KR102625211B1 - 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명에 따른 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치는 송신원으로부터 수신한 신호의 주파수를 하향 변환하여 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성하는 하향 변환 신호 생성부, 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하는 변조 신호 생성부, 변조 신호와 임의로 생성된 기준 신호를 상호 상관 하여, 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출하는 시간차 산출부 및 기준 신호의 생성 시점 및 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출하는 수신 시각 산출부를 포함한다.

Description

무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치 및 방법{Apparatus And Method for Calculating Receiving Time Of Wireless Communication Signal}
본 발명은 송신원의 위치를 산출하는 기술에 관한 것으로, 더 자세하게는 수신원이 신호를 수신한 시점을 정확하게 산출하여 송신원의 위치를 정밀하게 추정하는 기술에 관한 것이다.
이동통신기술의 발전과 더불어 통신 네트워크에서 특정 객체의 위치를 정확하게 추정하는 방법이 개발되었다. 일반적으로 무선으로 통신하는 통신 시스템에서 배열 안테나를 이용하여 위치 추정의 객체가 되는 송신원의 위치를 추정할 수 있다.
그러나, 전술한 배열 안테나를 이용하여 송신원의 위치를 추정하는 방법은 장비의 가격 등으로 인해 많은 비용이 소모된다. 배열 안테나를 통한 위치 추정 기법의 대안으로 시간 동기화 가능한 3개 이상의 센서에서 측정한 신호원의 시간차이를 이용해 구하는 방법이 사용된다.
신호원의 시간 차이를 이용하여 송신원의 위치를 추정해는 경우, 각 센서에 도달하는 신호의 시간차이를 정확하게 계산해야 한다. 이에 따라, 시간 분해능 향상을 위해 아날로그 디지털 컨버터(Analog digital converter, ADC)가 높은 생플링 속도를 가져야 한다. 높은 샘플링 속도를 가지는 아날로그 디지털 컨버터를 사용하는 경우 하드웨어 비용이 증가할 수 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 하나의 과제는 측위의 대상인 송신원이 송신한 신호를 기저대역으로 하향 변환하고, 하향 변환된 신호에 쳐프(Chirp) 신호를 곱하여 산출된 신호와 기준신호를 크로스 코릴레이션하여 수신 신호와 기준 신호간의 시간차를 정밀하게 산출하는 것이다.
본 발명이 해결하고자 하는 다른 과제는 산출된 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여, 수신 신호와 기준 신호의 시간차를 정밀하게 재산출할 수 있다.
일 양상에 있어서, 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치는 송신원으로부터 수신한 신호의 주파수를 하향 변환하여 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성하는 하향 변환 신호 생성부, 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하는 변조 신호 생성부, 변조 신호와 임의로 생성된 기준 신호를 상호 상관 하여, 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출하는 시간차 산출부 및 기준 신호의 생성 시점 및 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출하는 수신 시각 산출부를 포함한다.
다른 양상에 있어서, 하향 변환 신호 생성부는 송신원으로부터 수신한 신호의 자기 상관 함수를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 결정할 수 있다.
또 다른 양상에 있어서, 하향 변환 신호 생성부는 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 통해 추정한 수신한 신호의 주파수 오프셋을 제거하여 하향 변환 신호를 생성할 수 있다.
또 다른 양상에 있어서, 변조 신호 생성부는 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하되, 기준 신호는 쳐프 신호일 수 있다.
또 다른 양상에 있어서, 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치는 산출된 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높이고, 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환하여 기준 신호와 변조 신호의 시간 차이를 재산출하는 시간 차이 재산출부를 더 포함할 수 있다.
본 발명은 측위의 대상인 송신원이 송신한 신호를 기저대역으로 하향 변환하고, 하향 변환된 신호에 쳐프(Chirp) 신호를 곱하여 산출된 신호와 기준신호를 크로스 코릴레이션하여 수신 신호와 기준 신호간의 시간차를 산출할 수 있다.
본 발명은 산출된 입력 신호의 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여, 수신 신호와 기준 신호의 시간차를 정밀하게 재산출할 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치의 구성을 도시한다.
도 2는 4PSK(Phase Shift Keying) 신호에 대하여 변조지수를 판단하는 알고리즘을 수행한 결과를 도시한 그래프이다.
도 3는 16PSK(Phase Shift Keying) 신호에 대하여 변조지수를 판단하는 알고리즘을 수행한 결과를 도시한 그래프이다.
도 4는 기준 신호가 정형파 신호인 경우, 기준 신호와 변조 신호를 상호 상관한 파형 및 기준 신호를 자기 상관한 파형을 도시한 그래프이다.
도 5는 기준 신호가 쳐프 신호인 경우, 기준 신호와 변조 신호를 상호 상관한 파형 및 기준 신호를 자기 상관한 파형을 도시한 그래프이다.
도 6은 쳐프 신호의 파형을 도시한 그래프이다.
도 7은 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환한 파형을 도시한 그래프이다.
도 8은 일 실시예에 따른 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법의 흐름도이다.
전술한, 그리고 추가적인 양상들은 첨부된 도면을 참조하여 설명하는 실시예들을 통해 구체화된다. 각 실시예들의 구성 요소들은 다른 언급이나 상호간에 모순이 없는 한 실시예 내에서 다양한 조합이 가능한 것으로 이해된다. 나아가 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.
도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. 그리고, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 명세서에서 기술한 부란, "하드웨어 또는 소프트웨어의 시스템을 변경이나 플러그인 가능하도록 구성한 블록"을 의미하는 것으로서, 즉 하드웨어나 소프트웨어에 있어 특정 기능을 수행하는 하나의 단위 또는 블록을 의미한다.
도 1은 일 실시예에 따른 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)의 구성을 도시한다.
일 실시예에 있어서, 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)는 하향 변환 신호 생성부(110), 변조 신호 생성부(120), 시간차 산출부(130) 및 수신 시각 산출부(140)를 포함한다.
일 실시예에 있어서, 하향 변환 신호 생성부(110)는 송신원으로부터 수신한 신호의 주파수를 하향 변환하여 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성한다. 송신원은 본래의 신호를 변조하여 높은 주파수의 신호로 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)로 송신한다. 하향 변환 신호 생성부(110)는 송신원으로부터 수신한 높은 주파수의 신호를 낮은 주파수의 신호로 하향 변환한다.
기저대역 신호는 신호는 변조되지 않은 원래의 정보 신호로, 주파수가 0인 직류 성분만을 포함하는 신호이다. 하향 변환 신호 생성부(110)는 송신원으로 부터 수신한 고주파의 신호를 주파수 하향 변환하여 직류 성분의 신호를 생성한다.
일 실시예에 있어서, 변조 신호 생성부(120)는 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성한다. 전술한 것처럼, 하향 변환 신호 생성부(110)는 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성한다. 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)는 송신원으로부터 신호를 수신하기 전부터 기준 신호를 지속적으로 생성한다. 변조 신호 생성부(120)는 기저 대역 신호인 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성한다. 변조 신호는 기준 신호가 생성된 시점을 기준으로 하향 변환 신호가 생성된 시점만큼 시간적으로 지연되고, 기준 신호의 크기를 기준으로 하향 변환 신호의 크기만큼 증폭된 기준 신호가 생성된다.
일 실시예에 있어서, 시간차 산출부(130)는 변조 신호와 임의로 생성된 기준 신호를 상호 상관 하여, 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출한다. 시간차 산출부(130)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값을 검출한다. 시간차 산출부(130)는 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값도 검출한다. 시간차 산출부(130)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치 및 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치의 차이로 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출한다. 시간차 산출부(130)는 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플 및 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플의 개수 차이를 시간차이로 환산하여 변조 신호와 기준 신호간의 시간차를 산출한다.
일 실시예에 있어서, 수신 시각 산출부(140)는 기준 신호의 생성 시점 및 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출한다. 기준 신호는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)가 자체적으로 생성하는 신호이기에, 수신 시각 산출부(140)는 기준 신호가 생성된 시점의 절대 시각을 산출 할 수 있다. 수신 시각 산출부(140)는 시간차 산출부(130)가 산출한 변조 신호와 기준 신호의 시간차와 기준 신호가 생성된 시점의 절대 시각을 통해 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 하향 변환 신호 생성부(110)는 송신원으로부터 수신한 신호의 자기 상관 함수를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 결정한다.
하향 변환 신호 생성부(110)는 수학식 1과 같이 변조 지수 M값을 가정하여 M에 대한 자기상관함수의 기울기를 구한 후 M=0인 경우의 자기 상관 함수의 기울기와 비교하여 실제 변조 지수 M을 경정할 수 있다. 수학식 1과 같이 M값에 따라 자기 상관 함수의 M차수 한 결과가 실제 변조지수(M)와 일치하면, 변조지수에 의한 변조 형태 전력이 소멸하게 되어 M배 빨라진 전송주파수 전력과 노이즈 전력만 남아 절대치 값의 기울기를 구하면 특유의 선형 성분이 발생한다.
이 선형 성분은 변조 형태 전력만 소멸하면 생성되므로 실제 변조지수 M값 이상으로 M제곱 할 경우 기울기가 급격히 증가하는 선형 성분이 나타난다. 이 선형 성분의 기울기와 M=0인 대표 기울기와 비교하여, 선형 성분의 기울기가 더 큰 경우 선형 성분이 발생하였다고 판단할 수 있다. 선형 성분 발생의 조건을 만족하는 M값 중 최소 크기의 M 값은 입력 신호의 실제 변조 지수(M)로 선정될 수 있다.
수학식 1은 0 이상의 정수의 범위에서 선정될 수 있는 모집단 M에 대한 자기 상관 함수 결과를 구하는 수식이다. 대표 기울기의 기울기보다 크게 하는 변조 지수의 값들 중 가장 작은 변조 지수 M을 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수로 선정한다.
전력 스펙트럼등 주파수 변환방법을 사용하지 않고 M제곱한 자기상관 함수의 결과를 M=0인 입력데이터 크기의 기울기 값과 비교 후, 실제 변조 지수를 결정하는 방식이므로, 상대적으로 계산량이 적다. 변조 지수 결정을 위한 검출 포락선을 M이 0인 경우의 신호인 자기 상관 함수 기울기와 비교하는 방식을 이용하면 신호의 종류 및 샘플 개수에 상관없이 적용할 수 있다. 여기서 구한 실제 M의 값을 이용하여 M제곱에 대한 전력 스펙트럼을 추정하면, 입력 신호의 전송 주파수도 추정할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 하향 변환 신호 생성부(110)는 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 통해 추정한 수신한 신호의 주파수 오프셋을 제거하여 하향 변환 신호를 생성한다.
수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수인 M이 결정된 경우, 수신한 신호에 M제곱을 하면, 수신한 신호의 변조 성분이 제거된다. 변조 성분이 제거되면, 반송파인 정형파 성분과 M제곱에 따른 잡음만 존재 하게 되어 주파수 오프셋을 산출할 수 있다. 주파수 오프셋은 반송파인 정형파의 주파수이다.
일 실시예에 있어서, 변조 신호 생성부(120)는 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하되, 기준 신호는 쳐프 신호(Chirp Signal)이다. 쳐프 신호는 시간에 따라 주파수가 선형적으로 증가하는 특성을 가진 신호이다. 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)는 송신원으로부터 신호를 수신하기 전부터 쳐프 신호인 기준 신호를 지속적으로 생성한다.
변조 신호 생성부(120)는 기저 대역 신호인 하향 변환 신호에 쳐프 신호인 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성한다. 변조 신호는 쳐프 신호인 기준 신호가 생성된 시점을 기준으로 하향 변환 신호가 생성된 시점만큼 시간적으로 지연되고, 쳐프 신호인 기준 신호의 크기를 기준으로 하향 변환 신호의 크기만큼 증폭된 기준 신호가 생성된다.
일 실시예에 있어서, 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)는 산출된 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높이고, 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환하여 기준 신호와 변조 신호의 시간 차이를 재산출하는 시간 차이 재산출부(150)를 더 포함한다. 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치(10)가 포함하는 아날로그 디지털 컨버터의 샘플링 속도가 낮은 경우, 시간차 산출부(130)가 산출한 시간차의 오차 범위는 커질 수 있다. 이런 경우 모든 구간에 대해서 디지털 컨버터의 샘플링 속도를 높여서 시간차를 산출하는 경우에는 시간차를 산출하는 자체에 많은 시간이 소모될 수 있다.
시간 차이 재산출부(150)는 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높여 기준 신호와 변조 신호간 시간 차이를 재산출 하기에, 빠른 속도로 정확하게 시간 차이를 산출 할 수 있다. 샘플을 보간한다는 것은 원래 샘플링 속도에 따른 샘플들 사이에 하나 이상의 새로운 샘플을 추가하여 샘플링 속도를 높이는 것이다. 최초 기준 신호가 생성됐을 때부터 샘플을 보간하는 것이 아니라, 추정된 입력 신호의 수신 시점 전후 일정 시간 동안에만 샘플을 보간하여, 시간차를 계산하는 시간을 줄일 수 있다.
시간 차이 재산출부(150)가 시간 차이를 재산출하는 방법은 수식2와 같다.
Figure 112016046496538-pat00002
Tlast는 구하고자 하는 기준 신호와 변조 신호의 시간차이다. DFT는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform)으로 변조 신호와 기준 신호를 각각 이산 푸리에 변환을 취해서 차를 한다. 기준 신호를 이산 푸리에 변환하면 0부터 시작하여 주파수가 점점 증가하는 형태가 된다. 변조 신호를 이산 푸리에 변환을 하면 임의의 주파수 f1부터 시작하여 주파수가 점점 증가하는 형태가 된다. 변조 신호는 기준 신호가 생성되고 일정 시간만큼 지연되어 생성되는 신호이기에, 변조 신호의 이산 푸리에 변환 결과도 지연된 시간에 해당하는 임의의 주파수 f1부터 시작된다.
변조 신호를 이산 푸리에 변환한 결과와 기준 신호를 이산 푸리에 변환한 결과의 차이에 나누기 2를 하면 두 이산 푸리에 변환 결과 간 주파수 차이가 산출된다. 이 결과에서 쳐프 신호인 기준 신호가 생성된 시간 T를 곱하고 기준 신호가 생성된 시간 T에서의 주파수로 나누어 주면, 기준 신호와 변조 신호의 시간차가 산출된다. 이는 기준 신호와 입력 신호의 시간차와 동일하다.
일 실시예에 있어서, 수신 시각 산출부(140)는 시간 차이 재산출부(150)가 재산출한 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출할 수 있다.
도 2는 4PSK(Phase Shift Keying) 신호에 대하여 변조지수를 판단하는 알고리즘을 수행한 결과를 도시한 그래프이다.
도 2에 따른 그래프를 참조하면, M=2 이상인 자기 상관 함수의 기울기가 임계치(Threshold) 포락선 보다 크므로 조건을 충족하는 가장 작은 값인 변조지수(M)는 2로 판단된다. 수학식 1과 같이 2의 M제곱을 하면 4가 되기에, 입력 신호를 4PSK 신호로 추정할 수 있다.
도 3는 16PSK(Phase Shift Keying) 신호에 대하여 변조지수를 판단하는 알고리즘을 수행한 결과를 도시한 그래프이다.
도 3에 따른 그래프를 참조하면, M=4 이상인 자기 상관 함수의 기울기가 임계치(Threshold) 포락선 보다 크므로 조건을 충족하는 가장 작은 값인 변조지수(M)는 4로 판단된다. (수식 1)과 같이 2의 M제곱을 하면 16이 되기에, 입력 신호를 16PSK 신호로 추정할 수 있다.
도 4는 기준 신호가 정형파 신호인 경우, 기준 신호와 변조 신호를 상호 상관한 파형 및 기준 신호를 자기 상관한 파형을 도시한 그래프이다. 도 4에 따른 파형은 샘플링 비율은 100Mhz, 기준 신호의 주파수인 오프셋 주파수는 4Khz, 신호대비 잡음 비율은 10db조건에서 수행한 결과이다.
시간차 산출부(130)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값을 검출한다. 시간차 산출부(130)는 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값도 검출한다. 시간차 산출부(130)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치 및 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치의 차이로 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출한다.
도 4를 참조하면, 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치는 x축 좌표 지점 990에서 1000사이이다. 이는 990번째 샘플 및1000번째 샘플상이에서 자기 상관된 기준 신호가 피크값을 가짐을 의미한다. 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치는 x축 좌표 지점 990에서 1010사이이다. 이는 990번째 샘플에서 1010번째 샘플사이에서 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값을 가짐을 의미한다. 시간차 산출부(130)는 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플 및 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플의 개수 차이를 시간차이로 환산하여 변조 신호와 기준 신호간의 시간차를 산출한다.
도 4의 경우에는 자기 상관된 신호 및 상호 상관된 신호의 피크값이 불분명하기에 시간차를 정밀하게 산출하기 어려울 수 있다. 도 4의 경우에는 기준 신호가 쳐프 신호가 아닌 정현파 신호이고 입력 신호는 주파수 하향 변환된 저주파 신호이다. 입력 신호가 완전한 직류 신호인 것은 아니다.
도 5는 기준 신호가 쳐프 신호인 경우, 기준 신호와 변조 신호를 상호 상관한 파형 및 기준 신호를 자기 상관한 파형을 도시한 그래프이다. 도 5에 따른 파형은 샘플링 비율은 100Mhz, 기준 신호의 주파수인 오프셋 주파수는 4Khz, 신호대비 잡음 비율은 10db조건에서 수행한 결과이다.
시간차 산출부(130)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값을 검출한다. 시간차 산출부(130)는 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값도 검출한다. 시간차 산출부(130)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치 및 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치의 차이로 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출한다.
도 5를 참조하면, 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치는 x축 좌표 지점 1000이다. 이는 1000번째 샘플에서 자기 상관된 기준 신호가 피크값을 가짐을 의미한다. 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치는 x축 좌표 지점 1000에서 1005 사이이다. 이는 1000번째 샘플에서 1005번째 샘플사이에서 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값을 가짐을 의미한다. 시간차 산출부(130)는 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플 및 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플의 개수 차이를 시간차이로 환산하여 변조 신호와 기준 신호간의 시간차를 산출한다.
도 4와 도 5를 비교했을 때, 도 5에서는 자기 상관된 신호 및 상호 상관된 신호의 피크값이 분명하기에 시간차를 정밀하게 산출할 수 있다. 도 5의 경우에는 기준 신호가 쳐프 신호이고 입력 신호는 주파수 하향 변환을 하여, 완전한 직류 신호이다.
도 6은 쳐프 신호의 파형을 도시한 그래프이다.
쳐프 신호는 시간에 따라 주파수가 선형적으로 증가하는 특성을 가진 신호이다. 도 6에 따른 쳐프 신호는 B/T의 기울기를 가진다. T는 쳐프 신호가 생성된 시간이고 B는 T에서의 주파수이다.
도 7은 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환한 파형을 도시한 그래프이다. 기준 신호는 쳐프 신호이기에 주파수가 DC부터 Fn-2까지 증가한다. 변조 신호는 기준 신호보다는 지연되어 쳐프 형태가 시작되므로 DC 가 아닌 f1부터 Fn-1까지 증가한다.
도 8은 일 실시예에 따른 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법의 흐름도이다.
일 실시예에 있어서, 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법은 하향 변환 신호 생성 단계(S810), 변조 신호 생성 단계(S820), 시간차 산출 단계(S830) 및 수신 시각 산출 단계(S840)를 포함한다.
일 실시예에 있어서, 하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 송신원으로부터 수신한 신호의 주파수를 하향 변환하여 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성한다. 송신원은 본래의 신호를 변조하여 높은 주파수의 신호로 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법으로 송신한다. 하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 송신원으로부터 수신한 높은 주파수의 신호를 낮은 주파수의 신호로 하향 변환한다.
기저대역 신호는 신호는 변조되지 않은 원래의 정보 신호로, 주파수가 0인 직류 성분만을 포함하는 신호이다. 하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 송신원으로부터 수신한 고주파의 신호를 주파수 하향 변환하여 직류 성분의 신호를 생성한다.
일 실시예에 있어서, 변조 신호 생성 단계(S820)는 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성한다. 전술한 것처럼, 하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성한다. 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법은 송신원으로부터 신호를 수신하기 전부터 기준 신호를 지속적으로 생성한다. 변조 신호 생성 단계(S820)는 기저 대역 신호인 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성한다. 변조 신호는 기준 신호가 생성된 시점을 기준으로 하향 변환 신호가 생성된 시점만큼 시간적으로 지연되고, 기준 신호의 크기를 기준으로 하향 변환 신호의 크기만큼 증폭된 기준 신호가 생성된다.
일 실시예에 있어서, 시간차 산출 단계(S830)는 변조 신호와 임의로 생성된 기준 신호를 상호 상관 하여, 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출한다. 시간차 산출 단계(S830)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값을 검출한다. 시간차 산출 단계(S830)는 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값도 검출한다. 시간차 산출 단계(S830)는 변조 신호와 기준 신호를 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치 및 기준 신호를 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 위치의 차이로 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출한다. 시간차 산출 단계는 자기 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플 및 상호 상관하여 출력되는 신호의 피크값이 검출된 샘플의 개수 차이를 시간차이로 환산하여 변조 신호와 기준 신호간의 시간차를 산출한다.
일 실시예에 있어서, 수신 시각 산출 단계(S840)는 기준 신호의 생성 시점 및 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출한다. 기준 신호는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법이 자체적으로 생성하는 신호이기에, 수신 시각 산출 단계(S840)는 기준 신호가 생성된 시점의 절대 시각을 산출 할 수 있다. 수신 시각 산출 단계(S840)는 시간차 산출 단계(S830)가 산출한 변조 신호와 기준 신호의 시간차와 기준 신호가 생성된 시점의 절대 시각을 통해 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 송신원으로부터 수신한 신호의 자기 상관 함수를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 결정한다.
하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 수학식 1과 같이 변조 지수 M값을 가정하여 M에 대한 자기상관함수의 기울기를 구한 후 M=0인 경우의 자기 상관 함수의 기울기와 비교하여 실제 변조 지수 M을 경정할 수 있다. 수학식 1과 같이 M값에 따라 자기 상관 함수의 M차수 한 결과가 실제 변조지수(M)와 일치하면, 변조지수에 의한 변조 형태 전력이 소멸하게 되어 M배 빨라진 전송주파수 전력과 노이즈 전력만 남아 절대치 값의 기울기를 구하면 특유의 선형 성분이 발생한다.
이 선형 성분은 변조 형태 전력만 소멸하면 생성되므로 실제 변조지수 M값 이상으로 M제곱 할 경우 기울기가 급격히 증가하는 선형 성분이 나타난다. 이 선형 성분의 기울기와 M=0인 대표 기울기와 비교하여, 선형 성분의 기울기가 더 큰 경우 선형 성분이 발생하였다고 판단할 수 있다. 선형 성분 발생의 조건을 만족하는 M값 중 최소 크기의 M 값은 입력 신호의 실제 변조 지수(M)로 선정될 수 있다.
수학식 1은 0 이상의 정수의 범위에서 선정될 수 있는 모집단 M에 대한 자기 상관 함수 결과를 구하는 수식이다. 대표 기울기의 기울기보다 크게 하는 변조 지수의 값들 중 가장 작은 변조 지수 M을 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수로 선정한다.
전력 스펙트럼등 주파수 변환방법을 사용하지 않고 M제곱한 자기상관 함수의 결과를 M=0인 입력데이터 크기의 기울기 값과 비교 후, 실제 변조 지수를 결정하는 방식이므로, 상대적으로 계산량이 적다. 변조 지수 결정을 위한 검출 포락선을 M이 0인 경우의 신호인 자기 상관 함수 기울기와 비교하는 방식을 이용하면 신호의 종류 및 샘플 개수에 상관없이 적용할 수 있다. 여기서 구한 실제 M의 값을 이용하여 M제곱에 대한 전력 스펙트럼을 추정하면, 입력 신호의 전송 주파수도 추정할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 하향 변환 신호 생성 단계(S810)는 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 통해 추정한 수신한 신호의 주파수 오프셋을 제거하여 하향 변환 신호를 생성한다.
수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수인 M이 결정된 경우, 수신한 신호에 M제곱을 하면, 수신한 신호의 변조 성분이 제거된다. 변조 성분이 제거되면, 반송파인 정형파 성분과 M제곱에 따른 잡음만 존재 하게 되어 주파수 오프셋을 산출할 수 있다. 주파수 오프셋은 반송파인 정형파의 주파수이다.
일 실시예에 있어서, 변조 신호 생성 단계(S820)는 하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하되, 기준 신호는 쳐프 신호(Chirp Signal)이다. 쳐프 신호는 시간에 따라 주파수가 선형적으로 증가하는 특성을 가진 신호이다. 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법은 송신원으로부터 신호를 수신하기 전부터 쳐프 신호인 기준 신호를 지속적으로 생성한다.
변조 신호 생성 단계(S820)는 기저 대역 신호인 하향 변환 신호에 쳐프 신호인 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성한다. 변조 신호는 쳐프 신호인 기준 신호가 생성된 시점을 기준으로 하향 변환 신호가 생성된 시점만큼 시간적으로 지연되고, 쳐프 신호인 기준 신호의 크기를 기준으로 하향 변환 신호의 크기만큼 증폭된 기준 신호가 생성된다.
일 실시예에 있어서, 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법은 산출된 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높이고, 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환하여 기준 신호와 변조 신호의 시간 차이를 재산출하는 시간 차이 재산출 단계(S850)를 더 포함한다. 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법이 포함하는 아날로그 디지털 컨버터의 샘플링 속도가 낮은 경우, 시간차 산출 단계(S830)가 산출한 시간차의 오차 범위는 커질 수 있다. 이런 경우 모든 구간에 대해서 디지털 컨버터의 샘플링 속도를 높여서 시간차를 산출하는 경우에는 시간차를 산출하는 자체에 많은 시간이 소모될 수 있다.
시간 차이 재산출 단계(S850)는 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높여 기준 신호와 변조 신호간 시간 차이를 재산출 하기에, 빠른 속도로 정확하게 시간 차이를 산출 할 수 있다. 샘플을 보간한다는 것은 원래 샘플링 속도에 따른 샘플들 사이에 하나 이상의 새로운 샘플을 추가하여 샘플링 속도를 높이는 것이다. 최초 기준 신호가 생성됐을 때부터 샘플을 보간하는 것이 아니라, 추정된 입력 신호의 수신 시점 전후 일정 시간 동안에만 샘플을 보간하여, 시간차를 계산하는 시간을 줄일 수 있다.
시간 차이 재산출 단계(S850)가 시간 차이를 재산출하는 방법은 수식2와 같다.
Tlast는 구하고자 하는 기준 신호와 변조 신호의 시간차이다. DFT는 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform)으로 변조 신호와 기준 신호를 각각 이산 푸리에 변환을 취해서 차를 한다. 기준 신호를 이산 푸리에 변환하면 0부터 시작하여 주파수가 점점 증가하는 형태가 된다. 변조 신호를 이산 푸리에 변환을 하면 임의의 주파수 f1부터 시작하여 주파수가 점점 증가하는 형태가 된다. 변조 신호는 기준 신호가 생성되고 일정 시간만큼 지연되어 생성되는 신호이기에, 변조 신호의 이산 푸리에 변환 결과도 지연된 시간에 해당하는 임의의 주파수 f1부터 시작된다.
변조 신호를 이산 푸리에 변환한 결과와 기준 신호를 이산 푸리에 변환한 결과의 차이에 누나기 2를 하면 두 이산 푸리에 변환 결과 간 주파수 차이가 산출된다. 이 결과에서 쳐프 신호인 기준 신호가 생성된 시간 T를 곱하고 기준 신호가 생성된 시간 T에서의 주파수로 나누어 주면, 기준 신호와 변조 신호의 시간차가 산출된다. 이는 기준 신호와 입력 신호의 시간차와 동일하다.
일 실시예에 있어서, 수신 시각 산출 단계(S840)는 시간 차이 재산출 단계(S850)가 재산출한 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출할 수 있다.
본 발명은 첨부된 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 보호 범위는 첨부된 청구 범위에 의해서만 정해 져야 할 것이다.
10: 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치
110: 하향 변환 신호 생성부
120: 변조 신호 생성부
130: 시간차 산출부
140: 수신 시각 산출부
150: 시간 차이 재 산출부

Claims (10)

  1. 송신원으로부터 수신한 신호의 주파수를 하향 변환하여 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성하는 하향 변환 신호 생성부;
    하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하는 변조 신호 생성부;
    변조 신호와 임의로 생성된 기준 신호를 상호 상관 하여, 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출하는 시간차 산출부;
    기준 신호의 생성 시점 및 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출하는 수신 시각 산출부; 및
    산출된 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높이고, 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환하여 기준 신호와 변조 신호의 시간 차이를 재산출하는 시간 차이 재산출부
    를 포함하는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 하향 변환 신호 생성부는
    송신원으로부터 수신한 신호의 자기 상관 함수를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 결정하는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 하향 변환 신호 생성부는
    수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 통해 추정한 수신한 신호의 주파수 오프셋을 제거하여 하향 변환 신호를 생성하는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 변조 신호 생성부는
    하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하되, 기준 신호는 쳐프 신호인 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 장치.
  5. 삭제
  6. 송신원으로부터 수신한 신호의 주파수를 하향 변환하여 기저 대역 신호인 하향 변환 신호를 생성하는 하향 변환 신호 생성 단계;
    하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하는 변조 신호 생성 단계;
    변조 신호와 임의로 생성된 기준 신호를 상호 상관 하여, 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 산출하는 시간차 산출 단계;
    기준 신호의 생성 시점 및 변조 신호와 기준 신호의 시간차를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 수신 시각을 산출하는 수신 시각 산출 단계; 및
    산출된 수신 시각에서 일정 시간 전후 구간에서만 샘플을 보간하여 샘플링 속도를 높이고, 기준 신호와 변조 신호를 이산 푸리에 변환하여 기준 신호와 변조 신호의 시간 차이를 재산출하는 시간 차이 재산출 단계
    를 포함하는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 하향 변환 신호 생성 단계는
    송신원으로부터 수신한 신호의 자기 상관 함수를 이용하여 송신원으로부터 수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 결정하는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법.
  8. 제 6 항에 있어서, 하향 변환 신호 생성 단계는
    수신한 신호의 변조 방식에 따른 변조 지수를 통해 추정한 수신한 신호의 주파수 오프셋을 제거하여 하향 변환 신호를 생성하는 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법.
  9. 제 6 항에 있어서, 변조 신호 생성 단계는
    하향 변환 신호에 임의로 생성된 기준 신호를 곱하여 변조 신호를 생성하되, 기준 신호는 쳐프 신호인 무선 통신 신호의 수신 시각 산출 방법.
  10. 삭제
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111600824B (zh) * 2020-04-22 2023-04-07 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 一种无人机的图传信号识别方法与装置
GB202009141D0 (en) * 2020-06-16 2020-07-29 Nordic Semiconductor Asa Demodulating frequency-modulated signals

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
MX9802116A (es) * 1995-09-20 1998-05-31 Secr Defence Localizacion de la fuente de una señal desconocida.
KR100532589B1 (ko) 2003-12-26 2005-12-01 한국전자통신연구원 무선인식/위성측위/관성항법을 결합한 통합 측위 장치 및그 방법
JP4443939B2 (ja) * 2004-01-13 2010-03-31 日本信号株式会社 受信時刻計測装置及びこれを用いた距離計測装置
KR100798391B1 (ko) 2005-11-04 2008-01-28 한국수자원공사 실시간 위치측정 시스템을 이용한 유속측정 방법
KR100899139B1 (ko) * 2007-07-19 2009-05-27 인하대학교 산학협력단 무선 통신 시스템 기반 ｆｆｔ를 이용한 수신 장치 및 방법
DE602008004859D1 (de) 2007-07-30 2011-03-24 Core Logic Inc Positionsmessung
KR100946984B1 (ko) 2007-12-10 2010-03-10 한국전자통신연구원 위치추적 시스템 및 방법
US8619672B2 (en) 2008-06-11 2013-12-31 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for multi-sector velocity mobile velocity and doppler estimate for synchronous communication systems
KR20100000606A (ko) * 2008-06-25 2010-01-06 성균관대학교산학협력단 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 주파수 옵셋 추정장치 및 방법, 직교 주파수 분할 다중 시스템에서의 시간오차 추정 방법
KR101116854B1 (ko) * 2008-12-22 2012-03-07 연세대학교 산학협력단 무선 통신 시스템의 시간 동기 방법
US8175134B1 (en) * 2009-04-29 2012-05-08 L-3 Communications, Corp Radio communications system and method having decreased capability for detection by an adversary
KR101067558B1 (ko) * 2009-10-13 2011-09-27 성균관대학교산학협력단 주파수 옵셋 추정 장치 및 주파수 옵셋 추정 방법

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AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant