CN102957655A - 一种soqpsk调制信号同步的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种SOQPSK调制信号同步的方法及系统。本发明提供的方法包括发射端处理方法及接收端处理方法，其中发射端处理方法包括：针对待发送的突发信号，生成包含有导频序列信息的SOQPSK调制信号；该导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步；将SOQPSK调制信号发送到接收端。接收端处理方法包括：接收SOQPSK调制信号，进行帧同步；利用接收信号中所包含的导频序列信息，对接收信号进行频率同步、相位同步及定时同步。本发明提供的SOQPSK调制信号同步的系统包括发射端装置及接收端装置。通过本发明通过的方案，在突发通信模式下，采用前馈方式实现了SOQPSK调制信号的频率同步、相位同步和定时同步，使得系统达到稳定同步的时间更为迅速。

Description

一种SOQPSK调制信号同步的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种SOQPSK信号的同步方法和系统。

背景技术

在深空通信、航空通信、遥感遥测以及卫星通信中，由于对带外功率的限制和放大器效率的要求，越来越多的研究关注于能获取高带宽效率和高功率效率的数字调制方式。连续相位调制(Continue PhaseModulation，CMP)是一种先进的相位调制技术，它具有相位连续的特点，能够提供更高的带宽效率和功率效率。作为CPM调制方式中的一种，成型偏移四相相移键控(Shaped Offset Quadrature Phase-Shift Keying，SOQPSK)调制是在四相相移键控(Quadrature Phase-Shift Keying，QPSK)基础上进行改进而得到的一种新的调制体制。SOQPSK信号在具有恒模特性的同时有具有较低的带外散射，其高效率恒包络的特点，特别适合于衰减大和噪声严重的信道。随后提出的SOQPSK-A调制和SOQPSK-B调制是经过频域滤波的SOQPSK方案，它们具备更高的带宽效率和更优的误码率性能。由于SOQPSK调制系统的高带宽效率、恒模特性以及对已存在系统的后向兼容性，SOQPSK调制系统在深空通信、航空通信以及卫星通信等应用中得到了广泛的采用。

在传统的连续通信系统中，通常使用锁相环反馈方式进行信号同步。采用这种方式达到稳定同步的时间较长，但由于在连续通信系统中信号持续时间长，因此，即使需要较长时间到达稳定同步，也是可以采用采用锁相环反馈方式进行信号同步的。然而，对于时分双工(Time DivisionDuplexing，TDD)或时分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)等突发通信模式的系统来说，使用锁相环反馈方式获得信号稳定同步的时间大大超出了突发通信模式系统所能允许的时间，不能实现SOQPSK信号快速的信号同步。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种SOQPSK调制信号同步的方法和系统。在存在频率误差、随机相位误差及定时误差的情况下，实现突发通信模式下对SOQPSK信号快速的同步操作。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种SOQPSK调制信号同步的发射端处理方法，包括：

针对待发送的突发信号，生成成型偏移四相相移键控SOQPSK调制信号；所述调制信号中包含有重复性的导频序列信息；所述导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步；

将所述SOQPSK调制信号发送到接收端。

其中，所述针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号包括：

在待发送的突发信号的每个数据段之前插入导频序列；

将所述插入导频序列的突发信号进行SOQPSK调制，生成所述SOQPSK调制信号。

其中，所述针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号包括：

将所述待发送的突发信号的各个数据段进行SOQPSK调制；

将导频序列进行SOQPSK调制；

在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成所述SOQPSK调制信号。

其中，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；其中，第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列用于进行频率同步，第一导频序列还用于相位同步，第二导频序列还用于定时同步。

其中，所述第一导频序列为由“1010”、“0101”、“1111”或“0000”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

其中，所述第二导频序列为由“1100”、“1001”、“0011”或“0110”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

一种SOQPSK调制信号同步的接收端处理方法，包括：

接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步；

利用帧同步后所述接收信号中所包含的导频序列信息的重复性，对所述接收信号进行频率同步；

通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

利用所述相位同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

其中，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，其中，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；

所述通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步，具体包括：

通过所述频率同步后接收信号中所包含的第一导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

所述利用所述相位同步后接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步，具体包括：

利用所述相位同步后的接收信号中所包含的第二导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

一种SOQPSK调制信号同步的发射端处理装置，包括：

SOQPSK调制模块，用于针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号；所述调制信号中包含有重复性的导频序列信息；所述导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步；

信号发送模块，用于将SOQPSK调制模块生成的SOQPSK调制信号发送到接收端。

其中，所述SOQPSK调制模块具体包括：

导频序列插入单元，用于在待发送的突发信号的每个数据段之前插入导频序列；

调制单元，用于将插入导频序列后的突发信号进行SOQPSK调制，生成所述SOQPSK调制信号。

其中，所述SOQPSK调制模块具体包括：

突发信号调制单元，用于针对待发送的突发信号的各个数据段进行SOQPSK调制；

导频序列调制单元，用于将导频序列进行SOQPSK调制；

调制信号插入单元，用于在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成所述SOQPSK调制信号。

其中，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；其中，第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列用于进行频率同步，第一导频序列还用于相位同步，第二导频序列还用于定时同步。

其中，所述第一导频序列为由“1010”、“0101”、“1111”或“0000”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

其中，所述第二导频序列为由“1100”、“1001”、“0011”或“0110”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

一种SOQPSK调制信号同步的接收端处理装置，包括：

接收模块，用于接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步；

频率同步模块，用于利用帧同步后所述接收信号中所包含的导频序列信息的重复性，对所述接收信号进行频率同步；

相位同步模块，用于通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

定时同步模块，用于利用所述相位同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

其中，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，其中，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；

所述相位同步模块，具体用于通过所述频率同步后的接收信号中所包含的第一导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

所述相位同步模块，具体用于利用所述相位同步后的接收信号中所包含的第二导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明所提供的SOQPSK调制信号的同步方法和系统通过发射端在SOQPSK调制信号突发数据信号中周期性地插入导频序列，使得接收端能够通过导频序列的重复性进行频偏估计，并在此基础上进行频偏纠正。接收端利用频偏纠正后信号中所包含的导频序列进行相位估计，并利用相位估计对信号进行相位补偿。完成相位补偿后，接收端利用导频序列进行定时误差检测，并使用差值算法进行定时误差纠正。通过以上方法，实现在突发通信模式下，SOQPSK调制信号在存在频率误差、随机相位误差及定时误差的情况下，采用前馈方式实现对SOQPSK调制信号进行频率同步、相位同步和定时同步，使得系统达到稳定同步的时间较反馈方式更为迅速。

进一步，针对SOQPSK连续相位调制的特点，发射端插入特殊的导频序列：由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列。其中，第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列，接收端在利用第一导频序列进行相位估算的过程中得到相位常数序列，这使得在进行相位估算时能够简化估算公式，获得更准确的相位估计结果，以达到更准确的相位同步。第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列，进行调制后得到的SOQPSK波形为一余弦波形，因此接收端利用接收到的第二导频序列在进行定时误差检测的过程中，相位轨迹可简化为直线，使得定时误差检测的结果更为准确，进而提高了定时同步的准确性

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是实施例一发射端处理方法的流程示意图；

图2是实施例一接收端处理方法的流程示意图；

图3是实施例一接收端进行频偏估计的流程示意图；

图4是实施例一接收端进行定时误差检测的流程示意图；

图5是实施例二发射端处理方法的流程示意图；

图6是实施例二发射端插入导频序列后的突发信号帧结构示意图；

图7是实施例二接收端处理方法的流程示意图；

图8是定时误差为T_s/4时，帧同步序列相关值的仿真图；

图9是SOQPSK调制、SOQPSK-A调制和SOQPSK-B调制信号为正弦波时的相位轨迹图；

图10是单独进行频率同步的误码率性能仿真图；

图11是单独进行相位同步的误码率性能仿真图；

图12是定时误差为T_s/4的条件下，进行频率同步、相位同步及定时同步的误码率性能仿真图；

图13是定时误差为0～T_s/4之间的随机值的条件下，进行频率同步、相位同步及定时同步的误码率性能仿真图；

图14是实施例一发射端的装置连接示意图；

图15是实施例一接收端的装置连接示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明所公开的一种SOQPSK调制信号的同步方法和系统是针对突发通信模式下，实现SOQPSK调制信号的快速的同步操作。发送端将突发信号及用于提供信号同步的信息经过SOQPSK调制后，通过无线信道发送给接收端。由于SOQPSK调制信号在发送、传输、接收的过程中，会受到衰落、噪声、干扰及收发两端的晶振频率不完全相同等因素的影响，因此接收端在接收到SOQPSK调制信号后需要先完成信号同步操作，再进行信号检测等SOQPSK解调操作，以减小解调信号的失真。

接收端需要完成的同步操作包括：帧同步、频率同步、相位同步及定时同步。帧同步操作的目的是确定接收信号所包含的信息序列的起始位置，并同时完成了针对码元的定时粗同步。定时同步完成针对码元理想采样点位置的调整。对于帧同步操作，常用的方法是：发送端通过在一个待发送的突发信号的任意一个数据段中放置特殊码字序列信息，使得接收端能够完成帧同步，并同时完成定时粗同步。用于帧同步的特殊码字序列应该具有尖锐的自相关峰值，并且要求在接收端进行同步识别时出现伪同步的概率尽可能小。常用的帧同步特征码字序列包括m序列和巴克码序列。频率同步则主要估计和补偿由于收发两端晶振频率不一致及多普勒频移带来的频偏，相位同步是消除随机相位带来的影响，对于恒模调制的SOQPSK调制信号来说，相位同步可看作信道估计的一部分。

下面介绍本发明实施例一的实现方式。参见图1所示，实施例一中发射端的处理方法如下：

S101针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号；所述调制信号中包含有重复性的导频序列信息；所述导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步。

在突发通信模式中，突发(Burst)信号由多个数据段(Data)组成和一个保护间隔组成，每个数据段长度为整数个T_s，其中，T_s为一个SOQPSK符号持续时间。数据段的个数及具体长度根据具体需要由系统设计决定。为使用导频序列进行前馈方式的信号同步，发射端需要在待发送突发信号的每个数据段之前插入导频序列，以便接收端能够通过接收信号中所包含的导频序列信息进行前馈式信号同步。由于导频序列被插入到突发信号的每个数据段之前，因此在一个突发信号中包含重复性的导频序列。发射端插入的导频序列用于接收端完成频率同步、相位同步和定时同步。发射端将插入导频序列后的突发信号进行SOQPSK调制，生成SOQPSK调制信号。

发射端对包含有导频序列的突发信号进行SOQPSK调制可以采用CPM信号生成方式，其复基带信号表达式为：

其中，E_s和T_s分别代表一个符号的能量和持续时间，φ₀为初始相位，φ(t，α)代表相位调制过程，其表达式如下：

$\mathrm{\φ}(t,\mathrm{\α})=2\mathrm{\π}\underset{i\≤n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_i\mathrm{hq}(t-i{T}_b)---\left(2\right)$

(2)式中α_i为取值为-1、0及-1的三元码序列α＝(…，α_-2，α_-1，α₀，α₁，α₂，…)，α_i是由1、0组成的二元序列(原始数据序列或包含导频、数据的信息序列)a＝(…，a_-2，a_-1，a₀，a₁，a₂，…)经过预编码之后得到。预编码公式表达如下：

${\mathrm{\α}}_i={(-1)}^{i+1}\frac{a_{i-1}(a_i-a_{i-2})}{2}---\left(3\right)$

这里的α是一个三元数据(0，±1)序列，而α_i＝±1代表了相位改变±π/2，而0代表相位恒定不变，而且在+1和-1之间相互转换时，中间必须存在0符号，这使得SOQPSK的带宽效率有了很大提升。

对于SOQPSK调制，(2)式中调制指数h＝1/2。T_b为一个码元间隔，T_b＝T_s/2。q(t)为归一化相位平滑响应函数。

以上的实现方式是先将导频序列插入到未调制的突发信号中，再将导频序列及未调制的突发信号一并进行SOQPSK调制后进行发送。另一种实现方式是对待发送的突发信号和导频序列分别进行SOQPSK调制后，在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成SOQPSK调制信号，其中，待发送的突发信号中所包含的一个数据段是用于放置特殊码字序列的数据段，该特殊码字序列用于完成帧同步。具体实现中，特殊码字序列可以选用m序列或巴克码序列。

S102将SOQPSK调制信号发送到接收端。

发射端将SOQPSK调制信号发送到接收端。发射端发送的SOQPSK调制信号经过加性高斯白噪声(Additive White Gaussion Noise，AWGN)信道之后，其表达式为：

$r\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{T_s}}\exp \left\{j\right[2\mathrm{\π\Δft}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ}(t-\mathrm{\τ},\mathrm{\α})\left]\right\}+\mathrm{\ω}\left(t\right)---\left(4\right)$

其中ω(t)表示零均值、功率谱密度为N₀的加性复高斯白噪声；Δf表示由收发端本振的偏差和多普勒频移带来的频偏误差；θ表示载波的随机相位；τ表示定时误差。E_s和T_s表示的含义与(1)式相同。

接收端在接收到信号后进行同步操作，其主要的目的是完成频率同步、相位同步及定时同步，具体包括：对接收信号进行频偏估计、随机相位估计及定时误差检测，即计算(4)中的Δf、θ、τ参数，并在计算结果的基础上进行对应的频偏纠正、相位补偿及定时纠正，通过上述同步操作以减小收发端同步不理想及信道噪声、干扰等因素对接收性能的影响。

参见图2所示，以下介绍实施例一中接收端的处理方法：

S201接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步。

接收端接收发射端发送的携带有特殊码字序列信息的SOQPSK调制信号后，利用接收信号中所包含的特殊码字序列信息与本地特殊码字序列的SOQPSK调制信号进行滑动相关，确定接收信号所包含的信息序列的起始位置，即完成帧同步操作。

接收端进行帧同步操作的具体实现方式如下：以r(k)表示接收端接收到的SOQPSK调制信号，s(k)为长度为L₂的本地特殊码字序列经SOQPSK调制后的信号，对两个信号进行滑动相关，搜索最大相关峰，当找到最大相关峰时其所在的位置就可以确定信息序列的起始位置。在进行帧同步的同时，也完成了符号定时的粗同步，例如在2倍符号速率采样时，最大采样误差为T_s/4；在单倍符号速率采样时，最大采样误差为T_s/2。

S202利用帧同步后接收信号中所包含的导频序列信息的重复性，对所述接收的信号进行频率同步。

接收端在确定接收信号所包含的信息序列的起始位置后，便可以获得接收信号中所包含的导频序列信息，利用导频序列的重复性，对接收到的信号进行频偏估计和频偏纠正，即完成频率同步。

频偏估计操作的流程示意图如图3所示。导频序列的长度为LT_s，相邻两个导频序列之间的间隔为DT_s，将这两个导频序列延时相乘之后，进行累加得到Z：

$Z=\underset{k=0}{\overset{\mathrm{NL}-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)r^{*}(k-D)=\underset{k=0}{\overset{\mathrm{NL}-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j2\mathrm{\π\ΔfD}{T}_s}+\mathrm{\υ}\left(k\right))---\left(5\right)$

其中υ(k)为零均值噪声项，Δf为频偏估计，(N为每符号采样点数，即过采样倍数)得到频偏估计为：

$\mathrm{\Δ}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\πD}{T}_s}\arg \left\{Z\right\}---\left(6\right)$

频偏估计得出的偏移量用于进行频偏纠正： $r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}k{T}_s}.$

S203通过频偏同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频偏同步后的接收信号进行相位同步。

接收端在频偏纠正之后进行相位同步操作。相位同步的目的是消除式(4)中载波的随机相位θ对接收信号的影响。接收端通过频率同步后的信号中所包含的导频序列，对频率同步后的信号进行相位估计和相位补偿。

具体实现方法包括：利用第一导频序列在突发信号的每个数据段区间内计算随机相位θ，并对本突发内的突发信号进行相位补偿。具体实现方式如下：将频率同步后的接收信号与本地导频序列的SOQPSK调制信号相乘，加和之后计算随机相位，计算公式如下，其中，本地第一导频序列长度为L₀T_s：

$Y=\underset{k=0}{\overset{N{L}_0-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}\mathrm{kT}}\right)s^{*}\left(k\right)$ (7)

$=\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_0-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j(\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}\hat{f})\mathrm{kT}+\mathrm{\φ}(\mathrm{kT}-\mathrm{\τ},\mathrm{\α})-\mathrm{\φ}(\mathrm{kT},\mathrm{\α}))}+u\left(k\right))$

上式中，u(k)为零均值噪声项。在频率同步有较好性能的情况下，经过频偏纠正后，(7)中可以忽略频偏误差带来的影响，(7)式可简化为：

$Y\≈\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_0-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j(\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ}(\mathrm{kT}-\mathrm{\τ},\mathrm{\α})-\mathrm{\φ}(\mathrm{kT},\mathrm{\α}))}+u\left(k\right))---\left(8\right)$

α为导频序列在SOQPSK调制过程中经过预编码之后得到的符号序列，因此通过(8)式可以进一步计算出相位估计

得到相位估计之后便可以进行相位补偿。

S204利用相位同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

由于在后续的处理中，接收信号需要被送入检测器，完成对每个SOQPSK符号的匹配滤波，而符号定时误差会导致前后符号积分区间交叠，从而严重影响检测性能，因此在完成频率同步和相位同步之后，需要对SOQPSK调制信号进行定时同步操作，目的是消除(4)式中定时误差τ对检测性能的影响，完成定时同步的接收信号能够给检测器提供具有最小码间干扰(Inter-SymbolInterference，ISI)的采样点，从而提供更好检测性能。定时同步包括定时误差检测(Timing Error Detect，TED)和定时误差纠正。

参考图4所示，该图为定时误差检测的流程示意图。接收端利用相位补偿后的接收信号中所包含的第二导频序列信息与本地第二导频序列的SOQPSK调制信号进行相乘，加和之后得到：

$X=\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_1-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r\left(k\right)e^{-j(2\mathrm{\π\Δ}\hat{f}\mathrm{kT}+\widehat{\mathrm{\θ}})}\right)s^{*}\left(k\right)$ (9)

$=\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_1-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j((\mathrm{\θ}-\widehat{\mathrm{\θ}})+2\mathrm{\π}(\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}\hat{f})\mathrm{kT}+\mathrm{\φ}(\mathrm{kT}-\mathrm{\τ},\mathrm{\α})-\mathrm{\φ}(\mathrm{kT},\mathrm{\α}))}+v\left(k\right))$

其中v(k)为零均值噪声项，在获得了良好的频偏纠正和相位补偿，(9)式可简化为：

$X\≈\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_1-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j(\mathrm{\φ}(\mathrm{kT}-\mathrm{\τ},\mathrm{\α})-\mathrm{\φ}(\mathrm{kT},\mathrm{\α}))}+v\left(k\right))---\left(10\right)$

通过式(10)及后面的推导估计出定时误差τ，之后可以内插得到理想采样点的数据值。可以选用两种内插函数得到理想采用点数据值：一是线性内插函数；二是抛物线内插函数。

线性内插函数使用相邻的前后两个采样点和

得到目标点处的估计：

$\hat{s}\left(t_n\right)=\underset{i=-1}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i\left(\mathrm{\μ}\right)\hat{s}\left(\mathrm{iT}\right)---\left(11\right)$

其中，T为两采样点

和

之间间隔，μ为归一化时间，μT为采样点

和目标样点

的时间间隔，其取值为|τ_a|N，N为过采样倍数。式(11)中线性内插系数为：。

c_-1(μ)＝1-μ，c₀(μ)＝μ    (12)

抛物线内插函数需要使用相邻的前后四个采样点来计算目标处的样点估计，目标采样点位置在样点

和

之间：

$\hat{s}\left(t\right)=\underset{i=-1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i\left(\mathrm{\μ}\right)\hat{s}\left(\mathrm{iT}\right)---\left(13\right)$

其中，抛物线内插滤波器系数为：

c_-1(μ)＝βμ²-βμ，c₀(μ)＝-βμ²-(1-β)μ+1，

c₁(μ)＝-βμ²+(1+β)μ，c₂(μ)＝βμ²-βμ    (14)

β是滤波器设计参数，当β＝0.5时获得近似最佳的内插效果。

接收端完成上述同步过程后，将接收信号送入检测器进行信号检测。

通过以上发射端和接收端的操作方法，实现了在突发通信模式下采用前馈方式的SOQPSK调制信号的频率同步、相位同步及定时同步操作。信号同步的准确性、系统的性能与导频序列的设计和长度有关。根据SOQPSK调制信号连续相位调制的特点，在另一种优选的实施例中，导频序列由两个特殊的序列组成，分别为第一导频序列和第二导频序列。通过第一导频序列及第二导频序列的重复性，采用上述频率同步类似的方法进行频偏估计和频偏纠正，完成频率同步。由于第一导频序列及第二导频序列在SOQPSK调制的过程中，其预编码后的符号序列为两种特殊的序列，使得接收端利用第一导频序列进行随机相位估计的过程中，以及利用第二导频序列进行定时误差检测的过程中，能得到更准确的相位估计和定时误差检测结果，从而得到更准确的同步信号。以下对这种实施例进行详细介绍。

参考图5所示，实施例二发射端的处理方法包括：

S501针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号；所述调制信号中包含有重复性的导频序列信息；所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，其中，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列用于进行频率同步，第一导频序列还用于进行相位同步，第二导频序列还用于进行定时同步。

参考图6所示，该图为实施例二插入特殊导频序列后的帧结构示意图。发射端在待发送突发信号中的每个数据段之前了插入包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的导频序列。图6中TS0代表第一导频序列，第一导频序列在SOQPSK调制的过程中经预编码后的符号序列为全零序列“00000000......”，该特点使得接收端利用第一导频序列进行相位同步的过程中，将获得相位常数序列，从而使得随机相位估计值更为准确。预编码是按照公式(3)及相关所述进行。具体实现时，第一导频序列TS0可以采用由“1010”、“0101”、“1111”或“0000”重复生成，生成的序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍，即T_s的整数倍。例如，由“1010”重复生成的第一导频序列“10101010......”，该序列的长度为T_s的整数倍。

图6中TS1代表第二导频序列。第二导频序列在SOQPSK调制的过程中，经上述预编码后的符号序列为全负一序列“-1-1-1-1-1-1-1-1......”，该特点使得接收端利用第二导频序列进行定时同步的过程中，对第二导频序列进行调制后得到的SOQPSK调制波形是一余弦波，其相位轨迹简化为一条直线，得到的定时误差与角度之间为线性关系，简化了定时误差检测的运算过程，提高定时误差检测的准确度。具体实现时，第二导频序列可以采用由“1100”、“1001”、“0011”或“0110”重复生成的序列，序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。例如，由“1100”重复生成长度为整数个T_s长的序列“11001100......”。

由于第一导频序列TS0及第二导频序TS1插入在突发信号的每个数据段之前，因此在一个突发信号中TS0及TS1是重复出现的。TS0及TS1除分别用于接收端的相位同步及定时同步外，接收端还将利用TS0及TS1的重复性进行频率同步。需要说明的是，TS0与TS1级联的先后顺序可以改变。

发射端将插入第一导频序列及第二导频序列后的突发信号进行SOQPSK调制，生成SOQPSK调制信号。SOQPSK调制信号的生成方式可以采用与前述(1)、(2)相同的方法，并且与实施例一类似，以上可以先将第一导频序列及第二导频序列插入到未调制的突发信号中，再将导频序列及未调制的突发信号一并进行SOQPSK调制，也可以将待发送的突发信号、第一导频序列及第二导频序列分别进行SOQPSK调制后，将在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的第一导频序列及第二导频序列的级联，生成SOQPSK调制信号。同样，待发送的突发信号中所包含的一个数据段是同样用于放置特殊码字序列的数据段，该特殊码字序列用于接收端帧同步操作。

S502将SOQPSK调制信号发送到接收端。

发送SOQPSK调制信号发送到接收端的步骤与S102类似，这里不再进行详述。

参见图7所示，下面介绍实施例二中接收端的处理方法：

S701接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步。

实施例二中，接收发射端发送的SOQPSK调制信号并进行帧同步的方法与S201步骤类似。

参考图8所示，该图为定时误差为T_s/4时，采用滑动相关法进行帧同步的序列相关值的仿真图。当找到最大相关峰时其所在的位置就可确定信息序列的起始位置。滑动相关法的性能和所使用的本地序列长度L₂有关，序列越长，峰值越尖锐。图8中的仿真使用的特征码字序列为m序列，并对m序列进行SOQPSK-B调制，m序列长度为1024比特，采样倍数为2，仿真中频偏为1kHz，存在随机相位。

S702利用帧同步后接收信号中所包含的第一导频序列信息及第二导频序列信息的重复性，对所述接收到的信号进行频率同步。

接收端完成帧同步操作之后，进行频率同步操作。实施例二中，接收端进行频率同步的方法与实施例一类似，利用由第一导频序列及第二导频序列级联的序列的重复性，即对相邻的两组级联导频序列T0+T1与T0’+T1’进行相关运算获得频偏估计，得到频偏估计后便可以对接收信号进行频偏纠正。

若第一组导频序列(T0+T1)的长度表示为LT_s，第一组导频序列(T0+T1)与第二组导频序列(T0’+T1’)之间的间隔表示为DT_s，(T0+T1)序列与(T0’+T1’)序列延时相乘之后，进行累加得到z，频偏估计的计算公式同(5)、(6)式。频偏估计得出的偏移量用于进行频偏纠正。

图10至图13将分别展示了实施例二中的部分仿真结果。仿真实验中均使用SOQPSK-B调制方法，接收机分别采用了四状态维特比接收机、简化维特比接收机和逐符号接收机。这三种接收机的性能上限由在无频率误差、无随机相位、无定时误差的情况下，采用高采样倍数仿真得到，设定的符号速率为10Msps，发射端采用CPM调制方式，接收机过采样倍数为2或4，采用AWGN信道。在仿真结果图中，“VA”代表四状态维特比接收机；“simp VA”代表简化维特比接收机；“I&D”代表逐符号接收机；“Ideal SOQPSK”表示了理论上SOQPSK调制信号的误码率性能；“freq recovery”代表使用了频率同步的误码率性能；“phase recovery”代表使用了相位同步的误码率性能；“linearinterp”代表使用线性内插的定时同步的误码率性能；“parab interp”代表使用抛物线内插的定时同步的误码率性能；“no timing syn”代表只采用频率同步、相位同步而没有使用定时同步的误码率性能。

针对频率同步，假定在无随机相位和无定时误差的情况下，图10为4倍符号采样速率下采用上述频率同步方法的误码率性能仿真结果。从图10中可看到，在频偏1kHz情况下，采用不同接收机的接收端在不采用频偏纠正步骤的情况下(“VA freq offset 1k”、“simp VA freq offset 1k”及“I&D freqoffset 1k”曲线)，误码率远偏离理想的曲线(“Ideal SOQPSK”曲线)，整个系统无法正常工作。在采用频偏估计和频偏纠正之后，维特比算法(“VA freqrecovefy”曲线和“simp VA freq recovery”曲线)与无频偏情况下(“SOQPSK-BVA”及“SOQPSK-B simp VA”)的性能仅相差0.2dB以内。因此通过实施例二中所包含的第一导频序列信息及第二导频序列信息的重复性，能够得到较理想的频率同步效果。

S703通过频偏同步后接收信号中所包含的第一导频序列信息，对频偏同步后的接收信号进行相位同步。

接收端在频偏同步之后对接收信号进行相位同步操作。相位同步操作包括：利用第一导频序列TS0信息在突发信号内的每个数据段区间内估计随机相位θ，并对本突发内的突发信号进行相位补偿。具体实现时，接收端使用本地长度为L₀T_s的第一导频序列TS0的SOPQSK调制信号与频偏纠正后的信号中所包含的第一导频序列信息相乘，加和之后计算随机相位，计算公式与(7)式类似。同样，在频偏估计有较好性能的情况下，经过频偏纠正后，(7)中可以忽略频偏误差带来的影响，(7)式可简化为如(8)式类似的结果。

第一导频序列TS0为“10101010......”、“11111111......”或“00000000......”，在SOQPSK调制过程中，经过预编码之后得到调制符号序列α为全零序列“00000000......”，因此，φ(kT，α)、φ(kT-τ，α)为一相位常数c序列，进而(8)式可进一步化简为：

$Y\≈\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_0-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{\mathrm{j\θ}}+u\left(k\right))---\left(15\right)$

于是，得到相位估计：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\arg \left\{Y\right\}---\left(16\right)$

通过(8)式与(15)式的比较可以看出，实施例二中的相位估计结果较实施例一的结果更加准确，进而使得相位补偿后的信号将得到更准确的相位同步结果。

图11为4倍采样速率下相位同步操作的误码率性能仿真图。假定不存在的频偏误差和定时误差的情况下，从图11可看到，若不进行相位同步(“VA nophase recovery”、“simp VA no phase recovery”及“I&D no phase recovery”曲线)，误码率远偏离理想的曲线(“Ideal SOQPSK”曲线)，此时系统无法正常工作。在采用上述相位估计和相位补偿后，维特比检测算法性能(“VA phaserecovery”曲线和“simp VA phase recovery”曲线)和无随机相位时的检测性能(SOQPSK-B VA”及“SOQPSK-B simp VA”)差距在0.2dB以内。因此通过实施例二中所包含的特殊第一导频序列信息，能够得到较理想的相位同步效果。

S704利用相位同步后接收信号中所包含的第二导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

在实施例二中，定时误差检测是利用相位补偿后的接收信号中所包含的第二导频序列TS1信息和本地第二导频序列TS1的SOPQSK调制信号进行相关运算，得到定时误差检测值。定时误差纠正是在定时误差检测的基础上使用插值算法进行定时误差纠正。

接收端利用相位补偿后的信号中所包含的第二导频序列TS1信息与本地长度为L₁T_s的第二导频序列TS1的SOPQSK调制信号进行相乘，加和之后得到与前述(9)式类似的结果。同样，在获得了良好的频偏纠正和相位补偿的情况下，(9)式可简化(10)式。

从(10)式中可看到，对与一般的波形(φ(kT-τ，α)-φ(kT，α))并不能得到关于τ的简单表达式。由于第二导频序列TS1为由“1100”、“1001”或“0011”重复生成导频序列，其长度为整数个SOQPSK符号持续时间，该序列在SOQPSK调制过程中预编码之后的符号序列为全负一序列“-1-1-1-1-1-1-1-1......”，进行SOQPSK调制之后得到的调制信号波形为一余弦波形，即I、Q路分别为余弦、正弦波形，因此相位波形φ(kT，α)可简化为一条直线，如图9所示，其中的圆点表示在没有定时偏差时的2倍速率采样点位置。从图9可以看到，此时的定时误差τ和角度存在线性关系。

因此，从(10)式得到关于τ的显式表达：

$X\≈\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_1-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j(-\mathrm{\πh}\frac{\mathrm{kT}-\mathrm{\τ}}{\mathrm{NT}}+\mathrm{\πh}\frac{\mathrm{kT}}{\mathrm{NT}})}+v\left(k\right))$ (17)

$=\underset{k=0}{\overset{{\mathrm{NL}}_1-1}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{E_s}{T_s}{e}^{j\left(\mathrm{\πh}\frac{\mathrm{\τ}}{\mathrm{NT}}\right)}+v\left(k\right))$

则，定时误差τ的绝对时间估计为，T为采样周期，即T_s＝NT：

$\widehat{\mathrm{\τ}}=\frac{\mathrm{NT}}{\mathrm{\πh}}\arg \left\{X\right\}---\left(18\right)$

相对于符号时间的相对时间估计为：

${\widehat{\mathrm{\τ}}}_a=\frac{1}{\mathrm{\πh}}\arg \left\{X\right\}---\left(19\right)$

由于arg{X}的取值范围为[-π，π)，进一步得到可估计的定时误差范围为：

${\mathrm{\&tau;}}_a<\left|\frac{1}{h}\right|---\left(20\right)$

对于SOQPSK调制信号来说，h＝1/2，即τ_a＜2，即最大可估计的定时误差为2T_s。本帧同步，即使采用单倍速采样，粗定时同步的最大定时误差为T_s/2，在2T_s范围内，因此可采用实施例二中的定时误差检测方法。

在得到定时误差之后，采用与实施例一类似的内插法得到理想采样点的数据值。

图12是接收端对接收信号进行频率同步、相位同步和定时同步的仿真结构。图12的仿真结果是在2倍速采样、频偏为1kHz、存在随机相位、定时误差为T_s/4时的误码率性能。从仿真结果中可知，在误码率为10^-5时，使用维特比检测算法，没有进行定时同步操作的性能较理想定时下的性能恶化5dB以上；而完成定时同步和线性内插定时纠正操作后，检测算法距理想情况下四状态维特比算法性能差距为2.2dB；进行抛物线内插定时纠正后，检测算法距理想情况下四状态维特比算法差距为0.6dB。

图13与图12的仿真条件类似，不同的是定时误差为0～T_s/4之间的随机值。从图13可以得到和图12类似的结论，在误码率10^-5时，在线性内插定时纠正操作后，检测算法与理想情况下四状态维特比算法相差2dB；抛物线内插定时纠正后，其性能相对于图12改善并不大。

接收端完成上述同步过程后，将信号送入检测器进行信号检测。

下面介绍与上述实施例中方法对应SOQPSK调制信号同步的发射端处理装置。

参见图14，该图为实施例一方法对应的发射端的装置连接图，该装置包括：

SOQPSK调制模块1401，用于针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号；调制信号中包含有重复性的导频序列信息；导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步。

信号发送模块1402，用于将SOQPSK调制模块生成的SOQPSK调制信号发送到接收端。

SOQPSK调制模块1401中，一种实现方法是先将导频序列插入到未调制的突发信号中，再将导频序列及未调制的突发信号一并进行SOQPSK调制后进行发送。因此，SOQPSK调制模块1401可进一步可以包括：

导频序列插入单元，用于在待发送的突发信号的每个数据段之前插入导频序列；调制单元，用于将插入导频序列后的突发信号进行SOQPSK调制，生成所述SOQPSK调制信号。

另一种实现方法是对待发送的突发信号和导频序列分别进行SOQPSK调制后，在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成SOQPSK调制信号。此时，SOQPSK调制模块进一步可以包括：

突发信号调制单元，用于述待发送的突发信号的各个数据段进行SOQPSK调制；导频序列调制单元，用于将导频序列进行SOQPSK调制；调制信号插入单元，用于在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成所述SOQPSK调制信号。

参见图15，该图为实施例一方法对应的接收端的装置连接图，该装置包括：

接收模块1501，用于接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步。

频率同步模块1502，用于利用帧同步后所述接收信号中所包含的导频序列信息的重复性，对所述接收信号进行频率同步。

相位同步模块1503，用于通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步。

定时同步模块1504，用于利用所述相位同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

在实施例二中，根据SOQPSK调制信号的特点，导频序列由两个特殊的序列组成，分别为第一导频序列和第二导频序列。通过第一导频序列及第二导频序列能够得到更准确的相位估计和定时误差检测结果，从而得到更准确的同步信号。在实施例二中，发射装置中的SOQPSK调制模块，用于针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号；该调制信号中包含有重复性的导频序列信息。此导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，其中，第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列。第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列用于进行频率同步，第一导频序列还用于相位同步，第二导频序列还用于定时同步。

具体实现时，第一导频序列为由“1010”、“0101”、“1111”或“0000”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。第二导频序列为由“1100”、“1001”、“0011”或“0110”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

对应地，实施例二的接收端装置中，相位同步模块，具体用于通过频率同步后的接收信号中所包含的第一导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步。定时同步模块，具体用于利用所述相位同步后的接收信号中所包含的第二导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

以上对本发明所提供的一种SOQPSK调制信号的同步方法、系统，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (16)

1.一种SOQPSK调制信号同步的发射端处理方法，其特征在于，包括：

针对待发送的突发信号，生成成型偏移四相相移键控SOQPSK调制信号；所述调制信号中包含有重复性的导频序列信息；所述导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步；

将所述SOQPSK调制信号发送到接收端。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号包括：

在待发送的突发信号的每个数据段之前插入导频序列；

将所述插入导频序列的突发信号进行SOQPSK调制，生成所述SOQPSK调制信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号包括：

将所述待发送的突发信号的各个数据段进行SOQPSK调制；

将导频序列进行SOQPSK调制；

在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成所述SOQPSK调制信号。

4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；其中，第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列用于进行频率同步，第一导频序列还用于相位同步，第二导频序列还用于定时同步。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述第一导频序列为由“1010”、“0101”、“1111”或“0000”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述第二导频序列为由“1100”、“1001”、“0011”或“0110”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

7.一种SOQPSK调制信号同步的接收端处理方法，其特征在于，包括：

接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步；

利用帧同步后所述接收信号中所包含的导频序列信息的重复性，对所述接收信号进行频率同步；

通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

利用所述相位同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，其中，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；

所述通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步，具体包括：

通过所述频率同步后接收信号中所包含的第一导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

所述利用所述相位同步后接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步，具体包括：

利用所述相位同步后的接收信号中所包含的第二导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

9.一种SOQPSK调制信号同步的发射端处理装置，其特征在于，包括：

SOQPSK调制模块，用于针对待发送的突发信号，生成SOQPSK调制信号；所述调制信号中包含有重复性的导频序列信息；所述导频序列信息用于接收端进行频率同步、相位同步和定时同步；

信号发送模块，用于将SOQPSK调制模块生成的SOQPSK调制信号发送到接收端。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述SOQPSK调制模块具体包括：

导频序列插入单元，用于在待发送的突发信号的每个数据段之前插入导频序列；

调制单元，用于将插入导频序列后的突发信号进行SOQPSK调制，生成所述SOQPSK调制信号。

11.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述SOQPSK调制模块具体包括：

突发信号调制单元，用于针对待发送的突发信号的各个数据段进行SOQPSK调制；

导频序列调制单元，用于将导频序列进行SOQPSK调制；

调制信号插入单元，用于在SOQPSK调制后的每个数据段之前插入SOQPSK调制后的导频序列，生成所述SOQPSK调制信号。

12.根据权利要求9至11任一项所述的装置，其特征在于，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；其中，第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列用于进行频率同步，第一导频序列还用于相位同步，第二导频序列还用于定时同步。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述第一导频序列为由“1010”、“0101”、“1111”或“0000”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

14.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述第二导频序列为由“1100”、“1001”、“0011”或“0110”重复生成的序列，其序列长度为SOQPSK符号持续时间的整数倍。

15.一种SOQPSK调制信号同步的接收端处理装置，其特征在于，包括：

接收模块，用于接收发射端发送的SOQPSK调制信号，进行帧同步；

频率同步模块，用于利用帧同步后所述接收信号中所包含的导频序列信息的重复性，对所述接收信号进行频率同步；

相位同步模块，用于通过所述频率同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

定时同步模块，用于利用所述相位同步后的接收信号中所包含的导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于，所述导频序列包括由第一导频序列及第二导频序列级联组成的序列，其中，所述第一导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全零序列；所述第二导频序列在SOQPSK调制过程中经预编码后的符号序列为全负一序列；

所述相位同步模块，具体用于通过所述频率同步后的接收信号中所包含的第一导频序列信息，对频率同步后的接收信号进行相位同步；

所述相位同步模块，具体用于利用所述相位同步后的接收信号中所包含的第二导频序列信息，对相位同步后的接收信号进行定时同步。

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