JP2019507997A - 重複多重変調方法、装置及びシステム - Google Patents

Abstract

本発明に係る重複多重変調方法、装置及びシステムは、設計パラメーターによって時間領域又は周波数領域において波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成するステップと、
重複多重回数によって、前記初期エンベロープ波形を時間領域又は周波数領域において予め定めたスペクトル間隔でシフトし、各サブキャリアのエンベロープ波形を獲得するステップと、
入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップと、
前記正負符号シーケンスおけるシンボルに、それぞれ対応するサブキャリアのエンベロープ波形を乗じて、各サブキャリアの変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
前記各サブキャリアの変調エンベロープ波形を時間領域又は周波数領域で重複して、時間領域又は周波数領域における多重変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
前記時間領域又は周波数領域における多重変調エンベロープ波形を時間領域又は周波数領域における多重変調エンベロープ波形に変換するステップと、を含むものである。獲得される多重変調エンベロープ波形が、時間領域又は周波数領域において、波形が滑らかになり、時間領域又は周波数領域にエネルギーが集中しており、且つは持続時間が短いので、スペクトルの利用率と信号の伝送速度が高くなり、伝送電力とビット誤り率が低くなるのである。
【選択図】 図８

Description

本発明は、通信分野に関し、特に重複多重変調方法、装置及び重複多重システムに関するものである。

時間分割（以下、時分割と略称する）多重（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）は、デジタル通信において、短い時間間隔が占有されている複数の信号のシンボルが長い時間間隔を共有する技術である。周波数分割多重化ＦＤＭ（Frequency Division Multiplexing）は複数の狭い帯域の信号が一つの広い帯域幅を共有する技術である。利用されている信号の帯域幅はそれぞれＢ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４、…となっている。もちろん、同じ帯域幅を占有することもある。△Ｂは最小保護帯域幅である。実際の保護帯域幅はやや広めに設定される。△Ｂは、多重分離フィルターの遷移幅及びシステムの最大周波数ドリフト並びにチャンネルの最大周波数拡散量より大きいはずである。これは最もよく使われる周波数分割多重技術である。既存の放送システム、通信システムやレーダーシステムなどでは、ほとんどこの技術を採用している。この技術の最大の特徴といえば、利用される信号のスペクトラム間は相互に隔離され、相互に干渉しないことである。

図１Ａは、通常の時分割多重技術を示すブロック図である。図１Ａにおいて、多重化対象となっている信号シンボルの時間間隔（プロセスでは、タイムスロットと称する）は、それぞれＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、…となっている。プロセスでは、普通、同じなタイムスロット幅を設定する。△Ｔは、最小保護タイムスロットを表す。実際の保護タイムスロット幅は、やや広めに設定される。△Ｔは、多重分離ゲート回路の遷移時間とシステムのタイムジッター量より大きいはずである。これは最もよく使われる時分割多重技術である。既存のマルチチャンネルデジタル放送システム、マルチチャンネルデジタル通信などのシステムでは、ほとんどこの技術を採用している。

図１Ｂは、周波数分割多重技術を示すプロック図である。利用されている信号の帯域幅は、それぞれＢ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｂ４、…となっている。もちろん、同じ帯域幅を占有することもある。△Ｂは最小保護帯域幅である。実際の保護帯域幅は、やや広めに設定される。△Ｂは、多重分離フィルターの遷移幅及びシステムの最大周波数ドリフト並びにチャンネルの最大周波数拡散量より大きいはずである。これは最もよく使われる周波数分割多重技術である。既存の放送システム、通信システムやレーダーシステムなどでは、ほとんどこの技術を採用している。この技術の最大の特徴といえば、利用される信号のスペクトラム間は相互に隔離され、相互に干渉しないことである。
当該技術がデジタル通信に適用される最大の特徴といえば、多重化される信号シンボル同士は、時間的に相互に完全に隔離され、相互に干渉しないため、多重化される信号シンボルに制限なく、また、各信号の占有時間間隔（タイムスロット幅）が異なってもよいこと。それらのタイムスロットが重複しない限り、異なる通信システムにも適用される。そのために、最も広く用いられる。但し、システムのスペクトル効率の改善に対して、多重化自体は何の役にも立たない。

よって、従来の見解では、隣接するチャネル同士の干渉を避けるために、時間領域で隣接するチャネル同士を重複しないように配列する。但し、当該技術は、スペクトル効率の向上に制限がある。既存技術では、時分割多重技術について、チャネル同士が相互に隔離しなくても、相互に重複していることが考えられる。図２Ａに示すように、既存の技術は、チャンネル同士の重複を新しいエンコード制約関係と見なされ、さらに、この制約関係に基づいて対応する変調・復調技術を提供する。これによって、重複時分割多重（ＯｖＴＤＭ：Overlapped Time Division Multiplexing）と称され、この技術によって、スペクトル効率が重複回数Ｋに比例して増加される。周波数領域では、重複周波数分割多重（Overlapped Frequency Division Multiplexing）と称され、図２Ｂに示されている。

理論的には、重複時分割多重技術或いは重複周波数分割多重を用いてデータを伝送する場合、重複回数であるＫを無限に増加することができるので、スペクトル効率も無限に向上することができる。但し、試験室の研究段階で、重複回数Ｋの増加に伴ってスペクトル効率が向上するが、それに伴って伝送電力も増加する。伝送電力の増加によって、逆に重複回数Ｋの増加をある程度制限し、スペクトル効率の向上にも制限がある。

本開示の第１側面によれば、重複時分割多重変調方法を提供可能となる。当該方法は、
設計パラメーターによって時間領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成するステップと、
重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を時間領域において予め定めたシフト間隔でシフトし、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を獲得するステップと、
入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップと、
変換された正負符号シーケンスにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を乗じて、各時刻の変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
各時刻の変調エンベロープ波形を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形を獲得するステップと、を含む。

本開示の第２側面によれば、重複時分割多重変調装置を提供可能となる。当該装置は、
設計パラメーターによって時間領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成する波形生成モジュールと、
重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を時間領域において予め定めたシフト間隔でシフトし、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を獲得するシフトモジュールと、
入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する変調モジュールと、
変換された正負符号シーケンスにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を乗じて、各時刻の変調エンベロープ波形を獲得する乗算モジュールと、
各時刻の変調エンベロープ波形を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形を獲得する重複化モジュールと、を含む。

本開示の第３側面によれば、重複周波数分割多重変調方法を提供可能となる。当該方法は、
設計パラメーターによって周波数領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成するステップと、
重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を周波数領域において予め定めたスペクトル間隔でシフトし、各サブキャリアのエンベロープ波形を獲得するステップと、
入力されたデジタル信号シーケンス正負符号シーケンスに変換するステップと、
前記正負符号シーケンスにおけるシンボルにそれぞれ対応するサブキャリアのエンベロープ波形を乗じて、各サブキャリアの変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
前記各サブキャリアの変調エンベロープ波形を周波数領域で重複して、周波数領域における多重変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
前記周波数領域における多重変調エンベロープ波形を変換して、時間領域における多重変調エンベロープ波形を獲得するステップと、を含む。

本開示の第４側面によれば、重複周波数分割多重変調装置を提供可能となる。当該装置は、
設計パラメーターによって周波数領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成する波形生成モジュールと、
重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を周波数領域において予め定めたスペクトル間隔でシフトし、各サブキャリアのエンベロープ波形を獲得するシフトモジュールと、
入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する変換モジュールと、
前記正負符号シーケンスにおけるシンボルにそれぞれ対応するサブキャリアのエンベロープ波形を乗じて、各サブキャリアの変調エンベロープ波形を獲得する乗算モジュールと、
前記各サブキャリアの変調エンベロープ波形を周波数領域で重複して、周波数領域における多重変調エンベロープ波形を獲得する重複化モジュールと、
前記周波数領域における多重変調エンベロープ波形を変換して、時間領域における多重変調エンベロープ波形を獲得する変換モジュールと、を含む。

本発明の提供する重複時分割多重変調方法、装置及びシステムにおいて、初期エンベロープ波形の時間領域波形が滑らかで、周波数領域の帯域幅が狭い、重複処理した波形が滑らかで、狭い帯域幅に限定されているので、システムのスペクトル利用率及び伝送速度を高め、システムのビット誤り率を下げることができる。また、周波数分割多重調制方法、装置及びシステムにおいて、生成された初期エンベロープ波形が周波数領域では、波形が滑らかになって、それに応じて、その波形が時間領域にエネルギーが集中しており、かつ持続時間が短いので、変調を介して形成された多重変調エンベロープ波形が時間領域にエネルギーが集中しており、かつ持続時間が短い。そして、そのスペクトルの利用率が高く、信号の伝送速度も高く、また伝送電力もしか必要ない、復調時のビット誤り率も低い。

図１Ａは、通常の時分割多重技術を示すプロック図である。 図１Ｂは、通常の周波数分割多重技術を示すプロック図である。 図２Ａは、重複時分割多重原理を示すプロック図である。 図２Ｂは、重複周波数分割多重原理を示すプロック図である。 図３Ａは、本発明の一実施例に関する重複時分割多重システムの構成を示すプロック図である。 図３Ｂは、本発明の一実施例に関する重複周波数分割多重システムの構成を示すプロック図である。 図４Ａは、本発明の一実施例に関する重複時分割多重変調装置の構成を示すプロック図である。 図４Ｂは、本発明の一実施例に関する重複周波数分割多重変調装置の構成を示すプロック図である。 図５Ａは、本発明の一実施例に関する重複時分割多重変調装置のハードウェア構成を示すプロック図である。 図５Ｂは、本発明の一実施例に関する重複周波数分割多重変調装置のハードウェア構成を示すプロック図である。 図６は、本発明の一実施例に関する受信機の仮処理装置の構成を示すプロック図である。 図７は、本発明の一実施例に関する受信機のシーケンス検出部の構成を示すプロック図である。 図８は、本発明の一実施例に関するチェビシェフエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図９は、本発明の一実施例に関するチェビシェフウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図１０は、本発明の一実施例に関するチェビシェフエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図１１は、Ｋ路の波形を多重化する原理を説明する図である。 図１２は、Ｋ路波形のシンボル重複の動作原理を説明する図である。 図１３は、Ｋ＝３の場合における重複時分割多重システムに関する入力-出力関係を示すツリー図である。 図１４は、ノード状態遷移関係を示す図である。 図１５は、矩形波の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図１６は、エンベロープ波形を矩形波のエンベロープ波形に選定される場合に、各信号を生成・重複した後の波形を示す図である。 図１７は、本発明の一実施例に関するブラックマン一次導関数エンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図１８は、本発明の一実施例に関するブラックマン・ハリス一次導関数エンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図１９は、本発明の一実施例に関するブラックマン一次導関数エンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図２０は、本発明の一実施例に関する采用ブラックマン・ハリス一次導関数エンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図２１は、本発明の一実施例に関するバートレットエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図２２は、本発明の一実施例に関するバートレットウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図２３は、本発明の一実施例に関するバートレットエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図２４は、本発明の一実施例に関するガウスエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図２５は、本発明の一実施例に関するガウスウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図２６は、本発明の一実施例に関するガウスエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図２７は、本発明の一実施例に関するハニングエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図２８は、本発明の一実施例に関するハニングウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図２９は、本発明の一実施例に関するハニングエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図３０は、本発明の一実施例に関するカイザーエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図３１は、本発明の一実施例に関するカイザーウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図３２Ａは、本発明の一実施例に関するbeta＝０.５の場合に、カイザーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図３２Ｂは、本発明の一実施例に関するbeta＝２の場合に、カイザーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図３２Ｃは、本発明の一実施例に関するbeta＝５の場合に、カイザーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図３３は、本発明の一実施例に関するハミングエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図３４は、本発明の一実施例に関するハミングウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図３５は、本発明の一実施例に関するハミングエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図３６は、本発明の一実施例に関するバートレット・ハニングエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図３７は、本発明の一実施例に関するバートレット・ハニングウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図３８は、本発明の一実施例に関するバートレット・ハニングエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図３９は、本発明の一実施例に関するブラックマンエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図４０は、本発明の一実施例に関するブラックマンウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図４１は、本発明の一実施例に関するブラックマンエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図４２は、本発明の一実施例に関するボマンエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図４３は、本発明の一実施例に関するボマンウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図４４は、本発明の一実施例に関するボマンエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図４５は、本発明の一実施例に関するフラットトップエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図４６は、本発明の一実施例に関するフラットトップウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図４７は、本発明の一実施例に関するフラットトップエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図４８は、本発明の一実施例に関するヌッタルエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図４９は、本発明の一実施例に関するヌッタルウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図５０は、本発明の一実施例に関するヌッタルエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図５１は、本発明の一実施例に関する三角エンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図５２は、本発明の一実施例に関する三角ウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図５３は、本発明の一実施例に関する三角エンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図５４は、本発明の一実施例に関するパルツェンエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図５５は、本発明の一実施例に関するパルツェンウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図５６は、本発明の一実施例に関するパルツェンエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図５７は、本発明の一実施例に関するテューキーエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図５８は、本発明の一実施例に関するテューキーウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図５９Ａは、本発明の一実施例に関するＲ＝０.１の場合、テューキーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図５９Ｂは、本発明の一実施例に関するＲ＝０.５の場合、テューキーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図５９Ｃは、本発明の一実施例に関するＲ＝０.９の場合、テューキーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図６０は、本発明の一実施例に関するテイラーエンベロープ波形の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。 図６１は、本発明の一実施例に関するテイラーウィンドウがシフトした後各時刻のエンベロープ波形を示す図である。 図６２Ａは、本発明の一実施例に関するnbar＝４，sll＝−３０の場合、テイラーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図６２Ｂは、本発明の一実施例に関するnbar＝６、sll＝−５０の場合、テイラーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。 図６２Ｃは、本発明の一実施例に関するnbar＝８、sll＝−８０の場合、テイラーエンベロープ波形が適用される場合の送信待ち波形の重複を示す図である。

以下、図面を参照して、具体的な実施形態を挙げながら本発明について詳しく説明する。

重複時分割多重技術の研究において、発明者が伝送電力の増加が、例えば理論上に想定されている多重信号スペクトラムの形状、帯域幅に対して何の要求もないことではなく、信号（つまり、変調窓関数）のスペクトルに強く関与していることが発見されている。既存の技術には多くの窓関数があるが、理論上、各種の窓関数を自由に利用して伝送記号を変調することである。ところが、他の窓関数に比べ、生成・設計・使用において、レクタンギュラウィンドウノほうが簡単で低コストである。現在、信号変調を行う場合、レクタンギュラウィンドウを優先に使用する。矩形波のスペクトラム帯域幅が広く、多重波形システムの性能が悪いため、必要な伝送電力とビット誤り率も高くなってしまうのである。

上記から分かるように、本発明の実施例において、重複時分割多重技術を適用する際に、矩形波より優れる窓関数を用いて入力されるデジタル信号のシーケンスを変調する。

図３Ａにおいて、重複時分割多重システムは、信号送信機Ａ０１及び受信機Ａ０２を含む。

送信機Ａ０１は、重複時分割多重変調装置３０１及び送信装置３０２を含む。重複時分割多重変調装置３０１は、出力信号シーケンスを有する多重変調エンベロープ波形を生成する。送信装置３０２は、当該多重変調エンベロープ波形を受信機Ａ０２に送信する。

受信機Ａ０２は、受信装置３０３及びシーケンス検出装置３０５を含む。受信装置３０３は、送信装置３０２から送信された多重変調エンベロープ波形を受信する。シーケンス検出装置３０５は、受信された多重変調エンベロープ波形に対して時間領域におけるデータシーケンス検出を行い、判定出力を行う。

更に好適な態様では、受信機Ａ０２は、受信装置３０３とシーケンス検出装置３０５に設けられている事前処理装置３０４をさらに含み、当該装置によって、各フレーム内でデジタル信号を同期受信するシーケンスを形成する。

送信機Ａ０１において、入力されたデジタル信号シーケンスが重複時分割多重変調装置３０１を介してシンボルが時間領域で相互に重複する複数の送信信号を形成し、送信装置３０２によって当該送信信号を受信機Ａ０２へ送信する。受信機Ａ０２の受信装置３０３は送信装置３０２からの信号を受信し、事前処理装置３０４を介してシーケンス検出装置３０５の検出受信に適するデジタル信号を形成する。シーケンス検出装置３０５は受信信号に対して、時間領域におけるデータシーケンス検出を行い、出力判定を行う。

ところが、重複周波数分割多重システムにおける対応する送信機と受信機の構成は、図３Ｂに示されている。送信機Ｂ１は、重複周波数分割多重変調装置３１０及び送信装置３２０を含む。重複周波数分割多重変調装置３１０は、出力信号シーケンスを有する多重変調エンベロープ波形を変調・生成する。送信装置３２０は、前記多重変調エンベロープ波形を受信機Ｂ２へ送信する。受信機Ｂ２は、受信装置３３０及び重複周波数分割多重復調装置３４０を含む。受信装置３３０は、送信装置３２０から送信された前記多重変調エンベロープ波形を受信する。重複周波数分割多重復調装置３４０は、受信された多重変調エンベロープ波形を復調してデコードする。

図４Ａに示すように、図３Ａにおける重複時分割多重変調装置３０１（ＯｖＴＤＭ変調装置）は、波形生成モジュール３０１と、シフトモジュール３０２と、乗算モジュール３０３と、重複化モジュール３０４とを含む。

波形生成モジュール３０１は、設計パラメーターによって時間領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成する。

シフトモジュール３０２は、重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を時間領域において予め定めたシフト間隔でシフトし、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を獲得する。

変調モジュール３０５は、入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

乗算モジュール３０３は、変換された正負符号シーケンスにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を乗じて、各時刻の変調エンベロープ波形を獲得する。

重複化モジュール３０４は、各時刻の変調エンベロープ波形を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形を獲得する。

また、図４Ｂに示された前記重複周波数分割多重変調装置において、重複周波数分割多重変調装置３１０は、波形生成モジュール４１１と、シフトモジュール４１２と、変換モジュール４１３と、乗算モジュール４１４と、重複化モジュール４１５と、変換モジュール４１６とを含む。

波形生成モジュール４１１は、設計パラメーターによって周波数領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成する。一実施例において、設計パラメーターは少なくとも、初期エンベロープ波形の周波数の幅を含む。

シフトモジュール４１２は、重複用回数によって、初期エンベロープ波形を周波数領域において予め定めたスペクトル間隔でシフトし、各サブキャリアのエンベロープ波形を獲得する。一実施例において、スペクトル間隔はサブキャリアのスペクトル間隔△Ｂである。また、サブキャリアのスペクトル間隔は、△Ｂ＝Ｂ/Ｋで表し、Ｂは、初期エンベロープ波形の帯域幅、Ｋは重複多重の回数を表す。

変換モジュール４１３は、入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。一実施例において、変換モジュール４１３は、入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスにおける０を＋Ａ、デジタル信号シーケンスにおける１を−Ａに変換し、正負符号シーケンスを形成して出力する。Ａ＝１を例として説明する。具体的な一実施形態において、変換モジュール４１３は、ＢＰＳＫ変調方式を採用する。つまり、入力された{０，１}ビットシーケンスは、変調によって{＋１，−1}のシンボルシーケンスに変換される。

乗算モジュール４１４は、前記正負符号シーケンスにおけるシンボルにそれぞれ対応するサブキャリアのエンベロープ波形を乗じて、各サブキャリアの変調エンベロープ波形を獲得する。

重複化モジュール４１５は、前記各サブキャリアの変調エンベロープ波形を周波数領域で重複して、周波数領域における多重変調エンベロープ波形を獲得する。

変換モジュール４１６は、前記周波数領域における多重変調エンベロープ波形を変換して、時間領域における多重変調エンベロープ波形を獲得する。具体的な一実施形態において、変換モジュール４１６は、フーリエ逆変換によって、前記周波数領域における多重変調エンベロープ波形を時間領域における多重変調エンベロープ波形に変換する。

前記変調・生成された多重変調エンベロープ波形は、変換によって各獲得された正負符号シーケンスに対応する出力信号シーケンスを有している。当該出力信号シーケンスは各スペクトル間隔の出力信号から構成される。各スペクトル間隔の出力信号は、各スペクトル間隔における変調エンベロープ波形の演算値を加算したものである。変調エンベロープ波形は、プラス記号とサブキャリアエンベロープ波形との乗算で得られる場合、その演算値が＋１となるが、マイナス記号とサブキャリアエンベロープ波形と乗算で得られる場合、その演算値が-1となる。

以下、図４Ａに示されている重複時分割多重変調方法を参照しながら、重複時分割多重変調装置１０１について詳しく説明する。重複時分割多重変調方法は、以下のように行われる。

（1）波形生成モジュール４０１は設計パラメーターによって時間領域で波形が滑らかである初期エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

初期エンベロープ波形を生成する場合、ユーザーが設計パラメーターを入力することにより、実際のシステムにおけるシステムの性能指標に応じて柔軟に設定する。

ある実施例において、初期エンベロープ波形のサイドローブ減衰が明らかである場合、設計パラメーターは初期エンベロープ波形のウィンドウ長さＬを含む。例えば、初期エンベロープ波形はバートレットエンベロープ波形である場合。

ある実施例において、設計パラメーターは初期エンベロープ波形のウィンドウ長さＬ及びサイドローブ減衰ｒを含む。例えば、初期エンベロープ波形はチェビシェフエンベロープ波形である場合。

もちろん、初期エンベロープ波形が他のタイプである場合、初期エンベロープ波形の特徴によって設計パラメーターを決定する。

（2）シフトモジュール４０２は、重複回数によって、初期エンベロープ波形を時間領域において予め定めたシフト間隔でシフトし、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。

そして、シフト間隔は時間間隔△Ｔであり、時間間隔△Ｔは△Ｔ＝Ｌ/Ｋで表す。

なお、△Ｔがシステムサンプリングレートの逆数よりも大きいである。

ｉの値は、入力シンボルの長さＮに関係しており、且つはｉが０からＮ−１の整数である。例えば、Ｎ＝８の場合は、ｉを０から７の整数にする。

（3）変調モジュール４０５は、入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、変調モジュール４０５は入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換する。Ａの値は０以外の任意数字である。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying、位相シフトキーイング）で{＋１、−1}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）乗算モジュール４０３は、変換された正負符号シーケンスｘ_ｉにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗じて、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。

（5）重複化モジュール４０４は、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。
送信する信号は、次式で表す。

初期エンベロープ波形の時間領域波形が滑らかで、周波数領域の帯域幅が狭い、重複処理した波形が滑らかで、狭い帯域幅に限定されているので、システムのスペクトル利用率及び伝送速度を高め、システムのビット誤り率を下げることができる。

図５Ａを参照してください。具体的には、重複時分割多重変調装置３０１は下記のハードウェアユニットによって実現できる。重複時分割多重変調装置３０１は、デジタル波形発生器５０１と、シフトレジスタ５０２と、変調器５０３と、乗算器５０４と、加算器５０５とを含む。

まず、デジタル波形発生器５０１はデジタル方式で第一の初期エンベロープ波形の同相波形を発生する。当該初期エンベロープ波形が時間領域で滑らかになっている。次に、シフトレジスタ５０２は、デジタル波形発生器４０１で発生された第一の初期エンベロープ波形の同相波形をシフト処理して、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を生成する。そして、変調器５０３は、入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。乗算器５０４は、変換された正負符号シーケンスにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形を獲得する。最後に、加算器５０５は、各時刻の変調エンベロープ波形を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを有する多重変調エンベロープ波形を獲得し、送信信号を生成する。

重複周波数分割多重システムの復調装置構成は、図５Ｂに示すように、重複周波数分割多重復調装置は、スペクトルモジュール５１と、周波数分割モジュール５２と、畳み込み符号モジュール５３と、データ検出モジュール５４と、を含む。

スペクトルモジュール５１は、前記時間領域における受信シンボルシーケンスを変換して、受信信号ペクトルを生成する。具体的な一実施形態において、スペクトルモジュール５１は、フーリエ変換によって、前記前記時間領域における受信シンボルシーケンスを受信信号スペクトルに変換する。

周波数分割モジュール５２は、受信信号スペクトルを周波数領域でサブキャリアスペクトル間隔△Ｂにて分割して、受信信号分割スペクトルを獲得する。

畳み込み符号化モジュール５３は、各サブキャリアスペクトル間隔△Ｂでの受信信号分割スペクトルに対して畳み込み符号化を行うと、受信信号スペクトルと送信機における入力されたデジタル信号シーケンスから変換された正負符号シーケンスとの間の一対一の対応関係が成り立つ。

データ検出モジュール５４は、前記の一対一の対応関係に応じて、前記正負符号シーケンスを検出する。

図６は、本発明の実施例に関する重複時分割システムにおける受信機Ａ０２の事前処理装置の構成を示すプロック図である。

事前処理装置は、同期器５０１と、チャンネル推定器５０２と、デジタル処理器５０３と、を含む。さらに、同期器５０１は、受信信号が受信機の内でシンボルの時間同期をさせる。チャンネル推定器５０２は、チャンネルのパラメーターを推定する。デジタル処理器５０３は、各フレームごとの受信信号をデジタル処理して、シーケンス検出装置でのシーケンス検出に適するデジタル信号シーケンスを生成する。

図７は、本発明の実施例に関する重複時分割システムにおける受信機Ａ０２のシーケンス検出装置２０２の構成を示すプロック図である。

シーケンス検出装置は、解析メモリー７０１と、比較器７０２と、複数経路保持メモリー７０３と、ユークリッド距離メモリー７０４又は重み付きユークリッド距離メモリー（図示せず）とを含む。検出プロセスでは、解析メモリー７０１は、重複時分割多重システムの複数畳み込み符号化モデル及びグリッドグラフを作成し、重複時分割多重システムの状態をすべてリストアップして記憶する。比較器７０２は、解析メモリー７０１におけるグリッドグラフに基づき、デジタル信号における最小のユークリッド距離又は重み付き最小ユークリッド距離を受信する経路を検索する。経路保持メモリー７０３及びユークリッド距離メモリー７０４又は重み付きユークリッド距離メモリーはそれぞれ、比較器７０２から出力された経路保持及びユークリッド距離又は重み付きユークリッド距離を記憶する。さらに、経路保持メモリー７０３及びユークリッド距離メモリー７０４又は重み付きユークリッド距離メモリーは、各安定状態に一個ずつ用意する必要がある。経路保持メモリー７０３は４Ｋ〜５Ｋの長さとすることが望ましい。ユークリッド距離メモリー６０４又は重み付きユークリッド距離メモリーは、相対距離だけ記憶することが望ましい。

重複時分割・周波数分割多重変調方法、装置及びシステムにおいて、適用されている初期エンベロープ波形は、チェビシェフ（Chebyshev）、ガウス（Gaussian）、ハミング（Hamming）、ハニング（Hann）、ブラックマン（Blackman）、ブラックマン・ハリス（Blackman-Harris）、バートレット（Bartlett）、バートレット・ハニング（Bartlett-Hanning）、ボマン（Bohman）、フラットトップ（Flat Top）、ヌッタル（Nuttall）、パルツェン（Parzen）、テイラー（Taylor）、テューキー（Tukey）、カイザー（Kaiser）、三角（Triangular）などの多重波形及びそれらをベースにして変化される波形のいずれかの一つである。

実施例１

本実施例において、初期エンベロープ波形をチェビシェフエンベロープ波形、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

図５に示された信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のチェビシェフエンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウの長さがＬ＝６３、サイドローブ減衰量がｒ＝８０dBである。その時間領域波形及び周波数領域波形は、図８を参照する。図８から分かるように、時間領域波形におけるチェビシェフウィンドウが約０時を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が８０dBである。

（2）（1）で設計されたチェビシェフエンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△T)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図９は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換する。Ａの値は０以外の任意数字である。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋1、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −1 −1 ＋１ −１ ＋１}である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図１０を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。送信信号の波形図は、図１０における実線で示す波形を参照する。

送信する信号は、次式で表す。

具体的には、出力信号シーケンスは下記の方法で決定される。

変調エンベロープ波形はプラス記号に当該時刻のエンベロープ波形を乗算して獲得されたものである場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を＋Ａとする。変調エンベロープ波形は、マイナス記号に当該時刻のエンベロープ波形を乗算して獲得されたものである場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を−Ａとする。各シフト間隔について、当該シフト間隔にある変調エンベロープ波形の演算値を加算し、当該シフト間隔の出力信号を得て、出力信号シーケンスを生成する。

これによって、本実施例において、Ａの値を１にする場合、重複した後の出力シンボル（出力信号シーケンス）はｓ(ｔ)＝{＋１ ＋２ ＋１ −1 −３ −１ −１ ＋１}となる。

図１１は、Ｋ路の波形を多重化する原理を説明する説明図であり、平行四辺形の形状となっている。また、各行は、送信するシンボルｘ_ｉに対応する時刻のエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)と乗算して得られた送信待ち信号の波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を表す。ａ_０〜ａ_ｋ−１は、各ウィンドウ関数波形（エンベロープ波形）に対してＫ回の分割によってセクションごとの係数値、つまり、幅の値に関する係数を得る。

入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する場合、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換し、Ａの値を０以外の任意数字に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換して、正負符号シーケンスを獲得する。よって、図１２は、Ｋ路波形のシンボルを重複する原理を説明する説明図である。図１２に示すように、重複のプロセスにおいて、第１行左から３番目までの数字は第１の入力シンボル＋１、第２行左から３番目までの数字は第２の入力シンボル＋１、第３行左から３番目までの数字は第３の入力シンボル−１、第１行真ん中から３番目までの数字は第４の入力シンボル−１、第２行真ん中から３番目までの数字は第５の入力シンボル−１、第３行真ん中から３番目までの数字は第６の入力シンボル＋１、第１行右から３番目までの数字は第７の入力シンボル−１，第２行右から３番目までの数字は第８の入力シンボル＋１を表す。そのために、三つの波形を重複すると、{＋１ ＋２ ＋１ −１ −３ −１ −１ ＋１}である出力シンボルを獲得する。

もちろん、入力シンボルの長さを他の値に設定する場合、図１１及び図１２に示す方法で重複して、出力シンボルを獲得することができる。

チェビシェフエンベロープ波形は時間領域で、０（０.００２８、０に近い）から開始し、波形が滑らかであるため、重複した波形が滑らか、周波数領域の帯域幅が狭くなり、重複した後の波形のスペクトル効率が高くなり、送信信号が必要とする伝送電力が低くなる。また、チェビシェフエンベロープ波形では、サイドローブ減衰を自分でデザインすることができるため、実際のシステムにおいて、システムの性能指標に応じて柔軟に指定することができる。

図６と図７に示されている信号受信手順は、
（1）まず、受信信号を同期するステップと、
（2）サンプリング原理に基づき、各フレームごとの受信信号をデジタル処理するステップと、
（3）受信された波形に対して、波形送信時間の間隔にて分割するステップと、
（4）受信された信号に対して、時間領域においてデータシーケンス確認を行い、判定出力される規定のデコードアルゴリズムに基づき、分割した波形をデコードするステップと、を含み、また、前記同期処理は、キャリア同期、フレーム同期や記号時間同期などを含むことを特徴とする。

前記（1）〜（2）の事前処理を行ったと、波形分割後に獲得された受信シンボルシーケンスがｓ(ｔ)＝{＋１ ＋２ ＋１ −１ −３ −１ −１ ＋１}となり、図７に示した入力-出力関係のツリー図及び図８に示したノード状態遷移関係図によって、シンボルシーケンスに対してシンボル間の前後比較を行い、ノード遷移経路を獲得する。

図１３において、上向きの枝が＋１入力、下向きの枝が−１入力を表す。個のツリー図において、第三の枝の以降が同じことの繰り返しである。ａで表しているノードから伸びた枝の出力が同様であるからである。この結論がノードｂ、ｃ、ｄに対しても同様に適用する。それらが図１４に示された可能性いずれかの一つを表す。図１４から、ノードａが(＋１入力)ノードａ及び(−１入力)ノードｂだけに遷移される。同様に、ｂが(＋１入力)ｃ及び(−１入力)ｄ、ｃが(＋１入力)ａ及び(−１入力)ｂ、ｄが(＋１入力)ｃ及び(−１入力)ｄだけに遷移される。これは、隣接するＫ（本実施例において３である）個のシンボルだけは相互に干渉するからである。これによって、Ｋ番目のデータをチャンネルに入力する場合、最初に送信してきた１番目のデータが一番右側にあるシフトユニットから遷移した。すると、チャンネルの出力は、現在時刻データの入力による結果だけでなく、先頭のＫ−１個データの入力による結果である。

本実施例におけるノード状態遷移は、図１３に示した黒く太い線で示されている。ｓ(ｔ)の第１のシンボルが＋１であるので、ノードの遷移経路が＋１-> ａ -> ａ -> ｂ -> ｄ -> ｄ -> ｃ ->ｂ ->ｃとなる。この遷移関係によって、入力されたシンボルシーケンスが{＋１ ＋１ −1 −１ −１ ＋１ −１ ＋1}であることを求める。

本実施例において、チェビシェフエンベロープ波形が時間領域において、滑らかになり、且つサイドローブ減衰が速いので、必要となる伝送電力が低く、波形分割の精度が高くなり、受信されるシンボルシーケンスの精度が上がる。

図１５は、矩形波の時間領域波形及び周波数領域波形を示す図である。初期エンベロープ波形を矩形波のエンベロープ波形に選定する場合、前記信号の生成手順で生成された各信号及び重複した後波形図は、図１６に示すように、異なる三本の点線を３つの波形図、実線を重複した後の波形図を表す。

図１６から、矩形波が、時間領域で１から開始し、且つは帯域幅が広く、周波数領域でサイドローブ減衰が遅いので、時間領域で重複した波形が滑らかではなく、周波数領域の帯域幅が広くなり、有効信号と無効信号の区分けが難しくなり、信号の送信・受信する過程で必要となる伝送電力が増加され、信号受信処理の波形分割精度及び符号化・復号化の処理能力が下がっている。実際のシステムにおいて、伝送速度及びスペクトル効率が同じ場合、矩形波を使用する際に必要となる伝送電力及びビット誤り率の両方が高いのである。

但し、本実施例に適用されているチェビシェフウィンドウが時間領域において、０（０.００２８、０に近い）始点となり、サイドローブ減衰が速くなり、信号重複した後の波形が滑らかになり、周波数領域の帯域幅が小さくなる。これによって、波形分割処理の精度及び符号化・復号化処理の訂正能力が向上され、信号の伝送電力が低下される。すると、スペクトル効率が一定の場合、小電力で伝送しても伝送速度アップの効果を達する。また、チェビシェフウィンドウではサイドローブ減衰を設計することができるので、実際のシステムにおいてシステムの性能指標に応じて柔軟に指定することができる。

なお、他の実施例において、初期エンベロープ波形をチェビシェフウィンドウ関数から変化する関数のエンベロープ波形に選定してもよい。当該エンベロープ波形は、チェビシェフパルス成形の連乗、各階の導関数や各階の導関数の加算など関数のエンベロープ波形を含む。これらのエンベロープ波形が時間領域で同様に滑らかな波形を持つ特徴があるので、これらのエンベロープ波形を使う場合は、チェビシェフエンベロープ波形を使う場合と類似した効果を達することができる。

当該実施例は重複周波数分割多重システムにも適用される。異なるのは、チェビシェフエンベロープ波形が周波数領域での関数波形である点だけである。即ち、図８において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

実施例２

本実施例において、初期エンベロープ波形をそれぞれ、ブラックマン一次導関数、ブラックマン・ハリス一次導関数多重波形、重複多重回数をＫ＝３，入力シンボルの長さをＮ＝８，入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。

同様に、図５に示された信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のブラックマン一次導関数、ブラックマン・ハリス一次導関数に対するエンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例における設計パラメーターのウィンドウの長さがＬ＝６３であり、対応する時間領域波形及び周波数領域波形はそれぞれ、図１７と図１８を参照する。

図１７では、ブラックマン一次導関数のエンベロープ波形が時間領域で、約０時を始点とし、後半の幅はマイナス数になり、正弦波に近い波形であり、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が約４０dBとなっている。

図１８では、ブラックマン・ハリス一次導関数のエンベロープ波形が時間領域で、約０時を始点とし、後半の幅はマイナス数になり、正弦波に近い波形であり、周波数領域におけるサイドローブ減衰が約１００dBとなっている。

具体的には、ブラックマンウィンドウ関数に対して、下記の式で表す。
ω(ｎ)＝０.４２−０.５cos(２πｎ/(Ｎ−１))＋０.０８cos(４πｎ/(Ｎ−１))

だたし、Ｎがウィンドウの長さを示し、０≦ｎ≦Ｍ−１となる。Ｎが偶数である場合、Ｍ＝Ｎ/２となるが、Ｎが奇数である場合、Ｍ＝(Ｎ＋１)/２となる。

なお、上記の式では、０≦ｎ≦Ｍ−１となり、すなわち、獲得された波形の前半部がブラックマンウィンドウである。後半部のブラックマンウィンドウ波形（つまり、Ｍ≦ｎ≦Ｎ−１の場合）に対して、前半部の波形とは直線ｎ＝Ｍを対称の軸となっている。すなわち、前半部の波形が直線ｎ＝Ｍに沿って水平回転すれば獲得できる。

具体的には、ブラックマン・ハリスウィンドウ関数（対称関数）は、次式で表す。
ω(ｎ)＝ａ０−ａ１cos(２πｎ/(Ｎ−１))＋ａ２cos(４πｎ/(Ｎ−１)) ＋ａ３cos(６πｎ/(Ｎ−１))

ブラックマン・ハリスウィンドウ関数（周期関数）は、次式で表す。
ω(ｎ)＝ａ０−ａ１cos２πｎ/Ｎ＋ａ２cos４πｎ/Ｎ＋ａ３cos６πｎ/Ｎ

だたし、Ｎがウィンドウの長さを示し、０≦ｎ≦Ｎ−１、ａ０＝０.３５８７５、ａ１＝０.４８８２９、ａ２＝０.１４１２８、ａ３＝０.０１１６８となっている。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

（2）（1）で設計されたブラックマン一次導関数、ブラックマン・ハリス一次導関数のエンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値は０以外の任意数字である。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図１９、２０を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ) を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。送信信号の波形図はそれぞれ、図１９と図２０における実線で示す波形を参照する。

送信する信号は、次式で表す。

具体的には、出力信号シーケンスは下記の方法で決定される。

変調エンベロープ波形はプラス記号に当該時刻のエンベロープ波形を乗算して獲得されたものである場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を＋Ａとする。変調エンベロープ波形は、マイナス記号に当該時刻のエンベロープ波形を乗算して獲得されたものである場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を−Ａとする。各シフト間隔について、当該シフト間隔にある変調エンベロープ波形の演算値を加算し、当該シフト間隔の出力信号を得て、出力信号シーケンスを生成する。

これによって、本実施例において、Ａの値を１にする場合、重複した後の出力シンボル（出力信号シーケンス）はｓ(ｔ)＝{＋１ ＋２ ＋１ −１ −３ −１ −１ ＋１}となる。

初期エンベロープ波形がそれぞれ、ブラックマン一次導関数、ブラックマン・ハリス一次導関数多重波形になっている場合、波形の多重化原理及び重複動作の原理が実施例一と同様であるが、図１１と図１２を参照してください。

本実施例において、信号受信動作は、実施例一におけるチェビシェフエンベロープ波形を適用する場合の信号受信動作と同様であるが、ここでは割愛する。

ブラックマン一次導関数、ブラックマン・ハリス一次導関数多重波形が時間領域で、滑らかになり、且つサイドローブ減衰が速いので、必要となる伝送電力が低く、波形分割の精度が高くなり、受信されるシンボルシーケンスの精度が上がる。

矩形波の特徴として、メインローブが集中していることである。欠点としては、サイドローブが高くて、サイドローブのマイナス部が出ているので、変換動作では、高周波のノイズや漏洩が発生され、幅の値の識別精度が一番悪くなってしまう。ブラックマン一次導関数及びブラックマン・ハリス一次導関数多重波形の特徴としては、メインローブが広い、サイドローブが低くて、幅の値の識別精度が一番よくて、よい選択肢になる。

ブラックマン一次導関数、ブラックマン・ハリス一次導関数を多重波形とするＯｖＴＤＭプロセスにおいて、信号を送信する場合は、時間領域の波形が滑らかとなり、周波数領域の帯域幅が小さく、送信信号が必要となる伝送電力が低く、且つはスペクトルの利用率及び伝送速度が高くなる。信号を受信する場合は、波形が時間領域で、滑らかになるので、波形分割の精度が高くなり、システムのビット誤り率が低くなる。矩形波と比べて、システムの性能は大いに改善されている。

なお、他の実施例において、初期エンベロープ波形をブラックマンウィンドウ、またはブラックマンウィンドウ関数から変化するその他の関数のエンベロープ波形に選定してもよい。当該エンベロープ波形は、ブラックマンパルス成形の連乗、各階の導関数や各階の導関数の加算など関数のエンベロープ波形を含む。これらのエンベロープ波形が時間領域で同様に滑らかな波形を持つ特徴があるので、これらのエンベロープ波形を使う場合は、ブラックマン波形一次導関数を使う場合と類似した効果を達することができる。

或いは、初期エンベロープ波形をブラックマン・ハリスウィンドウ、またはブラックマン・ハリスウィンドウ関数関数から変化するその他の関数のエンベロープ波形に選定してもよい。当該エンベロープ波形は、ブラックマン・ハリスパルス成形の連乗、各階の導関数や各階の導関数の加算など関数のエンベロープ波形を含む。これらのエンベロープ波形が時間領域で同様に滑らかな波形を持つ特徴があるので、これらのエンベロープ波形を使う場合は、ブラックマン・ハリス波形一次導関数を使う場合と類似した効果を達することができる。

当該実施例は重複周波数分割多重システムにも適用される。異なるのは、ブラックマンエンベロープ波形が周波数領域での関数波形である点だけである。即ち、図１７、１８において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

実施例３

本実施例において、ＯｖＴＤＭシステムにおけるバートレットエンベロープ波形を変調・復調する。本実施例において、初期エンベロープ波形がバートレット（Bartlett）エンベロープ波形またはそれから変化するウィンドウ関数のエンベロープ波形である。

以下、初期エンベロープ波形をバートレット（Bartlett）エンベロープ波形にすることを例として本開示について説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のバートレット（Bartlett）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウの長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形について、図２１を参照する。図２１から分かるように、時間領域におけるバートレット（Bartlett）ウィンドウが０を始点とし、周波数領域における帯域外減衰量が３０dBに近いことである。

具体的には、バートレット（Bartlett）ウィンドウ関数は、次式で表す。

ここでは、バートレット（Bartlett）ウィンドウのウィンドウ長さがＬ＝Ｎ＋１である。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、バートレットエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図２１において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたバートレット（Bartlett）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図２２は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋１、１を−１に変換して、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスx_i（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１} ）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図２３を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。送信信号の波形図は、図２３における実線で示す波形を参照する。

ところで、信号受信の方法は、上記実施例と同様であるが、ここでは割愛する。

実施例４

以下、初期エンベロープ波形をガウス（Gaussian）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のガウス（Gaussian）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウの長さがＬ＝６３、Alpha＝２.５であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形について、図２４を参照する。図２４から分かるように、時間領域におけるガウス（Gaussian）ウィンドウが０を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が５０dBに近いことである。

具体的には、ガウス（Gaussian）ウィンドウ関数は、次式で表す。

ここでは、Ｎがウィンドウ長さであり、−Ｎ/２≦ｎ≦Ｎ/２となる。αが予め定めたパラメーターである。図２４は、αがそれぞれ、２.５、１.５、０.５である場合のガウス（Gaussian）ウィンドウの時間領域波形及び周波数領域波形を示している。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、ガウスエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図２４において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたガウス（Gaussian）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図２５は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図２６を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。送信信号の波形図は、図２６における実線で示す波形を参照する。

ところで、信号受信の方法は、上記実施例と同様であるが、ここでは割愛する。

実施例５

本実施例において、初期エンベロープ波形は、ハニング（Hann）エンベロープ波形またはそれから変化するウィンドウ関数のエンベロープ波形である。。

以下、初期エンベロープ波形をハニング（Hann）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のハニング（Hann）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例における設計パラメーターにおいれ、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形について、図２７を参照する。図２７から分かるように、時間領域におけるハニング（Hann）ウィンドウが０を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が８０dBに近いことである。なお、図２７は、symmetricサプリング及びperiodicサプリングによってそれぞれ獲得されたハニング（Hann）ウィンドウの時間領域波形と周波数領域波形を示している。

具体的には、ハニング（Hann）ウィンドウ関数は、次式で表す。
ω(ｎ)＝０.５(１-cos(２πｎ/Ｎ))

ここでは、０≦ｎ≦Ｎとなり、ウィンドウ長さがＬ＝Ｎ＋１となる。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、ハニングエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図２７において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛させていただきます。

（2）（1）で設計されたハニング（Hann）エンベロープ波形h(t)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図２８は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａを０以外の任意整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１に設定する場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図２９を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ) を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

ところで、信号受信の方法は、上記実施例と同様であるが、ここでは割愛する。

実施例６

以下、初期エンベロープ波形をカイザー（Kaiser）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のカイザー（Kaiser）エンベロープ波形h(t) を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３、betaがそれぞれ、０.５、２、５となっている。その時間領域波形及び周波数領域波形について、図３０を参照する。図３０からわかるように、betaが増加することにつれて、時間領域波形の始点が０になり、波形が滑らかになる。また、周波数領域波形のサイドローブ減衰が速くなるので、後述するステップにおける性能が重複した後にさらに良くなる。図３０はそれぞれ、betaが０.５、２、５である場合のカイザー（Kaiser）ウィンドウの時間領域波形及び周波数領域波形を示している。

具体的には、カイザー（Kaiser）ウィンドウ関数は、次式で表す。

ここでは、Ｉ_０(β)が第１種変形ゼロ階ベッセル関数、βがウィンドウ関数の形状パラメーターであり、次式で決定される。

αは、カイザー（Kaiser）ウィンドウ関数のメインローブ値とサイドローブ値間の差の値（dB）である。βの値を変更することで、メインローブの広さとサイドローブ減衰を自由に選択することができる。βの値が大きければ、ウィンドウ関数スペクトルのサイドローブ値が小さくなる。一方、メインローブが広くなる。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、カイザーエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図３０において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたカイザー（Kaiser）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図３１は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図３２（図３２Ａ〜図３２Ｃ）を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ) を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例７

以下、初期エンベロープ波形をハミング（Hamming）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のハミング（Hamming）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図３３を参照する。図３３から分かるように、時間領域波形におけるハミング（Hamming）ウィンドウが０（０.０８）を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が５０dBに近いことである。なお、図３３は、symmetricサプリング及びperiodicサプリングによって獲得されたハミング（Hamming）ウィンドウの時間領域波形及び周波数領域波形を示している。

具体的には、ハミング（Hamming）ウィンドウ関数は、次式で表す。
ω(ｎ)＝０.５４−０.４６cos(２πｎ/Ｎ)

ここでは、０≦ｎ≦Ｎとなり、ウィンドウ長さがＬ＝Ｎ＋１となっている。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、ハミングエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図３３において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたハミング（Hamming）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図３４は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図３５を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ) を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例８

以下、初期エンベロープ波形をバートレット・ハニング（Bartlett-Hanning）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のバートレット・ハニング（Bartlett-Hanning）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図３６を参照する。図３６から分かるように、時間領域波形におけるバートレット・ハニング（Bartlett-Hanning）ウィンドウが０時を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が４０dBに近いことである。

具体的には、ハミングウィンドウ関数は、次式で表す。
ω(ｎ)＝０.６２−０.４８|ｎ/Ｎ-０.５|＋０.３８cos(２π(ｎ/Ｎ−０.５))

ここでは、０≦ｎ≦Ｎとなり、ウィンドウ長さがＬ＝Ｎ＋１になる。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、バートレット・ハニングエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図３６において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛させていただきます。

（2）（1）で設計されたバートレット・ハニング（Bartlett-Hanning）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図３７は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図３８を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ−ｉ*△Ｔ) を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例９

以下、初期エンベロープ波形をブラックマン（Blackman）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例としてＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のブラックマン（Blackman）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形について、図３９を参照する。図３９から分かるように、時間領域波形におけるブラックマン（Blackman）ウィンドウが０時の始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が８０dBに近いことである。

具体的には、ブラックマン（Blackman）ウィンドウ関数は、次式で表す。
ω(ｎ)＝０.４２−０.５cos(２πｎ/(Ｎ−１))＋０.０８cos(４πｎ/(Ｎ−１))

ここでは、Ｎがウィンドウ長さであり、０≦ｎ≦Ｍ−１となる。Ｎが偶数である場合、Ｍ＝Ｎ/２となるが、Ｎが奇数である場合、Ｍ＝(Ｎ＋１)/２となる。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

なお、上記の式では、０≦ｎ≦Ｍ−１となり、すなわち、獲得された波形の前半部がブラックマン（Blackman）ウィンドウである。後半部のブラックマン（Blackman）ウィンドウ波形（つまり、Ｍ≦ｎ≦Ｎ−１の場合）に対して、前半部の波形とは直線ｎ＝Ｍを対称の軸となっている。すなわち、前半部の波形が直線ｎ＝Ｍに沿って水平回転すれば獲得できる。なお、図３９は、symmetricサプリング及びperiodicサプリングによってそれぞれ獲得されたブラックマン（Blackman）ウィンドウの時間領域波形と周波数領域波形を示している。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、ブラックマンエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図３９において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたブラックマン（Blackman）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図４０は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、可入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図４１を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１０

以下、初期エンベロープ波形をボマンエンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のボマン（Bohman）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図４２を参照する。図４２から分かるように、時間領域波形におけるボマン（Bohman）ウィンドウが０時を始点とし、周波数領域における帯域外減衰量が６０dBに近いことである。

具体的には、ボマン（Bohman）ウィンドウ関数（対称関数）は、次式で表す。
ω(ｘ)＝(１-|ｘ|)cos(π|ｘ|)+(１/π)sin(π|ｘ|)

ここでは、−１≦ｘ≦１となる。なお、上記式におけるｘは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、ボマンエンベロープ波形波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図４２において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたボマン（Bohman）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図４３は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図４４を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１１

以下、初期エンベロープ波形をフラットトップ（Flat Top）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のフラットトップ（Flat Top）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図４５を参照する。図４５から分かるように、時間領域波形におけるフラットトップ（Flat Top）ウィンドウが約０（−０.０００４）を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が１００dBに近いことである。なお、図４５は、symmetricサプリング及びperiodicサプリングによってそれぞれ獲得されたフラットトップ（Flat Top）ウィンドウの時間領域波形と周波数領域波形を示している。

具体的には、フラットトップ（Flat Top）ウィンドウ関数は、次式で表す。
ω(ｎ)＝ａ_０−ａ_１cos(２πｎ/Ｎ)＋ａ_２cos(４πｎ/Ｎ)−ａ_３cos(６πｎ/Ｎ)＋ａ_４cos(８πｎ/Ｎ)

ここでは、０≦ｎ≦Ｎとなり、ウィンドウ長さがＬ＝Ｎ＋１となり、ａ_０＝０.２１５５７８９５、ａ_１＝０.４１６６３１８５、ａ_２=０.２７７２６３１８５、ａ_３＝０.０８３５７８９４７、ａ_４＝０.００６９４７３６８となる。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、フラットトップエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図４５において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたフラットトップ（Flat Top）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１)である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図４６は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−1}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図４７を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ) を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１２

以下、初期エンベロープ波形をヌッタル（Nuttall）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のヌッタル（Nuttall）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図４８を参照する。図４８から分かるように、時間領域波形におけるヌッタル（Nuttall）ウィンドウが約０（０.０００４）を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が１００dBに近いことである。なお、図４８は、symmetricサプリング及びperiodicサプリングによってそれぞれ獲得されたヌッタル（Nuttall）ウィンドウの時間領域波形と周波数領域波形を示している。

具体的には、ヌッタル（Nuttall）ウィンドウ関数（対称関数）は、次式で表す。
ω(ｎ)＝ａ_０−ａ_１cos(２πｎ/(Ｎ−１))＋ａ_２cos(４πｎ/(Ｎ−１))−ａ_３cos(６πｎ/(Ｎ−１))

具体的には、ヌッタル（Nuttall）ウィンドウ関数（周期関数）は、次式で表す。
ω(ｎ)＝ａ_０−ａ_１cos(２πｎ/Ｎ)＋ａ_２cos(４πｎ/Ｎ)−ａ_３cos(６πｎ/Ｎ)

ここでは、ｎ＝０、１、２、３、…、Ｎ−１となっている。なお、上記式におけるnは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、ヌッタルエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図４８において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛させていただきます。

（2）（1）で設計されたヌッタル（Nuttall）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図４９は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図５０を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１３

以下、初期エンベロープ波形を三角（Triangular）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号の三角（Triangular）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図５１を参照する。図５１から分かるように、時間領域波形における三角（Triangular）ウィンドウが０を始点とし、周波数領域におけるサイドローブ減衰量が３０dBに近いことである。

具体的には、三角（Triangular）ウィンドウ関数は、次式で表す。
ウィンドウ長さＬが奇数である場合、

となる。

ウィンドウ長さＬが偶数である場合、

となる。

なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、三角エンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図５１において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計された三角（Triangular）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図５２は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図５３を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１４

以下、初期エンベロープ波形をパルツェン（Parzen）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のパルツェン（Parzen）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３であるが、その時間領域波形及び周波数領域波形は、図５４を参照する。図５４から分かるように、時間領域波形におけるパルツェン（Parzen）ウィンドウが０を始点とし、周波数領域における帯域外減衰量が６０dBに近いことである。

具体的には、パルツェン（Parzen）ウィンドウ関数は、次式で表す。

ここでは、−(Ｎ−１)/２≦ｎ≦(Ｎ−１)/２となっている。なお、上記式におけるｎは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、パルツェンエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図５４において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛させていただきます。

（2）（1）で設計されたパルツェン（Parzen）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図５５は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。
具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図５６を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１５

以下、初期エンベロープ波形をテューキー（Tukey）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のテューキー（Tukey）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３である。Ｒをそれぞれ、 ０.１、０.５、０.９に設定することを例とする。その時間領域波形及び周波数領域波形は、図５７を参照する。ここでは、Ｒが円錐形のエリアと一定値との割合であり、０〜１に設定する。Ｒを極値にする場合、テューキー（Tukey）ウィンドウが他の一般のウィンドウに変化する。Ｒ＝１の場合、テューキー（Tukey）ウィンドウがハニングウィンドウと等しいが、Ｒ＝０の場合、テューキー（Tukey）ウィンドウがレクタンギュラウィンドウと等しい。

図５７から分かるように、時間領域波形では、０を始点とし、Ｒの増加によって、円錐形エリアが広がっており、波形が滑らかになる。周波数領域での波形サイドローブ減衰が速くなるので、性能が重複によってよくなる。

具体的には、テューキー（Tukey）ウィンドウ関数は、次式で表す。

ここでは、式におけるαが上記のＲ値を表す。なお、上記式におけるｘは、式の関数変数だけを表す。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、テューキーエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図５７において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたテューキー（Tukey）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図５８は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。

具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスｘ_ｉ（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図５９（図５９Ａ〜図５９Ｃ）を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

実施例１６

以下、初期エンベロープ波形をテイラー（Taylor）エンベロープ波形にすることを例として本開示について詳しく説明する。ここでは、重複多重回数をＫ＝３、入力シンボルの長さをＮ＝８、入力シンボルをｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}にすることを例として、ＯｖＴＤＭの信号送信・受信の手順を説明する。さらに、入力シンボルの長さとは、１フレームの信号を送信する長さを指す。

信号の生成は、以下のように行われる。

（1）まず、設計パラメーターによって送信信号のテイラー（Taylor）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を生成する。

本実施例において、matlabのテイラー（Taylor）関数、ｗ＝taylorwin(ｎ、nbar、sll)を用いて所要するテイラー（Taylor）ウィンドウを生成する。本実施例に関する設計パラメーターにおいて、ウィンドウ長さがＬ＝６３である。また、nbar＝４とsll＝−３０、nbar＝６とsll＝−５０、nbar＝８とsll＝−８０という３グループのパラメーターを例とする。その時間領域波形及び周波数領域波形は、図６０を参照する。周波数領域図から分かるように、サイドローブ減衰に対するのはsllの値であり、それぞれは３０dB、５０dB、８０dBとなっており、nbarが増加することによって、時間領域波形の始点が０に近くなり、頂上部の値が大きくなり、波形が滑らかになるので、重複によって、性能がよくなる。さらに、nbarが時間領域波形における始点位置、sllが周波数領域におけるサイドローブ減衰量を左右する。

上記の実施例によれば、本実施例がＯｖＦＤＭシステムに適用される場合、テイラーエンベロープ波形が周波数領域での関数波形であることが分かる。即ち、図６０において、左の図に周波数領域でのサプリング、右の図に時間領域での正規化関数が示されている。その他の変調・復調方法や手順がほぼ同様であるが、ここでは割愛する。

（2）（1）で設計されたテイラー（Taylor）エンベロープ波形ｈ(ｔ)を時間領域で、予め定めたシフト間隔にてシフトする。さらに、シフト間隔は、時間間隔△Ｔ（△Ｔ＝Ｌ/Ｋ＝２１）である。シフトした後、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)（Ｎ＝８であるため、ｉが０〜７の整数とする）を生成する。図６１は、シフトした後の送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を示す図である（nbar＝４，sll＝−３０）。

（3）入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する。
具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０、１を±Ａに変換する。Ａの値を０以外の整数に設定する。これによって、正負符号シーケンスを獲得する。例えば、Ａを１にする場合、入力された{０、１}ビットシーケンスをＢＰＳＫで{＋１、−１}シンボルシーケンスに変調・変換する。

（4）正負符号シーケンスxi（本実施例において、ｘ_ｉ＝{＋１ ＋１ −１ −１ −１ ＋１ −１ ＋１}）である）に（2）で生成した送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形ｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を乗算して、各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を獲得する。生成後の波形は、図６２（図６２Ａ〜図６２Ｃ）を参照する。異なる三つの点線は、乗算後の３つの波形図を表す。

（5）（4）で生成された各時刻の変調エンベロープ波形ｘ_ｉｈ(ｔ-ｉ*△Ｔ)を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形、すなわち送信する信号を獲得する。

本発明が提供する重複時分割・周波数分割多重変調方法及び装置並びにシステムは、初期エンベロープ波形が時間領域（又は周波数領域）で滑らかになっているため、重複された波形が滑らかになり、システムの伝送電力がリニアで緩やかに増加され、間接的にスペクトル利用率及び伝送速度の向上に寄与する。当該重複時分割多重変調方法及び装置並びにシステムは、移動通信、衛星通信、マイクロ波による見通し距離の通信、散乱通信、大気光通信、赤外線通信、水中音響通信などの無線通信システムに適用され、大容量無線信号の伝送にも適用可能であり、小容量の軽量タイプ無線システムにも適用可能である。

上述した実施形態における様々な方法に関するすべてまたは一部のステップは、プログラムによって関連するハードウェアを運行させること、当該プログラムが読み取り可能なメディアに記憶され、当該記憶メディアは、読み取り専用メモリー、ランダムアクセスメモリー、磁気ディスクまたは光ディスクなどを含むことが当業者にはさらに理解されよう。

本発明の内容をよく理解できるため、上記の幾つの具体的な実施状態を参照してこれらの一連の動作を説明するが、本発明の範囲はこれらの実施例に限定されるものではなく、これらの態様へのさまざまな変更、入れ替えなどは、本発明の精神から逸脱することなく、他の態様に適用されるのは、この発明の属する技術分野の当業者であれば、理解されるべきである。

Claims (22)

1. 時間領域において、波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成するステップと、
   重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を時間領域において予め定めたシフト間隔でシフトし、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を獲得するステップと、
   入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップと、
   変換された正負符号シーケンスにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を乗じて、各時刻の変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
   各時刻の変調エンベロープ波形を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形を獲得するステップと、を含むことを特徴とする重複時分割多重変調方法。
2. 前記初期エンベロープ波形は、チェビシェフエンベロープ波形、ガウスエンベロープ波形、ハミングエンベロープ波形、ハニングエンベロープ波形、ブラックマンエンベロープ波形、ブラックマン・ハリスエンベロープ波形、バートレットエンベロープ波形、バートレット・ハニングエンベロープ波形、ボマンエンベロープ波形、フラットトップエンベロープ波形、ヌッタルエンベロープ波形、パルツェンエンベロープ波形、テイラーエンベロープ波形、テューキーエンベロープ波形、カイザーエンベロープ波形、三角エンベロープ波形のいずれかを含むことを特徴とする請求項１に記載の重複時分割多重変調方法。
3. 前記シフト間隔が時間間隔△Ｔであり、時間間隔△ＴはＴ＝Ｌ/Ｋとなり、Ｋが重複多重回数であり、０以外の整数であり、Ｌが初期エンベロープ波形のウィンドウ長さであることを特徴とする請求項１に記載の重複時分割多重変調方法。
4. 入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップであって、具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して、正負符号シーケンスを獲得されるステップであり、Ａが０以外の任意数字であることを特徴とする請求項１に記載の重複時分割多重変調方法。
5. 前記出力信号シーケンスが決定されるステップは、変調エンベロープ波形は、プラス記号と当該時刻のシフトエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を＋Ａとし、または、変調エンベロープ波形は、マイナス記号と当該時刻のシフトエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を−Ａとするステップと、
   各シフト間隔に対して、当該シフト間隔における変調エンベロープ波形の演算値を加算し、当該シフト間隔の出力信号を獲得して、出力信号シーケンスが形成されるステップとを含み、また、Ａの値が０以外の任意の数字であることを特徴とする請求項１に記載の重複時分割多重変調方法。
6. 時間領域において、波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成する波形生成モジュールと、
   重複多重回数によって、初期エンベロープ波形を時間領域において予め定めたシフト間隔でシフトし、送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を獲得するシフトモジュールと、
   入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する変調モジュールと、
   変換された正負符号シーケンスにシフトした送信信号の各時刻のシフトエンベロープ波形を乗じて、各時刻の変調エンベロープ波形を獲得する乗算モジュールと、
   各時刻の変調エンベロープ波形を時間領域で重複して、出力信号シーケンスを持つ多重変調エンベロープ波形を獲得する重複化モジュールと、を含むことを特徴とする重複時分割多重変調装置。
7. 前記初期エンベロープ波形が、チェビシェフエンベロープ波形、ガウスエンベロープ波形、ハミングエンベロープ波形、ハニングエンベロープ波形、ブラックマンエンベロープ波形、ブラックマン・ハリスエンベロープ波形、バートレットエンベロープ波形、バートレット・ハニングエンベロープ波形、ボマンエンベロープ波形、フラットトップエンベロープ波形、ヌッタルエンベロープ波形、パルツェンエンベロープ波形、テイラーエンベロープ波形、テューキーエンベロープ波形、カイザーエンベロープ波形、三角エンベロープ波形のいずれかを含むことを特徴とする請求項６に記載の重複時分割多重変調装置。
8. 前記シフト間隔が時間間隔△Ｔであり、時間間隔△Ｔは△Ｔ＝Ｌ/Ｋとなり、ここでは、Ｋが重複多重回数であり、０以外の整数であり、Ｌが初期エンベロープ波形のウィンドウ長さであることを特徴とする請求項６に記載の重複時分割多重変調装置。
9. 入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する変調モジュールであって、具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して、正負符号シーケンスを獲得されるものであり、Ａが０以外の任意数字であることを特徴とする請求項６に記載の重複時分割多重変調装置。
10. 多重変調エンベロープ波形が有する出力信号シーケンスは、各シフト間隔の出力信号からなるものであり、各シフト間隔の出力信号が各シフト間隔における変調エンベロープ波形の演算値を加算した結果であり、変調エンベロープ波形は、プラス記号と当該時刻のシフトエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を+Aとし、または、変調エンベロープ波形は、マイナス記号と当該時刻のシフトエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を−Ａとし、Ａの値が０以外の任意の数字であることを特徴とする請求項６に記載の重複時分割多重変調装置。
11. 出力信号シーケンスを有する多重変調エンベロープ波形を生成する請求項６乃至請求項１０のいずれか一項に記載の重複時分割多重変調装置と、前記多重変調エンベロープ波形を受信機に送信する送信装置と、を含む送信機と、
    前記送信装置から送信された多重変調エンベロープ波形を受信する受信装置と、受信された多重変調エンベロープ波形に対して、時間領域においてデータシーケンス確認を行い、判定・出力するシーケンス検出装置と、を含む受信機からなることを特徴とする重複時分割多重変調・復調システム。
12. 周波数領域において、波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成するステップと、
    重複多重回数によって、前記初期エンベロープ波形を周波数領域において予め定めたスペクトル間隔でシフトし、各サブキャリアのシフトエンベロープ波形を獲得するステップと、
    入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップと、
    前記正負符号シーケンスおけるシンボルに、それぞれ対応するサブキャリアのエンベロープ波形を乗じて、各サブキャリアの変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
    各サブキャリアの変調エンベロープ波形を周波数領域で重複して、周波数領域における多重変調エンベロープ波形を獲得するステップと、
    前記周波数領域における多重変調エンベロープ波形を時間領域における多重変調エンベロープ波形に変換するステップと、
    を含むことを特徴とする重複周波数分割多重変調方法。
13. 前記スペクトル間隔が、サブキャリアスペクトル間隔△Ｂであり、サブキャリアスペクトル間隔が△Ｂ＝Ｂ/Ｋとなり、Ｂが前記初期エンベロープ波形の帯域幅であり、Ｋが重複多重回数、０以外の整数であることを特徴とする請求項１２に記載の重複周波数分割多重変調方法。
14. 入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップであって、具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して、正負符号シーケンスを獲得されるステップであり、Ａが０以外の任意数字であることを特徴とする請求項１２に記載の重複周波数分割多重変調方法。
15. 前記初期エンベロープ波形は、チェビシェフエンベロープ波形、ガウスエンベロープ波形、ハミングエンベロープ波形、ハニングエンベロープ波形、ブラックマンエンベロープ波形、ブラックマン・ハリスエンベロープ波形、バートレットエンベロープ波形、バートレット・ハニングエンベロープ波形、ボマンエンベロープ波形、フラットトップエンベロープ波形、ヌッタルエンベロープ波形、パルツェンエンベロープ波形、テイラーエンベロープ波形、テューキーエンベロープ波形、カイザーエンベロープ波形、三角エンベロープ波形のいずれかを含むことを特徴とする請求項１２に記載の重複周波数分割多重変調方法。
16. 出力信号シーケンスを有する前記多重変調エンベロープ波形が決定されるステップは、
    変調エンベロープ波形は、プラス記号とサブキャリアのエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を＋Ａとし、または、変調エンベロープ波形は、マイナス記号とサブキャリアのエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を−Ａとするステップと、
    各スペクトル間隔に対して、当該スペクトル間隔における変調エンベロープ波形の演算値を加算し、当該スペクトル間隔の出力信号を獲得して、出力信号シーケンスが形成されるステップとを含むことを特徴とする請求項１２に記載の重複周波数分割多重変調方法。
17. 周波数領域において、波形が滑らかである初期エンベロープ波形を生成する波形生成モジュールと、
    重複多重回数によって、前記初期エンベロープ波形を周波数領域において予め定めたスペクトル間隔でシフトし、各サブキャリアのシフトエンベロープ波形を獲得するシフトモジュールと、
    入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換する変換モジュールと、
    前記正負符号シーケンスおけるシンボルに、それぞれ対応するサブキャリアのエンベロープ波形を乗じて、各サブキャリアの変調エンベロープ波形を獲得する乗算モジュールと、
    各サブキャリアの変調エンベロープ波形を周波数領域で重複して、周波数領域における多重変調エンベロープ波形を獲得する重複化モジュールと、
    前記周波数領域における多重変調エンベロープ波形を時間領域における多重変調エンベロープ波形に変換する変換モジュールと、
    を含むことを特徴とする重複周波数分割多重変調装置。
18. 前記スペクトル間隔が、サブキャリアスペクトル間隔△Ｂであり、サブキャリアスペクトル間隔が△Ｂ＝Ｂ/Ｋとなり、Ｂが前記初期エンベロープ波形の帯域幅であり、Ｋが重複多重回数、０以外の整数であることを特徴とする請求項１７に記載の重複周波数分割多重変調装置。
19. 入力されたデジタル信号シーケンスを正負符号シーケンスに変換するステップであって、具体的には、入力されたデジタル信号シーケンスの０を＋Ａ、１を−Ａに変換して、正負符号シーケンスを獲得されるステップであり、Ａが０以外の任意数字であることを特徴とする請求項１７に記載の重複周波数分割多重変調装置。
20. 前記波形生成モジュールで生成する初期エンベロープ波形は、チェビシェフエンベロープ波形、ガウスエンベロープ波形、ハミングエンベロープ波形、ハニングエンベロープ波形、ブラックマンエンベロープ波形、ブラックマン・ハリスエンベロープ波形、バートレットエンベロープ波形、バートレット・ハニングエンベロープ波形、ボマンエンベロープ波形、フラットトップエンベロープ波形、ヌッタルエンベロープ波形、パルツェンエンベロープ波形、テイラーエンベロープ波形、テューキーエンベロープ波形、カイザーエンベロープ波形、三角エンベロープ波形のいずれかを含むことを特徴とする請求項１７に記載の重複周波数分割多重変調装置。
21. 多重変調エンベロープ波形が有する出力信号シーケンスは、各スペクトル間隔の出力信号からなるものであり、各スペクトル間隔の出力信号が各スペクトル間隔における変調エンベロープ波形の演算値を加算した結果であり、変調エンベロープ波形は、プラス記号とサブキャリアのエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を＋Ａとし、または、変調エンベロープ波形は、マイナス記号とサブキャリアのエンベロープ波形を乗算して獲得される場合、当該変調エンベロープ波形の演算値を−Ａとし、Ａの値が０以外の任意の数字であることを特徴とする請求項１７に記載の重複周波数分割多重変調装置。
22. 出力信号シーケンスを有する多重変調エンベロープ波形を生成する請求項１７乃至請求項２１のいずれか一項に記載の重複周波数分割多重変調装置と、前記多重変調エンベロープ波形を受信機に送信する送信装置と、を含む送信機と、
    前記多重変調エンベロープ波形を受信する受信装置と、受信された多重変調エンベロープ波形を復調し、最終的に、デコードを介して最終的な入力ビットシーケンスを獲得する重複周波数分割多重復調装置と、を含む受信機からなることを特徴とする重複周波数分割多重システム。