KR101116854B1 - 무선 통신 시스템의 시간 동기 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명의 실시 예에 따른 순환 지연된 프리앰블을 이용하는 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템의 시간 동기 방법은 상기 프리앰블의 상호 상관 결과를 이용하여 초기 시간 옵셋을 구하는 단계, 상기 초기 시간 옵셋을 이용하여 상기 프리앰블의 경계들을 추정하는 단계 및 상기 추정된 프리앰블의 경계들에 상기 초기 시간 옵셋을 합산하여, 상기 프리앰블의 보호 구간의 위치를 추정하는 단계를 포함한다.

Description

무선 통신 시스템의 시간 동기 방법{TIME SYNCHRONIZATION METHOD FOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명의 실시 예는 무선 통신 시스템의 시간 동기 방법에 관한 것으로, 좀더 상세하게는 직교 주파수 분할 다중화 통신 시스템의 시간 동기 방법에 관한 것이다.

직교 주파수 분할 다중화 시스템(Orthogonal Frequency Division Multiplexing system, 이하 OFDM 시스템)은 다중 경로 페이딩 환경과 협대역 간섭에 매우 강한 특성을 갖는다. 그러나 OFDM 방식의 특성상 변조 및 복조되는 부반송파(subcarrier)들 간의 상호 직교성이 반드시 유지되어야 한다. 이로 인하여, 단일 반송파 시스템에 비해 시간 동기 오차(time synchronization error)나 주파수 동기 오차(frequency synchronization error)에 매우 민감한 특징을 갖는다.

OFDM 기반 무선랜 시스템은 빠르고 정확하게 시간 동기가 이루어지지 않으면, OFDM 심볼의 시작점 오류(symbol timing error)로 인해 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference, 이하 ISI) 및 인접 부반송파간 간섭(Inter Carrier Interference, 이하 ICI)이 나타나게 되어 성능이 크게 열화되거나 패킷 자체를 손 실(packet loss)하는 문제가 발생한다. 이러한 시간 동기 오차로 인한 문제를 해결하기 위하여 다양한 기법들이 연구되고 있다.

본 발명의 목적은 시간 동기 오차를 효율적으로 보상할 수 있는 시간 동기 방법 및 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 시간 동기 방법은 수신 신호의 상호 상관 결과를 이용하여 초기 시간 옵셋을 구하는 단계, 상기 초기 시간 옵셋을 이용하여 상기 수신 신호를 복수의 구간들로 구분하는 단계 및 상기 수신 신호의 복수의 구간들 중 소정의 구간에 상기 초기 시간 옵셋을 합산하여, 상기 수신 신호의 보호 구간의 위치를 추정하는 단계를 포함한다.

실시 예로서, 상기 수신 신호는 프리앰블과 데이터 정보를 포함하며, 상기 초기 시간 옵셋은 상기 수신 신호의 프리앰블의 상호 상관 결과를 이용하여 구한다.

실시 예로서, 상기 수신 신호를 복수의 구간들로 구분하는 단계는 상기 수신 신호의 프리앰블의 상호 상관 결과와 자기 상관 결과를 이용하여 상기 수신 신호의 프리앰블의 구간들의 개수를 추정한다.

실시 예로서, 상기 수신 신호의 상호 상관 결과와 송신 안테나의 구성모드에 따른 순환 지연 값을 이용하여 미세 조정 옵셋을 추정하는 단계를 더 포함하되, 상기 수신 신호의 복수의 구간들 중 소정의 구간에 상기 초기 시간 옵셋과 상기 미세 조정 옵셋을 합산하여, 상기 수신 신호의 보호 구간의 위치를 추정한다.

실시 예로서, 상기 미세 조정 옵셋은 상기 복수의 구간들 중 소정 구간에서의 상호 상관 결과 값이 임계 값을 넘어서는 개수를 이용하여 추정된다.

본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기 방법은 수신 신호의 보호 구간의 위치를 정확하게 추정할 수 있다.

이하에서, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM을 이용한 송수신 시스템을 보여주는 블록도이다. 예시적으로, 도 1의 송수신 시스템은 송수신 단에서 각각 4개의 안테나를 지원한다. 예시적으로, 도 1의 송수신 시스템은 802.11n 시스템일 수 있다.

도 1을 참조하면, 송수신 시스템은 송신단과 수신단을 포함한다. 송신단은 변조 및 인코딩부(100), 역 고속 푸리에 변환부(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)(200), 순환 지연 분기부(Cyclic Shift Diversity, CSD)(300) 및 보호 구간 접합부(400)를 포함한다. 변조 및 인코딩부(100)는 변조부(110) 및 인코딩부( 130)를 포함한다.

수신단은 시간 동기부(510), 주파수 동기부(530), 고속 푸리에 변환부(Fast Fourier Transform, FFT)(600) 및 계산부(700)를 포함한다. 계산부(700)는 채널 추정부(710), 디코딩부(730) 및 복조부(750)를 포함한다. 여기서, 인코딩부(130) 및 디코딩부(730)는 다중 입출력(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 시스템에 적용되는 인코딩부 및 디코딩부일 수 있다.

i번째 안테나에서 전송될 2진 정보 데이터는 전송 채널 특성을 고려하여 그룹화 및 변조된다. 변조된 신호는 파일롯이 추가되어 주파수 영역의 신호(X_i(k))가 된다. 주파수 영역의 신호는 역 고속 푸리에 변환부(200), 순환 지연 분기부(300) 및 보호 구간 접합부(400)를 통하여 시간 영역의 기저 대역 신호로 변환된다. 변환된 시간 영역의 기저 대역 신호(x_i(n))는 수학식 1과 같이 표현될 수 있을 것이다.

이때, -N_g≤n≤N-1 이다.

여기서, N은 전송 부반송파의 개수를 나타낸다. 예시적으로, 전송 부반송파의 개수(N)는 64일 수 있다. n은 샘플 인덱스, k는 송신단 부반송파 인덱스, N_g는 심볼간 간섭(ISI)을 피하기 위해 각 OFDM 심볼 앞에 삽입된 순환 지연된(Cyclic Shift) 보호구간(GI: Guard Interval)의 샘플 수를 의미한다. 예시적으로, 보호구간의 샘플 수가 많은 경우(Long GI 모드)에 N_g=16일 수 있다. 보호구간의 샘플 수가 적은 경우(Short GI 모드)에 N_g=8일 수 있다.

본 발명에 따른 실시 예에 있어서, 각각의 안테나에서 전송되는 프리앰블은 OFDM 심볼별로 순환 지연 분기부(300)에 의하여 순환 지연(Cyclic Shift)된다. 순환 지연 분기부(300)는 의도하지 않은 빔 형성이 생성되는 것을 방지하고 송신 안테나 다이버시티 이득을 얻기 위해 적용된다. 본 발명의 실시 예에 따른 프리앰블을 포함하는 프레임 구조는 이하의 도 3에서 좀더 상세하게 설명될 것이다. 또한, 본 발명의 실시 예에 따른 순환 지연(Cyclic Shift)된 프리앰블의 상호 상관(cross-correlation) 결과는 이하의 도 4에서 좀더 상세하게 설명될 것이다.

한편, 다중 입출력(MIMO) 시스템에서는 각 안테나 경로 별로 채널이 존재한다. h_ji(n)(도 1 참조)는 i번째 안테나와 j번째 안테나 간의 채널 임펄스 응답을 나타낸다. j번째 안테나에서 수신된 기저대역의 신호(r_j(n))는 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

여기서, H_ji(k)는 h_ji(n)의 주파수 영역의 신호, l은 수신단 부반송파 인덱스, τ는 송신단과 수신단의 시간 동기 오차, w_j(n)는 부가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 의미한다.

j번째 안테나에서 수신된 기저대역의 신호는 시간 동기부(510) 및 주파수 동기부(530)에서 다양하게 처리된다. 예를 들어, 시간 동기부(510)에서는 수신된 기 저 대역 신호의 시간 동기를 검출할 수 있다. 주파수 동기부(530)에서는 주파수 에러의 수정 및 이후에 이루어지는 고속 푸리에 변환(FFT)을 위한 윈도우의 조정 등의 다양한 처리가 이루어질 수 있다. 예시적으로, 시간 동기부(510) 및 주파수 동기부(530)는 디지털 신호를 고속으로 연산할 수 있는 디지털 신호 처리기(DSP, Digital Signal Processor)로 구성될 수 있다.

고속 푸리에 변환부(600)는 입력된 시간 영역의 OFDM 심볼을 주파수 영역의 신호로 변환한다. 주파수 영역으로 변환된 OFDM 심볼은 채널 추정부(710), 디코딩부(730) 및 복조부(750)를 통하여 전송하고자 한 데이터 정보로 출력된다.

한편, OFDM 송수신 시스템에서 동기 성능의 열화가 발생하지 않기 위해서는, 고속 푸리에 변환(FFT)의 시작 위치가 OFDM 심볼의 보호구간(GI)에 들어가서 반송파간의 직교성이 유지되어야 한다. 반송파간의 직교성을 유지하기 위하여, 본 발명의 실시 예에 따른 송수신 시스템은 짧은 훈련 신호열(Short Training Field,STF)을 이용한 시간 동기 방식 및 시간 동기부(510)를 제안할 것이다. 이는 이하의 도 4 내지 도 10에서 좀더 상세하게 설명될 것이다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 송수신 시스템은 수신 신호의 검출시 정확한 임계점 초과 위치 검출을 위한 기법과 신호 대 잡음비(Singal to Noise Ratio, SNR) 별로 최적의 임계값을 설정하는 기법을 각각 제안할 것이다. 이는 이하의 도 11 내지 도 13에서 좀더 상세하게 설명될 것이다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 프리앰블과 OFDM 심볼로 구성된 프레임 구조를 나타낸다.

도 2를 참조하면, OFDM 송수신 시스템에서의 프레임은 프리앰블(10)과 OFDM 심볼들(20)을 포함한다. 프리앰블(10)은 짧은 훈련 신호열(STF, Short Training Field)와 긴 훈련 신호열(LTF, Long Training Field)을 포함한다. 짧은 훈련 신호열(STF)은 짧은 훈련 심볼들(STS, Short Training Symbol)(11)을 포함한다. 긴 훈련 신호열(LTF)은 긴 훈련 신호열의 보호구간(GI, Guard Interval)(12)과 긴 훈련 심볼들(LTS, Long Training Symbol)(13)을 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)은 10개의 짧은 훈련 심볼들(11)을 포함하고, 긴 훈련 신호열(LTF)은 2개의 긴 훈련 심볼들(LTS)을 포함한다.

본 발명에 따른 실시 예에 있어서, 시간 동기 동작은 순환 지연(Cyclic Shift)된 프리앰블(10)의 상호 상관(cross-correlation) 결과를 이용하여 수행될 것이다. 이 경우, 시간 동기 동작은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 찾는 방식으로 수행될 것이다. 다시 말하면, 시간 동기 동작은 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI, 12)의 시작점을 찾는 방식으로 수행될 것이다.

한편, 도 2의 프레임 구조는 예시적인 것으로 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, IEEE 802.11n 무선랜 시스템의 PPDU(Physical Layer Convergence Procedure Protocol Data Unit)의 구조는 802.11a/b/g와 같은 non-HT(High Throughput) 시스템으로 동작하기 위한 Legacy 모드와, 데이터 전송률과 성능 향상을 위한 HT 모드로 구분될 수 있다. HT 모드는 Legacy 시스템과의 호환성을 유지하기 위한 HT mixed 모드와 Legacy 시스템과의 호환성을 지원할 필요가 없는 HT Greenfield 모드로 나뉠 수 있다. Legacy 모드와 HT 모드 프리앰블의 공통 신호열(field)은 짧은 훈련 신호열(STF), 긴 훈련 신호열(LTF) 및 L-SIG(Legacy Signal Field)일 수 있다. 짧은 훈련 신호열(STF)은 10개의 짧은 훈련 심볼들(STS)을 포함하고, 긴 훈련 신호열(LTF)은 2개의 긴 훈련 심볼들(LTS)과 보호구간(GI)을 포함할 수 있다. HT 모드에서는, 공통 신호열 이후에, HT_SIG, HT-STF, HT-LTF 등이 첨부될 수 있다.

도 3은 순환 지연(Cyclic Shift)된 프리앰블의 상호 상관 결과를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 순환 지연(Cyclic Shift)된 프리앰블의 상호 상관 결과가 도시되어 있다. 예시적으로, 도 3에서는 두 개의 송신 안테나와 두 개의 수신 안테나(2TX-2RX)를 갖는 무선랜 시스템의 프리앰블의 상호 상관 특징을 나타낸다. 순환 지연 분기부(300, 도 1 참조)에 의하여 순환 지연된 프리앰블이 다수의 전송 안테나를 통해 전송되면, 수신단에서는 다중 입출력(MIMO) 채널을 통과한 신호들이 합쳐진 형태로 수신된다. 두 피크(peak)간 거리는 순환 지연(Cyclic Shift)된 값만큼의 차이를 가지며, 최고치를 갖는 피크(peak)의 개수는 전송 안테나의 수에 비례하여 증가한다.

순환 지연된 두 개의 송신 안테나와 두 개의 수신 안테나(2TX-2RX)를 갖는 무선랜 시스템에서, 첫 번째 수신안테나의 수신 신호는 수학식 3으로 표현될 수 있다. 또한, 이때의 채널을 수학식 5로 표현했을 경우에 수학식 3는 수학식 5로 정리될 수 있다. 이 경우, *은 convolution 연산을 의미한다.

이 후, 수신된 신호는 미리 알고 있는 짧은 훈련 심볼(STS)과 상호 상관(cross-correlation) 동작을 수행하고, 이는 수학식 6과 같이 정리될 수 있다.

수학식 6을 참조하면, 상호 상관(cross-correlation)의 피크(peak)는 n이 0이나 d인 지점에서 발생하며, 채널 값 α와 β값에 따라 한 구간에서의 가장 큰 피크의 위치가 결정될 수 있다.

한편, 도 1에서 설명한 바와 같이 OFDM 시스템에서 동기 성능의 열화가 발생하지 않기 위해서는, 일반적으로 고속 퓨리에 변환(FFT, Fast Fourier Transform) 의 시작 위치가 OFDM 심볼의 보호 구간(GI) 앞에 위치하여야 한다. 예를 들어, 심볼 동기 성공의 조건은 고속 퓨리에 변환(FFT)의 시작 위치가 원래 심볼의 시작` 위치보다 -GI/2 샘플 이내가 되는 것으로 규정할 수 있다. 고속 퓨리에 변환(FFT)의 시작 위치가 -GI/2 샘플 이상인 범위에 존재하게 되면, 심볼 간의 직교성이 깨지게 되어 성능 열화가 유발되기 때문이다.

심볼 간의 직교성을 위하여, 본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기부(510)는 동기 완료 시점이 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI) 앞 또는 보호 구간(GI)내에 위치하도록 할 것이다. 즉, 본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기부(510)는 상호 상관(cross-correlation) 오차를 고려하여 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출할 것이다. 이는 상호 상관(cross-correlation) 결과에 따라 경계 구간이 잘못 설정되는 것을 방지하기 위함이다. 본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기부(510)는 이하의 도 4에서 좀더 상세하게 설명될 것이다.

도 4는 도 1의 시간 동기부(510)를 구체적으로 나타내는 블록도이다.

도 4을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기부(510)는 초기 시간 옵셋 추정부(511), 제 1 경계 검출부(512) 및 제 2 경계 검출부(516)를 포함한다. 제 1 경계 검출부(512)는 에너지 및 파워 계산부(513), 임계 전압 추정부(514) 및 임계 전압 재확인부(515)를 포함한다. 제 2 경계 검출부(516)는 심볼 경계 추정부(517) 및 초기 시간 옵셋 보상부(518)를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기부(510)는 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 경계를 대략적으로 검출하기 위한 일련의 동작을 수행한다. 이 후, 본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기부(510)는 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 경계를 구체적으로 검출하기 위한 일련의 동작을 수행한다.

예를 들어, 제 1 경계 검출부(512)는 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 대략적인 경계를 검출하기 위한 일련의 동작을 수행한다.

자세히 설명하면, 에너지 및 파워 계산부(513)는 수신 신호의 에너지와 파워를 계산한다. 예시적으로, 본 발명의 실시 예에 따른 에너지 및 파워 계산부(513)는 최대 표준 상관(Maximum Normailzed Correlation, MNC) 기법을 이용하여 에너지와 파워를 계산할 수 있다. 임계 전압 추정부(514)는 신호를 검출하기 위한 임계 전압(Vth)을 추정한다. 예시적으로, 본 발명의 실시 예에 따른 임계 전압 추정부(514)는 신호 대 잡음비(SNR)에 따라 임계 전압을 가변되게 설정함으로써 성능을 향상시킬 수 있다. 임계 전압 재확인부(515)는 임계 전압을 초과하는 지점을 재확인한다. 이는 임계 전압을 초과하는 신호를 검출하여 허위 경보(false alarm)로 인한 오류를 방지하기 위함이다.

상술한 방법에 의하여, 제 1 경계 검출부(512)는 채널 특성 등에 가장 적절한 임계 전압을 설정할 수 있다. 또한, 제 1 경계 검출부(512)는 결정된 임계 전압에 기초하여 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 대략적인 경계를 검출할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출부(510)의 동작은 이하의 도 11 내지 도 13에서 좀더 상세하게 설명될 것이다.

한편, 초기 시간 옵셋 추정부(511)는 한 심볼 구간에 상호 상관(cross-correlation)을 수행하여 초기 시간 옵셋을 구한다. 이러한 초기 시간 옵셋은 경계 구역 검출 과정에 반영된다. 즉, 제 2 경계 검출부(516)는 초기 시간 옵셋을 이용하여 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 경계를 구체적으로 검출한다.

자세히 설명하면, 수신 신호가 수신되고, 자동 이득 조절(Auto Gain Control, AGC)이 완료되면, 초기 시간 옵셋 추정부(511)는 상호 상관(cross-correlation)의 수행에 의하여 초기 시간 옵셋을 추정한다. 심볼 경계 추정부(517)는 초기 시간 옵셋 추정부(511)에 의하여 추정된 초기 시간 옵셋을 반영하여 짧은 훈련 심볼들(STS)의 개수 및 경계를 추정한다. 짧은 훈련 심볼 구역의 개수가 추정되면, 초기 시간 옵셋 보상부(518)는 초기 시간 옵셋 추정부(511)에 의하여 추정된 초기 시간 옵셋을 이용하여 초기 시간 옵셋 보정을 수행한다.

상술한 방법에 의하여, 제 2 경계 검출부(516)는 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 구체적으로 검출할 수 있다. 즉, 제 2 경계 검출부(516)는 구체적인 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI) 시작점을 추정할 수 있다. 이는 이하의 도 5 내지 도 10에서 좀더 상세하게 설명될 것이다.

한편, 상술한 제 1 경계 검출부(512)와 초기 시간 옵셋 추정부(511)의 동작 순서는 예시적인 것으로 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, 제 1 경계 검출부(512)에 의한 동작은 초기 시간 옵셋 추정부(511)에 의한 초기 시간 옵셋을 추정하는 동작과 동시에 수행될 수 있을 것이다. 다른 예로, 제 1 경계 검출부(512)에 의한 동작은 초기 시간 옵셋 추정부(511)에 의한 동작보다 먼저 수행될 수 있을 것이다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다. 예시적으로, 도 5에서는 제 2 짧은 훈련 심볼(STS2)에서 심볼 동기(symbol syncronization) 동작이 수행된다고 가정된다. 또한, 예시적으로, 두 개의 송신 안테나와 두 개의 수신 안테나(2TX-2RX)를 갖는 송수신 시스템에서 심볼 동기 동작이 수행된다고 가정된다.

도 5를 참조하면, 자동 이득 제어(AGC, Auto Gain Control)가 완료된 시점부터 동기 동작이 수행될 것이다. 이는 자동 이득 제어(AGC)가 완료된 시점부터 상호 상관(cross-correlation) 동작이 수행됨을 의미한다. 예시적으로, 상호 상관 결과 제 1 피크가 제 2 피크보다 우세하다고 가정된다.

이 경우에 동기 시작 시점부터 제 1 피크 사이의 구간이 초기 시간 옵셋으로 구해진다. 구해진 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 과정에 미리 반영된다. 초기 시간 옵셋이 경계 검출 과정에서 미리 반영됨으로써, 임의의 시점에서 자동 이득 제어(AGC)가 완료되더라도, 짧은 훈련 심볼(STS)의 일정한 시점에서 시간 동기 동작이 시작될 수 있다.

예를 들어, 도 5를 참조하면, 제 2 짧은 훈련 심볼(STS2)의 임의의 시점에서 동기 동작이 시작된다. 이 경우, 상호 상관(cross-correlation) 결과를 이용하여, 동기 시작 시점부터 제 2 짧은 훈련 심볼(STS2)과 제 3 짧은 훈련 심볼(STS3)의 경계 사이의 구간이 초기 시간 옵셋으로 계산된다. 계산된 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 과정에 미리 반영된다. 이로 인해, 제 1 구간은 제 1 피크가 위치한 시점부터 시작될 수 있다.

짧은 훈련 심볼(STS)의 개수는 상호 상관(cross-correlation) 결과와 자기 상관 결과(auto-correlation)를 이용하여 추정된다. 예를 들어, 계속해서 도 5를 참조하면, 동기 시작 시점부터 동기 완료 시점 사이의 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수는 7개로 추정된다. 다시 말하면, 동기 시작 시점부터 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계 사이의 구간은 제 1 내지 제 7 경계 구간으로 구분된다.

이 후, 최종적인 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점을 찾기 위하여, 초기 시간 옵셋이 더하여진다. 즉, 도 5를 참조하면, 제 7 구간에 초기 시간 옵셋이 더하여짐으로써, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작 시점이 구하여진다.

한편, 상술한 방법은 이하의 수학식 7 내지 12에 의하여 계산될 수 있다. 수학식 7은 대략적인 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계 구역 검출을 위해 신호의 자기 상관(auto-correlation) 값이 최대가 되는 지점에서부터 임의의 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수(N_reg)를 추정하는 식이다. 예시적으로, 수학식 7은 신호 대 잡음비(SNR) 계산에 따른 오버 헤드가 필요 없으면서 최대 우도 (Maximum Likelihood, ML) 기법과 유사한 성능을 보이는 최대 표준 상관(Maximum Normalized Correlation, MNC) 기법을 이용하였다.

수학식 7에서 f_MNC는 최대 표준 상관(MNC)방식을 이용한 신호 검출 기법으로써 수학식 8과 같고, Thr은 신호 검출의 기준이 되는 문턱 전압(threshod), N_S는 짧은 훈련 심볼(STS)의 샘플수로써 N=16, T_{first fineoffs}는 수신단에서 알고있는 짧은 훈련 심볼(STS) 신호인 SS*(k)와 수신된 신호간의 상호 상관(cross-correlation)을 수행하여 추정한 심볼 오차로써 수학식 9와 같이 나타낼 수 있으며, L_b는 상관 동작(correlation)을 수행하는 윈도우의 크기로 프리앰블의 한 주기를 나타낸다.

즉, 수학식 7 내지 9를 이용하면 원 심볼보다 후위에 있는 피크가 선택 되어질 때 옵셋값을 감하면서 경계구역은 한 구역 작게 검출되므로 최종적으로 시간 동기가 된 심볼의 위치는 수학식 6의 n=d인 지점이 아닌, n=0인 지점이 되어 OFDM 보호구간 안으로 들어오게 된다.

수학식 8에서 S_k는 자기 상관 관계(Auto-correlation), P_k는 신호의 파워를 의미한다. 이를 정리하면 수학식 10, 11과 같이 표현되며, 이때 r_{m ,k}는 수신된 짧은 신호 심볼(STS), D는 반복되는 시퀀스의 한 주기를 의미한다.

수학식 7 내지 11을 통해 얻은 결과를 이용하여 최종적으로 수학식 12를 통해 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점을 찾게 되는데, 수학식 7의 경계 검출 과정에서 미리 감해진 시간 오차는 이 단계에서 보상이 된다.

도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다. 도 6의 경계 검출 동작은 상호 상관 결과 제 2 피크가 제 1 피크보다 우세한 점을 제외하고, 도 5의 경계 검출 동작과 유사하다. 따라서, 이하에서는 도 5의 경계 검출 동작과의 차이점을 중심으로 도 6의 경계 검출 동작이 설명될 것이다.

도 6을 참조하면, 상호 상관 결과 제 2 피크가 제 1 피크보다 우세하다고 가정된다. 따라서, 도 5와 달리, 이 경우에 동기 시작 시점부터 제 2 피크 사이의 구간이 초기 시간 옵셋으로 구해진다. 구해진 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 과정에 미리 반영된다. 이 후, 동기 시작 시점부터 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계 사이의 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수가 추정된다. 이 후, 제 7 구간에 초기 시간 옵셋이 더하여진다. 따라서, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작 시점은 동기 완료 시점으로 추정된다.

도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다. 예시적으로, 도 7에서는 세 개의 송신 안테나와 세 개의 수신 안테나(3TX-3RX)를 갖는 송수신 시스템에서 심볼 동기 동작이 수행된다고 가정된다. 이하에서는 도 5 및 도 6의 경계 검출 동작과의 차이점을 중심으로 도 7의 경계 검출 동작이 설명될 것이다.

도 7을 참조하면, 자동 이득 제어(AGC)가 완료된 시점부터 상호 상관(cross-correlation) 동작이 수행된다. 도 5 및 도 6과 달리, 도 7에서는 상호 상관(cross-correlation) 결과 세 개의 피크가 나타난다. 이는 도 7의 송수신 시스템은 세 개의 송신 안테나와 세 개의 수신 안테나(3TX-3RX)를 갖기 때문이다. 이 경우, 예시적으로, 상호 상관 결과 제 2 피크가 제 1 및 제 3 피크보다 우세하다고 가정된다.

이 경우에 동기 시작 시점부터 제 2 피크 사이의 구간이 초기 시간 옵셋으로 구해진다. 구해진 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 과정에 미리 반영된다. 이 후, 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수가 추정되고, 제 7 구간에 초기 시간 옵셋이 더하여진다. 이는 도 5 및 도 6의 경계 검출 동작과 유사하므로 자세한 설명은 생략될 것이다.

한편, 도 5 내지 도 7의 경계 검출 동작은 예시적인 것으로 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, 본 발명에 따른 경계 검출 동작은 M 개의 송신 안테나와 N 개의 수신 안테나(M, N은 2 이상의 정수)를 갖는 송수신 시스템에 적용될 수 있을 것이다. 또한, 제 1 내지 제 3 피크 중 어느 한 피크도 가장 우세한 값을 가질 수 있을 것이다.

한편, 도 5 내지 도 7의 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 경계를 검출하는 방식은 안테나 구성과 순환 지연 값(Cyclic Shift Diversity value)에 따라 심볼간 간섭 자유 구간(ISI-free region)의 마진(margin)내에서 동기 완료 될 것이다. 예를 들어, 도 5를 참조하면, 동기 완료 시점은 심볼간 간섭 자유 구간(ISI-free region)의 마진(margin)인 [-GI/2, +GI/2] 사이에 속할 것이다. 이하의 도 8 내지 도 11에서는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 마진(margin)에 대한 제한 조건이 없는 동기 방식이 설명될 것이다.

도 8은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다. 도 8의 경계 검출 동작은 제 2 초기 시간 옵셋 보상을 제외하고는 도 5의 경계 검출 동작과 유사하다. 따라서, 이하 에서는 도 5의 경계 검출 동작과의 차이점을 중심으로 도 8의 경계 검출 동작이 설명될 것이다.

도 8을 참조하면, 자동 이득 제어(AGC)가 완료된 시점부터 동기 동작이 수행된다. 예시적으로, 도 8에서는 상호 상관(cross-correlation) 결과 제 1 피크가 제 2 피크보다 우세하다고 가정된다.

이 경우, 동기 시작 시점부터 제 1 피크 사이의 구간이 제 1 초기 시간 옵셋으로 구해진다. 이는 도 5의 초기 시간 옵셋과 동일하므로 자세한 설명은 생략된다. 구해진 제 1 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계 검출 과정에 미리 반영된다. 또한, 짧은 훈련 심볼들(STS)의 개수가 추정된다.

짧은 훈련 심볼들(STS)의 개수가 추정된 후, 도 8의 경계 검출 동작은 제 2 초기 시간 옵셋을 보상함으로써 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점을 추정한다. 예를 들어, 도 8을 계속해서 참조하면, 제 7 구간에 제 2 초기 시간 옵셋을 더하여 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점을 추정한다.

이 경우, 도 5의 경계 검출 동작과 달리 마진(margin)에 대한 제한 없이 시간 동기 동작이 수행될 수 있다. 다시 말하면, 도 8의 경계 검출 동작은 짧은 훈련 심볼들(STS)의 개수가 추정된 후 제 2 초기 시간 옵셋을 보상함으로써, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점을 좀더 정확하게 추정할 수 있다. 이는 안테나 구성과 순환 지연 값(Cyclic Shift Diversity value)에 상관없이, 경계 검출 오차가 '0'이 될 수 있음을 의미한다.

한편, 상술한 바와 같이, 도 8의 경계 검출 동작은 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수를 추정하는 단계까지는 도 5의 경계 검출 동작과 유사하다. 이하에서는 제 2 초기 시간 옵셋을 추정하는 방법이 수학식 13 및 14를 이용하여 좀더 상세하게 설명될 것이다.

수학식 13에 의하여, 도 8의 경계 검출 동작에 따른 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점을 찾을 수 있다. 수학식 13에서, T_{offs _ pseudo} 는 허위 피크(Pseudo peak)에 의한 시간 옵셋을 의미한다. 이는 수학식 14로 나타낼 수 있다.

수학식 14에서, V_pseduo 는 송신 안테나(TX antenna)의 수와 N_peak 에 따라 결정되며, 이는 표 1과 같다.

		송신 안테나 개수
		1	2	3	4
Npeak	1	0	0	0	0
	2	.	4	2	1
	3	.	.	4	2
	4	.	.	.	4

이 경우, N_peak 는 {(N_reg - 1)*L_b + T_fineoffs - V_CSD} ~ {(N_reg - 1)*L_b + T_fineoffs}의 범위에서 임계 전압(Thr)을 넘는 상호 상관(cross-correlation) 결과에 따른 피크(peak)의 총 개수를 의미한다. V_CSD 는 가장 큰 순환 지연 값(CSD value)의 시간 도메인 샘플(time domain sample)을 나타낸다. 한편, N_peak 계산부와 T_fineoffs 계산부는 하드웨어적으로 공유될 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이, 제 2 초기 시간 옵셋은 상호 상관(cross-correlation) 결과 값이 임계 전압(Thr)을 넘는 피크(peak)의 개수를 측정하고, 송신 안테나 구성 모드에 따라 적용되는 순환 지연 적용 값을 이용하여 추정된다. 제 2 초기 시간 옵셋은 첫 번째 이외의 송신 안테나에 의해 최대 상호 상관 결과가 유발되는 경우 발생하는 시간 옵셋을 보상하기 위하여 추정될 수 있다. 한편, 제 2 초기 시간 옵셋은 도 5의 초기 시간 옵셋과 미세 조정 옵셋의 합으로 표현될 수 있다.

도 9 및 도 10은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다. 도 9 및 10의 경계 검출 동작은 도 8의 경계 검출 동작과 유사하다. 따라서, 이하에서는 도 8의 경계 검출 동작과의 차이점을 중심으로, 도 9 및 도 10의 경계 검출 동작이 설명될 것이다.

도 9를 참조하면, 상호 상관(corss-correlation) 결과, 제 2 피크가 제 1 피크보다 우세하다고 가정된다. 이 경우, 도 9의 경계 검출 동작은 제 1 구간의 시작점이 제 2 피크의 위치라는 점을 제외하고는 도 8의 경계 검출 동작과 유사할 것이다.

도 10을 참조하면, 도 10의 송수신 시스템은 도 8과 달리 3개의 송신 안테나와 3개의 수신 안태나(3TX-3RX)를 갖는다고 가정된다. 또한, 상호 상관(corss-correlation) 결과, 제 2 피크가 제 1 피크보다 우세하다고 가정된다. 상술한 차이점을 제외하고는, 도 10의 경계 검출 동작은 도 8의 경계 검출 동작과 유사한 방식에 의하여 수행될 수 있음이 이해될 것이다.

한편, 상술한 도 5 내지 도 10의 경계 검출 동작은 예시적인 것으로 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, 상술한 경계 검출 동작은 제 n 짧은 훈련 심볼(STS)과 제 n+1 짧은 훈련 심볼(STS)의 경계를 찾을 수 있을 것이다. 예를 들어, 제 9 짧은 훈련 심볼(STS9)과 제 10 짧은 훈련 심볼(STS10)의 경계를 찾는 경우, 이는 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수를 추정한 후 1을 감하여 수학식 12 또는 13을 적용함으로써 수행될 수 있을 것이다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 임계 전압을 보여주고, 도 12는 4dB 신호 대 잡음비(SNR)에서의 최대 표준 상관(MNC) 값을 보여주는 그래프이다.

도 11 및 도 12를 참조하면, 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 대략적인 경계 검출 과정은 최대 표준 상관(MNC)값이 높은 값을 유지하다가 낮은 값으로 내려가는 지점을 찾아야 한다. 예를 들어, 도 8을 참조하면, 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 대략적인 경계는 최대 표준 상관(MNC) 값과 임계 전압의 교차점을 기준으로 구분될 수 있다.

그러나 도 12와 같이 낮은 신호 대 잡음비(SNR)의 환경에서는 노이즈의 영향으로 인하여 허위 경보(false alarm)가 발생하는 경우가 있다. 따라서, 본 발명의 실시 예에 따른 시간 동기 방법은 처음 임계치를 넘은 후 다시 몇 샘플 이후에 임계치를 넘었는지를 확인하여 경계 값을 판단할 것이다. 예시적으로, 상기 경계 검출 방법은 재결정 모드로 칭해질 수 있다.

예를 들어, 짧은 훈련 심볼(STS)의 자기 상관(auto-correlation) 특성이 시간축에서 8 샘플 주기를 갖고 있고, 다시 그 사이 4 샘플을 주기로 저점을 갖는다고 가정 된다.

이 경우,

를 만족하는 n의 재확인 시점은 짧은 훈련 심볼(STS)의 4분주기와 반주기에 해당하는 4번째와 8번째로 설정된다. 즉, 본 발명에 따른 실시 예에 있어서,

값이 처음으로 임계치보다 작아지면, 8번째 후의 지점에서도 동일한 값을 가져야 하므로 처음 검출된 경계 지점이 노이즈에 의한 것인지를 판단할 수 있다.

한편, 재결정 모드를 통한 동기의 성공률은 임계값의 영향을 받는다. 예를 들어, 신호 대 잡음비(SNR)별로 적당한 임계값이 다를 수 있다. 또한, 같은 신호 대 잡음비(SNR)에서도 노이즈에 의해 임계값이 변할 수 있다. 이 경우에 임계값을 고정하면, 허위 경보(false alarm)을 일으키게 되어 동기가 실패할 수 있다. 따라서, 상술한 문제점을 방지하기 위하여, 본 발명에 따른 시간 동기 방법은 가변하는 임계값을 사용하여 임계값을 결정할 것이다. 예시적으로, 상기 임계값 결정 방법은 가변 임계값 결정 방법으로 칭해질 것이다.

예를 들어, 본 발명의 실시 예에 따른 가변 임계값 결정 방법은 수학식 15과 같이 최대 표준 상관(MNC) 값을 이동 평균 취하여 임계값을 결정할 수 있다.

여기서 c는 channel weighting factor를, N은 이동 평균을 취할 샘플 개수를 나타낸다. 예시적으로, 도 13에서는 실험에 의하여 신호 대 잡음비(SNR)에 따라 최적의 동기 성능을 갖는 c와 n이 도시되어 있다.

도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 경계 경계 검출 동작을 보여주는 순서도이다.

S100 단계에서, 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 경계가 대략적으로 검출된다. 다시 말하면, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 위치가 대략적으로 검출된다.

자세히 설명하면, 수신 신호의 에너지와 파워를 계산에 의하여, 가변 임계 전압이 결정된다.(S110 단계) 예를 들어, 수신 시호의 에너지와 파워는 최대 우도(ML) 기법을 이용하여 계산될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시 예에 따른 가변 임계값은 수학식 15에 의하여 결정될 수 있을 것이다.

가변 임계 전압이 결정된 후, 결정된 가변 임계 전압이 적절한 지의 여부가 확인된다. 가변 임계 전압이 적절하지 않은 것으로 판단된 경우, 가변 임계 전압은 다시 결정된다.(S130 단계) 이는 허위 경보(false alarm)로 인한 오류를 감소시키기 위함이다.

S200 단계에서, 초기 시간 옵셋이 상호 상관(cross-correlation) 결과에 의하여 추정된다. 추정된 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 과정에 미리 반영된다. 또한, 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 최종적으로 검출하는 과정에 반영될 수 있다.

S300 단계에서, 짧은 훈련 신호열(LTF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계가 구체적으로 추정된다. 즉, 짧은 훈련 신호열(LTF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계가 대략적으로 검출되고, 초기 시간 옵셋이 추정된 다음에는 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점이 검출될 것이다.

자세히 설명하면, 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수가 추정된다.(S310 단계) 이 경우, 초기 시간 옵셋은 짧은 훈련 심볼(STS) 개수의 추정 전에 미리 반영될 것이다. 이 후, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점이 추정된다.(S330 단계) 예를 들어, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작점은 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수가 추정된 후, 초기 시간 옵셋을 보상함으로써 추정될 것이다. 이는 도 5 내지 도 7에서 자세히 설명되었으므로, 상세한 설명은 생략된다. 다른 예로, 긴 훈련 신호열(LTF)의 보호 구간(GI)의 시작저은 짧은 훈련 심볼(STS)의 개수가 추정된 후, 제 2 초기 시간 옵셋을 보상함으로써 추정될 것이다. 이는 도 8 내지 도 10에서 자세히 설명되었으므로, 상세한 설명은 생략된다.

상술한 방법에 의하여, 본 발명의 실시 예에 따른 경계 검출 방법은 긴 훈련 신호열(LTF)과 짧은 훈련 신호열(STF)의 경계를 효과적으로 검출할 수 있다. 이는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 송수신 시스템에 있어서, 반송파간의 직교성이 유지될 수 있음을 의미한다. 또한, 본 발명의 실시 예에 따른 경계 검출 방법은 가변 임계값을 설정함으로써, 채널에 특성에 따른 최적의 임계값을 설정할 수 있다.

한편, 본 발명의 범위 또는 기술적 사상을 벗어나지 않고 본 발명의 구조가 다양하게 수정되거나 변경될 수 있음은 이 분야에 숙련된 자들에게 자명하다. 상술한 내용을 고려하여 볼 때, 만약 본 발명의 수정 및 변경이 아래의 청구항들 및 균등물의 범주 내에 속한다면, 본 발명이 이 발명의 변경 및 수정을 포함하는 것으로 여겨진다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM을 이용한 송수신 시스템을 보여주는 블록도이다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 프리앰블과 OFDM 심볼로 구성된 프레임 구조를 나타낸다.

도 3은 순환 지연(Cyclic Shift)된 프리앰블의 상호 상관 결과를 나타낸다.

도 4는 도 1의 시간 동기부(510)를 구체적으로 나타내는 블록도이다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다.

도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다.

도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다.

도 8은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다.

도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다.

도 10은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 짧은 훈련 신호열(STF)과 긴 훈련 신호열(LTF)의 경계를 검출하는 동작을 나타낸다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 임계 전압을 보여준다.

도 12는 4dB 신호 대 잡음비(SNR)에서의 최대 표준 상관(MNC) 값을 보여주는 그래프이다.

도 13은 신호 대 잡음비(SNR)에 따라 최적의 동기 성능을 갖는 c와 n을 보여준다.

도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 경계 경계 검출 동작을 보여주는 순서도이다.

Claims (6)

1. 무선 통신 시스템의 시간 동기 방법에 있어서,

   수신 신호의 상호 상관 결과를 이용하여 초기 시간 옵셋을 구하는 단계;

   상기 초기 시간 옵셋을 이용하여 상기 수신 신호를 복수의 구간들로 구분하는 단계;

   상기 수신 신호의 상호 상관 결과와 순환 지연 값을 이용하여 미세 조정 옵셋을 추정하는 단계; 및

   상기 초기 시간 옵셋과 상기 미세 조정 옵셋을 이용하여 상기 수신 신호의 보호 구간의 위치를 추정하는 단계를 포함하는 시간 동기 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 수신 신호는 프리앰블과 데이터 정보를 포함하며, 상기 초기 시간 옵셋은 상기 수신 신호의 프리앰블의 상호 상관 결과를 이용하여 구하는 시간 동기 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 수신 신호를 복수의 구간들로 구분하는 단계는

   상기 수신 신호의 프리앰블의 상호 상관 결과와 자기 상관 결과를 이용하여 상기 수신 신호의 프리앰블의 구간들의 개수를 추정하는 시간 동기 방법.
4. 삭제
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 미세 조정 옵셋은 상기 복수의 구간들 중 소정 구간에서의 상호 상관 결과 값이 임계 값을 넘어서는 개수를 이용하여 추정되는 시간 동기 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 수신 신호의 보호 구간의 위치를 추정하는 단계는 상기 복수의 구간 중 소정 구간에 상기 초기 시간 옵셋과 상기 미세 조정 옵셋을 합산하여 상기 수신 신호의 보호 구간의 위치를 추정하는 것을 특징으로 하는 시간 동기 방법.

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