CN103716874B

CN103716874B - 帧同步检测装置以及接收装置

Info

Publication number: CN103716874B
Application number: CN201310454736.1A
Authority: CN
Inventors: 门田行广
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-10-03
Filing date: 2013-09-29
Publication date: 2017-06-16
Anticipated expiration: 2033-09-29
Also published as: CN103716874A

Abstract

本发明提供一种帧同步检测装置以及接收装置，即使在接收信号受到载波频率偏差的影响而产生失真的情况下，也能够准确地检测信号帧。包含在接收装置中的帧同步检测部（26）具有：第1延迟部（31），其使接收信号r（t）延迟超过1帧长度的延迟量而输出延迟信号r（t‑T1）；自相关运算部（33），其运算包含在接收信号r（t）中的已知信号序列与包含在延迟信号r（t‑T1）中的延迟已知信号序列之间的自相关特性，生成与多个帧分别对应的多个自相关值；以及帧号检测部（35），其从自相关值中检测峰值，确定与所述峰值对应的相应帧的帧号。

Description

帧同步检测装置以及接收装置

技术领域

本发明涉及对由时间上连续的多个帧构成的接收信号中的各帧进行检测的帧同步技术。

背景技术

近年来，作为用于传送数字信号的调制方式，采用了使用频率不同的多个副载波（subcarrier）传送信息的多载波（multicarrier）方式以及仅使用单一载波传送信息的单载波（single carrier）方式。

作为多载波方式的例子，列举出利用在传送频带中处于相互正交关系的多个副载波的正交频分复用（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式。OFDM方式为如下方式：将数据符号分配到各个副载波，用该数据符号对副载波的振幅和相位中的一方或者双方进行数字调制，对数字调制后的多个副载波进行复用。作为数字调制方式，例如使用PSK（Phase Shift Keying，相移键控）或者QAM（Quadrature AmplitudeModulation，正交振幅调制）。以被称为OFDM符号的单位传送通过OFDM方式生成的多载波信号。例如，在日本和欧洲的数字广播标准中，各OFDM符号由保护间隔部和有效符号构成，保护间隔部由有效符号的末尾部分的信号和相同的冗余信号（cyclic prefix，循环前缀）构成。

在广播和通信的各领域中，以帧为单位传送采用上述的多载波方式和单载波方式中的一方或者双方生成的信号群。此外，使用包含时间上连续的多个帧的更大的帧（以下，称为超帧（super frame））传送信息。在各帧中，插入伪随机噪声序列（PN序列：Pseudo-random Noise sequence）等已知信号，接收器通过对接收到的已知信号进行识別，能够执行帧的定时同步的确立和传送路径估计。

在中国采用的作为地面数字广播标准的DTMB（Digital Terrestrial MultimediaBroadcasting，数字电视地面多媒体广播）标准中，采用了前述的超帧。各超帧由时间上连续的多个信号帧构成。各信号帧由包含已知模式的PN序列的帧头部和包含要传送的数据和系统信息的帧体部构成。能够使用依照规定的生成多项式动作的线性反馈寄存器来生成PN序列。

此外，在DTMB标准中，支持单载波方式和多载波方式的双方，在以多载波方式传送信息的情况下，帧体部具有由多个副载波构成的OFDM符号，在以单载波方式传送信息的情况下，帧体部具有一连串的符号信号。

此外，DTMB标准规定有帧头模式（header mode）1、帧头模式2以及帧头模式3这三种传送模式。帧头部长度根据每个传送模式而不同，生成PN序列所使用的多项式也根据每个传送模式而不同。在帧头模式1和帧头模式3中，由于以信号帧为单位切换应当向生成PN序列的线性反馈移位寄存器赋予的初始值，因此，PN序列的形式按信号帧单位发生变化。关于帧头模式2，由于应当向线性反馈移位寄存器赋予的初始值为固定值，因此，PN序列的形式不变。

并且，在DTMB标准中，各超帧由与传送模式对应的规定个数的信号帧构成。1个超帧的时间长度不取决于传送模式，而固定为125ms，帧头部中的PN序列的形式以超帧为单位周期地反复。

由于接收器要无错地解调通过信号帧传送的调制信号，因此，需要确立与超帧的同步来准确地识别超帧内的信号帧。在日本特开2010-206511号公报（专利文献1）中，公开了如下的帧号检测装置：该帧号检测装置接收DTMB广播信号，根据该接收信号检测帧号（信号帧的编号）。该帧号检测装置具有：序列存储部，其预先存储有与帧头（帧头部）内的PN序列的一部分或者全部一致的同步序列；模式匹配部，其进行接收信号与所述同步序列之间的模式匹配，得到互相关结果；定时检测部，其根据互相关结果检测符号编号；以及帧号取得部，其使用该检测到的符号编号检测帧号。

【专利文献】

【专利文献1】日本特开2010-206511号公报（第0014～0015段，图1）

如上所述，专利文献1中公开的帧号检测装置运算接收信号中的PN序列与同步序列之间的互相关，利用该运算结果检测帧号。然而，例如，在将接收信号变换为中间频带的信号时，会产生由于其变换误差而导致的载波频率偏差。在这种情况下，当接收信号中的PN序列受到载波频率偏差的影响而出现较大失真时，专利文献1中公开的帧号检测装置不能准确地算出互相关结果，帧号的检测失败。

此外，存在产生由于接收器中使用的局部振荡频率的误差或者多普勒效应引起的载波频率偏差的情况。在该情况下，当接收信号中的PN序列出现较大失真时，无法准确地检测帧号。

发明内容

鉴于上述内容，本发明的目的是提供一种帧同步检测装置和接收装置，即使在接收信号受到载波频率偏差的影响而失真的情况下也能够准确地检测信号帧。

本发明的一个实施方式的帧同步检测装置将由一连串的包含时间上连续的多个帧的超帧构成的接收信号作为输入，根据分别包含在所述多个帧中的已知信号序列对所述多个帧中的各个帧进行检测，其特征在于，该帧同步检测装置具有：第1延迟部，其使所述接收信号延迟超过1帧长度的第1延迟量而输出第1延迟信号；自相关运算部，其运算包含在所述接收信号中的已知信号序列与包含在所述第1延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，生成与所述多个帧分别对应的多个自相关值；以及帧号检测部，其从所述多个自相关值中检测在所述超帧的时间长度中的峰值，确定与所述峰值对应的相应帧的帧号。

本发明的另一个实施方式的接收装置接收由一连串的包含在时间上连续的多个帧的超帧构成的信号，其特征在于，该接收装置具有：帧同步检测部，其根据分别包含在所述多个帧中的已知信号序列，检测所述多个帧中的各个帧；传送路径响应估计部，其根据所述帧同步检测部的识別结果，估计传送路径响应；以及均衡处理部，其使用该估计出的传送路径响应，校正所述接收信号的失真，所述帧同步检测部具有：第1延迟部，其使所述接收信号延迟超过1帧长度的第1延迟量而输出第1延迟信号；自相关运算部，其运算包含在所述接收信号中的已知信号序列与包含在所述第1延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，生成与所述多个帧分别对应的多个自相关值；以及帧号检测部，其从所述多个自相关值中检测在所述超帧的时间长度中的峰值，确定与所述峰值对应的相应帧的帧号。

根据本发明，由于帧同步检测装置和帧同步检测部使用接收信号与延迟信号的自相关结果来确定帧号，因此，即使在接收信号被附加了由于载波频率偏差导致的相位旋转量的情况下，也能够消除该相位旋转量。因此，能够生成准确的帧号信息，确立帧同步。此外，与执行如专利文献1所公开的互相关的情况相比，具有自相关的运算量少的优点。

附图说明

图1是概略地示出本发明的实施方式1的接收装置的结构例的图。

图2的（A）～（C）是概略地示出实施方式1的基带接收信号的传送格式的图。

图3的（A）、（B）是概略地示出与DTMB标准的帧头模式1和帧头模式3对应的信号帧的结构的图。

图4是示出在帧头模式1下生成PN序列的线性反馈寄存器的概略结构的图。

图5是示出在帧头模式3下生成PN序列的线性反馈寄存器的概略结构的图。

图6是示出应向图4所示的帧头模式1用线性反馈寄存器赋予的初始值与帧号之间的对应关系的表的图。

图7是示出应向图5所示的帧头模式3用线性反馈寄存器赋予的初始值与帧号之间的对应关系的表的图。

图8是示出实施方式1的帧同步检测部的概略结构的功能模块图。

图9是示出实施方式1的自相关运算部的概略结构的功能模块图。

图10的（A）、（B）是概略地示出帧头模式1的情况下的基带接收信号r（t）与延迟信号r（t-T2）之间的位置关系的图，（C）是概略地示出帧头模式1的情况下的自相关特性的一例的图。

图11是示出实施方式1的帧定时检测部的概略结构的功能模块图。

图12是概略地示出本发明的实施方式2的帧同步检测部的结构的功能模块图。

图13的（A）～（G）是概略地示出非延迟信号r（t）、延迟信号r（t-T3）、r（t-T4）、r（t-T5）和自相关特性的图。

图14是概略地示出本发明的实施方式3的帧同步检测部的结构的功能模块图。

图15是概略地示出本发明的实施方式4的帧同步检测部的结构的功能模块图。

标号说明

1接收装置，11模拟信号处理部，12A/D转换器（ADC），13正交解调部，14局部振荡器，15SRRC（Squared-Root Raised Cosine，平方根升余弦）滤波器，16PN去除部，17均衡处理部，18、19快速傅立叶变换部（FFT），20均衡部，21帧体处理部，22传送路径响应估计部，24局部PN序列生成部，25乘法器，26、26B、26C、26D帧同步检测部，31、32延迟部，33自相关运算部，34帧定时检测部，35、35C帧号检测部，36信号延迟部，38副延迟部，39副自相关运算部，42复数乘法部，43平均化部，44同步定时判定部，50超帧，51信号帧，62复数乘法部，63积分运算部。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的各种实施方式进行说明。另外，在所有的附图中，对同样的结构要素标注相同的标号，并适当地省略其详细说明，以避免重复。

实施方式1.

图1是概略地示出本发明的实施方式1的接收装置1的结构例的图。如图1所示，该接收装置1具有接收天线元件Rx、模拟信号处理部11、A/D转换器（ADC）12、正交解调部13、局部振荡器14、SRRC（Squared-Root Raised Cosine，平方根升余弦）滤波器15、PN去除部16、均衡处理部17、帧体处理部21、传送路径响应估计部22、局部PN序列生成部24、乘法器25以及作为帧同步检测装置发挥功能的帧同步检测部26。

模拟信号处理部11通过接收天线元件Rx接收无线信号。模拟信号处理部11对该无线信号实施信号的振幅大小的调整、频率变换和频带限制，向ADC12供给作为其结果获得的中间频带的模拟接收信号。这里，使用放大器对信号的振幅大小进行调整，使得成为所设定的振幅大小。此外，在频率变换中，使用混频器将无线信号变换成规定的中间频带的信号。频带限制是使用带通滤波器抑制所期望的频带信号以外的频率成分的处理。在模拟信号处理部11进行频率变换时产生了变换误差的情况下，则会产生载波频率偏差。当产生载波频率偏差时，本来不存在的相位旋转成分被附加给模拟接收信号，该模拟接收信号的波形发生失真。

ADC12以规定的采样频率对模拟接收信号进行采样，由此将该模拟接收信号变换为数字接收信号。正交解调部13使用从局部振荡器14提供的振荡信号对载波频带的数字接收信号进行正交解调，生成基带频率范围的基带接收信号。这里，基带接收信号是由同相成分（In-phase component）和正交成分（Quadrature component）构成的复信号。此外，当将该复信号所表示的复数表示成I+jQ（j为虚数单位）时，同相成分为表示该复数的实部I的信号，正交成分为表示该复数的虚部Q的信号。

局部振荡器14向正交解调部13提供具有局部振荡频率f_S的振荡信号。例如，可以采用数值控制振荡器（NCO：Numerically Controlled Oscillator）构成局部振荡器14。这里，如果局部振荡频率f_S存在误差，则会产生载波频率偏差。当产生该载波频率偏差时，本来不存在的相位旋转成分会被附加到基带接收信号上，该基带接收信号的波形失真。

然后，SRRC滤波器15对正交解调部13的输出进行滤波，输出基带接收信号r（t）（t为时间）。SRRC滤波器15是主要为了防止单载波信号的符号间干扰而设置的根余弦滚降滤波器（root cosine roll-off filter）。

图2的（A）～（C）是概略地示出本实施方式的基带接收信号r（t）的传送格式的图。如图2的（A）所示，传送信号以包含与传送模式对应的N个（N为正整数）信号帧51的超帧50的形式传送。如图2（B）所示，各信号帧51由帧头（帧头）和跟在其后的帧体部（帧实体）构成。帧头由以单载波方式传送的已知信号序列构成，帧体部由以单载波方式和多载波方式中任意一方的方式传送的信号序列构成。由于本实施方式的帧体部由以作为多载波方式中的一种的OFDM方式传送的信号序列构成，因此，本实施方式的接收装置1具有与OFDM方式对应的结构。

如图2的（B）所示，帧头部在开头部分包含前同步码（preamble）51a，在后端部分包含后同步码（postamble）51b。如图2的（B）的箭头所示，前同步码51a是由帧头部的后方部分的拷贝构成的冗余信号序列，后同步码51b是由帧头部的前方部分的拷贝构成的冗余信号序列。因此，这些前同步码51a和后同步码51b分别包含与该帧头部的一部分相同的冗余信号序列作为循环前缀（cyclic prefix）。如后述那样，在帧同步处理中使用这些前同步码51a和后同步码51b。

而且，如图2的（C）所示，向包含在超帧50中的N个信号帧51分别分配从“0”开始的帧号。这些帧号在后述的估计传送路径响应和提供局部PN序列时使用。

图2的（A）～（C）所示的传送格式依照中国采用的DTMB标准。在DTMB标准中，规定了帧头模式1、帧头模式2和帧头模式3这三种传送模式。在全部帧头模式1、帧头模式2和帧头模式3中，帧体部的长度大约为500μs。另一方面，帧头的长度在帧头模式1下约为55.56μs，帧头模式2下约为78.70μs，帧头模式3下约为125.00μs。

图3的（A）、（B）是概略地示出与帧头模式1和帧头模式3对应的信号帧51的结构的图。在帧头模式1中，如图3的（A）所示，帧头部容纳有420符号的PN序列，该帧头部的后端部分（165符号）和前端部分（165符号）由相同的信号序列构成。另一方面，在帧头模式3中，如图3的（B）所示，帧头部容纳有945符号的PN序列，该帧头部的后端部分（434符号）和前端部分（434符号）由相同的信号序列构成。

图4示出作为在帧头模式1下生成PN序列的反馈移位寄存器发挥功能的线性反馈寄存器的概略结构的图，图5是示出作为在帧头模式3下生成PN序列的反馈移位寄存器发挥功能的线性反馈寄存器的概略结构的图。如图4所示，帧头模式1用的线性反馈寄存器由串联连接的8个延迟元件D1～D8构成的移位寄存器和“异或”算子71、72、73构成。d1～d8为要分别向延迟单元D1～D8赋予的8位初始值。该线性反馈寄存器依照下面的生成多项式G₁（x）动作。

G₁（x）=1+x+x⁵+x⁶+x⁸

另一方面，如图5所示，帧头模式3用线性反馈寄存器由串联连接的9个延迟单元D1～D9构成的移位寄存器和“异或”算子74、75、76构成。d1～d9为分别向延迟元件D1～D9赋予的9位初始值。该线性反馈寄存器依照下面的生成多项式G₃（x）动作。

G₃（x）=x+x⁷+x⁸+x⁹

图6是示出应当向在图4中示出的帧头模式1用线性反馈寄存器赋予的初始值与帧号之间的对应关系的表。图7是示出应当向在图5中示出的帧头模式3用线性反馈寄存器赋予的初始值与帧号之间的对应关系的表。发送器按照图6和图7示出的表生成PN序列。

参照图1，PN去除部16使用乘法器25生成的PN序列的复制信号（传送路径中受到了失真影响的PN序列的估计值），从基带接收信号r（t）去除帧头部的PN序列。均衡处理部17具有使用传送路径响应估计部22估计出的时域的传送路径响应（信道脉冲响应）he，适当地校正PN去除部16的输出的失真（相位旋转量或振幅变化）的功能。

传送路径响应估计部22根据基带接收信号r（t），使用从帧同步检测部26供给的帧号信息Fn和帧定时信号Ft，估计传送路径响应。帧定时信号Ft是表示与一连串的信号帧51的同步定时的检测结果的信号。如图6和图7所示，PN序列的初始值以信号帧为单位发生变化，由此，帧头部的PN序列也以信号帧为单位发生变化。因此，为了提高传送路径响应的估计精度，需要准确的帧号和高精度的帧定时信号Ft。

局部PN序列生成部24与基带接收信号r（t）的信号帧同步动作，依照帧号信息Fn向乘法器25提供与该信号帧内的PN序列对应的局部PN序列。乘法器25能够通过对局部PN序列乘以传送路径响应的估计值he来生成PN序列的复制信号，并提供给PN去除部16。

如图1所示，均衡处理部17具有FFT18、19和均衡部20。FFT18对PN去除部16的输出实施快速傅立叶变换，生成频域信号，并提供给均衡部20。另一方面，FFT19对传送路径响应的估计值he的序列实施快速傅立叶变换，生成频域的传送路径响应的估计值He，并提供给均衡部20。均衡部20使用传送路径响应的估计值He在频域对FFT18的输出进行均衡。

帧体处理部21对均衡处理部17的输出实施符号解调、解交织以及纠错等处理，输出数据信号序列。

此外，由于本实施方式的帧体部由以OFDM方式传送的OFDM信号序列构成，因此，本实施方式的均衡处理部17执行频率轴均衡，不过，并不限于此。在帧体部由以单载波方式传送的信号序列构成的情况下，也可以将均衡处理部17的结构变更为与单载波方式对应的结构（执行时间轴均衡等的结构）。

接着，对本实施方式的帧同步检测部26的结构进行说明。

图8是示出实施方式1的帧同步检测部26的概略结构的功能模块图。如图8所示，帧同步检测部26具有延迟部31、32、自相关运算部33、帧定时检测部34以及帧号检测部35。

图8所示的第1延迟部31使基带接收信号r（t）延迟超过1帧长（信号帧的长度）的延迟量T1，输出延迟信号r（t-T1）。这里，延迟量T1也称为第1延迟量，延迟信号r（t-T1）也称为第1延迟信号。在帧头模式1的情况下，将延迟量T1设定为4201符号的时间长度，在帧头模式3的情况下，将延迟量T1设定为4726符号的时间长度。在帧头模式1的情况下，4201符号等于对1个信号帧51的总符号（=4200符号）加1个符号。此外，在帧头模式3的情况下，4726符号也等于对1个信号帧51的总符号加1个符号。

自相关运算部33运算包含在接收信号中的已知信号序列和包含在第1延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，生成与多个帧分别对应的多个自相关值。

图9是示出实施方式1的自相关运算部33的概略结构的功能模块图。如图9所示，自相关运算部33具有生成基带接收信号r（t）的复数共轭r^*（t）的复数共轭部61、复数乘法部62以及积分运算部63。

复数乘法部62对包含在接收信号中的已知信号序列和包含在副延迟信号中的延迟已知信号序列的复数共轭进行相乘生成复数乘法信号序列。具体地，复数乘法部62对复数共轭信号r^*（t）和延迟信号r（t-T1）进行相乘，生成乘法信号r^*（t）×r（t-T1）的序列。积分计算部63能够与帧定时信号Ft同步地动作，在各信号帧的帧头部的整个区间对乘法信号r^*（t）×r（t-T1）的序列进行积分，计算出与各信号帧对应的自相关值AC1（k）（k为帧号）。

如上所述，与延迟量T1相当的4201符号是对1个信号帧51的总符号（=4200符号）加1个符号而得到的。此时，在针对各超帧50的自相关值AC1（0）～AC1（N-1）中，峰值只出现一次。这里，峰值是指自相关值在预先确定的值以上的值。具体地，在帧头模式1的情况下，根据图6的表，由帧号224的初始值生成的PN序列和由帧号223的初始值生成的PN序列彼此包含相同位形式（bit pattern）（=01100001···）的符号序列。因此，自相关运算部33能够通过计算帧号223的信号帧的延迟信号r（t-T1）与帧号224的信号帧的基带接收信号r（t）之间的自相关，将自相关值AC1（224）作为峰值输出。这样，相互邻接的帧号223和帧号224的初始值的组合使得生成峰值AC1（224）。根据图6的表，在相互邻接的帧号的初始值的组合中，除帧号223和帧号224的初始值的组合以外，自相关运算部33不输出峰值。因此，自相关运算部33能够针对各超帧50只输出一次峰值AC1（224）。

另一方面，在帧头模式3的情况下，根据图7的表，由帧号0的初始值生成的PN序列和由帧号199的初始值生成的PN序列彼此包含相同位形式（=111101110···)的符号序列（位串）。因此，自相关运算部33能够通过计算帧号199的信号帧的延迟信号r（t-T1）与帧号0的信号帧的基带接收信号r（t）之间的自相关，将自相关值AC（0）作为峰值输出。这样，相互邻接的帧号0和帧号199的初始值的组合使得生成峰值AC（0）。根据图7的表，在相互邻接的帧号的初始值的组合中，除帧号0和帧号199的初始值的组合以外，自相关运算部33不输出峰值。因此，帧头模式3的情况下，自相关运算部33也能够针对各超帧50只输出一次峰值AC（0）。

参照图8，帧号检测部35能够与帧定时信号Ft同步地动作，将与峰值AC1（k）对应的帧号k作为起始值，生成信号帧51的帧号。具体地，帧号检测部35具有计数器，每当输入帧定时信号Ft时，使计数器的计数值Nk递增（增加），由此，将该计数值Nk作为帧号输出。这里，在计数值Nk达到超帧内的最终帧的帧号（帧头模式1的情况下为224）的情况下，帧号检测部35不根据帧定时信号Ft的输入使计数值Nk递增，而是将计数值Nk复位成初始值（=0）。此外，也可以使计数器的计数值Nk递减（减少），通过使用了该计数值Nk的规定的算式来生成帧号。这样，由于在完成峰值判定的时刻确定帧号并确立同步，因此能够快速地进行画像或音频的再现。

另一方面，第2延迟部32使基带接收信号r（t）延迟小于1帧长度的延迟量T2，输出延迟信号r（t-T2）。这里，延迟量T2也称为第2延迟量，延迟信号r（t-T2）也称为第2延迟信号。具体地，在帧头模式2的情况下，将延迟量T2设定为255符号的时间长度，在帧头模式3的情况下，将延迟量T2设定为511符号的时间长度。图10的（A）、（B）是概略地示出帧头模式1的情况下的基带接收信号r（t）与延迟信号r（t-T2）之间的位置关系的图。

帧定时检测部34计算包含在接收信号中的已知信号和包含在第3至第5延迟信号中的延迟已知信号之间的自相关，根据该自相关的计算结果检测与多个帧中的各帧的同步定时。

图11是示出本实施方式的帧定时检测部34的概略结构的功能模块图。如图10所示，帧定时检测部34具有复数共轭部41、复数乘法部42、平均化部43以及同步定时判定部（峰值位置检测部）44。复数共轭部41生成基带接收信号r（t）的复数共轭r^*（t）。复数乘法部42对复数共轭信号r^*（t）和延迟信号r（t-T2）进行相乘，生成乘法信号r^*（t）×r（t-T2）的序列。平均化部43计算乘法信号r^*（t）×r（t-T2）序列的移动平均，将作为其结果得到的平均化信号作为自相关特性AC2（t）输出。图10的（C）是概略地示出帧头模式1的情况下的自相关特性AC2（t）的一例的图。如图3的（A）所示，构成帧头部的前端部的165符号具有与构成同一帧头部的后端部的165符号相同的位形式。因此，如图10的（C）所示，自相关特性AC2（t）能够按照各信号帧的每帧形成峰值。

同步定时判定部44检测出现在自相关特性AC2（t）中的峰值，根据该检测结果，生成并输出表示与信号帧的同步定时的帧定时信号Ft。由此，帧号检测部35能够与帧定时信号Ft同步地准确地生成帧号。

如以上所说明的那样，实施方式1的帧同步检测部26使用基带接收信号r（t）与延迟信号r（t-T1）、r（t-T2）之间的自相关结果，生成帧号信息Fn和帧定时信号Ft。由于帧同步检测部26没有计算如专利文献1所公开的互相关，因此，即使基带接收信号r（t）被附加了由于载波频率偏差引起的相位旋转量，也能够消除该相位旋转量。因此，能够生成准确的帧号信息Fn，确立帧同步。

此外，与执行如专利文献1所公开的互相关的情况相比，具有自相关的计算量比较少的优点。因此，在帧同步检测部26由硬件构成的情况下，可以使其电路规模较小。

实施方式2.

接着，对本发明的实施方式2进行说明。图12是概略地示出实施方式2的帧同步检测部26B的结构的功能模块图。除了替代图1示出的帧同步检测部26而具有图12的帧同步检测部26B这一点外，本实施方式的接收装置的结构与图1示出的接收装置1的结构相同。

如图12所示，帧同步检测部26B与上述实施方式1的帧同步检测部26同样地具有第1延迟部31、自相关运算部33以及帧号检测部35。本实施方式的帧同步检测部26B还具有信号延迟部36、信号合成部30以及帧定时检测部34。

信号延迟部36具有使基带接收信号r（t）延迟彼此不同的延迟量T3、T4、T5而分别输出延迟信号r（t-T3）、r（t-T4）、r（t-T5）的功能。这里，在帧头模式1和帧头模式3的情况下，将延迟量T4设定为1帧长度的2倍，将延迟量T3设定为比1帧长度的2倍短1符号的值，将延迟量T5设定为比1帧长度的2倍长1符号的值。此外，延迟量T3也称为第3延迟量，延迟量T4也称为第4延迟量，延迟量T5也称为第5延迟量。此外，延迟信号r（t-T3）也称为第3延迟信号，延迟信号r（t-T4）也称为第4延迟信号，延迟信号r（t-T5）也称为第5延迟信号。

信号合成部30合成延迟信号r（t-T3）、r（t-T4）和r（t-T5），生成合成延迟信号Rd（t），提供给帧定时检测部34。

然后，与上述实施方式1的帧定时检测部34（图11）一样，帧定时检测部34计算该合成延迟信号Rd（t）与基带接收信号r（t）之间的自相关，根据该计算结果生成并输出帧定时信号Ft。由此，帧号检测部35能够与帧定时信号Ft同步地准确地生成帧号。

图13的（A）～（G）是概略地示出作为非延迟信号的基带接收信号r（t）与延迟信号r（t-T3）、r（t-T4）、r（t-T5）之间的自相关特性的示例的图。图13的（C）示出非延迟信号r（t）与延迟信号r（t-T3）之间的自相关特性AC3（t），图13的（E）示出非延迟信号r（t）与延迟信号r（t-T4）之间的自相关特性AC4（t），图13的（G）示出非延迟信号r（t）与延迟信号r（t-T5）之间的自相关特性AC5（t）。

在帧头模式1和帧头模式3中的任意一个的情况下，根据图6和图7的表，对于0～N-1的范围内的任意整数的帧号k，根据该帧号k的初始值生成的PN序列（以下，称为帧号k的PN序列。）和延迟2帧长度的延迟信号帧的帧号mod（N+k-2，N）的PN序列在较长区间的范围内包含彼此相同的位形式的符号序列。这里，N为各超帧包含的信号帧的总数，mod（x，N）为当将零以上的整数x除以N后得到的余数。例如，对于k=1，mod（N+k-2，N）=mod（N-1，N）=N-1，对于k=2，mod（N+k-2，N）=mod（N，N）=0。

根据图6和图7的表，由于帧号k的PN序列中的位形式与下述的（A1）～（A3）中任意一个位形式在时间轴上的较长区间的范围内一致，因此，自相关特性AC3（t）、AC4（t）、AC5（t）中的任意一个必然对应各信号帧的每一个形成1个峰值。

（A1）是使帧号mod（N+k-2，N）的PN序列在时间轴上移位-1符号而得到的位形式，

（A2）是帧号mod（N+k-2，N）的PN序列的位形式，

（A3）是使帧号mod（N+k-2，N）的PN序列在时间轴上移位+1符号而得到的位形式。

例如，根据图6，帧号0的PN序列（=101100001……）在较长区间的范围内，与使帧号223（=mod（225-2，225））的PN序列（=01100001……）移位+1符号而得到的位形式一致。此外，帧号1的PN序列（=01100001……）在较长区间的范围内，与使帧号224（=mod（225+1-2，225））的PN序列（=10110000……）移位-1符号而得到的位形式一致。另外，帧号113的PN序列（=10011010……）与帧号111（=mod（225+113-2，225））的PN序列（=10011010……）完全一致。

因此，在帧头模式1和帧头模式3中的任意一个的情况下同样，帧号k的信号帧的帧头部与下述的（B1）～（B3）的信号帧的帧头部之间的自相关特性AC3（t）、AC4（t）、AC5（t）中的任意一个必然对应各信号帧中的每一个形成1个峰值。

（B1）是使帧号k的信号帧延迟比2帧长度短1符号长度的延迟量T3而得到的延迟信号帧，

（B2）是使帧号k的信号帧延迟2帧长度的延迟量T4而得到的延迟信号帧，

（B3）是使帧号k的信号帧延迟比2帧长度长1符号长度的延迟量T5而得到的延迟信号帧。

根据以上内容，对应于各信号帧的每一个，生成合成延迟信号Rd（t）与帧头部的PN序列之间的大部分位形式一致的定时。因此，帧定时检测部34能够计算合成延迟信号Rd（t）与基带接收信号r（t）之间的自相关特性，根据该计算结果，对应各信号帧的每一个输出帧定时信号Ft。

如以上所说明的那样，实施方式2的帧同步检测部26B使用基带接收信号r（t）与合成延迟信号Rd（t）之间的自相关结果生成帧号信息Fn和帧定时信号Ft。由于帧同步检测部26B没有计算如专利文献1所公开的互相关，因此，即使基带接收信号r（t）被附加了由于载波频率偏差引起的相位旋转量，也能够消除该相位旋转量。因此，能够生成准确的帧号信息Fn，确立帧同步。

本实施方式与上述实施方式1相比，尤其在基带接收信号r（t）与合成延迟信号Rd（t）之间的PN序列一致的区间变长。因此，即使对于噪声大的传送路径或受到多径影响的传送路径，也能够更准确地生成帧号信息Fn，输出帧定时信号Ft。

实施方式3.

接着，对本发明的实施方式3进行说明。图14是概略地示出实施方式3的帧同步检测部26C的结构的功能模块图。除了替代图1示出的帧同步检测部26而具有图14的帧同步检测部26C这一点外，本实施方式的接收装置的结构与图1示出的接收装置1的结构相同。

如图14所示，帧同步检测部26C与上述实施方式1的帧同步检测部26同样地具有第1延迟部31、自相关运算部33、第2延迟部32以及帧定时检测部34。本实施方式的帧同步检测部26C还具有副延迟部38、副自相关运算部39以及帧定时检测部34C。

副延迟部38使延迟与上述延迟量T1不同的延迟量T6，输出副延迟信号r（r-T6）。在帧头模式1的情况下，延迟量T6被设定为4312（=3780+420+112）符号的时间长度，在帧头模式3的情况下，延迟量T6被设定为4825（=3780+945+100）符号的时间长度。

副自相关运算部39具有与上述实施方式1的自相关运算部33（图9）同样的结构，能够计算基带接收信号r（t）与延迟信号r（t-T6）之间的自相关，将作为该计算结果的自相关值提供给帧号检测部35C。帧号检测部35C能够基于自相关运算部33的检测结果和副自相关运算部39的检测结果来确定帧号。

根据图6的表，在帧头模式1的情况下，在自相关运算部33中是在接收到帧号224的信号帧的定时检测出自相关值的峰值，在副自相关运算部39中是在接收到帧号112的信号帧的定时检测到自相关值的峰值。此外，根据图7的表，在帧头模式3的情况下，在自相关运算部33中是在接收到帧号0的信号帧的定时检测到自相关值的峰值，在副自相关运算部39中是在接收到帧号100的信号帧的定时检测到自相关值的峰值。

在帧头模式1下，在自相关运算部33比副自相关运算部39先检测到峰值的情况下，帧号检测部35C能够将帧号224作为起始值输出，在副自相关运算部39比自相关运算部33先检测到峰值的情况下，帧号检测部35C能够将帧号112作为起始值输出。另一方面，在帧头模式3下，在自相关运算部33比副自相关运算部39先检测到峰值的情况下，帧号检测部35C能够将帧号0作为起始值输出，在副自相关运算部39比自相关运算部33先检测到峰值的情况下，帧号检测部35C能够将帧号100作为起始值输出。

如上所述，在实施方式3中，由于利用多个不同的自相关结果，生成帧号信息Fn和帧定时信号Ft，因此，能够缩短确立帧同步所需要的时间。

此外，虽然本实施方式的帧同步检测部26C利用分别通过延迟部31和自相关运算部33的组以及副延迟部38和副自相关运算部39的组这两组获得的2个系统的自相关结果，生成帧号信息Fn和帧定时信号Ft，不过，并不限定于此。也可以变更帧同步检测部26C的结构，使得除了延迟部31和自相关运算部33这一组以外，还具有2组以上的副延迟部和副自相关运算部的组，从而能够利用3个系统以上的自相关结果。

实施方式4.

接着，对本发明的实施方式4进行说明。图15是概略地示出实施方式4的帧同步检测部26D的结构的功能模块图。除了替代图1示出的帧同步检测部26而具有图15的帧同步检测部26D这一点外，本实施方式的接收装置的结构与图1示出的接收装置1的结构相同。

本实施方式的帧同步检测部26D具有上述实施方式1～3中的延迟部31、自相关运算部33、帧号检测部35、副自相关运算部39、信号延迟部36、帧定时检测部34以及帧号检测部35C。

在采用这样的结构的情况下，与上述实施方式2一样，在基带接收信号r（t）和合成延迟信号之间，PN序列一致的区间变长。因此，即使对于噪声大的传送路径或受到多径影响的传送路径，也能够更加准确地生成帧号信息Fn，输出帧定时信号Ft。此外，与上述实施方式3一样，由于利用多个不同的自相关结果，生成帧号信息Fn和帧定时信号Ft，因此，能够缩短确立帧同步所需的时间。

以上，参照附图对本发明相关的各种实施方式进行了说明，不过，这些内容仅是本发明的示例，也可以采用上述以外的各种方式。

上述实施方式1至4的接收装置的功能的一部分可以通过硬件结构实现，或者也可以通过包含CPU的微处理器执行计算机程序来实现。在该功能的一部分通过计算机程序实现的情况下，微处理器可以从计算机可读取的存储介质加载该计算机程序并执行，由此实现该功能的一部分。

此外，上述实施方式1至4的接收装置的全部结构或部分结构也可以通过LSI（Large Scale Integrated circuit，大规模集成电路）来实现。此外，也可以通过FPGA（Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列）或ASIC（Application SpecificIntegrated Circuit，专用集成电路）来实现实施方式1至4的接收装置的全部结构或部分结构。

上述实施方式1至4的接收装置可以构成为数字广播接收装置（包含电视广播接收器和声音广播接收器）、无线LAN设备或者称为移动通信系统的接收终端的通信装置。

Claims

1.一种帧同步检测装置，其将由一连串的包含时间上连续的多个帧的超帧构成的接收信号作为输入，根据分别包含在所述多个帧中的已知信号序列对所述多个帧中的各个帧进行检测，其特征在于，该帧同步检测装置具有：

第1延迟部，其使所述接收信号延迟超过1帧长度的第1延迟量而输出第1延迟信号；

自相关运算部，其运算包含在所述接收信号中的已知信号序列与包含在所述第1延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，生成与所述多个帧分别对应的多个自相关值；以及

帧号检测部，其从所述多个自相关值中检测在所述超帧的时间长度中的峰值，确定与所述峰值对应的相应帧的帧号；

其中，该帧同步检测装置还具有：

第2延迟部，其使所述接收信号延迟小于1帧长度的第2延迟量而输出第2延迟信号；以及

帧定时检测部，其运算包含在所述接收信号中的已知信号序列与包含在所述第2延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，根据所述自相关的运算结果，检测与所述多个帧中的各个帧的同步定时，

所述帧号检测部将所确定的帧号作为起始值，按照所述帧定时检测部检测出的同步定时，检测所述多个帧中的各个帧的帧号。

2.根据权利要求1所记载的帧同步检测装置，其特征在于，

所述多个帧分别具有由所述已知信号序列构成的帧头部，

所述帧头部包含与该帧头部的一部分相同的冗余信号序列作为循环前缀。

3.一种帧同步检测装置，其将由一连串的包含时间上连续的多个帧的超帧构成的接收信号作为输入，根据分别包含在所述多个帧中的已知信号序列对所述多个帧中的各个帧进行检测，其特征在于，该帧同步检测装置具有：

其中，该帧同步检测装置还具有：

信号延迟部，其使所述接收信号延迟彼此不同的第3至第5延迟量而分别输出第3至第5延迟信号；以及

帧定时检测部，其运算包含在所述接收信号中的已知信号序列与包含在所述第3至第5延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，根据所述自相关的运算结果，检测与所述多个帧中的各个帧的同步定时，

所述帧号检测部将所确定的帧号作为起始值，按照所述帧定时检测部检测出的同步定时，检测所述多个帧中的各个帧的帧号，

所述第3至第5延迟量由1帧长度的2倍、比该1帧长度的2倍短的延迟量、以及比该1帧长度的2倍长的延迟量构成。

4.根据权利要求1至3中任意一项所记载的帧同步检测装置，其特征在于，所述帧号检测部在每次检测出所述同步定时时，使计数值增加或减少，并根据该计数值检测所述帧号。

5.根据权利要求1至3中任意一项所记载的帧同步检测装置，其特征在于，

所述自相关运算部包含：

复数乘法部，其对包含在所述接收信号中的已知信号序列和包含在所述第1延迟信号中的延迟已知信号序列的复数共轭进行相乘，生成乘法信号序列；以及

积分运算部，其针对所述多个帧中的各个帧，对所述乘法信号序列进行积分，计算所述自相关值。

6.根据权利要求1或3所记载的帧同步检测装置，其特征在于，所述已知信号序列的形式以所述超帧为单位反复变化。

7.根据权利要求1至3中任意一项所记载的帧同步检测装置，其特征在于，该帧同步检测装置还具有：

副延迟部，其使所述接收信号延迟不同于所述第1延迟量的超过1帧长度的延迟量而输出副延迟信号；以及

副自相关运算部，其运算包含在所述接收信号中的已知信号序列与包含在所述副延迟信号中的延迟已知信号序列之间的自相关，生成与所述多个帧分别对应的多个副自相关值，

所述帧号检测部从所述多个自相关值和所述多个副自相关值中检测在所述超帧的时间长度中的峰值，确定与所述峰值对应的相应帧的帧号。

8.根据权利要求7所记载的帧同步检测装置，其特征在于，

所述副自相关运算部包含：

复数乘法部，其对包含在所述接收信号中的已知信号序列和包含在所述副延迟信号中的延迟已知信号序列的复数共轭进行相乘，生成副乘法信号序列；以及

积分计算部，其针对所述多个帧中的各个帧，对所述副乘法信号序列进行积分，计算所述副自相关值。

9.根据权利要求1至3中任意一项所记载的帧同步检测装置，其特征在于，

所述已知信号序列是使用反馈移位寄存器生成的伪随机噪声序列，

所述反馈移位寄存器将分别针对所述多个帧指定的值作为初始值，生成所述伪随机噪声序列。

10.一种接收装置，该接收装置接收由一连串的包含在时间上连续的多个帧的超帧构成的接收信号，其特征在于，该接收装置具有：

帧同步检测部，其根据分别包含在所述多个帧中的已知信号序列，检测所述多个帧中的各个帧；

传送路径响应估计部，其根据所述帧同步检测部的识别结果，估计传送路径响应；以及

均衡处理部，其使用该估计出的传送路径响应，校正所述接收信号的失真，

所述帧同步检测部具有：

其中，所述帧同步检测部还具有：

11.一种接收装置，该接收装置接收由一连串的包含在时间上连续的多个帧的超帧构成的接收信号，其特征在于，该接收装置具有：

所述帧同步检测部具有：

其中，所述帧同步检测部还具有：

12.根据权利要求10或11所记载的接收装置，其特征在于，

所述帧同步检测部还具有：