CN102694763B - 一种用于td-lte系统整数倍频偏估计的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于TD-LTE系统整数倍频偏估计的方法，在粗同步位置附近估计定时精同步点和小数倍频偏，对时域信号进行小数倍频偏补偿，根据定时精同步点确定FFT起始窗口，变换到频域后，将频域信号通过滤波器滤除中心频带以外的子载波，保留PSS频域信号，通过计算最大子载数据能量所在位置估计整数倍频偏。本发明能够有效对抗较大定时误差，提供了一种更加精确并且计算复杂度不高的整数倍频偏估计的方法。

Description

一种用于TD-LTE系统整数倍频偏估计的方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，具体涉及第三代移动通信长期演进系统（以下简称TD-LTE）中整数倍频偏估计方法。

背景技术

为了应对WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access,WiMAX)等新兴宽带接入技术的挑战，满足新型业务的需求，3GPP(3^rd Generation Partnership Project)组织于2005年3月启动了空中技术的长期演进(LTE, Long Term Evolution)工作，旨在提高数据的传输速率，降低系统时延，增大系统容量。

LTE标准下行链路的核心技术是OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing )技术，该技术具有高频谱效率、高峰值速率、能够很好地抵抗信道间干扰、频率选择性衰落和脉冲噪声等优点。正交频分复用的多载波系统是将高速串行码流变成若干个并行的低速码流，每路通过正交的子载波进行传输。这样总的可通信的信道带宽被分成多个子载波承载的细小带宽，因而使得宽带传输变为对多个子载波的窄带传输。这种调制方式可以有效地对抗由多径传播带来的频率选择性衰落，但是该技术对载波频率偏移非常敏感。OFDM系统中的载波频率主要是由于发射机和接收机之间的晶体振荡器频率不匹配和多普勒频移所引起的。其中，载波频率偏移可以分为两部分：一是小数倍频偏（FFO），即小于子载波间隔的部分，二是整数倍频偏（IFO），即子载波间隔的整数部分。在OFDM系统中，如果频率偏差是子载波间隔的整数倍，那么将会导致频域数据发生整体偏移，此时子载波间仍然保持相互正交，但是频率采样值已经偏移了整数个子载波的位置，从而使得系统误码率达0.5之高。如果频率偏差小于半个子载波间隔，那么子载波之间就会存在频谱能量的“泄漏”，而导致子载波间的正交性遭到破坏，产生载波间干扰，该干扰使得系统的误码率迅速恶化。

当前用于LTE系统的定时同步和频率同步的方法主要分为两大类：基于训练序列PSS的互相关算法和基于循环前缀CP(Cyclic prefix)的最大似然ML (Maximum likelihood)半盲估计算法，另外还有一种盲估计算法，该算法运算量极大，故不予以实际考虑。基于PSS的互相关算法被广泛采用，但是该算法在频偏存在的情况下，其性能严重下降。尤其是当整数倍频偏存在的情况下，采用PSS时域互相关算法估计定时粗同步位置会出现较大偏差，同时估计小数倍频偏也会出现较大偏差。基于CP的ML算法利用时域信号本身的特点，依据CP和该符号末尾数据的重复性，采用自相关的算法实现定时精同步和小数倍频偏的联合估计，但是由于CP较短，其本身作用就是为了抵抗符号间干扰(ISR)，当通过多径信道时，前一个符号的时延将会破坏CP的数据，因此，利用该算法来估计定时精同步位置会存在一定的偏差，导致解调窗口的提前或滞后。传统的整数倍频偏估计算法都是采用频域互相关算法，通过与本地PSS信号进行互相关，找到相关峰值偏移中心频点的距离来确定整数倍频偏。但是该算法在定时偏差较大的情况下，性能严重下降。定时偏差的存在导致频域数据发生相位旋转，从而使得训练序列的相关性降低，出现峰值误判，不能正确估计整数倍频偏。有的文献提出采用基于频域序列的差分相关算法来尽量的消除定时偏差所引入的相位旋转因子，但是该在常规互相关的基础上增加了差分运算，提高了算法的复杂度，而且在信噪比较低的多径信道下性能也不是很好。综上所述，现有的TD-LTE系统缺少一种高效多抗定时偏差且计算复杂度不高的整数倍频偏估计方法。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述缺陷，提出一种用于TD-LTE系统采用检测频域能量估计整数倍频偏的方法。

在时域通过改进的PSS差分自相关算法确定PSS粗同步位置，在粗同步位置附近用基于CP(Cyclic prefix,循环前缀)的ML (Maximum likelihood, 最大似然) 估计算法在估计定时精同步点和小数倍频偏。其次，对时域信号进行小数倍频偏补偿，根据定时精同步点确定傅里叶变换FFT起始窗口，此时FFT起始窗口一般会落在CP内，保证了一个完整PSS时域2048点OFDM符号。变换到频域后，将频域信号通过滤波器滤除中心频带子载波（在实际的过程中，滑动相关窗口的长度可以根据情况自行调整，但须确保不能引入大功率的信号，一般可取72）以外的其余子载波，保留PSS频域信号。最后，根据TD-LTE系统中PSS频域信号两侧各5个空载波保护间隔使得功率呈现低高低分布的特点，通过计算最大（主同步信号序列的长度，一般为62）点数据能量所在位置估计整数倍频偏。

为对抗定时偏差并且不增加计算复杂度，提高定时同步位置精确估计性能，能够在定时偏差较大的情况下，准确估计出整数倍频偏。本发明提出一种用于TD-LTE系统采用检测频域信号功率估计整数倍频偏的方法，具体包括如下步骤：

（1）采用变换后的PSS时域差分自相关检测算法检测PSS粗同步位置。具体可采用如下方法：

a) 将接收端接收到的时域基带数字信号                                                进行降采样（降采样倍数可根据实际情况确定，当信道环境良好时可采用高倍降采样如32），根据变换后的差分自相关公式计算PSS信号粗同步位置，其中为相关结果，为接收信号的第点共轭值，为与第点相距点的接收信号值，为时域序列号，为差分延时点（通常取1点差分，也可根据实际情况自行调整），为一个OFDM符号的降采样后的点数，为前半帧和后半帧PSS的间隔；

b) 根据粗同步位置基于公式计算定时粗同步位置，根据粗同步位置调用公式，确定PSS定时粗同步点，其中为时域差分自相关算法所估计的定时粗同步位置，为采样间隔。 

（2） 在定时粗同步点附近采用基于循环前缀CP(Cyclic prefix)最大似然ML (Maximum likelihood,)算法估计小数倍频偏和定时精同步位置。具体采用如下方法：

a) 在定时粗同步位置附近采用基于CP的ML算法估计定时精同步位置及小数倍频偏具体包括：根据第点接收信号值、与第点相距点的接收信号值，调用公式计算接收序列的相关值，调用公式计算两段相关数据的能量值，根据相关值和能量值调用公式计算与延时一个OFDM符号抽样点数在时域内进行自相关，其中，为接收的时域序号，为相关窗内的时域序号，为CP的长度为一个OFDM符号的抽样点数； 

b)调用公式确定峰值点作为定时同步位置的估计值，由此根据公式确定归一化小数倍频偏。 

(3)对接收信号进行小数倍频偏补偿，并在定时精同步位置确定FFT解调窗口，根据确定的FFT解调窗口截取2048点并变换到频域，将频域数据经过归一化滤波器滤除中心频带72个子载波（在实际的过程中，滑动相关窗口的长度可以根据情况自行调整，但须确保不能引入大功率的信号）以外的其余子载波；具体包括如下步骤：

a) 对接收信号进行小数倍频偏补偿，得到定时精同步位置，确定FFT解调窗口，将2048点通过FFT变换到频域；

b) 将频域数据经过归一化滤波器滤除中心频带子载波以外的其余子载波；

(4) 根据PSS频域信号的特点，其两侧各5个空子载波起到保护间隔的作用而不传数据，因而其信号功率呈现低-高-低的分布，以中心频点附近72个子载波（在实际的过程中，滑动相关窗口的长度可以根据需要自行调整）作为滑动相关的窗口，每次相关的长度为62（主同步信号序列的长度）个点进行功率计算。具体采用如下步骤：

根据PSS频域信号的特点，其两侧各5个空子载波起到保护间隔的作用而不传输数据，因而其信号功率呈现低-高-低的分布，只要解调窗口起始点落在CP内，该解调窗口就包含2048点的PSS完整数据，定时偏差只会引起频域数据的相位旋转，而不对功率产生很大影响。此时对中心频点附近72个子载波作为滑动相关的窗口，每次相关的长度为62（主同步信号序列的长度）点进行功率计算，调用公式：计算能量值，在滑窗内滑动计算信号功率，其中为解调后的频域信号值，为滤波后频域序列号，为共轭相关点数即PSS序列的长度。 

(5) 针对检测到的最大功率位置确定整数倍频偏。可根据频域信号能量值调用公式确定整数倍频偏。

本发明能够有效对抗较大定时误差，即使在定时偏差较大的情况下，性能仍能得到保证，提供了一种更加精确并且计算复杂度不高的整数倍频偏估计的方法。

附图说明

图1  TD-LTE系统中帧结构类型2的帧结构示意图；

图2  TD-LTE系统中PSS信号在频域的特点示意图；

图3  TD-LTE系统采用检测频域信号功率估计整数倍频偏的方法流程图。

具体实施方式

以下参照附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述。

本发明提出了一种用于LTE系统采用检测频域信号功率估计整数倍频偏的方法，利用一个无线帧中前后PSS进行差分自相关，估计定时粗同步的位置，该算法不受频偏的影响，优于常规互相关算法；在定时粗同步位置附近采用基于CP的ML算法估计定时精同步位置及小数倍频偏，使得之后的FFT解调窗口落入CP内，以确保一个完整的OFDM符号；在该解调窗内将经过小数倍频偏校正后的基带信号进行FFT变换到频域，鉴于有限的载波频偏范围，通过归一化滤波器滤除中心频带子载波（长度可根据实际情况自行调整，但须确保不能引入大功率的信号，通常为72个）以外的其余子载波。对滤除后的信号依次进行62点功率计算，根据功率最大值位置确定整数倍频偏。

本发明依赖LTE标准帧结构，与其中PSS信号在时域和频域的位置和特征密切相关，为了方便理解，在对LTE系统整数倍频偏估计算法描述之前，首先对LTE标准中TDD帧结构的特征进行简要的说明。

在3GPP TS 36.211“Physical Channels and Modulation”中，定义了当前LTE标准中的两种帧类型的结构：帧结构类型1适用于FDD模式；帧结构类型2适用于TDD模式。这里给出了TDD帧结构的示意图，参考图1。

帧结构类型2中每个无线帧长为10ms，包括两个长度为5ms的半帧，每个半帧包括五个长度为1ms的子帧，支持5ms和10ms的上下行切换周期，在5ms周期中，子帧1和子帧6固定配置为特殊子帧，每一个特殊子帧由DwPTS、GP和UpPTS 3个特殊时隙组成，其中，PSS位于子帧1、6的第三个OFDM符号，SSS位于子帧0、5的最后一个OFDM符号。另外，参见图2，TD-LTE系统为了保证各个系统带宽下PSS和SSS位置的相对固定和检测算法的实现简化，PSS和SSS信号在频率上总是处于整个系统带宽中央1.08MHz，PSS信号前后各有5个空子载波的保护带，使得频域功率呈现低-高-低的特征。

图3所示为TD-LTE系统采用检测频域信号功率估计整数倍频偏方法流程图。具体包括如下步骤：

1) 将接收端接收到的时域基带数字信号进行降采样（降采样的倍数需要根据实际情况确定，信道环境较好的时候可采用多倍降采样，如32），根据变换后的差分自相关公式计算PSS信号粗同步位置，其中为相关结果，为接收信号的第点共轭值，为与第点相距点的接收信号值，为时域序列号，为差分延时点（通常取1点差分，也可根据实际情况自行调整），为一个OFDM符号的降采样后的点数，为前半帧和后半帧PSS的间隔；

2) 根据公式：，，确定PSS定时粗同步点，其中为时域差分自相关算法所估计的定时粗同步位置，为采样间隔，为差分相关的结果。 

3) 在定时粗同步位置附近采用基于CP的ML算法估计定时精同步位置及小数倍频偏。根据公式计算与延时一个OFDM符号抽样点数在时域内进行自相关，其中为定时同步的测度函数，为接收序列的相关值，为两段相关数据的能量值，为第点接收信号值，为与第点相距点的接收信号值，为接收的时域序号，为相关窗内的时域序号，为CP的长度，为一个OFDM符号的抽样点数；

4) 根据公式确定归一化小数倍频偏，其中为接收序列的相关值，为定时同步位置的估计值，为归一化小数倍频偏估计值。

5) 对接收信号进行小数倍频偏补偿，根据得到的定时精同步位置，确定FFT解调的窗口，将2048点通过FFT变换到频域； 

6) 将频域数据经过归一化滤波器滤除中心频带72个子载波以外的其余子载波；

7) 根据PSS频域信号的特点，其两侧各5个空子载波起到保护间隔的作用而不传输数据，因而其信号功率呈现低-高-低的分布，此时对频域72个数据进行以62点（主同步信号序列的长度）为单位的功率计算，在滑窗内滑动计算信号功率，计算公式为，其中为解调后的频域信号序列，为滤波后频域序列号，为共轭相关点数即PSS序列的长度，为计算的能量值。 

8) 根据公式计算偏离中心频点的位移量确定归一化整数倍频偏，其中为估计的整数倍频偏值；

  以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，明显，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (3)

1.一种用于LTE系统采用检测频域信号功率估计频偏的方法，其特征在于：(1)将接收端接收到的时域基带数字信号r(k)进行降采样，得到接收信号的第k点共轭值与第k点相距n点的接收信号值r_i+k-n，调用公式： $d{\left(k\right)}_n=\underset{i=n}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{i+k}^{*}{r}_{i+k-n}{r}_{i+k}^{*}+N_{\_\mathrm{half}}{r}_{i+k}+N_{\_\mathrm{half}}$ 计算PSS信号粗同步位置；根据粗同步位置调用公式θ＝argmax{d(k)_n}计算定时粗同步位置θ，调用公式popsition_coarse＝(θ-1)*M-1，确定PSS定时粗同步点popsition_coarse，其中，M为采样间隔，n为差分延时点，N为一个OFDM符号的降采样后的点数，N_{_half}为前半帧和后半帧PSS的间隔；(2)在定时粗同步位置附近估计定时精同步位置及小数倍频偏，使得FFT解调窗口落入循环前缀CP内，具体包括：根据第k点接收信号值r(k)、与第k点相距N点的接收信号值r(k+N)，调用公式计算接收序列的相关值，调用公式计算两段相关数据的能量值，根据相关值和能量值调用公式ε(n)＝|γ(m)/Φ(m)|计算r(k)与延时一个OFDM符号抽样点数r(k+N)在时域内进行自相关，调用公式确定峰值点作为定时精同步位置，根据公式确定归一化小数倍频偏，其中，m为接收的时域序号，k为相关窗内的时域序号，L为CP的长度；(3)变换到频域后，在该FFT解调窗内将经过小数倍频偏校正后的基带信号进行FFT变换到频域，通过归一化滤波器滤除中心频带以外的子载波，对滤除后的信号依次进行功率计算，根据功率最大值位置确定整数倍频偏。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤3进一步包括：对接收信号进行小数倍频偏补偿，得到定时精同步位置，确定FFT解调窗口，将2048点通过FFT变换到频域；将频域数据滤除中心频带子载波以外的子载波；对中心频带子载波进行以主同步信号序列的长度为单位的功率计算，在滑窗内滑动计算信号功率。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：在滑窗内滑动计算信号功率得到能量值P(k)，根据公式计算偏离中心频点的位移量确定归一化整数倍频偏。