CN107276941B - 信号处理方法和系统 - Google Patents

信号处理方法和系统 Download PDF

Info

Publication number
CN107276941B
CN107276941B CN201610216202.9A CN201610216202A CN107276941B CN 107276941 B CN107276941 B CN 107276941B CN 201610216202 A CN201610216202 A CN 201610216202A CN 107276941 B CN107276941 B CN 107276941B
Authority
CN
China
Prior art keywords
las
code
received signal
training sequence
training
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201610216202.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107276941A (zh
Inventor
不公告发明人
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Wuxin Intelligent Innovation Co ltd
Original Assignee
Shenzhen Wuxin Intelligent Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Wuxin Intelligent Technology Co ltd filed Critical Shenzhen Wuxin Intelligent Technology Co ltd
Priority to CN201610216202.9A priority Critical patent/CN107276941B/zh
Priority to PCT/CN2017/079580 priority patent/WO2017174003A1/zh
Publication of CN107276941A publication Critical patent/CN107276941A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107276941B publication Critical patent/CN107276941B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking

Abstract

本发明提供了一种信号处理方法，包括：对来自发射端的接收信号执行预处理，该接收信号是来自发送端的时频二维重叠信号且包括基于训练码的训练序列以及数据，其中训练序列频宽大于数据频宽且训练序列的功率谱密度低于数据的功率谱密度，该执行预处理包括采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理。本发明对时间和频率的同步精度较高，因而可提高用户接入网络的成功率和接入速度，使用户体验更加良好。

Description

信号处理方法和系统
技术领域
本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及一种信号处理方法和系统。
背景技术
无线通信网络被广泛部署以提供诸如语音、视频、分组数据、消息接发、广播等各种通信服务。这些无线网络可以是能够通过共享可用的网络资源来支持多个用户的多址网络。这类多址网络的示例包括码分多址(CDMA)网络、时分多址(TDMA)网络、频分多址(FDMA)网络、正交FDMA(OFDMA) 网络、以及单载波FDMA(SC-FDMA)网络。
随着全球移动通信不断增强的需求，无线通信的频率资源愈趋紧张。因此，除了基于TDM(时分复用)、FDM(频分复用)的上述传统高频谱利用率的无线通信系统之外，还提出了对于频谱具有更高利用率的更激进的通信方案。
重叠时分复用(Overlapped Time Division Multiplexing，OvTDM)系统正是这样一种提高系统频谱效率的方案。在OvTDM系统中，符号之间不但不需要相互隔离，而且可以有很强的相互重迭。换言之，OvTDM系统通过人为地引入符号之间的重迭，利用多个符号在时域并行传输数据序列，大幅提高了频谱利用率。
重叠频分复用(Overlapped Frequency Division Multiplexing，OvFDM)系统是另外一种提高系统频谱效率的方案。在OvFDM系统中，子载波频带之间可以有比正交频分复用OFDM更强的重叠。通过频域内各子频带之间更高的重叠程度，在OFDM系统的基础上进一步提高了频谱利用率。
尽管上述OvTDM系统和OvFDM系统具有相应的接收解调方案来排除信号在时域或频域的重叠所带来的干扰，但是频谱利用率的大幅提高仍然对信号的接收提出了更高要求。
因此，OvTDM系统和OvFDM系统需要更高性能的网络接入方案。而现有的通信系统所采用的m序列为训练序列并不能满足需求。
发明内容
以下给出一个或多个方面的简要概述以提供对这些方面的基本理解。此概述不是所有构想到的方面的详尽综览，并且既非旨在指认出所有方面的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有方面的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个方面的一些概念以为稍后给出的更加详细的描述之序。
本发明的目的在于，针对现有通信系统采用M序列为训练序列时，由于 M序列自相关和互相关特性较差，导致系统同步过程成功率低，网络接入慢的缺陷，提供一种通信方法和系统，以克服上述问题。
根据本发明的一方面，提供了一种信号处理方法，包括：
对来自发射端的接收信号执行预处理，该接收信号是来自发送端的时频二维重叠信号且包括基于训练码的训练序列以及数据，其中训练序列频宽大于数据频宽且训练序列的功率谱密度低于数据的功率谱密度，该执行预处理包括：
采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理。
在一实例中，该采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理包括以下至少之一：
采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行定时同步；
采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行载波同步；或
采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行信道估计。
在一实例中，该训练码包括m序列、Golomb码、CAN码、或LAS码。
在一实例中，该训练序列频宽大于数据频宽的5倍、10倍、15倍或以上。
在一实例中，该训练序列包括至少一个LAS短码[Xlas]SN，SN为该LAS 短码的长度，该采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理包括：
采用该至少一个LAS短码对该接收信号执行定时同步。
在一实例中，该训练序列包括两个该LAS短码，该采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理还包括：
采用该两个LAS短码对该接收信号执行载波同步。
在一实例中，该训练序列包括：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN，其中[0]SN为长度为SN的0序列。
在一实例中，该训练序列还包括两个LAS长码[Xlas]LN，LN为该LAS长码的长度，该采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理还包括：
采用该两个LAS长码对经过载波同步的该接收信号二次执行载波同步。
在一实例中，该采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理还包括：
采用该两个长LAS码中的任一者对经载波同步的接收信号执行信道估计。
在一实例中，该采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理还包括：
采用该两个长LAS码对经载波同步的接收信号执行两次信道估计。
在一实例中，该训练序列包括：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN，其中[0]SN为长度为SN的0序列。
根据本发明的另一方面，提供了一种信号处理装置，包括：
预处理单元，用于对来自发射端的接收信号执行预处理，该接收信号是来自发送端的时频二维重叠信号且包括基于训练码的训练序列以及数据，其中训练序列频宽大于数据频宽且训练序列的功率谱密度低于数据的功率谱密度，该预处理单元采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行预处理。
在一实例中，预处理单元包括以下至少之一：
定时同步单元，用于采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行定时同步；
载波同步单元，用于采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行载波同步；或
信道估计单元，用于采用该基于训练码的训练序列对该接收信号执行信道估计。
在一实例中，该训练码包括m序列、Golomb码、CAN码、或LAS码。
在一实例中，该训练序列频宽大于数据频宽的5倍、10倍、15倍或以上。
在一实例中，该训练序列包括至少一个LAS短码[Xlas]SN，SN为该LAS 短码的长度，该预处理单元包括该定时同步单元，该定时同步单元进一步用于采用该至少一个LAS短码对该接收信号执行定时同步。
在一实例中，该训练序列包括两个该LAS短码，该预处理单元还包括该载波同步单元，该载波同步单元进一步用于采用该两个LAS短码对该接收信号执行载波同步。
在一实例中，该训练序列包括：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN，其中[0]SN为长度为SN的0序列。
在一实例中，该训练序列还包括两个LAS长码[Xlas]LN，LN为该LAS长码的长度，该载波同步单元进一步用于采用该两个LAS长码对经过载波同步的该接收信号二次执行载波同步。
在一实例中，该预处理单元还包括该信道估计单元，该信道估计单元进一步用于采用该两个长训练码中的任一者对经载波同步的接收信号执行信道估计。
在一实例中，该预处理单元还包括该信道估计单元，该信道估计单元进一步用于采用该两个长训练码对经载波同步的接收信号执行两次信道估计。
在一实例中，该训练序列包括：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN，其中[0]SN为长度为SN的0序列。
本发明具有以下的有益效果：本发明通过在系统中设计以LAS码为训练序列，利用LAS码自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特性，解决了实际通信系统采用M序列为训练序列时，由于M序列自相关和互相关特性较差，导致系统同步过程成功率较低，网络接入慢的问题。实现了采用LAS码为训练序列时，在信号处理过程中，包括定时同步、载波同步、信道估计，对时间和频率的同步精度较高，因而可提高用户接入网络的成功率和接入速度，使用户体验更加良好。
附图说明
在结合以下附图阅读本公开的实施例的详细描述之后，能够更好地理解本发明的上述特征和优点。在附图中，各组件不一定是按比例绘制，并且具有类似的相关特性或特征的组件可能具有相同或相近的附图标记。
图1示出了OvTDM系统的发射端调制模块的框图；
图2示出了OvTDM系统的接收端的信号预处理模块的框图；
图3示出了OvTDM系统的接收端序列检测模块的框图；
图4示出了OvFDM系统的发射端的调制模块框图；
图5示出了OvFDM系统的接收端的信号预处理模块的框图；
图6示出了OvFDM系统的接收端的信号检测模块的框图；
图7示出了M序列的自相关特性；
图8示出了LAS码的自相关特性；
图9示出了定时同步的自相关结果的分布图；
图10示出了检测到两个峰值情形下的训练序列的示意图；
图11示出了根据本发明的一方面的接收端的定时同步单元的框图；
图12示出了根据本发明的一方面的定时同步方法的流程图；
图13示出了根据本发明的一方面的载波同步单元的框图；
图14示出了根据本发明的一方面的载波同步方法的流程图；
图15示出了根据本发明的一方面的载波同步方法的流程图；
图16示出了多径信道的排列示意图；
图17示出了根据本发明的一方面的训练序列和数据的频宽及功率谱密度关系图；
图18示出了根据本发明的一方面的两个载波信号同时发送数据时的频谱示意图；
图19为OvHDM系统的示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明作详细描述。注意，以下结合附图和具体实施例描述的诸方面仅是示例性的，而不应被理解为对本发明的保护范围进行任何限制。
除了应用在OvTDM和OvFDM系统中，本文中所描述的诸技术也可广泛应用于实际移动通信系统中，如TD-LTE、TD-SCDMA等系统，也可广泛应用于卫星通信、微波视距通信、散射通信、大气层光通信、红外通信与水生通信等任何无线通信系统中。术语“网络”和“系统”常被可互换地使用。
移动通信的不断发展以及新业务的层出不穷对数据传输速率提出了越来越高的要求，而移动通信的频率资源却十分有限，如何利用有限的频率资源实现数据的高速传输成为当今移动通信技术面临的一个重要问题
上述OvTDM和OvFDM系统正是这种可以大幅提高频谱利用率的解决方案。下面简要介绍OvTDM系统的发送和接收过程。
OvTDM系统利用多个符号在时间域并行传输数据序列。在发射端形成多个符号在时间域上相互重叠的发射信号，在接收端根据传输数据序列与传输数据序列时间波形之间的一一对应关系，对接收信号进行时间域内的按数据序列检测。OvTDM系统积极利用这些重叠使之产生编码约束关系，从而大幅度提高了系统的频谱效率。
图1示出了OvTDM系统的发射端调制模块的框图。发送端调制模块100 可包括数字波形发生单元110、移位寄存单元120、乘法单元130及加法单元 140。
首先，由数字波形发生单元110以数字方式设计生成发送信号的第一个调制信号包络波形h(t)，移位寄存单元120将该包络波形h(t)进行特定时间移位，形成其它各个时刻调制信号的包络波形h(t-i×ΔT)，乘法单元130将所要发送的并行的符号xi与相应时刻的包络波形h(t-i×ΔT)相乘，得到各个时刻经调制后的待发送信号波形xih(t-i×ΔT)。加法单元140将所形成的各个待发送波形进行叠加，形成发射信号波形。
OvTDM系统的接收端主要分为信号预处理模块200和序列检测模块 300。图2示出了OvTDM系统的接收端的信号预处理模块200的框图。信号预处理模块用于辅助形成每一帧内的同步接收数字信号序列，如图所示，该信号预处理模块可包括同步单元210、信道估计单元220、和数字化处理单元230。
同步单元210用于对接收信号在时域形成符号同步，以与系统保持同步状态，主要包括定时同步和载波同步。同步完成后信道估计单元220对接收信号做信道估计，以用于估计实际传输信道的参数。数字化处理单元230用于对每一帧内的接收信号进行数字化处理，从而形成适合序列检测部分进行序列检测的接收数字信号序列。
在预处理之后，可在序列检测模块300内对接收信号进行序列检测，对接收到的波形按照波形发送时间间隔切割并按照一定的译码算法对切割后的波形进行译码。图3示出了OvTDM系统的接收端序列检测模块的框图。如图所示，序列检测模块300可包括分析存储单元310、比较单元320、以及保留路径存储单元和欧氏距离存储单元330。在检测过程中，分析存储单元作出 OvTDM系统的复数卷积编码模型及格状图，并列出OvTDM系统的全部状态，并存储。比较单元根据分析存储单元中的格状图，搜索出与接收数字信号最小欧氏距离的路径，而保留路径存储单元和欧氏距离存储单元则分别用于存储比较单元输出的保留路径和欧氏距离或加权欧氏距离。保留路径存储单元和欧氏距离存储单元需要为每一个稳定状态各准备一个。保留路径存储单元长度可以优选为4K～5K。欧氏距离存储单元优选为只存储相对距离。
图4示出了OvFDM系统的发射端的调制模块框图。发射端的OvFDM调制模块400 可包括调制载波频谱产生单元410、载波频谱移位单元420、乘法单元 430、加法单元440、以及傅立叶逆变换单元450。
首先，由调制载波频谱产生单元410设计生成一个子载波的包络频谱信号 H(f)，载波频谱移位单元420将该包络频谱信号H(f)依次频移特定载波频谱间隔ΔB，得出下一个子载波的包络频谱信号，并将该下一个子载波的包络频谱信号频移ΔB，依次下去得到频谱间隔为ΔB的所有子载波的频谱波形H(f-i×ΔB)。
乘法单元430将所要发送的多路并行的符号Xi分别与生成的对应的各个子载波频谱波形H(f-i×ΔB)相乘，得到多路经过相应子载波调制的调制信号频谱XiH(f-i×ΔB)。
加法单元440将所形成的多路调制信号频谱进行叠加，形成复调制信号的频谱
Figure GDA0001013305290000071
最后，由傅立叶逆变换单元450将生成的复调制信号的频谱进行离散付氏反变换，最终形成时域的复调制信号 Signal(t)TX＝ifft(S(f))。
OvFDM系统的接收端主要分为信号预处理模块500和信号检测模块 600。图5示出了OvFDM系统的接收端的信号预处理模块的框图。如图所示，预处理模块可包括同步单元510、信道估计单元520、和数字化处理单元530。
同步单元510用于对接收信号在时域形成符号同步，以与系统保持同步状态，主要包括定时同步和载波同步。同步完成后信道估计单元520对接收信号做信道估计，以用于估计实际传输信道的参数。数字化处理单元530用于对各个符号时间区间的接收信号进行取样和量化，使之变为数字信号序列。
在预处理之后，可在信号检测模块600中对接收信号进行检测。图6示出了OvFDM系统的接收端的信号检测模块600的框图。如图所示，信号检测模块600可包括傅立叶变换单元610、频率分段单元620、卷积编码单元630、以及数据检测单元640。傅立叶变换单元610用于将经过预处理的时域信号转换成频率域信号，即对每个时间符号区间的接收数字信号序列进行傅立叶变换以形成每个时间符号区间的实际接收信号频谱。频率分段单元620用于对每个时间符号区间的实际接收信号频谱在频域以频谱间隔ΔB分段，形成实际接收信号分段频谱。卷积编码单元630用于形成接收信号频谱与发送的数据符号序列之间的一一对应关系。数据检测单元640用于根据卷积编码单元形成的一一对应关系，检测数据符号序列。
以上介绍了OvTDM系统和OvFDM系统的发送和接收端的处理过程。尽管上述OvTDM系统和OvFDM系统具有相应的接收解调方案来排除信号在时域或频域的重叠所带来的干扰，但是频谱利用率的大幅提高仍然对信号的接收提出了更高要求。
为了进一步提高复用系统的性能，在上述的OvTDM系统和OvFDM系统的基础上，进一步演进出OvHDM系统(Overlapped Hybrid Division Multiplexing)，即时频二维重叠复用系统。其不仅在时域中帧符号间相互重叠，而且频域中子载波之间也相互重叠，实现了时域和频域同时重叠。
OvHDM的系统框图如图19所示，可以视为在经过OvTDM系统后的子载波的频域重叠，即OvTDM和OvFDM两个系统的结合：待处理的比特序列经过格雷映射和调制之后进行串并转换，生成多路信号，并通过前述中的 OvTDM系统进行时域的处理，然后进行前述中的子载波的频域叠加处理，具体方法是，对每一路经过OvTDM处理的信号加入ej2π(N-1)ΔBt的调制，N＝1,2,3……，再进行叠加输出。经过传输后(此处以叠加白噪声作为简单的数学表述)，先经过N路子载波匹配滤波器处理(即子载波0匹配滤波器、子载波1匹配滤波器……子载波(N-1)匹配滤波器)，以实现对前面经过频域重叠处理的子载波的逆处理，然后再进行译码，此处以多用户最大似然值算法(Multi-User Maximum Likelihood Sequence Detection,MU-MLSD)为例子，最终确定各个路径，得到N路子载波输出，最后进行并串转换得到串行数据，然后进行解调和格雷逆映射等操作。
具体的，基于图19的OvHDM系统，其复基带信号可以表示为：
Figure GDA0001013305290000091
其中，时域参数：
w(t)是脉冲成型滤波器的冲击响应
u(l)是系统发射的第l个符号
T是每个符号的周期
ΔT是发射符号的间隔，ΔT＝T/K，K为时域重叠复用次数
L是每帧发射的符号总数
Ta是每帧的帧长，且Ta＝(L+K-1)*ΔT。
频域参数：
N是子载波数
ΔB是子载波间隔
D为频域重叠复用次数
主瓣零点带宽Ba＝(N+D-1)*ΔB
每个子载波的主瓣零点带宽B＝D*ΔB。
而基于该OvHDM系统，系统的频谱效率为
Figure GDA0001013305290000092
其中Q是调制电平数，λ是脉冲成型滤波器的时间带宽积，即λ＝BT。
如果L趋向无穷，
Figure GDA0001013305290000093
如果子载波数也趋向无穷，得
Figure GDA0001013305290000094
即为OvHDM 系统可达的极限频谱效率。
一般的通信系统中都需要设计训练序列，其作用主要是在收到信号后经过处理，可同时实现定时同步、载波同步和信道估计。定时同步、载波同步和信道估计是接收端正确接收的三个最重要环节。因此，训练符号的设计至关重要，特别是对于OvHDM系统这种超高频谱效率的通信系统尤其如此。如果这三个步骤中任一步骤误差较大，对整个系统的影响将会很大，后续的译码过程也就没有意义了。
目前通信系统常采用M序列为训练序列，由于M序列自相关和互相关特性较差，导致系统同步过程成功率低，网络接入慢。图7示出了M序列的自相关特性，从图中可以看到其自相关特性间隔一定时间都会出现脉冲，其自相关特性不是很好。因此在信号处理过程中，对时间和频率的同步精度较差，降低用户接入网络的成功率和接入速度，使用户体验变差。
根据本发明的一方面，在OvHDM系统中利用LAS码设计训练序列。经研究发现，LAS码具有自相关函数在原点是理想的冲激函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特性。这对于训练序列而言是及其有利的属性。在后续的训练序列的相关处理中，均由OvHDM的时频二维重叠信号进行相关的处理。
LAS(Large Area Synchronized，大区域同步)码是由一系列脉冲和不等长的0值脉冲间隔组成，可以表示为(N,K,L)，其中N表示脉冲个数，K表示脉冲之间的最短间隔长度，L表示码长。脉冲由完备互补正交码生成，其特点为自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零。利用LAS码的这个特点应用于OvHDM系统中，对于整个系统的同步成功率和接入速度有较好的性能改善。
以下简要介绍LAS码的生成方法。
完备互补正交码具有对偶关系，生成方法是根据最短基本互补码求解出与之完全正交互补的另一对最短基本互补码。本案例中以基本短码+++-来生成完备互补正交码，生成过程如下：
C0＝[1 1]，对应为++，S0＝[1 -1],对应为+ -，根据C0和S0分别求出其互补码C1和S1。C1为对S0取反得到，S1为对C0取反并求非得到，matlab中代码表示为：
C1＝fliplr(S0)，S1＝-1*conj(fliplr(C0))。其中fliplr为对矩阵进行沿垂直轴左右翻转的函数，conj为求复共轭的函数。
据此求得C1＝[-1 1],S1＝[-1 -1]，将C0 C1组合生成新的互补码为C0'＝[1 1 -11]，S0'＝[1 -1 -1 -1]，此时每个互补码的长度由2扩充到4。
这里可以设计互补码的长度LN(LN为2的幂次方)，即Cn和Sn的长度分别为LN/2。采用上述方法，对生成的LAS码进行迭代，将其长度扩充为LN，迭代次数为log2LN-2，最终生成的互补码为Cn、Sn。
将这对互补码和零序列组合生成LAS码，表示形式为：Las＝[Cn L0 Sn]，其中L0表示0的个数，即Cn和Sn之间的最短间隔长度，最终生成的LAS码长度表示为L＝LN+L0。
图8示出了LAS码的自相关特性。
根据本发明的一方面，采用了LAS码来设计训练序列。
对于定时同步的用途，训练序列包括至少一个LAS码。由于LAS短码在频偏较大的情况下仍有较好的同步效果，因此，较优地，训练序列包括至少一个LAS短码，以[Xlas]SN表示，其中该LAS短码的长度记为SN，其互补码长和零序列长度分别表示为L短-N、L短-0，SN＝L短-N+L短-0。
为了进一步优化LAS码的自相关特性，在该LAS短码之前还可包括与该 LAS短码相同长度的一个零序列，以[0]SN表示。
特定实施例中，训练序列可包括两个相同的LAS短码，这样在其中一个LAS短码可用于定时同步的情况下，还可以与另一LAS短码组成LAS 短码对，以用于载波同步。
对于载波同步的用途，训练序列可包括至少一对相同的LAS码。由于 LAS短码在频偏较大的情况下仍有较好的同步效果，因此，较优地，训练序列包括至少一对相同的LAS短码。
较优地，载波同步可以分为两个阶段，即载波粗同步和载波细同步。因此，训练序列可包括至少两对LAS码。较优地，一对LAS码可为相同的LAS短码以用于载波粗同步，另外一对LAS码可为相同的LAS长码，以用于载波细同步。LAS长码可用[Xlas]LN表示，其中该LAS长码的长度记为LN，其互补码长和零序列长度分别表示为L长-N、L长-0，LN＝L长-N+L长-0。
为了进一步优化LAS码的互相关特性，在每个LAS短码之前还可包括与 LAS短码相同长度的一个零序列，以[0]SN表示。
对于信道估计的用途，训练序列可包括至少一个LAS码，例如一个 LAS长码，或者，也可包括两个LAS长码，针对这两个长LAS码做两遍信道估计，从而提高信道估计的成功率。
作为特定示例，可设计L长-N＝256，L长-0＝16；L短-N＝16，L短-0＝8。当然，这里的LAS长码和LAS短码的长度仅作为示例示出，也可设计成其他的长度。
作为较优的实施例，一种同时满足定时同步、载波同步和信道估计的 LAS码训练序列可设计为：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN。在此实施例中，第一个LAS码为短码，可实现定时同步,LAS短码在频偏较大仍有好的同步效果。第一个和第二个LAS短码可用于载波粗同步，短码的好处是可以处理较大的频偏。最后两个LAS码为长码，可用于细频偏纠正和信道估计。
定时同步过程
接收机收到信号，需要先跟通信系统保持同步，包括定时同步和载波同步。定时同步的原理是通过匹配滤波方法,直接将接收信号与本地LAS码求自相关运算，得到自相关峰值。从相关峰值中根据一定的方法找到训练符号的位置。找到训练符号的位置也就确定了当前帧的起始位置，即完成了接收信号和系统的时间同步，定时同步过程结束。
如前所述，由于LAS码的自相关和互相关特性都比较好，将LAS码用于设计训练符号。由此，在计算接收信号和LAS码的相关运算时，峰值大小分布差异较大，通过合理的设置阈值，可以很精确的找到LAS码的起始位置，定时精度较高。
具体在寻找LAS码的相关峰值时，根据训练符号结构，采取合适的信号接收长度，使用滑窗法自相关运算方式，将接收信号与本地LAS码求相关运算寻找自相关峰值来确定LAS码的位置。例如，这里的信号接收长度可保证至少涵盖有LAS码，以确保能检测到峰值。
所谓的滑窗法自相关运算，是以LAS码的长度为窗口长度对接收信号作取窗处理，将当前窗口内的这段信号与本地的LAS码作相关运算，从而得到一个自相关结果。然后，将窗口向后滑动，再对接收信号进行取窗，将当前窗口内的这段信号与本地的LAS码再作相关运算，从而再得到一个相关结果。以此方式，不断滑动窗口，直至对接收到的信号全部进行了相关运算。从计算得出的全部自相关结果，通过设置阈值，即超过阈值的自相关结果作为峰值，找到LAS码的位置。
在一实例中，训练序列中仅包括一个LAS码，例如一个LAS短码，因为短码在频偏较大的情况下仍有较好的同步效果。在此情况下，可以将该LAS 短码的长度作为窗口长度对接收信号作取窗处理，将当前窗口内的这段信号与本地的LAS短码作相关运算，从而得到一个自相关结果。然后，将窗口向后滑动，再对接收信号进行取窗，将当前窗口内的这段信号与本地的LAS码再作相关运算，从而再得到一个相关结果。以此方式，不断滑动窗口，直至对接收到的信号全部进行了相关运算。从计算得出的全部自相关结果，通过设置阈值，即超过阈值的自相关结果作为峰值，找到LAS码的位置。
在多径信道的情况下，有可能出现后面几个径的幅值高过第一条径的幅值，应该选超过阈值的第一个峰值点，而不一定是全局最大值。图9示出了定时同步的自相关结果的分布图。假设阈值为100，如图9所示，超过阈值100的自相关结果有两个，但是选取在25位置的自相关结果作为本次运算的峰值，从而将此在25的位置作为找到的LAS码的位置。
在先前的较优的训练符号格式[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN的情况下，训练序列中存在两个LAS短码。此时，通过上述滑窗自相关计算法可以找出两个超过阈值的峰值。图9示出了存在两个峰值的自相关结果的分布图。此时，需要判断哪一个是在前短码的峰值，哪一个是在后短码的峰值。
图10示出了检测到两个峰值情形下的训练序列的示意图。在图10中示出了重复循环发送的两条训练序列。接收信号的长度跨越了两条训练序列，因此，找出的两个峰值可能其中一个是由于下一个训练序列的第一个 LAS短码所引起的。所以需要判断每一个峰值所对应的是哪一个LAS短码。
具体而言，如果两个峰值间隔长度为2*SN，那么选取第一个超过阈值的峰值为第一个短LAS码的起始位置，如果两者间隔长度为大于2*SN，则第二个超过阈值的峰值为第一个短LAS码的起始位置。
如果存在多径信道，那么滑窗后会出现两个部分集中分布相关峰，对每部分的相关峰分别和阈值进行比较，选取过阈值的第一个峰值点，两部分比较完后将得到两个超过阈值的点，再根据如上的方法确定对应LAS码的位置。
另外，如果发射信号经过了其他带限滤波器，则匹配滤波后是一个个较光滑的峰，而不是独立的点，所以需要根据实际带限滤波器选取峰值点。
图11示出了根据本发明的一方面的接收端的定时同步单元的框图。该定时同步单元可以是上文结合图2和图5所讨论的同步单元的一部分。
如图11所示，定时同步单元1100可包括自相关计算单元1110以用于执行自相关计算。该自相关计算单元1110可对接收到的信号进行取窗，以采用本地的LAS码对窗口内的信号作自相关计算，并滑动该窗口以进行下一次自相关计算，直至达到信号接收长度。定时同步单元1100还可包括峰值判断单元1120，以用于根据获得的相关结果集合来判断峰值的位置，以寻找LAS码的起始位置。峰值判断单元1120可选取合适的阈值，将超过阈值的自相关结果作为峰值。
图12示出了根据本发明的一方面的定时同步方法的流程图。如图所示，该方法可包括：
步骤1201：对接收到的信号进行取窗，以采用本地的LAS码对窗口内的信号作自相关计算，并滑动该窗口以进行下一次自相关计算，直至达到信号接收长度；以及
步骤1202：根据获得的相关结果集合来判断峰值的位置，以寻找LAS码的起始位置。
如上所述，在存在两个LAS短码的情况下，如果两个峰值间隔长度为2*SN，那么选取第一个超过阈值的峰值为第一个短LAS码的起始位置，如果两者间隔长度为大于2*SN，则第二个超过阈值的峰值为第一个短LAS码的起始位置。
载波同步过程
接收到信号后，需要先跟通信系统保持同步，包括定时同步和载波同步，接收信号和系统先保持时间上的同步，通过定时同步获取LAS码的起始位置，再进行频率的同步。
对于载波同步，接收信号的训练序列信息部分包括至少一对相同的LAS 码。对重复的LAS码进行互相关运算,得到频率偏差Δf。
假设接收机与发射机之间的载波偏差为Δf，AD采样间隔为T,那么接收端忽略噪声信号影响时，收到的信号表示为：
yn＝xnej2πΔfnT
前后两个LAS码的相关系数为：
Figure GDA0001013305290000151
其中L表示LAS码之间的间隔。
由上式可知，载波频偏为：
Figure GDA0001013305290000152
较优地，训练序列信息部分可包括两对LAS码，其中，一对相同的LAS 码为LAS短码，由此可以先进行载波粗同步；另外再包括一对相同的LAS长码，由此可以进行载波细同步。
由于已经完成了定时同步，可根据定时同步返回的训练符号索引提取出对应的两部分短LAS码，对短LAS码进行载波粗同步，短码可以处理较大的频偏，根据上述公式计算得到估计的频偏值为Δf1。然后再提取出两部分长LAS 码，对长LAS码进行载波细频偏纠正，得到估计的频偏值为Δf2，参考粗同步的频偏，则最终输出的频偏为Δf＝Δf1+Δf2。
以先前的较优的训练符号格式[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN为例。令LN＝272，SN＝24，训练符号总长度为640。两个短LAS分别在(25:48)和(73:96)两个位置，长LAS码分别在(97:368)和(369：640) 两个位置。
理想状态下，定时同步计算得到的LAS码的起始位置为第一个短LAS码的起始位置，即为25。根据此索引和长短码的码长LN和SN，从接收信号中对应的提取出相应的码。
载波粗同步
从接收信号中提取出两部分短LAS码，根据公式
Figure GDA0001013305290000161
对其求共轭相乘，得到相关系数R。再根据公式
Figure GDA0001013305290000162
求出对应的粗频偏Δf1，其中L表示两个短LAS码之间的间隔，由训练符号结构可以看出，L＝2*SN＝48。
根据计算出的粗频偏通过公式
Figure GDA0001013305290000165
对接收信号进行频偏校正，得到第一次频偏校正后的信号。
载波细频偏校正
载波粗同步中对接收信号进行了粗频偏校正，得到接收信号yn'。细频偏过程为从yn'中提取出两部分长LAS码，根据公式
Figure GDA0001013305290000163
对其求共轭相乘，得到相关系数R。再根据公式
Figure GDA0001013305290000164
求出对应的细频偏Δf2， L表示两个长LAS码之间的间隔，由训练符号结构可以看出，L＝LN＝272。
参考粗同步的频偏，则最终输出的频偏为Δf＝Δf1+Δf2。并根据公式 yn″＝yn'ej2π(-Δf)nT求出对接收信号细频偏纠正后的信号。
将两次频偏校正后的信号yn″作为输入信号给信道估计过程，载波同步过程结束。
图13示出了载波同步单元1300的框图。该载波同步单元1300可以是上文结合图2和图5所讨论的同步单元的一部分。
如图所示，载波同步单元1300可包括互相关计算单元1310和频率校正单元1320。互相关计算单元1310可对一对LAS码执行互相关计算以获得接收端和发射端之间载波的频偏。频率校正单元1320可根据该载波的频偏，对接收信号执行频偏校正。
在一实施例中，互相关计算单元1310可首先执行一对LAS短码的互相关计算，以获得接收端和发射端之间载波的粗频偏。频率校正单元1320可先根据该粗频偏，对接收信号执行初次频偏校正。互相关计算单元1310再对从经过初次频偏校正的接收信号所提取的一对LAS长码执行互相关计算，以获得接收端和发射端之间载波的细频偏。频率校正单元1320可再根据该细频偏和该粗频偏，对经初次频偏校正的接收信号执行二次频偏校正，以得到最终频偏校正后的信号。
图14示出了根据一实施例的载波同步方法的流程图。如图所示，载波同步方法可包括以下步骤：
步骤1401：对从接收信号提取的两个LAS码执行互相关，以获得接收端和发射端之间载波的频偏；以及
步骤1402：基于该频偏对接收信号执行频偏校正。
图15示出了根据另一实施例的载波同步方法的流程图。如图所示，载波同步方法可包括以下步骤：
步骤1501：对从接收信号提取的两个LAS短码执行互相关，以获得接收端和发射端之间载波的粗频偏；
步骤1502：根据该粗频偏，对接收信号执行初次频偏校正；
步骤1503：对从经初次频偏校正的接收信号所提取的一对LAS长码执行互相关计算，以获得接收端和发射端之间载波的细频偏；以及
步骤1504：根据该细频偏和该粗频偏，对经初次频偏校正的接收信号执行二次频偏校正。
尽管为使解释简单化将上述方法图示并描述为一系列动作，但是应理解并领会，这些方法不受动作的次序所限，因为根据一个或多个实施例，一些动作可按不同次序发生和/或与来自本文中图示和描述或本文中未图示和描述但本领域技术人员可以理解的其他动作并发地发生。
信道估计过程
信道估计用于估计信道的传输特性，即信道对所传输的信号的影响。通过利用发送端和接收端双方已知的训练符号，接收端能够根据该已知的训练符号以及接收到的训练符号来执行信道估计。举例而言，接收端可以对已知的训练符号以及接收到的训练符号执行相关，从而确定信道的传输特性。在进行信道估计之后，接收端能够利用所确定的信道估计来解调接收到的未知数据信号，以确定发送端发送的实际数据信号。
接收信号经过定时同步，和系统保持时间同步。然后再和接收信号做载波同步，载波同步包括粗同步和细同步，通过同步获取了接收机和发送机的载波频偏Δf，通过载波频偏对接收的信号做修正，得到修正后的接收信号yfix，对yfix做信道估计。
本发明利用LAS码作为训练序列，例如训练符号格式中的长LAS码 L-LAS可用于信道估计。
信道估计可表示为：
Figure GDA0001013305290000181
其中yn表示经过载波同步修正后的接收信号，即yfix。N表示LAS码长度。 xn表示本地LAS码，即xn表示为训练符号中的最后两个长LAS码之一。R0表示LAS码的平方和，P表示多径信道个数。
信道估计器从训练符号的接收信号yfix中估计信道的冲激响应h(t)，然后根据估计出的h(t)构造一个逆信道系统，接收到的数据信号经过该逆信道系统之后被还原成对发送端馈送到信道的信号的估计。
一般接收信号yn可表达为
Figure GDA0001013305290000182
en表示噪声。将其代入上式展开后得到如下公式：
Figure GDA0001013305290000183
Figure GDA0001013305290000184
表示训练序列的自相关，通过合理设计自相关系数为零，估计信道高度接近真实信道，从而极大地提高了信道估计的精度。根据本发明，由于LAS码自相关出现0的概率极高，因此在进行信道估计时大大提高了信道估计的成功率。
本领域一般采用M序列进行信道估计。M序列的自相关特性如附图7所示，从图中可以看到其自相关特性间隔一定时间都会出现脉冲，其自相关特性不是很好，对应信道估计公式
Figure GDA0001013305290000185
中的
Figure GDA0001013305290000186
值不为0的概率很大，因此估计出的信道模型和理想信道模型偏差较大，对于后续的译码处理影响很大，提高了系统的误码率。
对比LAS码序列，其具有自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特点，因此在做信道估计时，实际估计出的信道模型和理想模型偏差很小，降低了系统的误码率，对系统性能得到了很好的改善。
根据本发明，由于训练符号中长LAS码共有两个，因此信道估计过程可以采用其中任一个长LAS码来实现，或者也可以针对这两个长LAS码做两遍信道估计，从而提高信道估计的成功率。
在通信环境中可存在一条信道或多径信道，接收机可根据环境来确定是否存在多径信道。在没有多径信道的情况下，即p＝0，根据上式可以直接计算出信道估计h。而在有多径信道的情况下，可以根据上式分别计算每条多径路径的信道估计值hp，其中针对每条多径路径将本地LAS码xn进行偏移，每一条路径的偏差可以为1。
举例而言，实际的多径信道可为例如6条。首先将本地LAS码按照多径个数排列成6列，每一列路径的偏差为1，排列方式如附图16所示。
根据训练符号格式[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN，从修正信号yfix中找到对应的LAS码位置，并提取出来为yfix-las，共两部分。
将提取出来的yfix-las分别与重新排列后的6条多径信道的本地LAS码经过公式
Figure GDA0001013305290000191
处理后，得到每条多径路径的信道估计值hp。由于共有两部分LAS码可以进行信道估计，经过处理后每部分都会得到信道估计值hp，对两部分求平均值则可得到最后的每条多径路径的信道估计值hp。
然后，可基于每条多径路径的信道估计值hp来解调接收到的数据信号，从而得恢复出每条多径路径的发送端信号。
设计训练序列频宽
本系统中设计符号结构包括训练序列TSC(traning sequence code)和数据(data)。训练符号的设计至关重要，影响了整个系统的定时、同步、信道估计三个最重要的环节，如果这三个步骤中任一步骤误差较大，对整个系统的影响将会很大，后续的译码过程也就没有意义了。
训练序列频宽的设计过程较为复杂，频宽较短时其对应的功率谱密度较大，当系统中存在多个载波时会影响数据的接收和发送，频宽过大时对应的功率谱密度太小，对系统的发送机和接收机的灵敏度要求极高。
在现有通信系统中，一般采用训练序列和数据的频宽相同的方法，其对应的功率谱密度相同，且由于一般系统中频宽都较短，因此对应于时域发送时间较长，影响信号同步、信道估计处理时间过程，后续译码过程等待时间也变长，降低了系统的传输速率。另外，由于训练序列发送时间较长，因此在对信号进行采样时，其采样率较低，时间分辨率不够精细，影响信道估计的偏差。
本发明使得训练序列频宽远大于数据频宽(例如，5倍、10倍、15倍或以上)，从而训练序列的功率谱密度低于数据的功率谱密度，其训练序列、数据的频宽和功率谱密度关系图如附图17所示。由于训练序列和数据的发送功率需保持一致，由图中可以看出，当训练序列的频宽变宽后，其对应的功率谱密度随之也会大幅度降低，相对于数据功率谱密度而言是很低的。
本系统可以使用所有的可用扩频码，包括m序列、Golomb码、CAN(CyclicAlgorithm New)、以及LAS码等。本系统中我们以具有完备互补正交特性的 LAS码为例，介绍定时同步、载波同步和信道估计的处理过程。因此，前文所述的利用LAS码作为训练码进行定时同步、载波同步、信道估计的所有方法及装置也适用于所有合适的扩频码作为训练码进行定时同步、载波和训练估计。因此，上文以LAS码为例示出的定时同步、载波同步和信道估计的算法仅仅是作为示例示出的，本发明的上述内容适用于所有合适的训练码。
LAS码的特点是自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零，LAS码的自相关特性如附图8所示。因此当训练序列重叠时也不会相互造成干扰。这样设计可以提高系统的频谱利用率和传输速率。
由公式
Figure GDA0001013305290000201
可知，当频域频宽越大时，其对应在时域的时间越小，即在较短的时间内就可以完成训练序列的发送和接收过程。在信号接收过程，对于同样长度的数据，当接收时间变短，可以将信号的采样率提高，使得时间分辨率更精细。在信道估计过程提高时间分辨率的精确度，使得信道估计结果更精确。
在一方面，由于训练序列的功率谱密度极低，几乎不会对数据信号产生影响，因此训练序列和数据可在同一时间叠加发送。换言之，训练序列和数据是在频率和/或时间上至少部分重叠地发送的。当有两个载波信号同时发送数据时，其构造图如附图18所示，从图中可以看出，两个载波所承载的实际数据中间有保护带，不会重叠也不会相互造成干扰；而训练序列的频宽和实际数据有重叠，由于训练序列功率谱密度非常低，因此不会对实际数据造成干扰；再有，不同的训练序列可用不同的扩频码加以区分，不会造成混淆。训练序列不独占特定的频率和时间资源，提高了系统的频谱利用率和传输速率。
在一个实施例中，本系统中可以采用具有完备互补正交特性的LAS码为训练序列，其特点为自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零，LAS码的自相关和互相关特性如附图8 所示。因此当训练序列重叠时也不会相互造成干扰。这样设计可以提高系统的频谱利用率和传输速率。
本案例中我们设计训练序列的格式为： [0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN。
本领域技术人员将可理解，信息、信号和数据可使用各种不同技术和技艺中的任何技术和技艺来表示。例如，以上描述通篇引述的数据、指令、命令、信息、信号、位(比特)、符号、和码片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光学粒子、或其任何组合来表示。
本领域技术人员将进一步领会，结合本文中所公开的实施例来描述的各种解说性逻辑板块、模块、电路、和算法步骤可实现为电子硬件、计算机软件、或这两者的组合。为清楚地解说硬件与软件的这一可互换性，各种解说性组件、框、模块、电路、和步骤在上面是以其功能性的形式作一般化描述的。此类功能性是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和施加于整体系统的设计约束。技术人员对于每种特定应用可用不同的方式来实现所描述的功能性，但这样的实现决策不应被解读成导致脱离了本发明的范围。
结合本文所公开的实施例描述的各种解说性逻辑模块、和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列 (FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其设计成执行本文所描述功能的任何组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但在替换方案中，该处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器还可以被实现为计算设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或多个微处理器、或任何其他此类配置。
结合本文中公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或在这两者的组合中体现。软件模块可驻留在RAM 存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中所知的任何其他形式的存储介质中。示例性存储介质耦合到处理器以使得该处理器能从/向该存储介质读取和写入信息。在替换方案中，存储介质可以被整合到处理器。处理器和存储介质可驻留在ASIC中。ASIC可驻留在用户终端中。在替换方案中，处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户终端中。
在一个或多个示例性实施例中，所描述的功能可在硬件、软件、固件或其任何组合中实现。如果在软件中实现为计算机程序产品，则各功能可以作为一条或更多条指令或代码存储在计算机可读介质上或藉其进行传送。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，其包括促成计算机程序从一地向另一地转移的任何介质。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM 或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或能被用来携带或存储指令或数据结构形式的合意程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。任何连接也被正当地称为计算机可读介质。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术从web网站、服务器、或其它远程源传送而来，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术就被包括在介质的定义之中。如本文中所使用的盘(disk)和碟(disc)包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字多用碟(DVD)、软盘和蓝光碟，其中盘(disk)往往以磁的方式再现数据，而碟(disc)用激光以光学方式再现数据。上述的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。
提供对本公开的先前描述是为使得本领域任何技术人员皆能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对本领域技术人员来说都将是显而易见的，且本文中所定义的普适原理可被应用到其他变体而不会脱离本公开的精神或范围。由此，本公开并非旨在被限定于本文中所描述的示例和设计，而是应被授予与本文中所公开的原理和新颖性特征相一致的最广范围。

Claims (6)

1.一种信号处理方法，包括：
对来自发射端的接收信号执行预处理，所述接收信号是来自发送端的时频二维重叠信号且包括基于训练码的训练序列以及数据，其中训练序列频宽大于数据频宽且训练序列的功率谱密度低于数据的功率谱密度，所述执行预处理包括：
采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理；
所述训练码为LAS码；
所述训练序列包括两个LAS短码[Xlas]SN，SN为所述LAS短码的长度，所述采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理包括：
采用所述两个LAS短码对所述接收信号执行定时同步；
所述采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理还包括：
采用所述两个LAS短码对所述接收信号执行载波同步；
所述训练序列还包括两个LAS长码[Xlas]LN，LN为所述LAS长码的长度，所述采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理还包括：
采用所述两个LAS长码对经过载波同步的所述接收信号二次执行载波同步；
所述采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理还包括：
采用所述两个LAS长码中的任一者对经载波同步的接收信号执行信道估计；
所述训练序列包括：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN，其中[0]SN为长度为SN的0序列。
2.如权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述训练序列频宽大于数据频宽的5倍、10倍、15倍或以上。
3.如权利要求1所述的信号处理方法，其特征在于，所述采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理还包括：
采用所述两个LAS长码对经载波同步的接收信号执行两次信道估计。
4.一种信号处理装置，包括：
预处理单元，用于对来自发射端的接收信号执行预处理，所述接收信号是来自发送端的时频二维重叠信号且包括基于训练码的训练序列以及数据，其中训练序列频宽大于数据频宽且训练序列的功率谱密度低于数据的功率谱密度，所述预处理单元采用所述基于训练码的训练序列对所述接收信号执行预处理；
所述训练码为LAS码；
所述训练序列包括两个LAS短码[Xlas]SN，SN为所述LAS短码的长度，所述预处理单元包括定时同步单元，所述定时同步单元进一步用于采用所述两个LAS短码对所述接收信号执行定时同步；
所述预处理单元还包括载波同步单元，所述载波同步单元进一步用于采用所述两个LAS短码对所述接收信号执行载波同步；
所述训练序列还包括两个LAS长码[Xlas]LN，LN为所述LAS长码的长度，所述载波同步单元进一步用于采用所述两个LAS长码对经过载波同步的所述接收信号二次执行载波同步；
所述预处理单元还包括信道估计单元，所述信道估计单元进一步用于采用所述两个LAS长码中的任一者对经载波同步的接收信号执行信道估计；
所述训练序列包括：[0]SN,[Xlas]SN,[0]SN,[Xlas]SN,[Xlas]LN,[Xlas]LN，其中[0]SN为长度为SN的0序列。
5.如权利要求4所述的信号处理装置，其特征在于，所述训练序列频宽大于数据频宽的5倍、10倍、15倍或以上。
6.如权利要求4所述的信号处理装置，其特征在于，所述预处理单元还包括所述信道估计单元，所述信道估计单元进一步用于采用所述两个LAS长码对经载波同步的接收信号执行两次信道估计。
CN201610216202.9A 2016-04-08 2016-04-08 信号处理方法和系统 Expired - Fee Related CN107276941B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610216202.9A CN107276941B (zh) 2016-04-08 2016-04-08 信号处理方法和系统
PCT/CN2017/079580 WO2017174003A1 (zh) 2016-04-08 2017-04-06 定时同步方法和装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610216202.9A CN107276941B (zh) 2016-04-08 2016-04-08 信号处理方法和系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107276941A CN107276941A (zh) 2017-10-20
CN107276941B true CN107276941B (zh) 2021-06-15

Family

ID=60051846

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610216202.9A Expired - Fee Related CN107276941B (zh) 2016-04-08 2016-04-08 信号处理方法和系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107276941B (zh)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101039294A (zh) * 2006-03-15 2007-09-19 方正通信技术有限公司 一种改善广义多载波系统信道估计特性和同步特性的方法
CN101039295A (zh) * 2006-03-15 2007-09-19 方正通信技术有限公司 利用低相关码字改进正交频分复用系统同步性能的方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110182169A1 (en) * 2009-09-13 2011-07-28 Research Institute Of Tsinghua University In Shenzhen Code division multiplexing method and system
ES2455116B1 (es) * 2012-09-14 2015-01-27 Universitat Politècnica De Catalunya Método de codificación/decodificación de la amplitud de la señal mediante plegado y etiquetas de información auxiliares

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101039294A (zh) * 2006-03-15 2007-09-19 方正通信技术有限公司 一种改善广义多载波系统信道估计特性和同步特性的方法
CN101039295A (zh) * 2006-03-15 2007-09-19 方正通信技术有限公司 利用低相关码字改进正交频分复用系统同步性能的方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN107276941A (zh) 2017-10-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2017174003A1 (zh) 定时同步方法和装置
WO2017174004A1 (zh) 载波同步方法和装置
CN107276654B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276953B (zh) 定时同步方法、装置和系统
CN107276926B (zh) 信道估计方法和装置
CN107294889B (zh) 载波同步方法和装置
CN107277913B (zh) 定时同步方法、装置和系统
CN107276925B (zh) 信道估计方法和装置
CN107294883B (zh) 信道估计方法和装置
CN107276940B (zh) 定时同步方法、装置和系统
CN107276955B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276740B (zh) 定时同步方法、装置和系统
CN107276708B (zh) 定时同步方法、装置和系统
CN107276943B (zh) 定时同步方法、装置和系统
CN107294881B (zh) 信道估计方法和装置
CN107294882B (zh) 信道估计方法和装置
CN107276627B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276927B (zh) 信道估计方法和装置
CN107276941B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276947B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276946B (zh) 载波同步方法和装置
CN107276655B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276952B (zh) 载波同步方法和装置
CN107276949B (zh) 信号处理方法和系统
CN107276944B (zh) 定时同步方法、装置和系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
TA01 Transfer of patent application right
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20190823

Address after: 518057 2nd Floor, No. 9 Software Building, Zhongxin Road, Yuehai Street, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province

Applicant after: SHEN ZHEN KUANG-CHI HEZHONG TECHNOLOGY Ltd.

Address before: Bantian street Longgang District of Shenzhen City, Guangdong province 518000 Jihua Road, the new world Huasai Industrial Area No. 2, building 101 (two floor) 201

Applicant before: SHENZHEN SUPER DATA LINK TECHNOLOGY Ltd.

TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20210525

Address after: 518000 15th floor, tefa information technology building, 2 Qiongyu Road, Science Park community, Yuehai street, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province

Applicant after: Shenzhen Wuxin Intelligent Technology Co.,Ltd.

Address before: 518057 2nd floor, software building, No.9, Gaoxin middle 1st Road, Yuehai street, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province

Applicant before: SHEN ZHEN KUANG-CHI HEZHONG TECHNOLOGY Ltd.

TA01 Transfer of patent application right
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20211008

Address after: 518000 15th floor, tefa information technology building, 2 Qiongyu Road, Science Park community, Yuehai street, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province

Patentee after: Shenzhen Wuxin intelligent Innovation Co.,Ltd.

Address before: 518000 15th floor, tefa information technology building, 2 Qiongyu Road, Science Park community, Yuehai street, Nanshan District, Shenzhen City, Guangdong Province

Patentee before: Shenzhen Wuxin Intelligent Technology Co.,Ltd.

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20210615