系统的时间同步与频率偏差估计，操作简单，复杂度低。此外，本发明，可根据不同的系统要求，对同步序列和同步符号进行灵活调整，因此具有很强的灵活性。

附图说明

图1是宽带无线通信系统的一种数据帧结构；

图2是本发明中32bits的同步序列生成示意图；

图3是本发明中128bits的同步序列生成示意图；

图4是本发明中32bits的同步序列扩展成一个OFDM符号示意图；

图5是本发明中128bits的同步序列扩展成一个OFDM符号示意图；

图6是本发明中32bits同步序列扩展得到的同步符号经IFFT变换后的时域示意图；

图7是本发明中128bits同步序列扩展得到的同步符号经IFFT变换后的时域示意图；

图8是本发明中接收端已知的时域同步序列示意图；

图9是本发明中接收信号与已知的同步序列互相关从而实现时间同步示意图；

图10是本发明中系统时间同步实例图；

图11是本发明中利用32bits同步符号进行第一次频率偏差估计的示意图；

图12是本发明中利用128bits同步符号进行第二次频率偏差估计的示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

图1是宽带无线通信系统的一种数据帧结构。

在本实施例中，如图1中所示，数据帧的长度为T_f=614400T_s=20ms，包括40个时隙，即slot#0~#39，每个时隙长度T_slot=15360T_s=0.5ms，OFDM符号的长度为512bits，其中同步符号是放入在固定位置的，。需要说明的是，根据不同的宽带无线通信系统需求，帧长、符号长度、同步符号位置等都可以进行调整。如图1所示，在本实施例中，在时隙0中放入了第一个同步符号、第二个同步符号。图1中采用了带宽5MHz、帧长为20ms、子载波间隔为15KHz的无线宽带通信系统。

图2是本发明中32bits的同步序列生成示意图。

如图2所示，在本实施例中，32bits的同步序列由30bits的ZC序列和ZC序列前后各1bit的0组成。

图3是本发明中128bits的同步序列生成示意图。

如图3所示，128bits的同步序列由62bits的ZC序列和ZC序列前后各33bits的0组成。

图4是本发明中32bits的同步序列扩展成一个OFDM符号示意图；

如图4所示，在频域，对32bits的同步序列s₁(n)进行插值处理，在该序列的每个值后面插入M₁-1个0，将其扩展成一个OFDM符号，将此OFDM符号作为第一个同步符号。其中，M₁=K/32，K为一个OFDM符号的比特数。

图5是本发明中128bits的同步序列扩展成一个OFDM符号示意图；

如图5所示，在频域，对128bits的同步序列s₂(n)进行插值处理，在该序列的每个值后面插入M₂-1个0，将其扩展成一个OFDM符号，将此OFDM符号作为第二个同步符号。其中，M₂=K/128。

在发送端，将频域生成的两个同步符号，分别置于数据帧中的固定位置。然后数据帧经过IFFT变换到时域并发送。

图6是本发明中32bits同步序列扩展得到的同步符号经IFFT变换后的时域示意图，从而得到发送端时域的第一个同步符号。图7是本发明中128bits同步序列扩展得到的同步符号经IFFT变换后的时域示意图，从而得到发送端时域的第二个同步符号时域示意图。

如图6和图7所示，同步符号经IFFT变换后，由频域转到时域，此时频域插值后的OFDM符号在时域变为周期信号。两个同步符号在时域的周期分别为M₁和M₂。

图8是本发明中接收端已知的时域同步序列示意图。

如图8所示，在接收端，只需知道时域的32bits同步序列用以实现时间同步，因此接收端的本地同步序列为：

w₁(n)=IFFT(s₁(n))（3）

图9是本发明中接收信号与本地同步序列作共轭相关实现时间同步示意图；

如图9所示，在接收端，将接收到的信号与本地同步序列作共轭相关：

$S_i=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+i}{w_1}^{*}\left(n\right)---\left(4\right)$

式（4）中，N为同步序列w₁(n)的序列长度，i为接收信号的序列号，i＝1,2,3，…,I，I的具体值根据信道情况而定，一般I>2*K+2*L，L为CP长度。由于ZC序列的强自相关性，当本地同步序列遇到第一个同步信号时，将会出现明显峰值。由此，我们便可通过检测信号S_i的峰值从而实现系统时间同步。

图10是本发明中系统时间同步一实例图；

如图10所示，我们可以看出，图8中所阐述的方法，可以获得很明显的峰值，因此本发明可以很好地实现宽带无线通信系统的时间同步。

图11是本发明中利用32bits同步符号进行第一次频率偏差估计的示意图。

系统实现时间同步以后，由于同步信号位置固定，由此，能准确的获取同步符号。如图10所示，将提取出第一个同步符号r₁(n)进行延迟自相关，即

$R_i=\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1{(n+N_1(i-1))\left(r_1(n+N_{1}i)\right)}^{*},$ i＝1,2,...,M₁-1（5）

其中，N₁表示同步序列w₁(n)的比特数，M₁为w₁(n)的循环次数，r₁ ^*(n)为r₁(n)的共轭复数，。从上式中，可以看出对第一个同步符号做完延迟自相关后，可以得到M₁-1个自相关值R_i，因而可以估计出M₁-1个频率偏差：

${\mathrm{\Δf}}_{1,i}=-\frac{\arg \left(R_i\right)}{2\mathrm{\π}{N}_1{T}_s},$ i＝1,2，...M₁-1（6）

对这M₁-1个频率偏差取均值：

${\mathrm{\Δf}}_1=\frac{1}{M_1-1}\underset{i=1}{\overset{M_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δf}}_{1,i}=\frac{1}{M_1-1}\underset{i=1}{\overset{M_1-1}{\mathrm{\Σ}}}(-\frac{\arg \left(R_i\right)}{2\mathrm{\π}{N}_1{T}_s})---\left(7\right)$

从而估计第一次的频率偏差Δf₁，并将第一次的频率偏差Δf₁补偿到接收信号中：

$y_n^{\′}=y_n\×e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{1}n{T}_s}---\left(8\right)$

其中，y(n)为接收端接收信号。由于，32bits的同步序列s₁(n)只取了62位的ZC序列的一半，因此其估计性能上有一定的误差。

由于误差因素，在本发明中还作第二次频率偏差估计。

图12是本发明中利用128bits同步符号进行第二次频率偏差估计的示意图。

第二次频偏估计的方法与第一次完全相同。首先在进行补偿后的信号y′_n中提取出第二个同步符号r′₂(n)，然后，如图12所示，将提取出来的第二个同步符号r′₂(n)作延迟自相关：

$R_i^{\′}=\underset{n=0}{\overset{N_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_2^{\′}{(n+N_2(n+N_2(i-1))\left(r_2^{\′}(n+N_{2}i)\right)}^{*},$ i＝1,2,...,M₂-1（9）

其中，M₂为w₂(n)（w₂(n)＝IFFT(s₂(n))）的循环次数，N₂表示同步序列w₂(n)的比特数。

然后，计算第二次频率偏差估计值：

${\mathrm{\Δf}}_2=\frac{1}{M_2-1}\underset{i=1}{\overset{M_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δf}}_{2,i}=\frac{1}{M_2-1}\underset{i=1}{\overset{M_2-1}{\mathrm{\Σ}}}(-\frac{\arg \left(R_i^{\′}\right)}{{2\mathrm{\πNT}}_s})---\left(10\right)$

最后，将Δf₂补偿到信号y′_n中:

$y_n^{\′\′}=y_n^{\′}\×e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{2}n{T}_s}---\left(11\right)$

其中，y″_n为两次频率偏移补偿后的值。

本发明目的是在于改进现有的宽带无线通信系统中的同步算法，提供一种只需在时域进行操作，运算复杂度不高，灵活性强的宽带无线通信系统中的同步方法。此方法仅使用ZC序列的强自相关性，在时域就能很好的实现时间同步和频率偏差估计。测试结果表明本发明提出的宽带无线通信系统的同步方法比基于导频和循环前缀的最大似然频率偏差估计法更为简单易操作。此外，本发明方法通过使用两个OFDM同步符号，使其频率偏差估计更为准确，而且该方法可根据不同系统要求进行灵活变化。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (3)

1.一种基于宽带无线通信系统的下行传输同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

（1）、同步序列和符号的生成

在发送端，生成两个基于ZC序列的同步序列，一个是32bits的同步序列s₁(n)以及另一个是128bits的同步序列s₂(n)；

在频域，对32bits的同步序列s₁(n)的每个值后面插入M₁-1个0，将其扩展成一个OFDM符号并作为第一个同步符号，对128bits的同步序列s₂(n)每个值后面插入M₂-1个0，将其扩展成一个OFDM符号并作为第二个同步符号，其中，M₁=K/32、M₂=K/128，K为一个OFDM符号的比特数；

得到的第一、第二个同步符号作为频域的同步符号，置于数据帧的固定位置，然后数据帧经过IFFT变换到时域并发送，此时，同步符号转换成时域的32bits同步序列w₁(n)周期性组成的第一个同步符号以及128bits同步序列w₂(n)周期性周期性组成的第二个同步符号；

（2）、时间同步的实现

接收端的接收信号为：

$y_n=x_n{e}^{j2\mathrm{\π\Δfn}{T}_s}---\left(1\right)$

式（1）中，x_n是发射端发射信号，Δf是频率偏移，T_s是抽样周期；

将接收端接收到的信号与本地采用步骤（1）相同的方法生成同步序列w₁(n)作共轭相关：

$S_i=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{n+i}{w_1}^{*}\left(n\right)---\left(2\right)$

式（2）中，N为同步序列w₁(n)的序列长度，i为接收信号的序列号，i＝1,2,3，…,I，I的具体值根据信道情况而定；

对共轭相关后的信号s_i进行峰值检测，检测到的第一个峰值即是同步符号的开始，由于同步符号位置固定，由此可以确定数据帧的起始位置，从而实现时间同步；

（3）、频率偏差的估计

根据步骤（2）确定出数据帧起始位置以及同步符号在数据帧中的位置，从接收信号y_n中提取出第一个同步符号作延迟自相关，利用最大似然频率偏差估计方法求出第一次估计的频率偏差Δf₁；

然后，将第一次估计出的频率偏差Δf₁补偿到接收信号y_n中，得到补偿后的接收信号y_n′；

接下来，根据步骤（2）确定出数据帧起始位置以及同步符号在数据帧中的位置，从补偿后的接收信号y_n′中提取出第二个同步符号，利用最大似然频率偏差估计方法求出第二次估计的频率偏差Δf₂；

最后，将第二次估计的频率偏差Δf₂补偿到第一次补偿后的接收信号y_n′中，得到最终的接收信号y″_n，接收信号y_n实际补偿的频率偏差Δf=Δf₁+Δf₂。

2.根据权利要求1所述的下行传输同步方法，其特征在于，步骤（1）中所述的32bits的同步序列s₁(n)是由30bits的ZC序列和ZC序列前后各1bit的0组成；128bits的同步序列由62bits的ZC序列和ZC序列前后各33bits的0组成。

3.根据权利要求1所述的下行传输同步方法，其特征在于，步骤（3）中从接收信号y_n中提取出第一个同步符号作延迟自相关，利用最大似然频率偏差估计方法求出第一次估计的频率偏差Δf₁为：

将提取出第一个同步符号r₁(n)进行延迟自相关，即

$R_i=\underset{n=0}{\overset{N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1{(n+N_1(i-1))\left(r_1(n+N_{1}i)\right)}^{*},$ i＝1,2,...,M₁-1

其中，N₁表示同步序列w₁(n)的比特数，M₁为w₁(n)的循环次数，r₁ ^*(n)为r₁(n)的共轭复数，。从上式中，可以看出对第一个同步符号做完延迟自相关后，可以得到M₁-1个自相关值R_i，因而可以估计出M₁-1个频率偏差：

${\mathrm{\Δf}}_{1,i}=-\frac{\arg \left(R_i\right)}{2\mathrm{\π}{N}_1{T}_s},$ i=1,2，...M₁-1

对这M₁-1个频率偏差取均，得到第一次估计的频率偏差：

${\mathrm{\Δf}}_1=\frac{1}{M_1-1}\underset{i=1}{\overset{M_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δf}}_{1,i}=\frac{1}{M_1-1}\underset{i=1}{\overset{M_1-1}{\mathrm{\Σ}}}(-\frac{\arg \left(R_i\right)}{2\mathrm{\π}{N}_1{T}_s})$

所述的第一次估计出的频率偏差Δf₁补偿到接收信号y_n中，得到补偿后的接收信号y_n′为：

$y_n^{\′}=y_n\×e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{1}n{T}_s}$

其中，y(n)为接收端接收信号；

所述的从补偿后的接收信号y_n′中提取出第二个同步符号r′₂(n)，利用最大似然频率偏差估计方法求出第二次估计的频率偏差Δf₂为：

从补偿后的接收信号y_n′中提取出来的第二个同步符号r′₂(n)作延迟自相关：

$R_i^{\′}=\underset{n=0}{\overset{N_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_2^{\′}(n+N_2(n+N_2(i-1))\left(r_2^{\′}(n+N_{2}i)\right)}^{*},$ i＝1,2,..,M₂-1

其中，M₂为w₂(n)（w₂(n)＝IFFT(s₂(n))）的循环次数，N₂表示同步序列w₂(n)的比特数。

然后，计算第二次频率偏差估计值：

${\mathrm{\Δf}}_2=\frac{1}{M_2-1}\underset{i=1}{\overset{M_2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δf}}_{2,i}=\frac{1}{M_2-1}\underset{i=1}{\overset{M_2-1}{\mathrm{\Σ}}}(-\frac{\arg \left(R_i^{\′}\right)}{{2\mathrm{\πNT}}_s})$

最后，将Δf₂补偿到信号y′_n中:

$y_n^{\′\′}=y_n^{\′}\×e^{-j2\mathrm{\π\Δ}{f}_{2}n{T}_s}$

其中，y″_n为两次频率偏移补偿后的值，接收信号y_n实际补偿的频率偏差Δf=Δf₁+Δf₂。

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