CN106254289B - 一种频率偏移估计方法、发射机、接收机及通信系统 - Google Patents

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Abstract

一种基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的频率偏移估计方法、发射机、接收机及通信系统，可将由设定符号组成的前导序列设置成基带复信号的前导信号，并通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值，接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。

Description

一种频率偏移估计方法、发射机、接收机及通信系统
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种频率偏移估计方法、发射机、接收机及通信系统。
背景技术
目前，针对基于频移键控(frequency shift keying，简称FSK)/高斯频移键控(Gaussian FSK，简称GFSK)/最小频移键控(minimum shift keying，简称MSK)/高斯最小频移键控(Gaussian MSK，简称GMSK)调制的通信系统的频率偏移估计方法主要有相干和非相干等时域方法。
相干法主要是通过在接收机本地产生与接收到的前导信号相同的信号来进行估计的，如专利“用于FSK信号相干解调的一种快速载波同步方法，申请号：201210291022.9”，接收机在检测到前导序列到达时，使用本地产生或预先存储的前导序列波形对接收到的前导序列波形进行去调制操作，得到一个相位连续的单频信号，再对该单频信号进行频率和相位估计以计算出载波频率偏移。但该方法需要在接收机本地产生与发射机发送的前导信号相同的信号，再对前导序列波形进行解调，因此，增加了算法与系统的复杂度。
非相干法主要是直接对接收到的前导信号进行信号处理，如专利“相干解调频移键控调制信号的频率偏移估计方法及系统，申请号：201210144850.X”，将GFSK/FSK信号的前导信号的调制信号设计为一串固定长度的“0”和“1”交替的码，通过计算前导码的延时自相关估计出频偏。但是，在数据传输过程中，衰减或者干扰会使得“0”“1”交替的前导码发生突变，前导码的冗余度较差，导致频偏估计的结果不准确。
也就是说，现有的针对基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的通信系统的频率偏移估计的时域方法都在不同程度上存在计算方法复杂、估计结果不准确等问题，因此，亟需一种新的频率偏移估计方法来解决上述问题。
发明内容
本发明实施例提供了一种频率偏移估计方法、发射机、接收机及通信系统，用以解决现有的针对基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的通信系统的频率偏移估计方法存在的计算方法复杂、抗干扰能力低的问题。
本发明实施例提供了一种频率偏移估计方法，所述方法包括：
获取待发送信号；
将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由发射机侧发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
可选地，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
本发明实施例还提供了另一种频率偏移估计方法，所述方法包括：
接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；
确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；
根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft。
可选地，所述方法还可包括：
当确定所述功率谱Pt(f)中大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不少于设定数量K，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，其中，所述设定功率值B不小于噪声功率；或，
当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱。
可选地，根据确定的峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft，可具体包括：
若前导序列由设定比特数的第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd；若前导序列由设定比特数的第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；
Δft＝frealt-fideal，其中，fideal为基带复信号的理想中心频率；
其中，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移。
相应地，本发明实施例还提供了一种发射机，包括：
获取单元，用于获取待发送信号；
处理单元，用于将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
发送单元，用于发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由所述发送单元发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
可选地，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
相应地，本发明实施例还提供了一种接收机，包括：
接收单元，用于接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
频偏估计单元，用于确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；以及，确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；并根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，以及根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft。
可选地，所述频偏估计单元，可具体用于当确定所述功率谱Pt(f)中大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不少于设定数量K，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，其中，所述设定功率值B不小于噪声功率；或，
当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱。
可选地，所述频偏估计单元可具体用于通过以下方式根据确定的峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft：
若前导序列由设定比特数的第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd；若前导序列由设定比特数的第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；
Δft＝frealt-fideal，其中，fideal为基带复信号的理想中心频率；
其中，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移。
另外，本发明实施例还提供了一种通信系统，包括：
发射机，用于获取待发送信号；以及，将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号；
接收机，用于接收所述发射机发送的重组信号；以及，确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；并根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，以及根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft；
其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成。
本发明有益效果如下：
本发明实施例提供了一种基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的频率偏移估计方法、发射机、接收机及通信系统，可将由设定符号组成的前导序列设置成基带复信号的前导信号，并通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值，接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1所示为本发明实施例一中的频率偏移估计方法的步骤流程图；
图2所示为本发明实施例二中的频率偏移估计方法的步骤流程图；
图3所示为本发明实施例三中的发射机的结构示意图；
图4所示为本发明实施例四中的接收机的结构示意图；
图5所示为本发明实施例五中的通信系统的结构示意图；
图6所示为本发明实施例六中的频率偏移估计方法的步骤流程图；
图7(a)所示为本发明实施例六中的前导序列的结构示意图；
图7(b)所示为本发明实施例六中的前导序列的另一种结构示意图；
图8所示为本发明实施例七中的频率偏移估计方法的步骤流程图；
图9所示为本发明实施例八中的发射机的结构示意图；
图10所示为本发明实施例九中的接收机的结构示意图；
图11所示为本发明实施例十中的通信系统的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一：
本发明实施例一提供了一种频率偏移估计方法，具体地，如图1所示，其为本发明实施例一中所述方法的步骤流程图，所述方法可包括以下步骤：
步骤101：获取待发送信号。
步骤102：将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成。
可选地，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。例如，以二进制调制信号为例，所述前导序列可由设定比特数(可根据实际使用情况灵活设置)个“0”组成，或者可由设定比特数个“1”组成。十六进制调制及以上此处不再赘述。
需要说明的是，所述“第一符号”以及所述“第二符号”均用于命名而非限制，也可若所述基带复信号为二进制调制，则所述第一符号为“1”，所述第二符号为“0”；若所述基带复信号为四进制调制，则所述第一符号为“00”，所述第二符号为“10”；若所述基带复信号为八进制调制，则所述第一符号为“110”，所述第二符号为“010”，本实施例在此不作任何限定。
步骤103：发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由发射机侧发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
需要说明的是，在发送所述重组信号之前，还可采用现有技术对所述重组信号进行数模变换、上变频等处理，此处不再赘述。
本发明实施例提供的频率偏移估计方法，可基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将由设定符号组成的前导序列设置成基带复信号的前导信号，使得接收机侧可通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值，接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例二：
本发明实施例二提供了一种频率偏移估计方法，具体地，如图2所示，其为本发明实施例二中所述方法的步骤流程图，所述方法可包括以下步骤：
步骤201：接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成。
需要说明的是，与发射机侧对应，所述第一符号以及所述第二符号是由发射机侧根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。例如，以二进制调制信号为例，所述前导序列可由设定比特数(可根据实际使用情况灵活设置)个“0”组成，或者可由设定比特数个“1”组成，此处不再赘述。
步骤202：确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……。
需要说明的是，在确定接收到的重组信号的功率谱Pt(f)之前，可对重组信号进行下变频、模数采样等预处理，得到经预处理之后的重组信号(下面仍简称为重组信号，即等效低通信号)，此处不再赘述。
可选地，所述确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W(可根据实际使用情况灵活设置)内的功率谱Pt(f)，可具体包括：以所述预设的时间长度W为信号截取长度对接收到的所述重组信号进行快速傅里叶变换。
也就是说，可以预设的时间长度W对接收到的实时重组信号进行快速傅里叶变换，得到每个预设的时间长度W内的重组信号的功率谱Pt(f)。需要说明的是，也可采用其它算法获得每个预设的时间长度W内的重组信号的功率谱Pt(f)，本实施例在此不作任何限定。
步骤203：确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt。
可选地，当确定所述功率谱Pt(f)中大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不少于设定数量K(可根据实际使用情况灵活设置)，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，其中，所述设定功率值B不小于噪声功率(优选地，所述设定功率值B略高于噪声功率)；或，
当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱。
也就是说，针对每个计算得到的功率谱Pt(f)，可首先判断与该功率谱Pt(f)相对应的信号是否属于前导信号。在任一功率谱Pt(f)中，若大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量小于设定数量K(优选地，K可等于3)，则说明与该功率谱Pt(f)相对应的信号为噪声信号，此时还未接收到前导信号；当功率谱Pt(f)中，大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不小于K，且t*W不大于前导信号的信号长度，则说明与该功率谱Pt(f)相对应的信号为前导信号。另外，由于前导信号是连续的，因此，当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t*W不大于前导信号的信号长度时，也可确定与功率谱Pt(f)相对应的信号为前导信号，此处不再赘述。
需要说明的是，若确定功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，则可根据
Figure BDA0001112092710000091
计算功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；可选地，若确定功率谱Pt(f)所对应的信号为噪声信号，则可不对功率谱Pt(f)进行任何处理。
步骤204：根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft。
可选地，根据确定的峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft，可具体包括：
若前导序列由设定比特数的第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd；若前导序列由设定比特数的第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；
Δft＝frealt-fideal，其中，fideal为基带复信号的理想中心频率；
其中，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移。
需要说明的是，当针对二进制调制，第一符号为“0”，第二符号为“1”，针对四进制调制，第一符号为“10”，第二符号为“00”，针对八进制调制，第一符号为“010”，第二符号为“110”时，若前导序列由第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd，若前导序列由第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；反之，若针对二进制调制，第一符号为“1”，第二符号为“0”，针对四进制调制，第一符号为“00”，第二符号为“10”，针对八进制调制，第一符号为“110”，第二符号为“010”时，则，若前导序列由第一符号组成，则frealt＝fmaxt-fd，若前导序列由第二符号组成，则frealt＝fmaxt+fd。也就是说，所述“第一符号”以及“第二符号”均用于区分命名，而非限制，frealt的计算方法与组成前导序列的设定符号满足表一中的对应关系：
表一：各进制调制的frealt与前导序列的设定符号的对应关系
Figure BDA0001112092710000101
可选地，所述方法还可包括：根据确定的频率偏移估计值Δft，计算频率偏移估计平均值
Figure BDA0001112092710000111
作为最终的频率偏移值，以使得估计结果更加准确。
也就是说，对接收到的重组信号进行下变频、模数采样等预处理后，在每个预设的时间长度W内均可得到一个重组信号的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；再由所得到的各功率谱中筛选出前导信号的各功率谱Pt(f)，其中，t＝X+1，X+2……X+Y，X、Y均为正整数；针对Y个功率谱中的任一个功率谱，确定一个频率偏移估计值Δft，其中，t＝X，X+1，X+2……X+Y；最后，计算Y个Δft的平均值
Figure BDA0001112092710000112
作为基带复信号的频率偏移估计值，可使得频率偏移估计结果更加准确。
综上所述，本实施例提供的频率偏移估计方法，可接收发射机侧发送的重组信号，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的设定符号组成；并通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值；接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，可降低算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例三：
基于同样的发明构思，本发明实施例三提供了一种发射机，所述发射机可用于广域物联网通信系统，具体地，如图3所示，其为本发明实施例三中所述发射机的结构示意图，所述发射机可包括：
获取单元301，用于获取待发送信号；
处理单元302，用于将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
发送单元303，用于发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由所述发送单元发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
可选地，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。例如，以二进制调制信号为例，所述前导序列可由设定比特数(可根据实际使用情况灵活设置)个“0”组成，或者可由设定比特数个“1”组成。十六进制调制及以上此处不再赘述。
需要说明的是，所述“第一符号”以及所述“第二符号”均用于命名而非限制，也可若所述基带复信号为二进制调制，则所述第一符号为“1”，所述第二符号为“0”；若所述基带复信号为四进制调制，则所述第一符号为“00”，所述第二符号为“10”；若所述基带复信号为八进制调制，则所述第一符号为“110”，所述第二符号为“010”，本实施例在此不作任何限定。
需要说明的是，所述发送单元303在发送所述重组信号之前，还可用于采用现有技术对所述重组信号进行数模变换、上变频等处理，此处不再赘述。
本发明实施例提供的发射机，可基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将由设定符号组成的前导序列设置成基带复信号的前导信号，使得接收机侧可通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值，接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例四：
相应地，本发明实施例四提供了一种接收机，所述接收机可以为广域物联网通信系统中的各种设备，如用于监测环境状况或跟踪物体的传感器，用于计量水、电、气的计量器等。具体地，如图4所示，其为本发明实施例四中所述接收机的结构示意图，所述接收机可包括：
接收单元401，用于接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
频偏估计单元402，用于确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；以及，确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；并根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，以及根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft。
需要说明的是，与发射机侧对应，所述第一符号以及所述第二符号是由发射机侧根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
需要说明的是，所述频偏估计单元402，还可用于在接收重组信号之后，确定所述重组信号的功率谱Pt(f)之前，对所述重组信号进行下变频、模数采样等预处理，得到经预处理之后的重组信号(下面仍简称为重组信号，即等效低通信号)，此处不再赘述。
可选地，所述频偏估计单元402可具体用于通过以下方式确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)：
以所述预设的时间长度W为信号截取长度对接收到的所述重组信号进行快速傅里叶变换。
也就是说，所述频偏估计单元402可以预设的时间长度W对接收到的实时重组信号进行快速傅里叶变换，得到每个预设的时间长度W内的重组信号的功率谱Pt(f)。需要说明的是，所述频偏估计单元402也可采用其它算法获得每个预设的时间长度W内的重组信号的功率谱Pt(f)，本实施例在此不作任何限定。
可选地，所述频偏估计单元402可具体用于当确定所述功率谱Pt(f)中大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不少于设定数量K，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，其中，所述设定功率值B不小于噪声功率；或，
当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱。
也就是说，针对每个计算得到的功率谱Pt(f)，所述频偏估计单元402可首先判断与该功率谱Pt(f)相对应的信号是否属于前导信号。在任一功率谱Pt(f)中，若大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量小于设定数量K(优选地，K可等于3)，则说明与该功率谱Pt(f)相对应的信号为噪声信号，此时还未接收到前导信号；当功率谱Pt(f)中，大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不小于K，且t*W不大于前导信号的信号长度，则说明与该功率谱Pt(f)相对应的信号为前导信号。另外，由于前导信号是连续的，因此，当所述频偏估计单元402确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t*W不大于前导信号的信号长度时，也可确定与功率谱Pt(f)相对应的信号为前导信号，此处不再赘述。
需要说明的是，所述频偏估计单元402若确定功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，则可根据
Figure BDA0001112092710000141
计算功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；可选地，若确定功率谱Pt(f)所对应的信号为噪声信号，则可不对功率谱Pt(f)进行任何处理，此处不再赘述。
进一步可选地，所述频偏估计单元402可具体用于通过以下方式根据确定的峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft：
若前导序列由设定比特数的第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd；若前导序列由设定比特数的第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；
Δft＝frealt-fideal，其中，fideal为基带复信号的理想中心频率；
其中，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移。
需要说明的是，当针对二进制调制，第一符号为“0”，第二符号为“1”，针对四进制调制，第一符号为“10”，第二符号为“00”，针对八进制调制，第一符号为“010”，第二符号为“110”时，若前导序列由第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd，若前导序列由第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；反之，若针对二进制调制，第一符号为“1”，第二符号为“0”，针对四进制调制，第一符号为“00”，第二符号为“10”，针对八进制调制，第一符号为“110”，第二符号为“010”时，则，若前导序列由第一符号组成，则frealt＝fmaxt-fd，若前导序列由第二符号组成，则frealt＝fmaxt+fd，此处不再赘述。
另外，所述频偏估计单元402，还可用于根据确定的频率偏移估计值Δft，计算频率偏移估计平均值作为最终的频率偏移估计值。
也就是说，所述频偏估计单元402对接收到的重组信号进行下变频、模数采样等预处理后，在每个预设的时间长度W内均可得到一个重组信号的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；再由所得到的各功率谱中筛选出前导信号的各功率谱Pt(f)，其中，t＝X+1，X+2……X+Y，X、Y均为正整数；针对Y个功率谱中的任一个功率谱，确定一个频率偏移估计值Δft，其中，t＝X，X+1，X+2……X+Y；最后，计算Y个Δft的平均值
Figure BDA0001112092710000152
作为基带复信号的频率偏移估计值，可使得频率偏移估计结果更加准确。
综上所述，本实施例提供的接收机，可接收发射机侧发送的重组信号，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的设定符号组成；并通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值；接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，可降低算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例五：
相应地，本发明实施例五提供了一种通信系统，所述通信系统可应用于广域物联网领域，具体地，如图5所示，其为本发明实施例五中所述通信系统的结构示意图，所述系统可包括至少一个发射机501、至少一个接收机502，其中：
所述发射机501，可用于获取待发送信号；以及，将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号；
所述接收机502，用于接收所述发射机501发送的重组信号；以及，确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；并根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，以及根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft；
其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成。
本发明实施例提供的基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的通信系统，可将由设定符号组成的前导序列设置成基带复信号的前导信号，并通过对前导信号进行功率谱分析来估计基带复信号的频率偏移值，接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，由同一符号组成的前导序列增加了前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例六：
本发明实施例六提供了一种频率偏移估计方法，具体地，如图6所示，其为本发明实施例六中所述方法的步骤流程图，所述方法可包括以下步骤：
步骤601：获取待发送信号。
步骤602：将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列包括至少一个区块，且每一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块以及第四子区块，所述第一子区块后紧邻所述第二子区块，所述第三子区块后紧邻所述第四子区块，且所述第二子区块与所述第三子区块之间间隔M个符号，M为大于等于0的整数；其中，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第一符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第二符号组成；或，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第二符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第一符号组成，其中，K为大于0的正整数。
可选地，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。
例如，以二进制调制信号为例，如图7(a)所示，其为前导序列的结构示意图，前导序列包括至少一个区块，任一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块和第四子区块，其中，第一子区块和第三子区块均由K比特“0”组成，第二子区块和第四子区块均由K比特“1”组成，第二子区块和第三子区块间间隔M比特任意字符，优选地，M等于0；另外，相邻两个区块间可间隔设定数量P比特任意字符，优选地，P等于0。图7(b)为前导序列的另一种结构示意图，前导序列包括至少一个区块，任一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块和第四子区块，其中，第一子区块和第三子区块均由K比特“1”组成，第二子区块和第四子区块均由K比特“0”组成，第二子区块和第三子区块间间隔M比特任意字符，优选地，M等于0；另外，相邻两个区块间可间隔设定数量P比特任意字符，优选地，P等于0。
当待发送的基带复信号为其它进制调制信号时，前导序列也具有上述结构，与各进制调制相对应的设定符号如下表所示，十六进制调制及以上此处不再赘述：
表二：各进制调制设定符号对照表
进制 第一符号 第二符号
二进制调制 0 1
四进制调制 10 00
八进制调制 010 110
步骤603：发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由发射机侧发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
需要说明的是，在发送所述重组信号之前，还可采用现有技术对所述重组信号进行数模变换、上变频等处理，此处不再赘述。
本发明实施例提供的基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的频率偏移估计方法，可将基带复信号的前导信号(前导序列)设置为四个子区块顺序排列的结构，且第一子区块和第三子区块均由设定数量的设定符号组成，第二子区块和第四子区块均由相同数量的另一设定符号组成，使得接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，前导序列这种设定的结构可增加前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例七：
本发明实施例七提供了一种频率偏移估计方法，具体地，如图8所示，其为本发明实施例七中所述方法的步骤流程图，所述方法可包括以下步骤：
步骤801：接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列包括至少一个区块，且每一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块以及第四子区块，所述第一子区块后紧邻所述第二子区块，所述第三子区块后紧邻所述第四子区块，且所述第二子区块与所述第三子区块之间间隔M个符号，M为大于等于0的整数；其中，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第一符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第二符号组成；或，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第二符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第一符号组成，其中，K为大于0的正整数。
需要说明的是，与发射机侧对应，所述第一符号以及所述第二符号是由发射机侧根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。
步骤802：获取所述重组信号第n个采样时刻的采样信号r(n)，其中，n＝1,2,3,4……。
步骤803：通过帧同步操作确定采样信号r(n)中所述前导信号(前导序列)的任一区块的起始点r(n0)。
优选地，可通过帧同步操作确定采样信号r(n)中所述前导信号的第一个区块的起始点r1(n0)，又由于前导序列中任意相邻区块间间隔的比特数为设定值P，则，根据起始点r1(n0)、采样周期Ts、每个子区块所包含的比特数K、第二子区块与第三子区块间的间隔比特数M以及前导序列的符号周期等相关参数，便可确定采样信号r(n)中前导信号的任意区块的起始点rt(n0)，t＝1,2,3……，此处不再赘述。
步骤804：以r(n0)为起始点，D为延迟采样点数，L为自相关的窗口长度对采样信号r(n)进行自相关操作，得到自相关结果R；其中，D＝(2K+M)T/Ts，L＝2KT/Ts，T为所述前导码的符号周期。
步骤805：确定R2的角度，并根据所述R2的角度得到频率偏移估计值Δf。
具体地，可根据公式Δf＝angle(R2)/4πDTs估计出频率偏移估计值Δf。
下面以二进制调制为例，前导序列中的第一子区块以及第三子区块分别由K个第一符号(“0”)组成，第二子区块以及第四子区块分别由K个第二符号(“1”)组成为例，对公式Δf＝angle(R2)/4πDTs的推导过程进行详细说明：
若不考虑噪声的影响，第n个采样时刻的采样信号可表示为
Figure BDA0001112092710000201
其中，ε为符号能量，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移，Ts为采样周期，φ0为载波相位；其中，若第n个采样时刻采样的信号为第一符号，则m＝-1，若第n个采样时刻采样的信号为第二符号，则m＝+1；
通过帧同步操作确定所述前导信号(前导序列)的任一区块的起始点r(n0)，以r(n0)为起始点，D为延迟采样点数，L为自相关的窗口长度对采样信号r(n)进行自相关操作的计算公式(即自相关的表达式)可如下表示：
Figure BDA0001112092710000211
由于若第n个采样时刻采样的信号为第一符号，则m＝-1，若第n个采样时刻采样的信号为第二符号，则m＝+1，所以可将R拆分成：
Figure BDA0001112092710000212
将m＝-1带入上式的第一项，将m＝+1带入上式的第二项，得到：
Figure BDA0001112092710000213
若前导序列中的第一子区块以及第三子区块分别由K个第二符号(“1”)组成，第二子区块以及第四子区块分别由K个第一符号(“0”)组成，也可推导出相同的结果；同理，若基带复信号为其它多进制调制信号，推导出的R也为上述表达式，此处不再赘述；
angle(R2)＝4πΔfDTs；
Δf＝angle(R2)/4πDTs。
因此，对前导信号进行帧同步以及自相关操作确定前导信号的自相关结果后，根据公式Δf＝angle(R2)/4πDTs即可确定频率偏移估计值Δf。
另外，可选地，所述方法还可包括：
针对所述前导信号(前导序列)的每一个区块，计算频率偏移估计值Δft，t＝1,2,3……；
根据计算得到的频率偏移估计值Δft，计算频率偏移估计值的平均值
Figure BDA0001112092710000215
也就是说，可以rt(n0)为起始点，t＝1,2,3……，D为延迟采样点数，L为自相关的窗口长度对前导信号(前导序列)每个区块的采样信号rt(n)进行自相关操作，得到各区块的自相关结果Rt；并根据各区块的自相关结果Rt，确定每个区块的频率偏移估计值Δft；以及，根据确定的各区块的频率偏移估计值Δft计算平均值
Figure BDA0001112092710000221
作为最终的频率偏移估计结果，以使得估计结果更加准确。
综上所述，本发明实施例提供的基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的频率偏移估计方法，可接收由基带复信号以及设置在该信号之前的前导信号组成的重组信号，所述前导信号(前导序列)具有四个子区块顺序排列的结构，且第一子区块和第三子区块均由设定数量的设定符号组成，第二子区块和第四子区块均由相同数量的另一设定符号组成，接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，前导序列这种设定的结构可增加前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例八：
基于同样的发明构思，本发明实施例八提供了一种发射机，所述发射机可用于广域物联网通信系统，具体地，如图9所示，其为本发明实施例八中所述发射机的结构示意图，所述发射机可包括：
获取单元901，用于获取待发送信号；
处理单元902，用于将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列包括至少一个区块，且每一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块以及第四子区块，所述第一子区块后紧邻所述第二子区块，所述第三子区块后紧邻所述第四子区块，且所述第二子区块与所述第三子区块之间间隔M个符号，M为大于等于0的整数；其中，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第一符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第二符号组成；或，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第二符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第一符号组成，其中，K为大于0的正整数；
发送单元903，用于发送所述重组信号，以由接收机侧接收所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
可选地，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。
需要说明的是，所述发送单元903在发送所述重组信号之前，还可用于采用现有技术对所述重组信号进行数模变换、上变频等处理，此处不再赘述。
本发明实施例提供的基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的发射机，可将基带复信号的前导信号(前导序列)设置为四个子区块顺序排列的结构，且第一子区块和第三子区块均由设定数量的设定符号组成，第二子区块和第四子区块均由相同数量的另一设定符号组成，使得接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，前导序列这种设定的结构可增加前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例九：
基于同样的发明构思，本发明实施例九提供了一种接收机，所述接收机可以为广域物联网通信系统中的各种设备，如用于监测环境状况或跟踪物体的传感器，用于计量水、电、气的计量器等。具体地，如图10所示，其为本发明实施例九中所述接收机的结构示意图，所述接收机可包括：
接收单元1001，用于接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列包括至少一个区块，且每一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块以及第四子区块，所述第一子区块后紧邻所述第二子区块，所述第三子区块后紧邻所述第四子区块，且所述第二子区块与所述第三子区块之间间隔M个符号，M为大于等于0的整数；其中，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第一符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第二符号组成；或，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第二符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第一符号组成，其中，K为大于0的正整数；
频偏估计单元1002，用于获取所述重组信号第n个采样时刻的采样信号r(n)，其中，n＝1,2,3,4……；以及，通过帧同步操作确定采样信号r(n)中所述前导信号(前导序列)的任一区块的起始点r(n0)；以r(n0)为起始点，D为延迟采样点数，L为自相关的窗口长度对采样信号r(n)进行自相关操作，得到自相关结果R；其中，D＝(2K+M)T/Ts，L＝2KT/Ts，T为所述前导码的符号周期；最后，确定R2的角度，并根据所述R2的角度得到频率偏移估计值Δf。
需要说明的是，与发射机侧对应，所述第一符号以及所述第二符号是由发射机侧根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
例如，若所述基带复信号为二进制调制，则可所述第一符号为“0”，所述第二符号为“1”；若所述基带复信号为四进制调制，则可所述第一符号为“10”，所述第二符号为“00”；若所述基带复信号为八进制调制，则可所述第一符号为“010”，所述第二符号为“110”。
优选地，所述频偏估计单元1002可通过帧同步操作确定采样信号r(n)中所述前导信号的第一个区块的起始点r1(n0)，又由于前导序列中任意相邻区块间间隔的比特数为设定值P，则，根据起始点r1(n0)、采样周期Ts、每个子区块所包含的比特数K、第二子区块与第三子区块间的间隔比特数M以及前导序列的符号周期等相关参数，便可确定采样信号r(n)中前导信号的任意区块的起始点rt(n0)，t＝1,2,3……，此处不再赘述。
下面以二进制调制为例，前导序列中的第一子区块以及第三子区块分别由K个第一符号(“0”)组成，第二子区块以及第四子区块分别由K个第二符号(“1”)组成为例，对所述频偏估计单元1002的工作原理进行详细说明：
若不考虑噪声的影响，第n个采样时刻的采样信号可表示为
Figure BDA0001112092710000251
其中，ε为符号能量，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移，Ts为采样周期，φ0为载波相位；其中，若第n个采样时刻采样的信号为第一符号，则m＝-1，若第n个采样时刻采样的信号为第二符号，则m＝+1；
通过帧同步操作确定所述前导信号(前导序列)的任一区块的起始点r(n0)，以r(n0)为起始点，D为延迟采样点数，L为自相关的窗口长度对采样信号r(n)进行自相关操作的计算公式(即自相关的表达式)可如下表示：
Figure BDA0001112092710000252
由于若第n个采样时刻采样的信号为第一符号，则m＝-1，若第n个采样时刻采样的信号为第二符号，则m＝+1，所以可将R拆分成：
将m＝-1带入上式的第一项，将m＝+1带入上式的第二项，得到：
Figure BDA0001112092710000254
若前导序列中的第一子区块以及第三子区块分别由K个第二符号(“1”)组成，第二子区块以及第四子区块分别由K个第一符号(“0”)组成，也可推导出相同的结果；同理，若基带复信号为其它多进制调制信号，推导出的R也为上述表达式，此处不再赘述；
Figure BDA0001112092710000255
angle(R2)＝4πΔfDTs；
Δf＝angle(R2)/4πDTs。
因此，所述频偏估计单元1002对前导信号进行帧同步以及自相关操作确定前导信号的自相关结果后，根据公式Δf＝angle(R2)/4πDTs即可确定频率偏移估计值Δf。
另外，可选地，所述频偏估计单元1002，还可用于针对所述前导信号(前导序列)的每一个区块，计算频率偏移估计值Δft，t＝1,2,3……；以及，根据计算得到的频率偏移估计值Δft，计算频率偏移估计值的平均值
Figure BDA0001112092710000261
综上所述，本发明实施例提供的基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的接收机，可接收由基带复信号以及设置在该信号之前的前导信号组成的重组信号，所述前导信号(前导序列)具有四个子区块顺序排列的结构，且第一子区块和第三子区块均由设定数量的设定符号组成，第二子区块和第四子区块均由相同数量的另一设定符号组成，无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，前导序列这种设定的结构可增加前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
实施例十：
相应地，本发明实施例十提供了一种通信系统，所述通信系统可应用于广域物联网领域，具体地，如图11所示，其为本发明实施例十中所述通信系统的结构示意图，所述系统可包括至少一个发射机1101、至少一个接收机1102，其中：
所述发射机1101，可用于获取待发送信号；以及，将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；并发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号；
所述接收机1102，用于接收所述发射机1101发送的重组信号；以及，得到第n个采样时刻的采样信号r(n)，其中，n＝1,2,3,4……；并通过帧同步操作确定采样信号r(n)中所述前导信号的任一区块的起始点r(n0)；并以r(n0)为起始点，D为延迟采样点数，L为自相关的窗口长度对采样信号r(n)进行自相关操作，得到自相关结果R；其中，D＝(2K+M)T/Ts，L＝2KT/Ts，T为所述前导码的符号周期；最后，确定R2的角度，并根据所述R2的角度得到频率偏移估计值Δf；
其中，所述前导序列包括至少一个区块，且每一区块包括第一子区块、第二子区块、第三子区块以及第四子区块，所述第一子区块后紧邻所述第二子区块，所述第三子区块后紧邻所述第四子区块，且所述第二子区块与所述第三子区块之间间隔M个符号，M为大于等于0的整数；其中，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第一符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第二符号组成；或，所述第一子区块以及所述第三子区块分别由K个第二符号组成，所述第二子区块以及所述第四子区块分别由K个第一符号组成，其中，K为大于0的正整数。
本发明实施例提供的基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的通信系统，可将基带复信号的前导信号(前导序列)设置为四个子区块顺序排列的结构，且第一子区块和第三子区块均由设定数量的设定符号组成，第二子区块和第四子区块均由相同数量的另一设定符号组成，使得接收机侧无需产生或预先存储前导信号，也无需对接收到的前导信号进行去调制操作，因此，降低了算法和通信系统的复杂度；另外，前导序列这种设定的结构可增加前导信号的冗余度和抗干扰能力，使得根据所述前导信号计算得到的频率偏移估计结果更加准确。
另外，需要说明的是，在实际应用过程中，也可将本发明实施例一、二中的频率偏移估计方法(频域)与实施例六、七中所述的频率偏移估计方法(时域)相结合对FSK/GFSK/MSK/GMSK信号进行频率偏移估计以及补偿。可选地，在发射机侧，可在基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的基带复信号前设置两段前导信号得到重组信号，与第一段前导信号相对应的前导序列由设定比特数的设定符号组成，与第二段前导信号相对应的前导序列具有四个子区块顺序排列的结构；在接收机侧，可首先采用实施例二中所述的频率偏移估计方法根据第一段前导信号对接收到的重组信号进行频率偏移估计，并根据估计结果对重组信号进行频率偏移补偿；再采用实施例七中所述的频率偏移估计方法根据第二段前导信号对补偿后的重组信号再一次进行频率偏移估计，以及频率偏移补偿，进一步提高频率偏移估计结果的准确性，提高系统性能。
此外，附图和说明书中的任何元素数量均用于示例而非限制，以及任何命名都仅用于区分，而不具有任何限制含义。
本领域技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、装置(设备)、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、装置(设备)和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其它可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其它可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其它可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其它可编程数据处理设备上，使得在计算机或其它可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其它可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (11)

1.一种频率偏移估计方法，其特征在于，所述方法包括：
获取待发送信号；
将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由发射机侧发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
3.一种频率偏移估计方法，其特征在于，所述方法包括：
接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；
确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；
根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
当确定所述功率谱Pt(f)中大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不少于设定数量K，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，其中，所述设定功率值B不小于噪声功率；或，
当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱。
5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，根据确定的峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft，具体包括：
若前导序列由设定比特数的第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd；若前导序列由设定比特数的第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；
Δft＝frealt-fideal，其中，fideal为基带复信号的理想中心频率；
其中，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移。
6.一种发射机，其特征在于，包括：
获取单元，用于获取待发送信号；
处理单元，用于将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
发送单元，用于发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号，其中，由接收机侧接收由所述发送单元发送的所述重组信号并根据所述前导信号计算所述重组信号的频率偏移估计值。
7.如权利要求6所述的发射机，其特征在于，所述第一符号以及所述第二符号是根据所述基带复信号的数字进制调制类型确定的。
8.一种接收机，其特征在于，包括：
接收单元，用于接收发射机侧发送的重组信号；其中，所述重组信号是由发射机侧将前导序列设置在待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号而生成的，其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成；
频偏估计单元，用于确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；以及，确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；并根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，以及根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft。
9.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，
所述频偏估计单元，具体用于当确定所述功率谱Pt(f)中大于设定功率值B的功率值的离散功率点的数量不少于设定数量K，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，其中，所述设定功率值B不小于噪声功率；或，
当确定功率谱Pt-1(f)为前导信号的功率谱，且t与所述预设的时间长度W的乘积t*W不大于所述前导信号的信号长度，则确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱。
10.如权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述频偏估计单元具体用于通过以下方式根据确定的峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，并根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft：
若前导序列由设定比特数的第一符号组成，则frealt＝fmaxt+fd；若前导序列由设定比特数的第二符号组成，则frealt＝fmaxt-fd；
Δft＝frealt-fideal，其中，fideal为基带复信号的理想中心频率；
其中，fd为FSK/GFSK/MSK/GMSK调制的峰值载波偏移。
11.一种通信系统，其特征在于，所述系统包括：
发射机，用于获取待发送信号；以及，将前导序列设置在所述待发送信号之前，并基于FSK/GFSK/MSK/GMSK调制将所述前导序列和所述待发送信号调制成前导信号和基带复信号；发送由所述前导信号和所述基带复信号组成的重组信号；
接收机，用于接收所述发射机发送的重组信号；以及，确定所述重组信号在第t个预设的时间长度W内的功率谱Pt(f)，其中，t＝1,2,3……；确定所述功率谱Pt(f)为前导信号的功率谱，计算所述功率谱Pt(f)的峰值所对应的频率值fmaxt；并根据确定的所述峰值所对应的频率值fmaxt估计前导信号的实际中心频率frealt，以及根据所述实际中心频率frealt确定频率偏移估计值Δft；
其中，所述前导序列由设定比特数的第一符号组成或由设定比特数的第二符号组成。
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