CN105791195A - 微波通信系统信道频偏估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微波通信系统信道频偏估计方法及装置，在进行频偏估计时，对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；将得到的信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，G大于等于微波系统前导序列长度L；然后确定最大功率值对应的频点并依据该频点计算得到主路的频偏值。可见本发明能有效利用频偏的本质，将信道响应时域的频偏转到频域来表现出来，此时对应的频偏在功率谱中表现的就非常明显，因此能在较大程度上提升频偏估计的精度，能较为准确的估计任意范围的频偏值。

Description

微波通信系统信道频偏估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体涉及一种微波通信系统信道频偏估计方法及装置。

背景技术

在微波通信中，由于微波常用频段的频谱资源有限，因此多入多出(Multi-InputMulti-Output,简称MIMO)已成微波技术的发展方向。MIMO系统中，每一路信号是独立的，各路信号之间的频偏不完全一样。单输入单输出系统(SingleInputSingleOutput，简称SISO)，因为链路中干扰基本不存在，只有噪声的影响，所以接收端在帧同步后，利用前导序列进行信道估计，根据信道估计的结果，固定一个差分阶数，将信道估计中相隔为固定阶数的信道信息计算相位差，除以时间差即得到了频偏估计。为了减小噪声的影响，利用噪声均值为零的特性，实现中进行差分后进行多个样本点的平均，频偏估计精度能满足系统的要求。但在MIMO系统中，由于干扰即从路的功率和主路功率基本相等，因此差分运算时不可避免的引入了干扰的相位信息，即使多个样本点平均，也很难消除干扰带来的影响，因此当前的时域估计频偏的方法在MIMO系统中估计的精度差。

发明内容

本发明要解决的主要技术问题是，提供一种微波通信系统信道频偏估计方法及装置，解决现有时域估计频偏的方法在MIMO系统中估计的精度差的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种微波通信系统信道频偏估计方法,包括：

对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；

将得到的信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，所述G大于等于微波系统前导序列长度L；

根据最大功率值对应的频点计算得到所述主路的频偏值。

在本发明的一种实施例中，所述主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；所述主路的接收序列为r(n)；

r(n)＝(H₀·s(n).e^{-j*2*π*Δf0*n}+H₁·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)；

所述Δf0为接收序列主路的频偏值，所述Δf1表示接收序列从路1的频偏值，所述ΔfU表示接收序列从路U的频偏值，所述pn(n)表示接收通道的相位噪声，所述N(n)表示接收通道叠加的白噪声，s(n)表示对应时刻主路发射的信号，所述s₁(n)，……，s_u(n)表示对应时刻各从路发射的信号，所述H₀为主路信道响应，所述H₁，……，H_u为各从路的信道响应,所述U为从路数；

将所述接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应R(n)：

R(n)＝r(n)*s^*(n)＝(H₀·e^{-j*2*π*Δf*n}+H₁·s^*(n)·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U.s^*(n)·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)·s^*(n)；

设所述pn(n)为预设恒定值pn₀，此时：

$\begin{array}{c}R\left(n\right)=H_0\·e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\·e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}0*n}+H_1\·e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\·s^{*}\left(n\right)\·s_1\left(n\right)\·e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}1*n}+\\ \·\·\·+H_U\·e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s*\left(n\right)\·s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\ΔfU}*n}+N\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right)\\ =\mathrm{\φ}\·e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}0*n}+I\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right)+N\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right);\end{array}$

所述s^*(n)为所述s(n)的共轭；所述

$I\left(n\right)=H_1\·e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\·s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}1*n}+\·\·\·+H_U\·e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}.s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\ΔfU}*n}.$

在本发明的一种实施例中，将得到的信道响应按设定频点G进行傅里叶逆变换变换到频域得到各频点的功率包括：当所述G等于所述L时，直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换；当所述G大于所述L时，在所述R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换。

在本发明的一种实施例中，如权利要求3所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，当所述G等于所述L时，直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换为：

$\begin{array}{c}Y\left(k\right)=\mathrm{IFFT}\left(R\left(n\right)\right)={\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{L-1}R\left(n\right)\·e^{j*2\·\mathrm{\π}\·n\·\frac{k}{N}}\\ =\mathrm{IFFT}(\mathrm{\φ}\·e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}*n})+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right))\\ =\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}[\mathrm{\φ}.e^{-j*2*\mathrm{\π}*\mathrm{\Δf}0*n}\·e^{j*2\·\mathrm{\π}\·n\·\frac{k}{N}}]+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\·s^{*}\left(n\right))\end{array}$

当所述G大于所述L时，在所述R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换为：

Y(k)＝IFFT(R(n)00...0)；

所述k为频点。

在本发明的一种实施例中，所述计算得到各频点的功率为：P(k)＝|Y(k)|²。

在本发明的一种实施例中，确定最大功率值对应的频点并计算得到所述主路的频偏值包括：

将所述各频点的功率进行M帧求和：所述M大于等于8；

或将所述各频点的功率进行M帧求和进行平均处理： $Q_m\left(k\right)=\left({\mathrm{\Σ}}_{m=0}^M{\left|P_m\left(k\right)\right|}^2\right)/M,$ 所述M大于等于8；

找到最大功率对应的频点：k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

根据k_max计算得到所述主路的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$

在本发明的一种实施例中，所述G为2的幂次方，大于等于1024。

为了解决上述问题，本发明还提供了一种微波通信系统信道频偏估计装置，包括信道响应计算模块、频域变换模块以及处理模块；

所述信道响应计算模块用于对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；

所述频域变换模块用于将得到的所述信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，所述G大于等于微波系统前导序列长度L；

所述处理模块用于根据最大功率值对应的频点计算得到所述主路的频偏值。

在本发明的一种实施例中，所述主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；所述主路的接收序列为r(n)；

r(n)＝(H₀·s(n).e^{-j*2*π*Δf0*n}+H₁·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)；

所述Δf0为接收序列主路的频偏值，所述Δf1表示接收序列从路1的频偏值，所述ΔfU表示接收序列从路U的频偏值，所述pn(n)表示接收通道的相位噪声，所述N(n)表示接收通道叠加的白噪声，s(n)表示对应时刻主路发射的信号，所述s₁(n)，……，s_u(n)表示对应时刻各从路发射的信号，所述H₀为主路信道响应，所述H₁，……，H_u为各从路的信道响应,所述U为从路数；

所述信道响应计算模块包括相关运算子模块，用于将所述接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应R(n)：

R(n)＝r(n)*s^*(n)＝(H₀·e^{-j*2*π*Δf*n}+H₁·s^*(n)·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s^*(n)·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)·s^*(n)；

设所述pn(n)为预设恒定值pn₀，此时：

$\begin{array}{c}R\left(n\right)=H_0\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+H_1\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\&CenterDot;s_1\left(n\right)\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s*\left(n\right)\&CenterDot;s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\\ =\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right);\end{array}$

所述s^*(n)为所述s(n)的共轭；所述

$I\left(n\right)=H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+H_U\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}.s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}.$

在本发明的一种实施例中，所述频域变换模块包括判断子模块和变换子模块，所述判断子模块用于判断所述G等于所述L时，直接通知所述变换子模块对所述R(n)进行傅里叶逆变换；所述判断子模块判断所述G大于所述L时，在所述R(n)后补零至长度为所述G后再通知所述变换子模块进行傅里叶逆变换。

在本发明的一种实施例中，所述变换子模块直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换为：

$\begin{array}{c}Y\left(k\right)=\mathrm{IFFT}\left(R\left(n\right)\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{L-1}R\left(n\right)\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}\\ =\mathrm{IFFT}(\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}*n})+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))\\ =\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}]+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))\end{array}$

所述变换子模块在所述判断子模块在所述R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换为：

Y(k)＝IFFT(R(n)00...0)；

所述k为频点。

在本发明的一种实施例中，所述频域变换模块还包括功率计算子模块，用于计算得到各频点的功率：P(k)＝|Y(k)|²。

在本发明的一种实施例中，所述处理模块包括功率处理子模块、频点确定子模块和计算子模块；

所述功率处理子模块用于将所述各频点的功率进行M帧求和： $Q_m\left(k\right)=$ ${\mathrm{\&Sigma;}}_{m=0}^M{\left|P_m\left(k\right)\right|}^2,$ 所述M大于等于8；

或所述功率处理子模块用于将所述各频点的功率进行M帧平均处理： $Q_m\left(k\right)=\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{m=0}^M{\left|P_m\left(k\right)\right|}^2\right)/M,$ 所述M大于等于8；

所述频点确定子模块用于确定最大功率对应的频点：

k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

所述计算子模块用于根据k_max计算得到所述主路的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$

本发明的有益效果是：

本发明提供的微波通信系统信道频偏估计方法及装置，在进行频偏估计时，对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；将得到的信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，G大于等于微波系统前导序列长度L；然后确定最大功率值对应的频点并依据该频点计算得到主路的频偏值。可见本发明能有效利用频偏的本质，将信道响应时域的频偏转到频域来表现出来，此时对应的频偏在功率谱中表现的就非常明显，因此能在较大程度上提升频偏估计的精度，能较为准确的估计任意范围的频偏值。

附图说明

图1为本发明实施例一提供的微波通信系统信道频偏估计方法流程示意图；

图2为本发明实施例一提供的另一微波通信系统信道频偏估计方法流程示意图；

图3为本发明实施例二提供的微波通信系统信道频偏估计装置结构示意图。

具体实施方式

下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。

实施例一：

请参考图1所示，本实施例中的微波通信系统信道频偏估计方法包括：

步骤101：对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；

步骤102：将得到的信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，此处的G大于等于微波系统前导序列长度L；

步骤103：确定最大功率值对应的频点并根据该频点计算得到主路的频偏值。

上述步骤102中，G的选择直接关系到功率谱中频点之间的间隔，G越大，则频点间的间隔越小，估计精度越高；G越小，则频点间的间隔越大，估计精度就越低，因此本实施例优选G为2的幂次方，且大于等于1024。

上述步骤103中，确定最大功率值对应的频点并计算得到主路的频偏值包括：

将各频点的功率进行M帧求和或进行M帧求和后进行平均；

找到最大功率对应的频点，并计算得到主路的频偏值。

本实施例中，M越大，则干扰和噪声的样本数量越大，其信号的均值为零，对频谱的干扰越小，因此估计的精度也越高。但M越大，时延就会增大，会增加微波系统建立链接的时间。本实施例中的M优选大于等于8。

为了更好的理解本发明，下面以一个具体示例对本发明做一个详细说明，请参见图2所示，包括：

步骤201：对主路的前导序列做信道响应估计；

优选的，可以利用本地前导进行相关运算，主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；主路的接收序列为r(n)；做相关运算后得到的信道响应R(n)为：

R(n)＝r(n)*s^*(n)；

其中s*(n)为s(n)的共轭。

步骤202：对前述的信道响应R(n)做G点的IFFT变换到频域,并计算各频点对应的功率；

若G等于前导序列长度L，则直接做IFFT：

Y(k)＝IFFT(R(n))；

若G大于前导序列长度，则首先在信道响应R(n)后补零至长度为G，然后再采用G点的IFFT：

Y(k)＝IFFT(R(n)00...0)；

计算各频点的功率谱即为计算各频点能量，也即为频域值的平方：

P(k)＝|Y(k)|²；

步骤203:将前述的功率进行多帧求和或进行平均；下面以求和为例，M是进行求和的帧的个数。

$Q_m\left(k\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{m=0}^M{\left|P_m\left(k\right)\right|}^2;$

Q_m(k)表示第m帧。这里，M越大，则干扰和噪声的样本数量越大，其信号的均值为零，对频谱的干扰越小，因此估计的精度也越高。但M越大，时延就会增大，会增加微波系统建立链接的时间。优选M选择至少为8。

步骤204：寻找功率谱中最大功率谱对应的频点进而得到主路的频偏；

寻找峰值位置k_max,k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

k_max∈{0,1,...G-1}；

上式表示所有Qm中最大的数值点对应的索引值为k_max。

对应的频点即为待估计的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$

下面以U+1(U≥1)路信号为例对本发明做进一步详细的说明,其中U为从路数，1为主路。

设主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；主路的接收序列为r(n)；

r(n)＝(H₀·s(n).e^{-j*2*π*Δf0*n}+H₁·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)；

Δf0为接收序列主路的频偏值，Δf1表示接收序列从路1的频偏值,ΔfU表示接收序列从路U的频偏值，pn(n)表示接收通道的相位噪声，N(n)表示接收通道叠加的白噪声，s(n)表示对应时刻主路发射的信号，所述s₁(n)，……，s_u(n)表示对应时刻各从路发射的信号，H₀为主路信道响应,H₁……H_U为各从路的信道响应；此处的信道响应为发端主路和发端从路到收端主路的真实信道响应。

将接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应R(n)：

R(n)＝r(n)*s^*(n)＝(H₀·e^{-j*2*π*Δf*n}+H₁·s^*(n)·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s^*(n)·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)·s^*(n)；

pn(n)为接收通道的相位噪声，因为前导序列的长度很短，这个时间区间内可以认为相位噪声不会变化，即是一个恒定值，设为pn₀。此时上式可以改写为：

$\begin{array}{c}R\left(n\right)=H_0\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+H_1\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\&CenterDot;s_1\left(n\right)\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s*\left(n\right)\&CenterDot;s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)=\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+\\ I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right);\end{array}$

其中， $\mathrm{\&phi;}=H_0\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0};$

$I\left(n\right)=H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+H_U\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}.s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}.$

此处取G等于L时，直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换，具体为：

$\begin{array}{c}Y\left(k\right)=\mathrm{IFFT}\left(R\left(n\right)\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{L-1}R\left(n\right)\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}\\ =\mathrm{IFFT}(\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}*n})+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))\\ ={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{L--}[\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}]+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right));\end{array}$

上式可以看到，当k＝Δf0*N时，Y(k)＝IFFT(φ.e^{-j*2*π*Δf*n})+IFFT(N(n)·s^*(n))+IFFT(I(n)·s^*(n))取得峰值。另外，E(N(n))＝0,即噪声在时域上的数学期望值为0。I(n)·s^*(n)为相关值,当I(n)为数据信号时，E(I(n))＝0.当I(n)为从路前导时，I(n)·s^*(n)相关值很小，这个由前导特性所决定。所以IFFT(N(n)·s^*(n))+IFFT(I(n)·s^*(n))在频谱上远远小于频偏对应的峰值，对Y(k)找到峰值就对应着R(n)的频偏估计值。

计算得到各频点的功率为：P(k)＝|Y(k)|²；

将各频点的功率进行M帧求和

找到最大功率对应的频点k_max,k_max∈{0,1,...G-1}

k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

计算得到待估计的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$

实施例二：

本实施例中的微波通信系统信道频偏估计装置请参见图3所示，包括信道响应计算模块31、频域变换模块32以及处理模块33；

信道响应计算模块31用于对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；

频域变换模块32用于将得到的信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，G大于等于微波系统前导序列长度L；

处理模块33根据最大功率值对应的频点计算得到所述主路的频偏值。

本实施例中以下面以U+1(U≥1)路信号为例对本发明做进一步详细的说明,其中U为从路数，1为主路。

主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；主路的接收序列为r(n)；

r(n)＝(H₀·s(n).e^{-j*2*π*Δf0*n}+H₁·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)；

Δf0为接收序列主路的频偏值，Δf1表示接收序列从路1的频偏值,ΔfU表示接收序列从路U的频偏值，pn(n)表示接收通道的相位噪声，N(n)表示接收通道叠加的白噪声，s(n)表示对应时刻主路发射的信号，所述s₁(n)，……，s_u(n)表示对应时刻各从路发射的信号，H₀为主路信道响应,H₁……H_U为各从路的信道响应；此处的信道响应为发端主路和发端从路到收端主路的真实信道响应。

信道响应计算模块31包括相关运算子模块，用于将接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应R(n)：

R(n)＝r(n)*s^*(n)＝(H₀·e^{-j*2*π*Δf*n}+H₁·s^*(n)·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s^*(n)·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)·s^*(n)；

pn(n)为接收通道的相位噪声，因为前导序列的长度很短，这个时间区间内可以认为相位噪声不会变化，即是一个恒定值，设为pn₀。此时上式可以改写为：

$\begin{array}{c}R\left(n\right)=H_0\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+H_1\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\&CenterDot;s_1\left(n\right)\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+\\ \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s*\left(n\right)\&CenterDot;s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)=\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+\\ I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right);\end{array}$

其中， $\mathrm{\&phi;}=H_0\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0};$

$I\left(n\right)=H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+H_U\&CenterDot;e^{{-j*\mathrm{pn}}_0}.s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}.$

频域变换模块32包括判断子模块和变换子模块，判断子模块用于判断G等于所述L时，直接通知变换子模块对所述R(n)进行傅里叶逆变换；判断子模块判断G大于所述L时，在R(n)后补零至长度为G后再通知所述变换子模块进行傅里叶逆变换。

变换子模块直接对R(n)进行傅里叶逆变换为：

$\begin{array}{c}Y\left(k\right)=\mathrm{IFFT}\left(R\left(n\right)\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{L-1}R\left(n\right)\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}\\ =\mathrm{IFFT}(\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}*n})+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))\\ =\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}]+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right));\end{array}$

变换子模块在所述判断子模块在R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换为：

Y(k)＝IFFT(R(n)00...0)；

频域变换模块32还包括功率计算子模块，用于计算得到各频点的功率：P(k)＝|Y(k)|²。

处理模块33包括功率处理子模块、频点确定子模块和计算子模块；

功率处理子模块用于将各频点的功率进行M帧求和： $Q_m\left(k\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{m=0}^M{\left|P_m\left(k\right)\right|}^2,$ M大于等于8；

或功率处理子模块用于将各频点的功率进行M帧平均处理： $Q_m\left(k\right)=$ $\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{m=0}^M{\left|P_m\left(k\right)\right|}^2\right)/M,$ M大于等于8；

频点确定子模块用于确定最大功率对应的频点：k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

计算子模块用于根据k_max计算得到所述主路的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$

本发明在进行频偏估计时，能有效利用频偏的本质，将信道响应时域的频偏转到频域来表现出来，利用从路正交振幅调制信号数据均值为零和从路前导和主路前导正交的特性，对应的频偏在功率谱中表现的就非常明显，因此能在较大程度上提升频偏估计的精度，能较为准确的估计任意范围的频偏值。

以上内容是结合具体的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (13)

1.一种微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，包括：

对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；

将得到的信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，所述G大于等于微波系统前导序列长度L；

根据最大功率值对应的频点计算得到所述主路的频偏值。

2.如权利要求1所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，

所述主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；所述主路的接收序列为r(n)；

r(n)＝(H₀·s(n).e^{-j*2*π*Δf0*n}+H₁·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)；

所述Δf0为接收序列主路的频偏值，所述Δf1表示接收序列从路1的频偏值，所述ΔfU表示接收序列从路U的频偏值，所述pn(n)表示接收通道的相位噪声，所述N(n)表示接收通道叠加的白噪声，s(n)表示对应时刻主路发射的信号，所述s₁(n)，……，s_u(n)表示对应时刻各从路发射的信号，所述H₀为主路信道响应，所述H₁，……，H_u为各从路的信道响应,所述U为从路数；

将所述接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应R(n)：

R(n)＝r(n)*s^*(n)＝(H₀·e^{-j*2*π*Δf*n}+H₁·s^*(n)·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s^*(n)·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)·s^*(n)；

设所述pn(n)为预设恒定值pn₀，此时：

$\begin{array}{c}R\left(n\right)=H_0\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}}+H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n+}\\ ...+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s^{*}\left(n\right).s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;FU}*n}+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\\ =\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right);\end{array}$

所述s^*(n)为所述s(n)的共轭；所述

$I\left(n\right)=H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+...+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}.$

3.如权利要求2所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，将得到的信道响应按设定频点G进行傅里叶逆变换变换到频域得到各频点的功率包括：当所述G等于所述L时，直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换；当所述G大于所述L时，在所述R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换。

4.如权利要求3所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，当所述G等于所述L时，直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换为：

$\begin{array}{c}Y\left(k\right)=\mathrm{IFFT}\left(R\left(n\right)\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{L-1}R\left(n\right)\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}\\ =\mathrm{IFFT}(\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}*n})+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))\\ =\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}]+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)*s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right));\end{array}$

当所述G大于所述L时，在所述R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换为：

Y(k)＝IFFT(R(n)00...0)；

所述k为频点。

5.如权利要求4所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，所述计算得到各频点的功率为：P(k)＝|Y(k)|²。

6.如权利要求5所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，确定最大功率值对应的频点并计算得到所述主路的频偏值包括：

将所述各频点的功率进行M帧求和：所述M大于等于8；

或将所述各频点的功率进行M帧平均处理：所述M大于等于8；

找到最大功率对应的频点：k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

根据k_max计算得到所述主路的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$

7.如权利要求1-6任一项所述的微波通信系统信道频偏估计方法,其特征在于，所述G为2的幂次方，大于等于1024。

8.一种微波通信系统信道频偏估计装置,其特征在于，包括信道响应计算模块、频域变换模块以及处理模块；

所述信道响应计算模块用于对主路的接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应；

所述频域变换模块用于将得到的所述信道响应按设定的G个频点变换到频域并计算得到各频点的功率，所述G大于等于微波系统前导序列长度L；

所述处理模块用于根据最大功率值对应的频点计算得到所述主路的频偏值。

9.如权利要求8所述的微波通信系统信道频偏估计装置,其特征在于，所述主路的本地前导序列为s(n)，n＝0,1，……L-1；所述主路的接收序列为r(n)；

r(n)＝(H₀·s(n).e^{-j*2*π*Δf0*n}+H₁·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)；

所述Δf0为接收序列主路的频偏值，所述Δf1表示接收序列从路1的频偏值，所述ΔfU表示接收序列从路U的频偏值，所述pn(n)表示接收通道的相位噪声，所述N(n)表示接收通道叠加的白噪声，s(n)表示对应时刻主路发射的信号，所述s₁(n)，……，s_u(n)表示对应时刻各从路发射的信号，所述H₀为主路信道响应，所述H₁，……，H_u为各从路的信道响应,所述U为从路数；

所述信道响应计算模块包括相关运算子模块，用于将所述接收序列和本地前导序列做相关运算得到信道响应R(n)：

R(n)＝r(n)*s^*(n)＝(H₀·e^{-j*2*π*Δf*n}+H₁·s^*(n)·s₁(n).e^{-j*2*π*Δf1*n}+…+H_U·s^*(n)·s_U(n).e^{-j*2*π*ΔfU*n})·e^-j*pn(n)+N(n)·s^*(n)；

设所述pn(n)为预设恒定值pn₀，此时：

$\begin{array}{c}R\left(n\right)=H_0\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}}+H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n+}\\ ...+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s^{*}\left(n\right).s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;FU}*n}+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)\\ =\mathrm{\&phi;}\&CenterDot;e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}+I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right)+N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right);\end{array}$

所述s^*(n)为所述s(n)的共轭；所述

$I\left(n\right)=H_1\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}\&CenterDot;s_1\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}1*n}+...+H_U\&CenterDot;e^{-j*{\mathrm{pn}}_0}.s_U\left(n\right).e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;fU}*n}.$

10.如权利要求9所述的微波通信系统信道频偏估计装置,其特征在于，所述频域变换模块包括判断子模块和变换子模块，所述判断子模块用于判断所述G等于所述L时，直接通知所述变换子模块对所述R(n)进行傅里叶逆变换；所述判断子模块判断所述G大于所述L时，在所述R(n)后补零至长度为所述G后再通知所述变换子模块进行傅里叶逆变换。

11.如权利要求10所述的微波通信系统信道频偏估计装置,其特征在于，所述变换子模块直接对所述R(n)进行傅里叶逆变换为：

$\begin{array}{c}Y\left(k\right)=\mathrm{IFFT}\left(R\left(n\right)\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{n=0}^{L-1}R\left(n\right)\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}\\ =\mathrm{IFFT}(\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}*n})+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right))\\ =\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}[\mathrm{\&phi;}.e^{-j*2*\mathrm{\&pi;}*\mathrm{\&Delta;f}0*n}\&CenterDot;e^{j*2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;n\&CenterDot;\frac{k}{N}}]+\mathrm{IFFT}(N\left(n\right)*s^{*}\left(n\right))+\mathrm{IFFT}(I\left(n\right)\&CenterDot;s^{*}\left(n\right));\end{array}$

所述变换子模块在所述判断子模块在所述R(n)后补零至长度为所述G后再进行傅里叶逆变换为：

Y(k)＝IFFT(R(n)00...0)；

所述k为频点。

12.如权利要求11所述的微波通信系统信道频偏估计装置,其特征在于，所述频域变换模块还包括功率计算子模块，用于计算得到各频点的功率：P(k)＝|Y(k)|²。

13.如权利要求12所述的微波通信系统信道频偏估计装置,其特征在于，所述处理模块包括功率处理子模块、频点确定子模块和计算子模块；

所述功率处理子模块用于将所述各频点的功率进行M帧求和： 所述M大于等于8；

或所述功率处理子模块用于将所述各频点的功率进行M帧平均处理： $Q_m\left(k\right)=\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{m=0}^M\right|P_m\left(k\right){|}^2)/M,$ 所述M大于等于8；

所述频点确定子模块用于确定最大功率对应的频点：

k_max＝arg{max[Q_m(k)]}；

所述计算子模块用于根据k_max计算得到所述主路的频偏值Δf：

$\mathrm{\&Delta;f}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{k_{\max }}{G},& 0\&le;k_{\max }<G/2\\ \frac{k_{\max }}{G}-1,& G/2\&le;k_{\max }<G\end{array}\right..$