KR102555888B1 - 프리앰블 기반의 ofdm 미세 주파수 오프셋 추정 - Google Patents

프리앰블 기반의 ofdm 미세 주파수 오프셋 추정 Download PDF

Info

Publication number
KR102555888B1
KR102555888B1 KR1020177012661A KR20177012661A KR102555888B1 KR 102555888 B1 KR102555888 B1 KR 102555888B1 KR 1020177012661 A KR1020177012661 A KR 1020177012661A KR 20177012661 A KR20177012661 A KR 20177012661A KR 102555888 B1 KR102555888 B1 KR 102555888B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
bootstrap
ofdm symbol
bootstrap ofdm
signature sequence
received signal
Prior art date
Application number
KR1020177012661A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20170084081A (ko
Inventor
사무엘 아상벵 아텅시리
Original Assignee
소니그룹주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 소니그룹주식회사 filed Critical 소니그룹주식회사
Publication of KR20170084081A publication Critical patent/KR20170084081A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102555888B1 publication Critical patent/KR102555888B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2666—Acquisition of further OFDM parameters, e.g. bandwidth, subcarrier spacing, or guard interval length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0658—Feedback reduction
    • H04B7/066—Combined feedback for a number of channels, e.g. over several subcarriers like in orthogonal frequency division multiplexing [OFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H04L27/266—Fine or fractional frequency offset determination and synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/2707—Simple row-column interleaver, i.e. pure block interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2778—Interleaver using block-wise interleaving, e.g. the interleaving matrix is sub-divided into sub-matrices and the permutation is performed in blocks of sub-matrices
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/04—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using frequency diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0637—Properties of the code
    • H04L1/0668—Orthogonal systems, e.g. using Alamouti codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2663—Coarse synchronisation, e.g. by correlation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2669—Details of algorithms characterised by the domain of operation
    • H04L27/2672—Frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0606—Space-frequency coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0637—Properties of the code
    • H04L1/0643—Properties of the code block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0065—Frequency error detectors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
    • H04L27/1566—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using synchronous sampling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H04W56/004—Synchronisation arrangements compensating for timing error of reception due to propagation delay

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

수신기는 분할된 프레임에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신된 수신 신호를 검출하고, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌을 포함하는 프리엠블을 포함한다. 검출기 회로는 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터 검출한다. 부트스트랩 프로세서는 제1 OFDM 심벌로부터의 채널 전달 함수의 추정를 검출하고, 복조기 회로는 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터 시그널링 데이터를 복구한다. 부트스트랩 프로세서는, 부트스트랩 OFDM 심벌을 수신하고, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성된 업 샘플러, 송신기에서 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 결합될 수 있는 시그니처 시퀀스를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대해 상관 결과를 생성하도록 구성된 교차 상관기, 및 교차-상관기에 의해 생성된 피크 상관 결과를 식별하고, 주파수 도메인에서의 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 수신된 신호의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 출력 프로세서를 포함한다.

Description

프리앰블 기반의 OFDM 미세 주파수 오프셋 추정{PREAMBLE BASED OFDM FINE FREQUENCY OFFSET ESTIMATION}
본 개시내용은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexed)(OFDM) 심벌들을 사용하여 페이로드 데이터를 수신하는 수신기들과 방법들에 관한 것이다.
본 개시내용은 2014년 11월 12일자로 출원된 영국 1420117.2의 파리 조약 우선권을 주장하며, 그 전체 내용은 본 명세서에 참고로 포함된다.
직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 사용하여 데이터가 통신되는 무선 통신 시스템에는 많은 예가 있다. 디지털 비디오 방송(Digital Video Broadcasting)(DVB) 표준들에 따라 동작하도록 배열된 텔레비전 시스템들은, 예를 들어 지상 및 케이블 송신들을 위해 OFDM을 사용한다. OFDM은 일반적으로 병렬로 변조되는 K개(K는 정수임)의 협대역 부반송파들을 제공하며, 각각의 부반송파는, 예를 들어 직교 진폭 변조된(Quadrature Amplitude Modulated)(QAM) 심벌이나 직교 위상 시프트 키잉(Quaternary Phase-Shift Keying)(QPSK) 심벌과 같은 변조된 데이터 심벌을 통신하는 것으로서 설명될 수 있다. 부반송파들의 변조는 주파수 도메인에서 형성되고 송신을 위해 시간 도메인으로 변환된다. 데이터 심벌들이 부반송파들을 통해 병렬로 통신되기 때문에, 동일한 변조된 심벌들은 연장된 기간 동안 각각의 부반송파를 통해 통신될 수 있다. 부반송파들은 병렬로 동시에 변조되어, 변조된 반송파들이 결합하여 OFDM 심벌을 형성한다. 따라서, OFDM 심벌은 각각이 상이한 변조 심벌들로 동시에 변조되는 복수의 부반송파를 포함한다. 송신 동안, OFDM 심벌의 사이클릭 프리픽스로 채워진 가드 인터벌(guard interval)이 각각의 OFDM 심벌에 선행한다. 존재하는 경우, 가드 인터벌은 다중 경로 전파로부터 생길 수 있는 송신된 신호의 임의의 에코들을 흡수하도록 치수화된다.
ATSC 3.0 Working Draft System Discovery and Signaling [1]이라는 제목의 문헌에서 ATSC(Advanced Television Systems Committee) 3.0으로 알려진 텔레비전 시스템은 방송 디지털 텔레비전 프로그램을 운반하고 있는 송신된 텔레비전 신호에 프리앰블을 포함하는 것을 제안했다. 프리앰블은, 검출 가능성이 더 클 수 있고 따라서 초기 검출을 위한 신호로서 작용할 수 있는 송신 신호의 일부를 수신기에 제공하기 위해 의도된, 소위 "부츠 스트랩(boots strap)" 신호를 포함한다. 이것은 방송사가 방송 텔레비전뿐 아니라 방송 신호 내에 여러 서비스를 제공할 것으로 예상하기 때문이다. 이러한 서비스는 단일 RF 채널 내에서 함께 시간 다중화될 수 있다. 따라서, 프리앰블의 일부로서 다중화된 프레임에 송신되는 용이하게 검출 가능한 신호 세그먼트(부트스트랩 신호)를 제공하여, 수신기가 어떤 신호 및 서비스가 이용 가능한지를 발견하고 식별할 수 있도록 할 필요가 있다.
부트스트랩 신호가 모든 수신 디바이스에 알려진 샘플링 레이트, 신호 대역폭, 부반송파 간격, 시간 도메인 구조 등을 포함하는 고정된 구성을 가지게 하고 검출된 부트스트랩과 연관된 무선 서비스를 처리하고 디코딩할 수 있는 정보를 운반하는 것이 [1]에 제안되었다. 이 새로운 능력은, 방송 스펙트럼이 장래에 계속 서빙될 공익을 위해 부트스트랩에 의해 제공되는 범용 엔트리 포인트(universal entry point)에 선행하는 새로운 서비스 및/또는 파형을 운반하도록 적응될 수 있음을 보장한다.
부트스트랩은 매우 강건한 신호이며 매우 낮은 신호 레벨에서도 검출 가능한 것으로 설계되었다. 이러한 강건한 인코딩의 결과로서, 부트스트랩 내의 개별 시그널링 비트들은 이들이 송신을 위해 점유하는 물리적 리소스의 관점에서 상대적으로 비싸다. 따라서, 부트스트랩은 일반적으로 시스템 발견 및 후속 신호의 초기 디코딩에 필요한 최소량의 정보만을 시그널링하려고 한다.
인식될 수 있는 바와 같이, 부트스트랩 신호를 사용하여 OFDM 심벌들에 의해 운반된 페이로드 데이터를 검출하기 위한 효율적이고 비용 효과적인 기술을 발견하는 것은 기술적인 문제를 나타낸다.
본 개시내용의 다양한 추가 양태 및 실시예는 첨부된 청구항들에 제공되며, 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출하고 복구하기 위한 수신기를 포함한다. 수신기는 수신된 신호를 검출하도록 구성된 무선 주파수 복조 회로를 포함하고, 수신된 신호는 복수의 시간 분할된 프레임 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신된 것이며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌을 포함하는 프리앰블을 포함한다. 검출기 회로는 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상으로부터, 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하도록 구성된다. 부트스트랩 프로세서는 시그니처 시퀀스를 사용하여, 수신된 신호의 주파수 오프셋 및 채널 전달 함수의 추정치를 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 검출하도록 구성되며, 복조기 회로는 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된다. 부트스트랩 프로세서는, 부트스트랩 OFDM 심벌을 수신하고 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성된 업 샘플러 - 업 샘플링된 주파수 도메인 버전은 제1 부트스트랩 OFDM의 각각의 부반송파에 대해, 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들 각각을 나타내는 복수의 U 샘플을 포함함 - ; 송신기에서 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 결합되는 시그니처 시퀀스를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대해 상관 결과를 생성하도록 구성된 교차 상관기(cross-correlator); 및 교차-상관기에 의해 생성된 피크 상관 결과를 식별하고, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파 대역폭에 따라 주파수 도메인에서 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 수신된 신호의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 출력 프로세서를 포함한다.
본 기술의 실시예는, OFDM 심벌로서 페이로드 데이터를 운반하는 수신된 신호에 존재하는 주파수 오프셋이 부트스트랩 신호를 사용하여 추정될 수 있는 정확도를 향상시키기 위한 배열을 제공할 수 있다. 상술한 바와 같이, 부트스트랩 신호는 페이로드 데이터가 송신되는 복수의 시분할 프레임들 각각의 프리앰블의 일부를 형성한다. 부트스트랩 신호는, 예를 들어 변조 방식, 코딩 레이트, 대역폭 및 송신 전력과 같은 통신 파라미터로 구성될 수 있는 복수의 OFDM 심벌을 포함하여, 부트스트랩 신호가 수신기에서 페이로드 데이터보다 검출될 가능성이 더 크게 된다. 부트스트랩 OFDM 심벌들 각각은 시그니처 시퀀스를 운반하며, 이것은 시그널링 정보, 예를 들어 계층 1 시그널링을 표현하는데 사용된다. 본 기술에 따르면, 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출하기 위한 부트스트랩 프로세서는 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 주파수 도메인 버전을 수신하고 인자 U만큼 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 업 샘플링하도록 구성된다. 부트 스트랩 프로세서 내의 교차 상관기는 업 샘플링된 부트 스트랩 OFDM 심벌과 시그니처 시퀀스의 재생성된 버전의 교차 상관을 수행하여, 송신기에서 도입될 수 있는 기준 주파수로부터의 다수의 부반송파에서의 변위에 대한 정수 주파수 오프셋과, 송신 동안 도입된 주파수 시프트에 의해 야기된 미세 주파수 오프셋 모두를 식별하도록 구성된다. 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 샘플에 대한 미세 주파수 오프셋을 추정함으로써, 미세 주파수 오프셋의 보다 정확한 추정치가 결정될 수 있다.
본 개시내용은, 계류중인 특허 출원 번호들 PCT/GB2014/050869, GB1305805.2, PCT/GB2014/050868, GB1305797.1, GB1305799.7, 14/226937, PCT/GB2014/050870, GB1305795.5, PCT/GB2014/050954, GB1312048.0, GB103121570, PCT/GB2014/051679, GB13170706.9, PCT/EP2014/061467, GB1403392.2, GB1405037.1, GB103121568 및 PCT/GB2014/051922, GB1420117.2에 의해 지원되며, 그 전체 내용은 본 명세서에 참고로 포함된다.
본 개시내용의 다양한 추가 양태와 특징들은 첨부된 청구항들에 정의되고, 페이로드 데이터를 송신하는 방법과, 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는 수신기 및 방법을 포함한다.
이하, 본 개시내용의 실시예들은 첨부 도면만을 참조하여 예로서 설명될 것이고, 도면에서 유사한 부분들에는 대응하는 참조 번호가 제공된다.
도 1은 방송 송신 네트워크의 배열을 도시하는 개략도를 제공한다;
도 2는 도 1의 송신 네트워크를 통해 방송 데이터를 송신하기 위한 예시적인 송신 체인을 도시하는 개략적인 블록도를 제공한다;
도 3은 가드 인터벌을 포함하는 시간 도메인에서의 OFDM 심벌들의 개략도를 제공한다;
도 4는 OFDM을 사용하여 도 1의 방송 송신 네트워크에 의한 데이터 방송을 수신하기 위한 전형적인 수신기의 개략적인 블럭도를 제공한다;
도 5는 시그널링 데이터를 운반하는 프리앰블에 의해 분리된 방송 데이터와 페이로드 데이터를 송신하기 위한 송신 프레임들의 시퀀스의 개략도를 제공한다;
도 6은 도 5에 도시된 송신 프레임들 중 하나의 프리앰블의 개략도를 제공하며, 이는 소위 "부트스트랩" 신호 또는 다수의 OFDM 심벌들로 구성된 파형을 포함한다;에서의
도 7은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌을 포함하는 부트스트랩 신호를 송신하기 위한 도 2에 도시된 송신기의 일부의 개략적인 블록도를 제공한다;
도 8은 주파수 도메인에서의 부트스트랩 OFDM 심벌의 개략도를 제공한다;
도 9는 시간 도메인 심벌 시퀀스를 순환 시프트함으로써 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상을 통해 전송되는 시그널링 데이터를 임프린팅(imprinting)할 때 송신기의 동작을 나타내는 예시적인 흐름도이다;
도 10은 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 시간 도메인 구조의 개략도를 제공한다;
도 11은 하나 이상의 다른 부트스트랩 OFDM 심벌의 제2 시간 도메인 구조의 개략도를 제공한다;
도 12는 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 시그널링을 검출하고 복구하기 위한 예시적인 수신기의 개략적인 블록도이다;
도 13은 OFDM 심벌에 대해 순방향 푸리에 변환을 수행하기 위한 트리거 시간을 식별하는 것을 포함하는, 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출하기 위한 수신기의 개략적인 블록도이다;
도 14는 도 14의 CAB 검출기의 보다 상세한 예로서, 이는 도 10의 제1 시간 도메인 구조를 갖는 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 순방향 푸리에 변환을 수행하기 위한 트리거링 시간을 식별하기 위한 검출기를 포함한다;
도 15는 하나 이상의 검출된 부트스트랩 OFDM 심벌 상으로 시그널링 데이터를 임프린트하기 위해 송신기에 의해 사용된 순환 시프트를 추정하기 위한 부트스트랩 OFDM 심벌 프로세서의 개략적인 블록도이다;
도 16은 본 기술에 따라 OFDM 심벌에 대해 순방향 푸리에 변환을 수행하기 위한 트리거 시간을 식별하기 위한 결합된 부트스트랩 신호 검출기를 포함하는, 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출하기 위한 예시적인 수신기의 개략적인 블록도이다;
도 17은 본 기술에 따라 부트스트랩 신호의 4개의 OFDM 심벌로부터의 수신된 OFDM 심벌에 대해 FFT를 수행하기 위한 식별된 트리거 시간의 향상된 추정치를 제공하도록 구성된 부트스트랩 신호 검출기의 개략적인 블록도이다;
도 18은 본 기술에 따른 제1 부트스트랩 프로세서/디코더의 예시적인 실시예를 제공하는 개략적인 블록도이다;
도 19는 도 18에 도시된 제1 부트스트랩 프로세서/디코더의 일부를 형성하는 다상 프로세서의 개략적인 블록도이다;
도 20은 본 기술에 따라, 수신된 신호를 데시메이팅(decimating)하고 수신된 신호에 시그니처 시퀀스의 계수를 승산하는 프로세스의 개략도이다;
도 21(a) 및 도 21(b)는 주파수 도메인에서의 수신된 OFDM 심벌을 제1 부트스트랩 프로세서/디코더에 의해 수행되는 재생된 시그니처 시퀀스와 상관시키는 프로세스를 나타낸다;
도 22는 제1 부트스트랩 OFDM 심벌 이외의 다른 부트스트랩 심벌에 의해 운반되는 시그널링 데이터를 검출하기 위한 제2 부트스트랩 프로세서/디코더의 개략적인 블록도이다;
도 23은 본 기술에 따라 시그널링 데이터를 검출하기 위해 부트스트랩 심벌에 의해 운반되는 시그니처 시퀀스의 순환 시프트를 추정하도록 구성되는, 도 22에 도시된 제2 부트스트랩 프로세서/디코더의 일부의 개략적인 블록도이다;
도 24는 본 기술에 따른 데시메이션을 사용하여 시그니처 시퀀스를 수신된 신호와 상관시키는 프로세스의 개략도이다;
도 25는 시그널링 데이터가 시그너쳐 시퀀스에 적용된 순환 시프트의 추정치로부터 검출되는, 도 22 및 도 23에 도시된 제2 부트스트랩 프로세서/디코더의 대안적 실시예의 개략적인 블록도이다;
도 26은 본 기술에 따른 제1 부트스트랩 프로세서의 동작을 나타내는 예시적인 흐름도이다;
도 27은 본 기술에 따른 제2 부트스트랩 프로세서의 동작 방법을 나타내는 대표적인 흐름도이다.
본 개시내용의 실시예들은 송신 네트워크가, 예를 들어 텔레비전 신호들을 텔레비전 수신 디바이스들에 송신하기 위한 방송 네트워크를 형성할 수 있도록 비디오 데이터와 오디오 데이터를 포함하는 데이터를 표현하는 신호들을 송신하기 위한 송신 네트워크를 형성하도록 배열될 수 있다. 일부 예들에서, 텔레비전 신호들의 오디오/비디오를 수신하기 위한 디바이스들은 텔레비전 신호들이 이동 중에 있는 동안 수신되는 모바일 디바이스들일 수 있다. 다른 예들에서 오디오/비디오 데이터는, 고정일 수 있고 고정형 안테나 또는 안테나들에 접속될 수 있는 종래의 텔레비전 수신기들에 의해 수신될 수 있다.
텔레비전 수신기들은 텔레비전 영상들을 위한 통합된 디스플레이를 포함하거나 포함하지 않을 수 있고, 다수의 튜너와 복조기를 포함하는 레코더 디바이스들일 수 있다. 안테나(들)는 텔레비전 수신기 디바이스들에 내장될 수 있다. 접속되거나 내장된 안테나(들)는 텔레비전 신호들뿐만 아니라 상이한 신호들의 수신을 용이하게 하는데 사용될 수 있다. 그러므로 본 개시내용의 실시예들은 상이한 환경들에서 상이한 타입의 디바이스들에 텔레비전 프로그램들을 표현하는 오디오/비디오 데이터의 수신을 용이하게 하도록 구성된다.
이해할 수 있는 바와 같이, 이동 중에 모바일 디바이스로 텔레비전 신호들을 수신하는 것은, 무선 수신 조건들이 그 입력이 고정형 안테나로부터 나오는 종래의 텔레비전 수신기의 것들과 상당히 다른 것이기 때문에 더 어려울 수 있다.
텔레비전 방송 시스템의 예시적 설명이 도 1에 도시된다. 도 1에서 방송 텔레비전 기지국들(1)은 방송 송신기(2)에 접속되는 것으로 도시된다. 방송 송신기(2)는 방송 네트워크의 커버리지 영역 내에서 기지국들(1)로부터의 신호들을 송신한다. 도 1에 도시된 텔레비전 방송 네트워크는 텔레비전 방송 기지국(1) 각각이 다른 인접한 텔레비전 방송 기지국들(1)과 상이한 주파수에서 그 신호를 송신하는 소위 다중-주파수 네트워크로서 동작할 수 있다. 도 1에 도시된 텔레비전 방송 네트워크는 소위 단일 주파수 네트워크로서 동작하고, 이 네트워크에서 각각의 텔레비전 방송 기지국들(1)은 이들이 방송 네트워크의 커버리지 영역 내에서 모바일 디바이스들(6)뿐만 아니라 텔레비전 수신기들(4)에 의해 수신될 수 있도록 오디오/비디오 데이터를 동시에 전달하는 무선 신호들을 송신한다. 도 1에 도시된 예에서 방송 기지국들(1)에 의해 송신된 신호들은 이들 신호가 상이한 기지국들(1)로부터 송신되는 경우에도 텔레비전 수신기에 의해 결합될 수 있는 방송국들(2) 각각으로부터 동일 신호들을 송신하기 위한 배열을 제공할 수 있는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 사용하여 송신된다. 방송 기지국들(1)의 간격이, 상이한 방송 기지국들(1)에 의해 송신된 신호들 간의 전파 시간이 각각의 OFDM 심벌들의 송신에 선행하는 가드 인터벌 미만이거나 이를 실질적으로 초과하지 않도록 제공된다면, 수신기 디바이스(4, 6)는 OFDM 심벌들을 수신하고 상이한 방송 기지국들(1)로부터 송신된 신호들을 결합하는 방식으로 OFDM 심벌들로부터 데이터를 복구할 수 있다. 이런 방식으로 OFDM을 채택하는 방송 네트워크들을 위한 표준들의 예들은 DVB-T, DVB-T2 및 ISDB-T를 포함한다.
오디오/비디오 소스들로부터 데이터를 송신하기 위한 텔레비전 방송 기지국들(1)의 송신기 형성부의 예시적 블록도가 도 2에 도시된다. 도 2에서 오디오/비디오 소스들(20)은 텔레비전 프로그램들을 나타내는 오디오/비디오 데이터를 생성한다. 오디오/비디오 데이터는, OFDM 심벌들을 변조하는데 사용되는 변조 심벌들에 인코딩된 데이터를 매핑하는 변조 유닛(24)에 이후 공급되는 순방향 에러 정정 인코딩된 데이터를 생성하는 인코딩/인터리버 블록(22)에 의한 순방향 에러 정정 인코딩을 사용하여 인코딩된다. 분리된 하부 아암에 도시된 바와 같이, 예를 들어 코딩의 포맷과 오디오/비디오 데이터의 변조를 나타내기 위한 물리적 계층 시그널링을 제공하는 시그널링 데이터는 물리적 계층 시그널링 유닛(30)에 의해 생성되고 인코딩 유닛(32)에 의해 인코딩된 후, 물리적 계층 시그널링 데이터는 그 후 오디오/비디오 데이터에서와 같이 변조 유닛(24)에 의해 변조된다.
프레임 빌더(26)는 물리적 계층 시그널링 데이터로 송신될 데이터를 송신을 위한 프레임으로 형성하도록 배열된다. 프레임은 물리적 계층 시그널링이 송신되는 프리앰블을 갖는 시간 분할된 섹션, 및 오디오/비디오 소스들(20)에 의해 생성된 오디오/비디오 데이터를 송신하는 하나 이상의 데이터 송신 섹션을 포함한다. 인터리버(34)는 OFDM 심벌 빌더(36) 및 OFDM 변조기(38)에 의한 송신을 위한 심벌들로 형성된 데이터를 인터리브할 수 있다. OFDM 심벌 빌더(36)는 파일럿 및 내장된 데이터 생성기(40)에 의해 생성되고 송신을 위한 OFDM 심벌 빌더(36)에 공급되는 파일럿 신호들을 수신한다. OFDM 변조기(38)의 출력은 가드 인터벌을 삽입하는 가드 삽입 유닛(42)에 전달되고, 최종 신호는 디지털 대 아날로그 컨버터(44)에 공급되고 그 후 안테나(48)에 의해 송신되기 전에 RF 프런트엔드(46)에 공급된다.
종래의 배열에서와 같이, OFDM은 송신될 데이터 심벌들이, 이후 OFDM 변조기(38)의 일부를 포함할 수 있는 역 푸리에 변환을 사용하여 시간 도메인으로 변환되는 부반송파들에 매핑되는 주파수 도메인에서의 심벌들을 생성하도록 배열된다. 따라서, 송신될 데이터는 주파수 도메인에서 형성되고 시간 도메인에서 송신된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 각각의 시간 도메인 심벌은 지속기간 Tu초의 유용한 부분과 지속기간 Tg초의 가드 인터벌로 발생된다. 가드 인터벌은 시간 도메인에서 지속기간 Tg를 가진 심벌의 유용한 부분의 일부를 복사함으로써 생성되며, 여기서 복사된 부분은 심벌의 단부로부터 있을 수 있다. 시간 도메인 심벌의 유용한 부분을 가드 인터벌과 상관시킴으로써, 수신기는 시간 도메인 심벌 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 고속 푸리에 변환을 트리거하는데 사용될 수 있는 OFDM 심벌의 유용한 부분의 시작을 검출하도록 배열될 수 있으며, 송신된 데이터는 그 후 그 주파수 도메인으로부터 복구될 수 있다. 이러한 수신기는 도 4에 도시된다.
도 4에서 수신기 안테나(50)는 튜너(52)를 통해 전달되고 가드 인터벌이 가드 인터벌 제거 유닛(56)에 의해 제거되기 전에 아날로그 대 디지털 컨버터(54)를 사용하여 디지털 신호로 변환되는 RF 신호를 검출하도록 구성된다. 시간 도메인 샘플들을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하기 위한 최적 위치를 검출한 후, FFT 유닛(58)은 채널 추정 및 정정 유닛(60)에 공급되는 주파수 도메인 샘플들을 형성하기 위해 시간 도메인 샘플들을 변환한다. 채널 추정 및 정정 유닛(60)은, 예를 들어 OFDM 심벌들에 내장된 파일럿 부반송파들을 사용함으로써 등화를 위해 사용되는 송신 채널을 추정한다. 파일롯 부반송파를 제외한, 모든 데이터-베어링-부반송파(data-bearing sub-carrier)는 OFDM 심벌의 부반송파로부터 데이터 비트를 추출하는 디 맵퍼 유닛(62)에 공급된다. 그 다음, 이들 데이터 비트는 부반송파 심벌을 디인터리빙하는 디인터리버(64)에 공급된다. 데이터 비트들은 비트 디인터리버(66)에 공급되고, 비트 디인터리버(66)는 에러 정정 디코더가 종래의 동작에 따라 에러들을 정정할 수 있도록 디인터리빙을 수행한다.
프레이밍 구조
도 5는 도 1-4와 관련하여 설명된 시스템들에서 송신 및 수신될 수 있는 프레임의 프레이밍 구조의 개략도를 도시한다. 도 5는 어떤 것은 모바일 수신을 목표로 하고 다른 것은 고정된 루프-탑 안테나 수신을 목표로 하는, 서로 다른 물리적 계층 프레임들을 도시한다. 시스템은 현재의 시스템을 위해, 신형의 프레임들을 통합시키기 위해 미래로 확장될 수 있는데, 이러한 잠재적 신형의 프레임들은 미래 확장 프레임(Future Extension Frame)(FEF)들로서 간단히 알려져 있다.
그러므로 도 5에 도시한 프레이밍 구조는 상이한 파라미터들을 사용하여 변조되고 인코딩된 페이로드 데이터를 각각 포함할 수 있는 프레임들을 특징으로 한다. 이것은, 예를 들어 상이한 변조 방식들을 사용하여 변조될 수 있는, 심벌 당 상이한 개수의 부반송파들을 갖는 상이한 OFDM 심벌 타입들을 사용하는 것을 포함할 수 있는데, 왜냐하면 상이한 프레임들은 상이한 타입들의 수신기들에 대해 제공될 수 있기 때문이다. 그러나 각각의 프레임은 페이로드 데이터를 운반하는 하나 이상의 OFDM 심벌들과 상이하게 변조될 수 있는, 시그널링 데이터를 운반하는 적어도 하나의 OFDM 심벌을 포함할 수 있다. 게다가 각각의 프레임에서, 시그널링 OFDM 심벌은 페이로드 데이터를 운반하는 OFDM 심벌(들)과는 상이한 타입일 수 있다. 시그널링 데이터는 페이로드 데이터가 복조되고 디코딩될 수 있도록 복구되는 것이 요구된다.
부트스트랩 신호
[1]에서 설명했듯이, 부트스트랩 신호는 ATSC 방식 형태로 범용 엔트리 포인트를 제공한다. 부트스트랩 신호는 샘플링 레이트, 신호 대역폭, 부반송파 간격 및 시간 도메인 구조가 수신기에서 선험적으로 알려졌다는 공지된 구성을 갖는 것으로 가정된다. 도 6은 도 5에 도시된 데이터 운반 프레임들에 대한 부트스트랩 신호의 형태의 개략적인 표현을 제공한다. 도 6에서, 프리앰블(104, 106, 108, 110)의 일부를 형성할 수 있는 부트스트랩 신호는 데이터-베어링 프레임(100, 102, 112)에 선행한다. 부트스트랩 신호는 서비스 발견, 대략적인 시간 동기화, 주파수 오프셋 추정 및 초기 채널 추정을 가능하게 하기 위해 각 프레임의 시작에 위치된 동기화 심벌로 시작하는 4개 이상의 OFDM 심벌을 포함한다. 나머지 다른 부트스트랩 OFDM 심벌들은 수신된 신호가 프레임의 나머지 부분에 대해 디코딩되도록 허용하기 위해 통신 파라미터들을 제공하기에 충분한 제어 시그널링을 포함한다. 따라서, 부트스트랩 신호는 수신기가 이 데이터를 검출하고 복구할 수 있도록, 수신기가 데이터 베어링 프레임이 구성되어 있는 파라미터를 발견할 수 있게 하는 시그널링 정보를 운반한다.
부트스트랩 신호를 송신하도록 구성된 도 2에 도시된 송신기의 일부의 개략적인 블록도가 도 7에 도시된다. 도 7에서, 시그니처 시퀀스 생성기(700)는 부반송파 매핑 및 제로 패딩 유닛(702)에 의해 부트스트랩 심벌을 형성하는 OFDM 심벌의 부반송파 상에 매핑되는 시그니처 시퀀스를 생성하도록 배열된다. 그 후, 주파수 도메인 신호는 역 푸리에 변환(704)에 의해 시간 도메인으로 변환된다. 부트스트랩 신호와 함께 송신될 시그널링 정보는 제1 입력(705)을 통해 순환 시프트 유닛(706)에 공급된다. 순환 시프트 유닛(706)은 또한 부트스트랩 심벌을 표현하는 시간 도메인 OFDM을 제2 입력(707)을 통해 수신한다. 이하에서 설명되는 바와 같이, 시그널링 정보는 시간 도메인에서 부트스트랩 OFDM 심벌의 순환 시프트로서 표현된다. 그 다음, 순환 시프트된 부트스트랩 OFDM 심벌은 가드 인터벌 삽입 유닛(708)에 공급되며, 가드 인터벌 삽입 유닛(708)은 부트스트랩 심벌의 OFDM 심벌 형성이 송신기 유닛(709)에 의해 송신되는 형태로 부트스트랩 OFDM 심벌에 가드 인터벌을 부가한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 시그너처 시퀀스 생성기(700)는 의사 랜덤 시퀀스 생성기(710) 및 자도프-추(Zadoff-Chu) 시퀀스 생성기(712)를 포함하는 시그너처 시퀀스를 생성한다. 이들 두 시퀀스는 결합된 시퀀스들이 부반송파 매핑 및 제로 패딩 유닛(702)에 의해 OFDM 심벌의 부반송파들 상에 매핑되기 전에, 승산기(714)에 의해 함께 승산된다. 도 7에 도시된 바와 같이, 의사 난수 생성기(710)에 대한 시드 값은 제1 입력(720)을 통해 공급되고, 제2 입력(722)은 자도프-추 시퀀스 생성기(712)의 루트의 표시를 제공한다.
대칭적인 방식으로 OFDM 심벌에 시그니처 시퀀스를 형성하기 위해 의사 랜덤 시퀀스 또는 의사 잡음(PN)에 의해 변조된 자도프-추(Zadoff-Chu)(ZC) 시퀀스의 매핑은 도 8에 도시된다.
도 8에 도시된 바와 같이, 주파수 도메인에서, 부트스트랩 신호는 대칭적 자도프-추(ZC) 시퀀스의 2개의 절반부(810)를 포함하는 것으로 간주될 수 있다. 자도프-추 시퀀스 내의 각각의 심벌은 활성 반송파(812)를 변조하도록 배열된다. 이에 대응하여, PN 시퀀스는 라인(814)에 의해 도시된 바와 같이 부반송파를 변조하도록 배열된다. 부트스트랩 심벌의 다른 부반송파는 사용되지 않고 그래서, 예를 들어 부트스트랩 신호(820, 822)의 어느 한 단부에서 도시된 바와 같이 0으로 설정된다.
도 8에 도시된 바와 같이, ZC 시퀀스 및 PN 시퀀스는 OFDM 심벌의 중앙 DC 부반송파에 대해 반사성 대칭을 생성하는 방식으로 OFDM 부반송파에 매핑된다. 부트스트랩의 n번째 심벌(
Figure 112017044487313-pct00001
)에 대한 부반송파 값들은 다음의 수학식으로 계산될 수 있고, 여기서
Figure 112017044487313-pct00002
, N B 는 부트스트랩 심벌들의 개수이고, p(k)는 PN 시퀀스의 요소들이다. 그 루트 q에 의해 결정되는 ZC 시퀀스는 각 심벌에 대해 동일할 수 있는 반면, PN 시퀀스는 각각의 심벌로 진행해야 한다.
Figure 112017044487313-pct00003
Figure 112017044487313-pct00004
,
Figure 112017044487313-pct00005
는 값 +1 또는 -1 중 하나를 가짐.
최종 부트스트랩 심벌은 해당 특정 심벌에 대한 부반송파 값들의 위상이 반전(즉, 180°회전)된다. 이것은 부트스트랩 신호의 명확한 끝의 표시를 제공한다. 이는 추가 부트스트랩 OFDM 심벌이 있는 경우에 제공되며, 이 경우 수신기에는 최종 부트스트랩 OFDM 심벌의 명확한 표시가 제공된다. 즉, 임의의 개수의 부트스트랩 OFDM 심벌이 사용될 수 있다. 따라서, 수신기는 위상 반전을 검출할 수 있고 그래서 부트스트랩 신호의 끝을 검출할 수 있다.
Figure 112017044487313-pct00006
일 예에서, 시그널링 데이터는 시간 도메인에서 심벌의 데이터-결정된 순환 시프트를 수행함으로써 부트스트랩 신호에서 전달될 수 있다. 이것은 도 7에 도시된 순환 시프트 블록들에 의해 수행된다. 시그널링 비트들을 전달하기 위한 프로세스는 도 9에 요약되어 있다.
도 9에서, 주파수 도메인 시퀀스는 단계 S900에서 시퀀스 생성기(700)에 의해 주파수 도메인에서 형성된다. 단계 S902에서, IFFT 모듈(704)에 의해 역 푸리에 변환이 수행되어 주파수 도메인 신호를 시간 도메인으로 변환한다. 따라서, 단계 S904에서, 시퀀스는 시간 도메인에서 형성된다. 단계 S906에 도시된 바와 같이, 시그널링 비트가 형성된 후 단계 S908에서 상대적 순환 시프트 값으로서 해석되고, 단계 S910에서 상대 시프트 값이 절대 시프트 값으로 변환된다. 화살표 S912로 도시된 바와 같이, 단계 S904에서 형성된 시간 도메인 시퀀스는 단계 S910에서 결정된 절대적 순환 시프트에 따라 시프트된다. 마지막으로, 단계(S914)에서, 송신될 시간 도메인 시퀀스가 생성된다.
시간 도메인 구조
부트스트랩 OFDM 심벌들 각각은 A, B 및 C로 지칭되는 3개의 부분으로 구성되는 것으로 해석될 수 있다. 전술한 바와 같이, OFDM 심벌은 수신기에서의 다중 경로 수신을 고려하기 위해 OFDM 심벌에 대한 프리앰블로서 시간 도메인에서의 OFDM 심벌의 한 섹션을 복사함으로써 생성된 가드 인터벌로 보통 형성된다. 각각의 부트스트랩 심벌은 두 가지 방식 중 하나로 형성된다. 시간 도메인에서의 부트스트랩 심벌들의 상이한 형성은 도 10 및 도 11에 도시된다. 도 10 및 도 11에 도시된 바와 같이, 가드 인터벌이 추가되기 전 OFDM 심벌의 최초 형성인 심벌의 데이터 운반 부분은 섹션 A로 표현된다. 따라서 섹션 A는 부트스트랩 심벌에 의해 전달되는 시그널링 비트를 표현하기 위해 상술한 순환 시프트를 갖거나 갖지 않는 주파수 도메인 구조의 IFFT로서 도출된다. 부분들 B 및 C는 송신기에 의해 B의 샘플에 도입된 부반송파 간격과 동일한
Figure 112017044487313-pct00007
의 주파수 시프트를 갖는 A의 끝에서 취해지고 이에 대응하여 수신기에서 제거되는 샘플들로 구성된다. 각각의 부트스트랩 심벌은 일관되게 3072개의 샘플로 구성된다.
C-A-B 및 B-C-A로 지칭되는 부트스트랩 심벌들의 시간 도메인 구조에는 두 가지 변형이 있다. 부트스트랩 심벌 제로로 지칭되는 부트스트랩의 초기 심벌은 동기화 검출을 위해 제공되며, 도 10에 도시된 CAB 구조를 이용하고, 부분 B에
Figure 112017044487313-pct00008
의 주파수 시프트를 적용한다. 나머지 부트스트랩 심벌은, 상술한 바와 같이 부트스트랩 신호의 종료를 제공하고 부분 B의
Figure 112017044487313-pct00009
의 주파수 시프트를 적용하는 위상 반전을 갖는 최종 부트스트랩 심벌을 포함하는 B-C-A 구조를 사용한다.
부트스트랩 검출기
부트스트랩 신호를 검출하도록 동작할 때 도 4에 도시된 수신기의 적응을 도시하는 개략적인 블록도는 도 12에 도시된다. 도 4에 도시된 바와 같이, 안테나(50)에 의해 검출된 신호는 RF 튜너(52)에 공급된 후, A/D 컨버터(54)로 공급된다. 수신된 디지털 샘플링된 신호는 그 후 순방향 푸리에 변환 프로세서(58)에 공급되고, 부트스트랩 검출기(1204)와 2개의 부트스트랩 프로세서(1206, 1210) 중 제2 부트스트랩 프로세서 사이에서 수신된 디지털 샘플링된 신호를 스위칭하기 위한, 제어기(1202)에 의해 제어되는 스위치(1201)의 제1 입력에 또한 공급된다. 부트스트랩 검출기(1204)는 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 변환될 수신된 신호의 가장 유용한 부분을 식별하여 부트스트랩 신호를 확인하고 시그널링 데이터를 복구하기 위해 채널(1208)을 통해 FFT 프로세서(58)로 공급되는 트리거 신호를 생성한다. FFT 프로세서(58)의 출력은 수신된 신호의 주파수 도메인 버전을 부트스트랩 프로세서들(1210) 중 제1 부트스트랩 프로세서에 제공한다. 제1 부트스트랩 프로세서(1210)는 출력 채널(1212)에서 채널 전달 함수(channel transfer function)(CTF) H(z)의 제1 추정치를 생성하도록 구성된다.
부트스트랩 신호의 부트스트랩 심벌의 예시적인 검출기는 도 13, 도 14 및 도 15에 제공된다. 전술한 바와 같이, 제1 부트스트랩 심벌만이 초기 동기화를 제공하기 위해 송신되는 C-A-B 구조를 갖는다. 도 13은 제1 부트스트랩 심벌에 대한 검출기의 예시적인 블록도를 제공한다. 도 13에 도시된 바와 같이, 수신된 이산 시간 신호 r(n)은 지연 유닛(1301) 및 C-A-B 구조 검출기(1302)에 공급된다. C-A-B 구조 검출기(1302)는 바로 도 14를 참조하여 보다 상세히 설명될 것이다. C-A-B 구조 검출기(1302)는 제1 출력(1304)을 통해, OFDM 심벌 부반송파 간격보다 작은 주파수 시프트이고 부트스트랩 OFDM 심벌의 송신 동안 발생할 수 있는 미세 주파수 오프셋(fine frequency offset)(FFO)의 추정치를 생성한다. 또한, 제2 채널(1306)로부터의 출력은 수신된 OFDM 부트스트랩의 에너지의 최대량을 가능한 한 많이 캡처하기 위하여, FFT 프로세서(58)에 의해 변환되는 수신된 OFDM 심벌의 기간을 표시하기 위한 타이밍 트리거의 표시이다. 그러나, 수신된 부트스트랩 심벌을 주파수 도메인으로 변환하기 전에, 전체 주파수 오프셋은 승산기(1308)에 의해 제거된다. 승산기(1308)는 제1 입력을 통해 지연 유닛(1301)으로부터 지연된 수신 신호를 수신하고, 제2 입력을 통해 가산기(1310)와 톤 발생기(1312)에 의해 형성되는 전체 주파수 오프셋의 역을 수신한다. 전체 주파수 오프셋은 제1 입력에 공급되는 C-A-B 검출기(1302)에 의해 추정된 미세 주파수 오프셋(FFO) 및 부트스트랩 신호 프로세서(1310)에 의해 추정된 정수 주파수 오프셋(IFO) 중 적어도 하나로부터 가산기(1310)에 의해 형성된다. 이 전체 주파수 오프셋은 톤 발생기(1310)에 입력되어 전체 주파수 오프셋과 동일한 주파수에서 사인파 톤을 생성하게 한다. 부트스트랩 신호 프로세서(1210)는 주파수 도메인 부반송파를, PN 시퀀스로 변조된 ZC 시퀀스의 조합으로부터 생성된 시그니처 시퀀스의 재생성된 버전과 상관시킴으로써 IFO를 생성한다. 상관 출력의 피크의 위치는 그 후 부트스트랩 신호의 주파수 대역 내의 주파수 기준에 대한 다수의 부반송파의 주파수 도메인에서의 변위인 IFO를 추정하는데 사용된다. 따라서, 전체 주파수 오프셋은 CAB 구조 검출기(1302)에 의해 추정된 FFO 및 부트스트랩 신호 프로세서(1210)에 의해 추정된 IFO로부터 승산기(1308) 및 톤 발생기(1210)에 의해 추정되고 제거된다.
전술한 바와 같이, 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출하기 위한 도 13에 도시된 검출기(1302)는 FFO를 생성하고 순방향 푸리에 변환(FFT)을 위한 입력 신호 버스트의 유용한 부분을 나타내기 위해 사용된다. 도 13에 도시된 검출기(1302)는 도 14에 보다 상세히 도시된다. 도 14에 도시된 바와 같이, C-A-B 검출기(1302)의 일례에는 승산기들(1410, 1412, 1414)의 출력으로부터 공급되는 3개의 이동 평균 필터들(1401, 1402, 1403)이 제공된다. 수신된 신호는 채널(1420) 상에 입력되고, 부트스트랩 심벌의 A, A+B 및 B에서의 개수와 각각 동일한 다수의 샘플만큼 수신된 신호를 지연시키는 역할을 하는 3개의 지연 회로(1422, 1424, 1426)에 각각 공급된다. 승산기(1428)는 톤 발생 회로(1430)로부터 공급된 주파수 조정
Figure 112017044487313-pct00010
에 대응하는 주파수 시프트만큼 제2 및 제3 지연 부분들(1424, 1426)에 입력되는 수신된 신호를 주파수 시프트시킨다. 수신된 신호를 부트스트랩 심벌의 A, A+B 및 B 부분들 내의 샘플 개수만큼 각각 지연시킨 후, 지연 요소들(1422, 1424, 1426)로부터의 각각의 출력은 승산기들(1410, 1412, 1414)에 공급된다. 수신된 신호는 그 후 이동 평균화 필터들(1401, 1402, 1403)과 결합하여 수신된 신호와 그에 후속하는 지연 A, A+B 및 B의 상관을 형성하기 위해 수신된 신호 샘플들의 공액 샘플(conjugated sample)과 함께 지연 요소들(1422, 1424, 1426)로부터의 출력으로부터 승산기들(1410, 1412, 1414)에 의해 승산된다. 이동 평균 필터들(1401, 1402, 1403)의 출력들은 지연 요소들(1440)에 의해 지연되고 스케일링 요소들(1442, 1444)에 의해 업 스케일링되고 가산기(1450)에 의해 합산되어, FFT 트리거 포인트가 출력(1460)에서 검출되는 피크를 식별하기 위해 수신된 신호의 섹션들 C, A 및 B의 각각을 그들의 각각의 사본들과 상관시킴으로써 피크 결합된 샘플을 생성한다. 이에 대응하여, 피크의 위상은 출력(1462) 상에 제공되는 FFO를 결정한다.
도 14에 도시된 바와 같이, 이동 평균 필터는 지연 요소(1480)로부터 형성되며, 지연 요소(1480)의 출력은 그 입력으로부터 감산되고 이전 출력에 가산되어 이동 평균 샘플 상관 값을 형성한다.
도 15는 제2, 제3 및 제4 및 임의의 다른 후속하는 부트스트랩 OFDM 심벌들을 디코딩하기 위한 부트스트랩 디코더의 개략적인 블록도를 제공한다. 도 15에 도시된 바와 같이, 수신 신호 r(n)은 지연 유닛(1301)에 의해 수신되고, 지연 유닛(1301)으로부터 수신된 신호에 톤 생성 유닛(1312)에 의해 제공된 톤 신호를 승산하는 승산기(1308)에 공급된다. 전체 주파수 오프셋은 제1 입력(1502)에 공급된 IFO를 가산기(1310)에 가산하여 형성되고, 제2 입력(1304)에는 FFO의 표시가 제공된다. FFO 및 IFO 둘 모두는 전술한 바와 같이 도 13 및 도 14에 도시된 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부트스트랩 프로세서에 의해 생성될 수 있다. 전체 주파수 오프셋이 제거된 후 N S = 3072 샘플만큼 지연된 수신된 신호는 B-C 제거 유닛(1520)에 공급된다. BC 제거 유닛(1520)은 부트스트랩 심벌의 유용한 부분 A를 분리하고, 이 부분을 상대적 순환 시프트 추정 유닛(1524)의 제1 입력(1522)을 공급한다.
승산기(1530)에 대한 제1 입력(1532)은 주파수 도메인에서 채널의 추정치 H(z)를 수신하고, 제2 입력(1536)은 룩업 테이블(1534)로부터 제공된 시그니처 시퀀스를 수신한다. 승산기는 주파수 도메인에서의 시그니처 시퀀스와 채널 주파수 응답의 승산을 출력(1538)에서 형성하고, 이는 시간 도메인에서의 채널 임펄스 응답과의 컨볼루션(convolution)과 등가이다. 따라서, 출력(1538)은 시그니처 시퀀스(PN 시퀀스와 결합된 ZC 시퀀스)의 채널-성형된 버전이며, 이는 채널-성형된 시그니처 시퀀스를 상대적 순환 시프트 추정 유닛(1524)의 제2 입력(1542)에 공급하는 시간 도메인으로 변환하는 역 푸리에 변환 프로세서(1540)에 공급된다.
그 후, 상대적 순환 시프트 추정 유닛(1524)은 송신기에서 형성된 바와 같은 시그니처 시퀀스의 상대적 순환 시프트를 식별하기 위해 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 수신된 유용한 부분을 채널 성형된 시그니처 시퀀스와 주기적으로 상관시킨다. 상대적 순환 시프트 추정 유닛(1524)의 출력(1550)은 이전 심벌로부터 검출된 순환 시프트로부터 감산하는 가산기(1552)에 공급된다. 따라서, 절대적 순환 시프트 디코딩 유닛(1560)은 출력 채널(1562) 상에서 Mn으로서 출력되는 수신된 OFDM 심벌에 대한 전체 순환 시프트를 디코딩하는데 사용된다.
도 15에 도시된 예는 시그니처 시퀀스의 순환 시프트를 검출하고 따라서 부트스트랩 심벌 n(여기서 n > 1)에 의해 운반되는 시그널링 정보를 검출하도록 구성되는 시간 도메인 상관기의 예를 제공한다. 도 15에 도시된 예에 대한 보다 상세한 설명은 이하 주어질 것이다.
결합된 상관기
본 기술의 실시예는 FFT 트리거 포인트 및 미세 주파수 오프셋이 결정되는 정확도를 증가시키기 위해 OFDM 부트스트랩 심벌들의 시간 지연된 구조에 대한 개별 검출기들이 결합되는 배열을 제공할 수 있다. 전술한 바와 같이, 종래의 배열은 FFO 및 FFT 트리거 포인트를 검출하기 위해 제1 OFDM 부트스트랩 심벌만을 사용한다. 그러나 본 기술의 실시예들은 개선된 정확도로 FFT 트리거 포인트 및 미세 주파수 오프셋의 추정치를 형성하기 위해 모든 부트스트랩 심벌들을 결합하도록 배열된다. 예시적인 실시예는 도 16에 도시된다.
도 16은 도 12에 도시된 부트스트랩 수신기에 대응하지만, 부트스트랩 신호를 검출할 때 개선을 제공하기 위해 본 기술에 따라 적응된다. 따라서, 도 12와 도 16 사이의 차이점만을 설명한다.
도 16에 도시된 바와 같이, 수신된 신호 r(n)은 A/D 컨버터(54)의 출력으로부터, 결합된 부트스트랩 검출기(1601)의 입력으로 공급된다. 도 17을 참조하여 아래에서 더 상세히 설명하는 바와 같이, 결합된 부트스트랩 검출기(1601)는 출력 채널(1208)을 통해 공급된 FFT 트리거 포인트를 검출하기 위해 모든 부트스트랩 OFDM 심벌을 사용한다. 또한, 도 12에 도시된 부트스트랩 수신기와 대조적으로, 도 16에 도시된 배열은 제1 채널(1604)을 통한 IFO의 표시 및 제2 채널(1606)을 통한 FFO의 표시를 생성하도록 구성된 제1 OFDM 심벌(1602)에 대한 부트스트랩 프로세서를 도시한다. IFO 및 FFO의 표시를 각각 제공하는 두 채널(1604, 1606)은 이들 OFDM 심벌에 의해 통신되는 시그널링 정보 M n 의 시그널링 정보의 표시를 생성하기 위해 제2, 제3 및 제4 부트스트랩 OFDM 심벌들을 디코딩하는 제2 부트스트랩 프로세서(1610)에 공급된다.
도 17에 도시된 바와 같이, 본 기술의 일 실시예에 따른 부트스트랩 신호 검출기는 부트스트랩 신호의 OFDM 심벌의 2가지 타입의 시간 도메인 구조로부터 FFT 트리거 및 FFO에 대한 타이밍을 검출하고 복구하도록 배열된다. 따라서, B-C-A 상관기(1705)와 C-A-B 상관기(1703)를 각각 상관시키기 위해 수신된 입력 채널(1701)에 대한 미러링된 구조가 제공된다. 각각의 상관기들 각각은 OFDM 부트스트랩 심벌들의 각각의 구조들에 대한 상관 합을 형성한다. 제1 상관기(1703)는 제1 부트스트랩 심벌을 검출하는데 사용되는 C-A-B 상관기이다. 이것은 위에서 이미 설명되었다. 차이점은, 최종 가산기(1742)의 출력이 모든 다른 부트스트랩 심벌의 지속 기간과 동등한 샘플들의 개수만큼 지연되는, 즉 나머지 부트스트랩 심벌들에 속하는 모든 B-C-A 상관기들로부터의 결과들을 결합하는 최종 가산(결합기) 스테이지(1744)의 입력에 공급되기 전에 4개의 부트스트랩 심벌을 갖는 시스템에서 총 3배의 A+B+C 샘플 시간만큼 지연되는 것이다.
이에 대응하여, B-C-A 브랜치에 대한 하위 상관기에 관한, 지연 요소들(1750, 1752, 1754)은 승산기들(1756, 1758, 1760)과 결합하여, 부트스트랩 심벌의 A, A+B, A 부분 내의 샘플들의 개수만큼 각각 지연된 대응하는 지연된 샘플에 의해 공액되고 승산된 수신된 신호의 샘플들 각각의 승산을 형성한다. 제1 브랜치에서와 마찬가지로, 톤 발생기(1762)는
Figure 112017044487313-pct00011
만큼 하위 2개의 브랜치의 주파수를 조정하기 위해 승산기(1764)에 의해 승산된 하위 2개 브랜치의 주파수를 오프셋한다. 이동 평균 필터들(1766, 1768, 1770)은 이득 유닛들(1772, 1774)을 통해 가산기(1776)에 공급되는 승산기 출력 샘플들의 이동 평균을 수행하는 역할을 한다. 그 다음, 최종 부트스트램 심벌로부터의 상관 기여를 표현하는 출력들이 가산기(1744)에 공급된다. 가산기(1776)의 출력은 또한 하나의 부트스트랩 OFDM 심벌 내의 총 샘플 수와 동등한 양만큼 지연된다. 제3 부트스트랩 심벌로부터의 상관 기여를 표현하는 지연 요소(1780)의 출력은 또한 가산기(1744)에 공급된다. 지연 요소(1780)의 출력은 또한 지연 요소(1782)를 사용하는 하나의 부트스트랩 OFDM 심벌 내의 총 샘플 수와 동등한 양만큼 지연되며, 지연 요소(1782)의 출력은 제2 부트스트랩 심벌로부터의 상관 기여로서 또한 가산기(1744)에 공급된다. 따라서, 결합시 2개의 브랜치(1703, 1705)는, 최적 트리거 포인트의 결합된 추정치를 출력(1790)으로서 생성하고 미세 주파수 오프셋의 추정치를 출력(1792)으로서 생성하기 위해 부트스트랩 신호에 대한 모든 OFDM 심벌들을 위한 상관 합계를 결합하는 역할을 한다.
제1 상관기(1703)의 경우, 하위 상관기(1705)에 대한, 제1 지연 요소(1750), 제1 승산기(1756) 및 제1 이동 평균화 필터(1766)는 하나 이상의 다른 부트스트랩 OFDM 심벌들의 부분 A에 대한 제1 자기 상관기를 함께 형성한다. 제2 지연 요소(1752), 제2 승산기(1756) 및 제2 이동 평균화 필터(1768)는 부트스트랩 OFDM 심벌의 부분 C에 대한 제2 자기 상관기를 함께 형성하고, 제3 지연 요소(1754), 제3 승산기(1760) 및 제3 이동 평균화 필터(1770)는 부트스트랩 OFDM 심벌의 부분 B에 대한 제3 자기 상관기를 함께 형성한다.
이해되는 바와 같이, 도 16에서 제1 부트스트랩 심벌을 처리하기 위한 제1 부트스트랩 프로세서(1602) 및 하나 이상의 다른 부트스트랩 심벌을 처리하기 위한 제2 부트스트랩 프로세서(1610)가 별도의 프로세서들로서 도시되어 있지만, 다른 예에서는 제1 및 제2 프로세서들(1602, 1610)이 동일한 부트스트랩 프로세서로서 구성될 수 있다.
제1 OFDM 심벌을 위한 부트스트랩 프로세서
본 기술에 따르면, 수신기는 수신된 신호에서 OFDM 심벌들에 의해 운반되는 페이로드 데이터를 검출하도록 구성된다. 수신기는 수신된 신호를 검출하도록 구성된 무선 주파수 복조 회로를 포함하고, 수신된 신호는 페이로드 데이터를 복수의 시분할된 프레임들 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌로서 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신된 것이며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌을 포함하는 프리앰블을 포함한다. 검출기 회로는 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상으로부터, 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하도록 구성되며, 부트스트랩 프로세서는 시그니처 시퀀스를 사용하여 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하고 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 채널 전달 함수를 추정하도록 구성되고, 복조기 회로는 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된다. 부트스트랩 프로세서는 식별된 동기화 타이밍에 따라 부트스트랩 OFDM 심벌을 시간 도메인으로부터 주파수 도메인으로 변환하도록 구성된 순방향 푸리에 변환기, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전을 형성하도록 구성된 업 샘플러 - 업 샘플링된 버전은 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 각각의 부반송파에 대해, 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들 각각을 표현하는 복수의 U 샘플을 포함함 - , 및 교차 상관기를 포함한다. 교차 상관기는 송신기에서 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 결합된 시그니처 시퀀스를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대한 상관 결과를 생성하고, 출력 프로세서는 교차 상관기에 의해 생성된 피크 상관 결과를 식별하고, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파 대역폭에 따라 주파수 도메인에서 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 수신된 신호의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된다.
본 기술의 실시예는, OFDM 심벌로서 페이로드 데이터를 운반하는 수신된 신호에 존재하는 주파수 오프셋이 부트스트랩 신호를 사용하여 추정될 수 있는 정확도를 향상시키기 위한 배열을 제공할 수 있다. 본 기술에 따르면, 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출하기 위한 부트스트랩 프로세서는 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 수신하고, 인자 U만큼 업 샘플링된 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성된다. 그 후, 부트스트랩 프로세서 내의 교차 상관기는 업 샘플링된 부트스트랩 OFDM 심벌과 시그니처 시퀀스의 재생성된 버전의 교차 상관을 수행하여, 송신기에서 도입되었을 수 있는 기준 주파수로부터의 다수의 부반송파에서의 변위에 관한 정수 주파수 오프셋과 송신 동안 도입된 주파수 시프트에 의해 야기된 미세 주파수 오프셋 양쪽 모두를 식별하도록 구성된다. 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 샘플에 관한 미세 주파수 오프셋을 추정함으로써, 미세 주파수 오프셋의 보다 정확한 추정치가 결정될 수 있다.
도 16에 도시된 제1 부트스트랩 프로세서의 특징 및 동작에 대한 보다 상세한 설명은 도 18에 도시된 예시적인 블록도를 참조하여 이하 설명될 것이다. 도 18에 도시된 바와 같이, 수신된 OFDM 심벌의 부반송파를 표현하는 주파수 도메인 샘플들은 업 샘플링 유닛(1802)에 공급된다. 그 후, 주파수 도메인 OFDM 심벌은 인자 U에 따라 업 샘플링된다. 인자 U는 임의의 것 또는, 예를 들어 OFDM 심벌이 2048개의 부반송파를 갖는 경우 샘플 개수가 8k, 16k 또는 32k로 증가되도록 4, 8, 16일 수 있다. 일부 실시예에서, 업 샘플링은 나머지 샘플이 0으로 설정되는 8k, 16k 또는 32k FFT 입력 버퍼의 초기 샘플에 FFT 윈도우 내의 2048개의 샘플을 기입함으로써 달성된다. 8k, 16k 또는 32k FFT가 실행될 때, 그 출력은 각각 심벌 스펙트럼의 업 샘플링의 4, 8 또는 16배이다. 그 후, 업 샘플링된 주파수 도메인 OFDM 심벌은 교차 상관기(1804)에 공급된다. 교차 상관기(1804)는 데이터 스토어(1808)에 미리 저장된 시그니처 시퀀스들 중 하나에 대응하는 샘플들을 제2 입력(1806)을 통해 수신한다. 미리 저장된 각각의 시퀀스는 PN 시퀀스의 하나의 버전에 승산된 자도프-추 시퀀스를 표현하며, 이는 교차 상관기(1804)에 공급된다. PN 시퀀스의 각각의 버전은 동일한 다항식을 사용하지만 상이한 시작 시드(starting seed)를 이용하여 생성된다.
일례에서, 업 샘플링 유닛(1802)은, 동기화 타이밍을 사용하여 시간 도메인에서 부트스트랩 심벌의 샘플들을 식별하고, 복수의 제로 값 샘플을 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들에 첨부하고, 첨부된 제로 값 샘플들을 갖는 부트스트랩 OFDM 심벌을 주파수 도메인으로 변환하기 위해 순방향 푸리에 변환을 수행함으로써, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성되고, 제로 값 샘플들의 개수는 시간 영역 내의 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플 개수의 (U-1)배 이다.
본 기술에 따르면, 교차 상관기(1804)는 시그니처 시퀀스와 업 샘플링된 OFDM 심벌 간의 교차 상관의 샘플들을 출력(1812)에서 생성하기 위해 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전을 기저 대역 샘플링된 시그니처 시퀀스들 각각과 차례로 상관시킨다. 최대 교차 상관을 제공하는 시그니처 시퀀스는 송신기에서 사용된 것으로 간주된다. 이 시그니처 시퀀스로부터 출력된 교차 상관은 그 후 추가로 처리된다.
그 다음, 피크 검출기(1814)는 교차 상관 피크의 샘플 위치를 검출하고 그래서 이 표시를 출력 프로세서(1816)에 제공한다. 출력 프로세서(1816)는 채널들(1820, 1822) 상에 출력되는 시그니처 시퀀스, IFO 및 FFO를 식별하기 위해 교차 상관 출력에서 피크의 위치를 처리한다.
따라서 교차 상관기는 교차 상관 합을 계산한다:
Figure 112017044487313-pct00012
여기서, l=-E,-E+ 1,...0 , 1, E-1이고, E는 부스트랩 심벌 내의 에지 부반송파들의 개수이며, 따라서 2K OFDM 심벌에 대해, E = ceil((
Figure 112017044487313-pct00013
= (ceil(2048 - 1499)/2) = 275가 된다.
위 계산에서는 2NZCE 복소수 승산과 2NZCE 복소수 가산이 필요하다. 교차 상관기에 대한 잠재적인 단순화는 시그니처 시퀀스의 대칭성을 활용하는 것이며, 그래서 다음 수학식에 따라 교차 상관을 수행한다.
Figure 112017044487313-pct00014
이 계산에서는 NZCE 복소수 승산과 2NZCE 복소수 가산만이 필요하므로, 교차 상관을 계산하는 복잡성을 줄이는 이점이 있다.
식별된 시그니처 시퀀스는 8개의 가능한 시퀀스로부터의 하나일 수 있다. 출력 프로세서(1816)에 의해 식별된 FFT 샘플 또는 주파수 빈으로부터, IFO는
Figure 112017044487313-pct00015
로부터 식별될 수 있고, 여기서 l은 피크 교차 상관을 나타내는 FFT 빈이고, Δf는 부트스트랩의 부반송파 대역폭이다. 일부 실시예에서, Δf = 3000Hz이다.
전술한 바와 같이, 본 기술의 일 실시예에 따르면, 업 샘플러(1802)는 OFDM 심벌의 주파수 도메인 버전을 인자 U만큼 업 샘플링하도록 구성된다. 따라서, 교차 상관기(1804)는 주파수 도메인에서 시그니처 시퀀스와 수신된 OFDM 심벌 사이에 교차 상관을 수행하고, 수신된 OFDM 심벌은 인자 U만큼 업-샘플링되어 교차 상관이 다음과 같이 되도록 한다:
Figure 112017044487313-pct00016
그 후, 본 기술에 따르면, 출력 프로세서(1816)는 다음의 표현에 따라 IFO 및 FFO를 검출하도록 구성된다:
Let
Figure 112017044487313-pct00017
then
IFO = round(
Figure 112017044487313-pct00018
FFO =
Figure 112017044487313-pct00019
제1 OFDM 부트스트랩 심벌 C 1 (k)에 대한 식별된 시그니처 시퀀스는 그 후 주파수 도메인 OFDM 심벌을 제2 입력(1832)을 통해 수신하는 제산기(1830)에 공급된다. 수신된 신호를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌에 대한 시그니처 시퀀스로 제산함으로써, 제1 OFDM 부트스트랩 심벌에 대한 채널 전달 함수 H(k)의 추정치가 출력(1834)에서 생성된다.
교차 상관기(1804)의 더 상세한 블록도가 도 19에 도시되어 있다. 도 19에 도시된 바와 같이, 시그니처 시퀀스 C 1 (k)는 제1 입력(1806)을 통해 공액기(conjugator)(1901)로 공급된다. 업 샘플링된 OFDM 심벌은 승산기(1906)의 제1 입력에 공급되는 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 모든 U로부터 하나의 샘플을 연속적으로 추출하는 다운 샘플링 유닛들(1904)의 시퀀스에 입력(1902)을 통해 공급한다. 수신된 신호는 또한, OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 샘플들 각각이 채널들(1910)을 통해 공액기(1901)로부터 공급되는 기저 대역 도메인 내의 시그니처 시퀀스의 상이한 샘플들에 의해 각각 승산되도록 지연 유닛들(1908)의 시퀀스를 통해 연속적인 다운 샘플러들(1904)에 공급된다. 각각의 승산기는 그의 출력을 길이 N ZC 의 이동 평균 필터(1912)에 공급한다. 이동 평균 필터(1912)의 출력들 각각은 그 후 피크 검출기(1814)의 입력을 형성하는 교차 상관기(1804)의 결과를 출력하기 위해 이동 평균 필터들(1912) 각각으로부터의 출력을 차례로 선택하는 역다중화기(1916)의 일부를 형성하는 단자(1914)에 공급된다.
상관의 피크로부터 IFO 및 FFO를 식별하기 위해 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 시그니처 시퀀스의 상관을 수행하는 교차 상관기(1804)는 도 20에 도식적으로 표현된다. 제1 섹션(2001)은 시그니처 시퀀스 C(k)의 샘플들을 표현하며, 이 예에서는 6개의 샘플만이 도시된다(k = 0 내지 5에 대해). 이에 대응하여, 수신된 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전은 섹션(2002)에 도시된다. 이 예에서, 업 샘플링 인자 U는 4로 설정된다. 제1 행(2004)에 도시된 바와 같이, 시그니처 시퀀스(2001)의 샘플들 각각은 제1 표기 l = 0에 대해 수신된 OFDM 심벌(2002)의 업 샘플링된 버전의 샘플들 중 하나와 승산된다. 시그니처 시퀀스의 대응하는 계수에 승산되는 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 다음을 대응하게 도시하는 추가 행들(2006, 2008, 2010)이 도시된다. 따라서, 오버 샘플링된 버전에 대한 OFDM 심벌 R(UI)의 부반송파들을 표현하는 샘플들의 세트는 시그니처 시퀀스의 계수들 C(k)에 연속적으로 승산되어, 상관 결과에서 피크를 생성하는 샘플들의 이러한 세트들 중 하나를 식별한다. 교차 상관의 이러한 다상 처리에 따르면, IFO는 가장 높은 상관 결과를 생성하는 부반송파의 피크로부터 식별될 수 있고, 오버 샘플링된 부반송파에 관한 피크 위치는 FFO를 식별한다. 따라서, 본 기술에 따르면, FFO 및 IFO 둘 다의 보다 정확한 추정치가 제공된다.
도 18 및 도 19에 도시된 교차 상관기의 예시적인 추가 기능은 도 21(a) 및 도 21(b)에 도시되어 있다. 도 21(a) 및 도 21(b)에서, 도 21(a) 및 도 21(b)에 도시된 2개의 극단(extreme)에 의해 표현되는 범위에 걸친 시그니처 시퀀스(2101)와 OFDM 심벌(2102)의 상관은 위에서 설명한 바와 같이 에지 부반송파 E를 초과하는 범위에 대해 도시되어 있다. 따라서, 교차 상관의 범위를 확장함으로써, 추정될 수 있는 IFO의 범위가 또한 증가한다. 이는 수신기 동조 회로에서 더 낮은 주파수 안정성을 갖는 저렴한 발진기의 사용을 허용할 수 있다.
제2 부트스트랩 OFDM 심벌 프로세서
도 16에 도시된 제2 부트스트랩 프로세서(1610)의 예시적인 블록도가 이제 도 22를 참조하여 보다 상세하게 설명될 것이다. 도 22는 송신기에서 시그니처 시퀀스에 적용되는 순환 시프트에 의해 표현되는 시그널링 정보의 추정치를 생성하도록 배열되는, 본 기술에 대한 예시적인 실시예의 개략적인 블록도를 제공한다. 도 22에 도시된 바와 같이, 수신된 신호는 FFT 프로세서(58)의 출력으로부터 제산기(2201)로 주파수 도메인에서 채널(1801)을 통해 공급된다. 제산기(2201)는 제2 입력(2202)을 통해 채널 전달 함수 H(k)의 추정치를 수신하며, 이는, 예를 들어 전술한 바와 같이 제1 부트스트랩 프로세서/디코더(1602)에 의해 계산된다. 제산기(2201)는 수신된 신호 R(k)를, 수신된 OFDM 심벌을 이에 따라 등화하는 채널 전달 함수 H(k)의 추정치로 제산한다. 등화 이후의 수신된 OFDM 심벌은 n번째 OFDM 부트스트랩 심벌에 대응하는 시그니처 시퀀스 C n (k)를 제2 입력(2206)을 통해 수신하는 제2 제산기(2204)에 공급되고, 여기서 본 예의 경우 n=2, 3 또는 4이다. 그 다음, 등화된 수신 신호는 채널(2206)을 통해 데이터 스토어(2208)로부터 공급된 시그니처 시퀀스 C n (k)로 제산되고, 출력은 기울기 추정기(2210)에 공급된다. 기울기 추정기는 부반송파들 간의 위상의 평균 변화를 추정한다. 기울기 추정기는 채널(2212)을 통해 부반송파 당 라디안 단위로 위상 기울기 θ를 출력한다. 전술한 바와 같이 시그널링 정보를 표현하기 위해 시그니처 시퀀스에 적용되는 시프트를 추정하기 위해, 이 위상 기울기는 먼저 헤르츠(Hertz) 당 도(degree)의 단위로 변환될 필요가 있다. 이는 출력 채널(2212)로부터 승산기(2214)로 θ를 공급하고 -Fs/2πΔf와 승산됨으로써 이루어지며, 여기서 Fs는 부트스트랩 신호의 샘플링 주파수이고, Δf는 각각의 부트스트랩 OFDM 심벌에 대해 사용된 부반송파 대역폭이다. 일부 실시예에서, Fs = 6.144E6 및 Δf = 3000이다. 승산의 결과는 시그널링 정보의 추정치로서 승산기(2220)의 출력으로부터 공급되는데, 왜냐하면, 후술되는 바와 같이 위상 기울기는 송신기에서 시그니처 시퀀스에 적용되는 순환 시프트를 표현하기 때문이다.
기울기 추정기(2210)로부터의 위상 기울기 추정치 θ는 부반송파 카운트 k의 표시를 또한 수신하는 제2 승산기(2230)에 공급된다. 승산기(2230)는 위상 기울기에 부반송파 개수 k를 승산한다. 승산기(2230)의 출력은 사인 곡선을 생성하기 위해 입력 위상을 사용하는 지수 생성기(2234)로 출력되는 위상이다. 이 위상 시프트는 각각의 부반송파 k에 대해 생성되고 제3 승산기(2238)의 제1 입력(2236)에 공급된다. 제2 입력(2240)을 통해 주파수 도메인 OFDM 심벌이 수신되고 위상 시프트에 승산됨으로써, OFDM 심벌로부터 시그니처 시퀀스의 검출된 순환 시프트의 효과를 제거한다. 승산기(2238)의 출력은 접속 채널(2206)로부터의 스토어(2208)로부터 n번째 부트스트랩 OFDM 심벌 C n (k)에 대한 시그니처 시퀀스를 또한 수신하는 제산기(2242)의 제1 입력에 공급된다. 따라서, 제산기(2242)의 출력은 n번째 부트스트랩 OFDM 심벌 H n (k)에 대한 채널 전달 함수의 추정치를 형성한다. 그 다음, 채널 전달 함수의 추정치는 제4 승산기(22)를 사용하여 팩터 유닛(factor)(2252)으로부터의 인수 α에 승산된다. 승산기(2250)의 출력은 그 후 가산기(2254)의 제1 입력에 공급되고, 가산기(2254)는 제1 입력을 통해 인자 1-α(2260)를 수신하고 제2 입력을 통해 가산기(2264)의 출력의 지연된 값을 수신하는 제5 승산기(2258)로부터의 출력을 제2 입력(2256)을 통해 수신한다. 가산기(2254)의 출력은 지연 유닛(2266)에 의해 지연된 이전 심벌 n-1로부터의 채널 전달 함수의 추정치와 결합된 현재 심벌 n에 대한 채널 전달 함수의 결합을 형성한다. 따라서, 부트스트랩 심벌의 수신된 OFDM 심벌들 각각에 대한 결합에서, 채널 전달 함수의 업데이트는 각각의 연속적인 부트스트랩 OFDM 심벌에 대한 채널 전달 함수의 추정치에 기초하여 수행된다.
주파수 도메인에서의 부트스트랩 디코딩
본 기술에 따르면, 시그니처 시퀀스의 순환 시프트의 추정치는 기울기 추정기(2210)에 의해 시간 도메인에서의 시그니처 시퀀스의 순환 시프트로부터 발생하는 주파수 도메인에서의 부반송파에 걸친 위상 기울기를 추정함으로써 생성된다. 이러한 배열은 더 완전한 설명을 제공하기 위해 도 23에서 분리되어 도시되어 있으며, 따라서 도 23에 나타나는 부분들은 도 22에서와 동일한 숫자 지정을 갖는다.
전술한 바와 같이, 송신기는 m-샘플들의 순환 시프트를 시그니처 시퀀스에 적용하여,
Figure 112017044487313-pct00020
이 되게 한다. FFT의 순환 시프트 특성에 의해:
Figure 112017044487313-pct00021
, 여기서
Figure 112017044487313-pct00022
컴포넌트
Figure 112017044487313-pct00023
는 부트스트랩 심벌 BS[n]에 대한 신호 정보
Figure 112017044487313-pct00024
을 표현하는 순환 시프트를 추정하는 데 사용될 수 있다(여기서, n = 2, 3, 4). 따라서, 부트스트랩 OFDM 심벌의 유용한 부분에 대해 FFT를 실행함으로써
Figure 112017044487313-pct00025
Figure 112017044487313-pct00026
가 획득된다. 그런 다음, 이하의 것에 따라
Figure 112017044487313-pct00027
를 획득하기 위해
Figure 112017044487313-pct00028
를 사용하여
Figure 112017044487313-pct00029
에 대한 제로 포싱 등화(zero-forcing equalisation)를 수행한다:
Figure 112017044487313-pct00030
Figure 112017044487313-pct00031
도 23에 도시된 바와 같이, FFT 프로세서(58)는 주파수 도메인에서의 수신된 심벌 R(k)을 채널 전달 함수
Figure 112017044487313-pct00032
의 현재 추정치로 제산함으로써 수신된 신호를 등화하는 제1 제산기(2201)에 주파수 도메인 OFDM 심벌을 공급한다. 그 다음, 제2 제산수(2202)는, 송신기에서 시그니처 시퀀스에 적용된 순환 시프트의 결과로서 생성되는 OFDM 심벌의 부반송파들 각각에 대한 주파수 시프트를 분리하기 위해, 제1 제산기(2201)의 출력으로부터의 등화되고 수신된 심벌을 n번째 심벌 C n (k)에 대한 시그니처 시퀀스로 제산한다. 그 후, 주파수 도메인에서의 시그니처 시퀀스의 영향은 다음 식에 따라
Figure 112017044487313-pct00033
를 획득하기 위해 제거된다:
Figure 112017044487313-pct00034
Figure 112017044487313-pct00035
의 위상 컴포넌트는
Figure 112017044487313-pct00036
로서 측정된다. 이 인수는
Figure 112017044487313-pct00037
내지
Figure 112017044487313-pct00038
에 대해 계산되므로,
Figure 112017044487313-pct00039
이 된다.
도 23에 도시된 바와 같이, 위상 기울기 추정기(2204)는 가산 요소들(2206, 2208)이 주파수(2214)에 대한 위상(2212)의 함수 라인(2210)의 기울기를 검출할 수 있도록 위상 곡선을 언래핑하는 기능을 수행한다. 따라서, 위상 기울기 추정기(2204)는 FFT 빈 당 θ 라드들(rads)을 결정하기 위해 모든 부반송파에 걸친
Figure 112017044487313-pct00040
에 대한 기울기를 측정한다. 그 다음, 위상 기울기 추정기(2204)의 출력은 승산기(2218)에 공급되는 채널(2216)을 통해 위상 값 θ를 생성한다.
그 후 순환 시프트는 다음과 같이 결정된다:
Figure 112017044487313-pct00041
, 여기서 Δf는 부반송파 대역폭, 예를 들어 3000Hz이고, FS는 부트스트랩 신호의 기저 대역 샘플링 주파수, 예를 들어 6.144MHz이다. 이와 같이, 승산기(2218)는 또한 위상 기울기와 승산될 때 순환 시프트의 표시를 생성하는
Figure 112017044487313-pct00042
를 표현하는 개수를 수신하고, 따라서 송신기에서 부트스트랩 OFDM 심벌에 의해 전달되는 시그널링 정보를 수신한다. 따라서, 도 22 및 도 23은 도 16에 도시된 부트스트랩 프로세서/디코더(1610)가 주파수 도메인에서 부트스트랩 심벌과 함께 전달된 시그널링 정보를 검출하는 예를 제공한다.
다른 실시예에서, 도 24에 도시된 바와 같이, 제산기(2202)의 출력은 역 FFT(2401)를 사용하여 시간 도메인으로 다시 변환되고, 순환 시프트는 변환 결과에서의 피크 샘플의 샘플 번호로부터, 피크 검출기(2402)에 의해 검출된다. 그 다음, 시그널링 정보
Figure 112017044487313-pct00043
는 감산 회로(2406)를 사용하여 피크의 샘플 번호에서 샘플들의 총 개수 2048을 감산함으로써 검출된다. 도 24에 도시된 예시적인 실시예에 따르면, 순환 시프트를 추정하기 위한 보다 강건한 기술이 제공되며, 이는 위상 기울기의 추정을 요구하지 않는다. 위상 기울기 방법은 노이즈에 매우 민감할 수 있으며, 또한 순환 시프트가 정확하게 1024일 때 위상 기울기 모호성의 분해능을 요구한다.
채널 전달 함수 업데이트
도 22를 참조하여 전술한 바와 같이, 본 기술에 따라 시그널링 정보를 검출하기 위한 부트스트랩 프로세서는 부트스트랩 신호의 OFDM 심벌들 사이에서 채널 전달 함수
Figure 112017044487313-pct00044
의 변화를 트래킹하기 위한 배열을 포함한다. 특히, 도 22에 도시된 박스(2280) 내에 있는 요소들은, 현재 OFDM 심벌에 대한 채널 전달 함수의 추정된 버전에 관한 다음 OFDM 심벌을 등화시키는 데 사용되는 채널 전달 함수를 적응시키기 위한 "누설 버킷(leaky bucket)" 배열을 제공한다. 이것은, 제1 부트스트랩 OFDM 심벌(BS1)로부터 생성된 채널 전달 함수
Figure 112017044487313-pct00045
의 제1 추정치가 부트스트랩 신호의 연속 송신된 OFDM 심벌들(BS [n] , n = 2, 3 4)에 대해, 특히 빠르게 이동하는 채널들에 대해 변경될 수 있기 때문이다. 따라서, 본 기술에 따르면, n번째 부트스트랩 심벌을 등화시키는 데 사용되는 채널 전달 함수
Figure 112017044487313-pct00046
는 각각의 부트스트랩 심벌에 대해 업데이트된다. 특히, 유닛 α(2252) 및 유닛 1-α(2261)는, 다음 OFDM 심벌에 대한 채널 전달 함수의 추정치를 형성하기 위해 가산기(2254)에 의해 결합되는 이전 심벌에 대한 추정된 버전에 관한 현재 심벌의 추정된 버전에 대한 채널 전달 함수의 계수들 각각을 스케일링하는 효과를 갖는다. 이와 같이, 지연(2266) 이후에, 다음 OFDM 심벌에 대한 추정된 채널 전달 함수는 현재 OFDM 심벌에 대한 채널 전달 함수 및 이전 심벌에 대한 추정된 채널 전달 함수의 결합으로부터 도출된다. 다음 단락에서는 부트스트랩 프로세서가 채널 전달 함수를 업데이트하고 수신된 신호를 등화하는 동작에 대해 보다 자세히 설명한다.
먼저, n번째 심벌에 대한 순환 시프트가 r n (i)로 결정되며, 이는 시프트를 반전시킴으로써
Figure 112017044487313-pct00047
를 형성하기 위해 순환 시프트의 효과를 제거하는 데 사용된다. 위상 시프트의 반전은 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 행해질 수 있다. 순환 시프트의 시간 도메인 제거를 위해, 시간 도메인 심벌의 샘플들은 제거될 순환 시프트와 동일한 사이클 개수만큼 단순히 순환 시프트된다. 적응된 수신된 심벌
Figure 112017044487313-pct00048
은 다음의 식에 따라 주파수 도메인으로 변환된다:
Figure 112017044487313-pct00049
채널 전달 함수의 주파수 도메인 제거를 위해, 수신된 부트스트랩 OFDM 심벌은 다음 식에 따라 주파수 도메인으로 먼저 변환된다:
Figure 112017044487313-pct00050
순환 시프트가 주파수 도메인에서 위상 기울기 θ로서 추정되므로, 위상 기울기는 다음에 따라 주파수 도메인에서 제거될 수 있다:
Figure 112017044487313-pct00051
현재 수신된 n번째 OFDM 심벌에 대한 채널 전달 함수는 다음과 같이 결정된다:
Figure 112017044487313-pct00052
, 여기서 n =2, 3, 4.
그 후, 다음 부트스트랩 OFDM 심벌(n + 1)에 대한 채널 전달 함수는 다음에 따라 결정된다:
Figure 112017044487313-pct00053
Figure 112017044487313-pct00054
그러므로, 하나의 심벌의 지연 후속하여, 업데이트된 채널 전달 함수는
Figure 112017044487313-pct00055
로서 현재 심벌에 사용된다. 인자 α는 실험적으로 결정될 수 있다(예를 들어, 2/3).
시간 도메인에서의 부트스트랩 디코딩
주파수 도메인에서 시그니처 시퀀스의 시프트로부터 시그널링 정보를 검출하도록 동작하는 부트스트랩 디코더를 도시한 도 22, 도 23 및 도 24와 상반되게, 도 15는 부트스트랩 디코딩이 시간 도메인에서 수행되는 예를 제공한다. 즉, OFDM 심벌에 의해 운반된 시그니처 시퀀스의 시프트는 시간 도메인에서 검출된다. 도 15에 도시된 배열에 따르면, 룩업 테이블/시그니처 시퀀스 생성기(1534)는 시그니처 시퀀스를 채널(1536)을 통해 승산기(1530)에 제공하고, 이는 승산기(1530)에 의해 채널 전달 함수
Figure 112017044487313-pct00056
의 추정치와 승산된다. 이것은 시그니처 시퀀스의 채널 성형을 효과적으로 형성한다. 이후, 성형된 시그니처 시퀀스는 채널(1542)을 통해 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 프로세서(1540)의 출력에 나타나는 바와 같이 주파수 도메인에서 시간 도메인으로 변환된다. 수신된 OFDM 심벌의 분리된 유용한 부분은 채널(1522)로부터 상대적 순환 시프트 추정 회로로 공급된다. 상대적 순환 시프트 추정 회로(1524)는 시그널링 시퀀스의 순환 시프트를 검출하기 위해 수신된 신호와 채널 성형된 시간 도메인 시그니처 시퀀스 및 이에 따른 시그널링 데이터 Mn의 시간 도메인 상관을 수행한다. 이 동작은 수학적으로 다음과 같이 표현된다:
본 기술에 따르면, 시그니처 시퀀스의 상대적 시프트의 시간 도메인 추정치
Figure 112017044487313-pct00057
는 다음에 따라, 시그니처 시퀀스를 먼저 채널 성형하고, 주파수 도메인에서의 시퀀스에 n번째 심벌에 대한 채널 전달 함수의 추정치를 승산함으로써, n번째 부트스트랩 심벌에 대해 결정된다:
Figure 112017044487313-pct00058
그런 다음, 최종 시퀀스는 다음에 따라 역 푸리에 변환을 수행함으로써 시간 도메인으로 변환된다:
Figure 112017044487313-pct00059
그 다음, 수신된 신호의 유용한 부분은, n번째 부트스트랩 OFDM 심벌에 대한 부분
Figure 112017044487313-pct00060
가 다음의 식에 따라 채널 성형된 시간 도메인 시그니처 시퀀스와 상관되도록 B-C 제거기(1520)에 의해 분리된다:
l = 0, 1, .,
Figure 112017044487313-pct00061
에 대해,
Figure 112017044487313-pct00062
시그니처 시퀀스의 구조의 결과로서, 상관은 원형이므로, 예를 들어
Figure 112017044487313-pct00063
=2048인 경우,
Figure 112017044487313-pct00064
이 된다. 따라서, 상관은
Figure 112017044487313-pct00065
복소수 승산 및
Figure 112017044487313-pct00066
복소수 가산을 필요로 한다. 그 다음, 상대적 순환 시프트는 시간 도메인에서 다음과 같이 결정된다:
Figure 112017044487313-pct00067
그 다음, 절대적 순환 시프트가 다음과 같이 디코딩된다:
Figure 112017044487313-pct00068
,
Figure 112017044487313-pct00069
본 기술의 예시적인 실시예에 따르면, 상대적 순환 시프트는 순환 시프트 추정기의 복잡성을 감소시키기 위해 시그니처 시퀀스를 데시메이트하는 기술을 사용함으로써 시간 도메인에서 추정될 수 있다.
본 기술에 따르면, 시간 도메인에서 수신된 신호 및 채널 성형된 시그니처 시퀀스의 샘플들은 순환 시프트의 추정이 결정되는 복잡성을 감소시키기 위해 데시메이트될 수 있다. 도 25는 시간 도메인에서 순환 시프트 추정을 생성하기 위해 수행되는 데시메이션의 예시적인 도시를 제공한다. 도 25에 도시된 바와 같이, 셀들의 제1 라인은 시간 도메인에서 채널 성형된 시그니처 시퀀스의 21개의 샘플을 나타내는 반면, 라인(2502)은 시간 도메인에서 수신된 신호의 21개의 샘플을 나타낸다. 제1 라인들(2501, 2502)에 대해, 순환 시프트를 교차 상관 샘플로서 결정하기 위해 샘플들 각각을 함께 승산함으로써 순환 시프트 추정이 형성될 수 있다. 그러나 채널 성형된 시그니처 시퀀스와 수신된 신호(2501, 2502)의 샘플들을 모두 데시메이팅함으로써 순환 시프트를 추정하는 것이 가능하다. 도면에서 2504 및 2506으로 도시된 제3 라인 및 제4 라인에서 일부 요소는 음영 처리되고 일부 요소는 음영 처리되지 않았다. 음영 처리된 요소는 순환 시프트를 추정하기 위해 교차 상관을 수행하기 위해 승산에 사용되며 음영 처리되지 않거나(clear) 흰색 필링(white filling)이 있는 요소는 사용되지 않는다. 따라서, 라인들(2504, 2506)은 d = 2의 데시메이션을 표현하는데, 즉 모든 다른 샘플은 순환 시프트 추정의 생성에 사용된다. 제5 및 제6 라인들(2508, 2510)은 데시메이션 값 d = 4인 추가 예를 제공한다. 즉, 시그니처 시퀀스(2508) 및 수신된 신호(2510)의 샘플들 4개 중 하나만이 시간 도메인에서 채널 성형된 시그니처 시퀀스와 수신된 신호(2510) 사이에서 교차 상관을 계산하는 데 사용되고, 따라서 부트스트랩 OFDM 심벌에 의해 운반되는 시그널링 정보를 추정한다. 이에 따라, 수신된 신호 및 채널 성형된 시그니처 시퀀스의 각각에 있는 셀들 4개 중 하나만이 음영 처리된다. 이러한 데시메이션 및 단순화는 상술한 수학식들에 따라 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112017044487313-pct00070
이 배열에 따르면, 상관은
Figure 112017044487313-pct00071
복소수 승산과
Figure 112017044487313-pct00072
복소수 가산을 필요로 한다. 이와 같이, 데시메이션 인자 D = 8의 예에서, 각각의 반복 l는 이제
Figure 112017044487313-pct00073
복소수 승산 및 가산 연산만을 필요로 한다.
따라서, 본 기술에 따르면, 시간 도메인에서 부트스트랩 신호의 수신된 OFDM 심벌에 의해 운반되는 시그너처 시퀀스의 순환 시프트를 결정하는 것은 감소된 복잡성과 결국 수신기의 개선된 성능을 제공할 수 있다. 예를 들어, 데시메이션 기술은 교차 상관을 계산하는 복잡성을 줄이는 데 사용될 수 있다.
동작의 요약
요약하면, 본 기술에 따라 부트스트랩 신호를 검출하도록 구성된 수신기는 도 26 및 도 27에 표현된 동작을 수행한다. 도 26은 제1 및 후속 부트스트랩 심벌들에 대한 부트스트랩 프로세서의 동작을 표현하는 반면, 도 27은 시그니처 시퀀스, 정수 및 미세 주파수 오프셋, 및 초기 채널 전달 함수를 검출하기 위한 제1 부트스트랩 프로세서에 대해 수행된 동작을 표현한다.
따라서, 도 26에 도시된 다음의 다이어그램은 다음과 같이 요약된다:
S1: 프로세스의 시작에서, 수신된 심벌은 도 16에 도시된 바와 같이 주파수 도메인에 있다. 일부 실시예에서, 심벌 스펙트럼은 2048개의 스펙트럼 출력 컴포넌트보다 큰 FFT로부터 도출되어 오버 샘플링될 수 있다.
S2: 루프의 시작에서, 기준 시그니처 시퀀스 인덱스 변수는 i = 1로서 초기화된다.
S4: 따라서, 수신된 주파수 도메인 OFDM 심벌과 i번째 시그니처 시퀀스 사이에 주기적 상관이 수행된다.
S6 및 S8: 기준 시그니처 시퀀스 i가 송신기에서 사용된 것과 동일하다면, IFO의 범위 내의 교차 상관의 출력에서 중요한 피크 값이 검출될 것이다. 중요한 피크 값이 검출되지 않으면, 처리는 단계 S10으로 진행하고, 기준 시그니처 시퀀스 인덱스 변수 i는 증가되고 다음 기준 시그니처 시퀀스가 교차 상관에서 시도된다. 후보 기준 시그니처 시퀀스들은 자도프-추의 루트와 특정 시퀀스를 생성하는데 사용되는 PN 생성기의 시드의 조합에 기초한 인덱싱으로 수신기에 미리 저장될 수 있다.
S12: 교차 상관의 중요한 피크가 검출된 경우, i의 현재 값은 원하는 기준 시그니처 시퀀스에 대한 인덱스이다; 교차 상관 출력에서 피크의 상대적 위치는 스펙트럼이 오버 샘플링된 경우 정수 주파수 오프셋(IFO) 및 미세 주파수 오프셋(FFO)을 결정하는 데 사용된다.
S14: 단계 S14에서, 수신된 신호는 검출된 시그니처 시퀀스로 제산되어 채널 전달 함수 H(k)의 추정치를 생성한다. 단계 S16에서 프로세스는 종료한다.
모든 부트스트랩 심벌에 대한 동작을 나타내는 도 27의 흐름도는 다음과 같이 요약된다:
S20: 프로세스의 시작에서, 2, 3 또는 4일 수 있는 부트스트랩 심벌의 값 n은 1로 설정된다.
S22, S23: CAB 상관은 제1 부트스트랩 심벌의 존재를 검출하는데 사용된다. CAB 상관기는 그 출력에서 중요한 피크가 검출될 때까지 계속 실행된다(S23). 피크의 발생은 피크 샘플의 인수가 단계 S26에서 미세 주파수 오프셋(FFO)을 추정하는 데 사용되는 동안 이런 제1 OFDM 심벌을 주파수 도메인으로 변환하는 FFT를 트리거하는 데 사용된다(S24).
S28: 이 단계는 도 25에서 상술한 프로세스이다. 정수 주파수 오프셋(IFO) 추정 및 시그니처 시퀀스 인덱스가 그 후 결정된다. 스펙트럼 오버 샘플링이 사용된 경우, 더 미세한 FFO가 또한 추정될 수 있다.
S30: IFO 및 FFO 양쪽 모두에 대한 지식이 있으면, 결합된 주파수 오프셋은 주파수 오프셋이 제거된 수신된 신호를 단계 S28에서 식별된 기준 시그니처 시퀀스로 제산함으로써, 수신된 신호 및 단계 S32에서 추정된 채널 전달 함수로부터 제거된다.
다음 부트스트랩 심벌이 처리되었기 때문에 변수 n의 증가에 따라 처리가 진행된다. 따라서, 단계 34에서 n의 값이 증가된다. 다음 단계는 수신기가 시간 도메인 또는 주파수 도메인에서 순차적으로 수신된 부트스트랩 심벌에서 시그니처 시퀀스의 순환 시프트를 검출하도록 설계되었는지에 따라 달라진다. 시간 도메인에 있다면, 처리는 S38로 진행하고, 그렇지 않으면 다음 단계는 S44이다.
S38: 시간 도메인에서, 시그니처 시퀀스는 단계 S32에서 추정된 채널 전달 함수에 의해 먼저 성형되고, 그 다음 단계 S40에서 수행된 역 고속 푸리에 변환을 사용하여 시간 도메인으로 변환된다. 단계 S42에서, 채널 성형된 시간 도메인 시그니처 시퀀스의 교차 상관은 순환 시프트를 검출하기 위하여 수신된 심벌로 수행되고, 결국 OFDM 심벌에 의해 운반되는 시그널링 정보로 수행된다.
S44: 이와 반대로, 처리가 주파수 도메인에서 수행되면, 수신된 신호는 단계 S44에서 주파수 도메인으로 변환되고, 단계 S46에서 주파수 도메인 심벌은 채널 전달 함수의 추정치로 심벌을 제산함으로써 등화된다.
S48: 그 다음, 등화된 신호는 시그니처 시퀀스의 주파수 도메인 버전으로 제산되고, 추정은 단계 S50에서 OFDM 부반송파에 걸친 최종 위상 시프트의 기울기에 대해 수행된다. 단계 S52에서, 부반송파에 대한 위상 변화의 기울기는 결정된 후 부트스트랩 심벌에 의해 운반된 정보를 표현하는 순환 시프트를 계산하는데 사용된다. 단계 S54에서는, 최종 OFDM 심벌이 수신되었는지가 결정된다. 그것이 부트스트랩 신호의 최종 OFDM 심벌이라면, 처리는 단계 S56에서 중지되고, 그렇지 않으면 채널 전달 함수는 전술한 바와 같이 단계 S56에서 업데이트되고, 처리는 시그널링 정보를 검출하고 디코딩하기 위해 다음 부트스트랩 심벌에서 시그니처 시퀀스의 순환 시프트를 결정하도록 다시 진행한다.
따라서, 본 기술의 실시예들은 부트스트랩 신호의 OFDM 심벌의 유용한 부분을 캡처하기 위한 FFT 트리거 포인트의 타이밍이 추정되는 정확도를 향상시키기 위한 배열을 제공할 수 있다. 이에 따라 FFO의 추정이 또한 향상된다. 이는 상이한 타입의 부트스트랩 OFDM 심벌들의 시간 도메인 구조를 매칭하도록 각각 적응되는 복수의 상관기를 각각 배치함으로써 달성된다. OFDM 심벌들 각각의 유용한 섹션의 송신에서의 상대적 지연에 따라 각각의 상관기들로부터의 각각의 상관 결과를 각각 지연시킴으로써, 상관 결과들은 결합되어 FFT 트리거 포인트 및 FFO의 보다 정확한 추정치를 생성할 수 있다.
다음에 나열된 항들은 본 기술의 추가 예시적인 양태 및 특징을 정의한다.
1항. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출 및 복구하기 위한 수신기로서, 수신기는,
수신된 신호를 검출하도록 구성된 무선 주파수 복조 회로 - 수신된 신호는 복수의 시간 분할된 프레임 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신된 것이며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌을 포함하는 프리앰블을 포함함 -,
부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상으로부터, 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하도록 구성되는 검출기 회로,
복수의 시그니처 시퀀스 중 어느 것이 부트스트랩 심벌에서 사용되었는지를 검출하고, 검출된 시그니처 시퀀스를 사용하여 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하고 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 채널 전달 함수를 추정하도록 구성된 부트스트랩 프로세서, 및
채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된 복조기 회로
를 포함하고, 부트스트랩 프로세서는,
식별된 동기화 타이밍을 사용하여 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성된 업 샘플러 - 업 샘플링된 버전은 제1 부트스트랩 OFDM의 각 부반송파에 대해, 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들 각각을 나타내는 복수의 U 샘플을 포함함 - ,
시그니처 시퀀스들 - 시그니처 시퀀스들 각각은 송신기에서 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 결합될 수 있음 - 의 세트 각각을 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 차례로 교차 상관시켜, 시그니처 시퀀스들의 세트 각각 및 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대해 상관 결과를 생성하도록 구성된 교차 상관기(cross-correlator); 및
교차-상관기에 의해 생성된 피크 상관 결과를 식별하고,
피크 샘플이 속하는 세트로부터, 부트스트랩을 위해 송신기에서 사용된 시그니처 시퀀스, 및 주파수 도메인에서의 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 수신된 신호의 주파수 오프셋을 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파 대역폭에 따라 결정하도록
구성된 출력 프로세서를 포함한다.
2항. 1항에 따른 수신기에서, 주파수 오프셋은 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들의 정수 개수와 동등한 수신된 신호의 주파수에서의 변위를 나타내는 정수 주파수 오프셋(integer frequency offset)(IFO)을 포함하고, 부트스트랩 프로세서는 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭에 업 샘플링 인자 U로 제산된 피크 상관 결과의 상대 위치를 승산함으로써 IFO를 결정하도록 구성된다.
3항. 1항 또는 2항에 따른 수신기에서, 주파수 오프셋은 미세 주파수 오프셋(Fine Frequency Offset)(FFO)을 포함하고, 부트스트랩 프로세서는 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭과 승산된 IFO를 주파수 오프셋으로부터 차감함으로써 FFO를 결정하도록 구성된다.
4항. 1항 내지 3항에 어느 한 항에 따른 수신기에서, 시그니처 시퀀스의 계수는 시그니처 시퀀스의 중심점에 대해 대칭이며, 교차 상관기는 시그니처 시퀀스의 길이에 비례하는 승산들의 개수의 절반을 사용하여 상관 결과를 생성하도록 구성된다.
5항. 1항 내지 4항 중 어느 한 항에 따른 수신기에서, 교차 상관기는 승산 및 가산의 개수를 감소시키기 위해 상관 결과를 생성하기 위한 시그니처 시퀀스의 계수의 모든 d 샘플들로부터 하나를 선택하도록 시그니처 시퀀스를 데시메이트하도록 구성된다.
6항. 1항 내지 4항 중 어느 한 항에 따른 수신기는, IFO 및 FFO의 표현을 수신하고 IFO와 FFO를 결합하여 전체 주파수 오프셋을 형성하도록 구성된 결합기, 전체 주파수 오프셋을 수신하고 주파수가 전체 주파수 오프셋의 음과 동일한 톤을 생성하는 톤 생성기, 및 수신된 신호로부터 전체 주파수 오프셋을 제거하기 위해 수신된 신호를 톤과 승산하는 믹서를 포함한다.
7항. 1항 내지 6항 중 어느 한 항에 따른 수신기에서, 부트스트랩 프로세서는 하나 이상의 다른 부트스트랩 OFDM 심벌을 등화할 때 사용하기 위한 채널 전달 함수의 추정치를 생성하기 위해 주파수 도메인에서의 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출된 시그니처 시퀀스로 제산하도록 구성된다.
8항. 1항 내지 7항 중 어느 한 항에 따른 수신기에서, 시그니처 시퀀스는 데이터를 운반하지 않는 시그니처 시퀀스의 어느 한 단부에서 복수의 에지 부반송파를 포함하고, 상관기는 복수의 에지 부반송파를 넘어서 확장되는 교차 상관을 수행하도록 구성된다.
9항. 1항 내지 8항 중 어느 한 항에 따른 수신기에서, 업 샘플러는,
동기화 타이밍을 사용하여 시간 도메인에서 부트스트랩 심벌의 샘플들을 식별하고,
부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들에 복수의 제로 값 샘플을 첨부하고,
첨부된 제로 값 샘플들을 갖는 부트스트랩 OFDM 심벌을 주파수 도메인으로 변환하기 위해 순방향 푸리에 변환을 수행함으로써, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성되고, 제로 값 샘플들의 개수는 시간 도메인에서의 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들의 개수의 (U-1) 배이다.
10항. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출 및 복구하는 방법으로서, 방법은,
수신된 신호를 검출하는 단계 - 수신된 신호는 복수의 시간 분할된 프레임 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신된 것이며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌을 포함하는 프리앰블을 포함함 - ,
부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상으로부터, 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분의 시간 길이를 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하는 단계,
복수의 시그니처 시퀀스 중 어느 것이 부트스트랩 심벌에서 사용되었는지를 검출하고, 검출된 시그니처 시퀀스를 사용하여 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하고, 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 채널 전달 함수를 추정하는 단계, 및
결정된 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 시그널링 데이터를 복구하는 단계
를 포함하고, 시그니처 시퀀스를 사용하여 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하는 단계는,
부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하는 단계 - 업 샘플링된 주파수 도메인 버전은 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 각 부반송파에 대해, 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들 각각을 나타내는 복수의 U 샘플을 포함함 - ,
송신기에서 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 결합된 시그니처 시퀀스를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대해 상관 결과를 생성하는 단계, 및
피크 상관 결과를 식별하고,
주파수 도메인에서의 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 수신된 신호의 주파수 오프셋을, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파 대역폭에 따라 결정하는
단계를 포함한다.
11항. 10항에 따른 방법에서, 주파수 오프셋은 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들의 정수 개수와 동등한 수신된 신호의 주파수에서의 변위를 나타내는 정수 주파수 오프셋(IFO)을 포함하고, 시그니처 시퀀스를 사용하여 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하는 단계는,
부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭을 업 샘플링 인자 U로 제산된 피크 상관 결과의 상대 위치와 승산함으로써 IFO를 결정하는 단계를 포함한다.
12항. 10항 또는 11항에 따른 방법에서, 주파수 오프셋은 미세 주파수 오프셋(FFO)을 포함하고, 시그니처 시퀀스를 사용하여 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하는 단계는,
부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭과 승산된 IFO를 주파수 오프셋으로부터 차감함으로써 FFO를 결정하는 단계를 포함한다.
13항. 10항, 11항 또는 12항 중 어느 한 항에 따른 방법에서, 시그니처 시퀀스의 계수는 시그니처 시퀀스의 중심점에 대해 대칭이며, 시그니처 시퀀스를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜 상관 결과를 생성하는 단계는
시그니처 시퀀스의 길이에 비례하는 승산의 개수의 절반을 사용하여 상관 결과를 생성하는 단계를 포함한다.
14항. 10항 내지 13항 중 어느 한 항에 따른 방법에서, 시그니처 시퀀스를 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜 상관 결과 샘플들을 생성하는 단계는, 승산들 및 가산들의 개수를 감소시키기 위해 상관 결과 샘플들을 계산하기 위한 시그니처 시퀀스의 계수들의 모든 d 샘플들로부터 하나를 선택하도록 시그니처 시퀀스를 데시메이팅하는 단계를 포함한다.
15항. 10항 내지 14항 중 어느 한 항에 따른 방법은,
IFO 및 FFO의 표현을 수신하고 IFO와 FFO를 결합하여 전체 주파수 오프셋을 형성하는 단계,
전체 주파수 오프셋으로부터, 주파수가 전체 주파수 오프셋의 음과 동일한 톤을 생성하는 단계, 및
수신된 신호로부터 전체 주파수 오프셋을 제거하기 위해 수신된 신호를 톤과 승산하는 단계를 포함한다.
16항. 10항 내지 15항 중 어느 한 항에 따른 방법에서,
하나 이상의 다른 부트스트랩 OFDM 심벌을 등화할 때 사용하기 위한 채널 전달 함수의 추정치를 생성하기 위해 주파수 도메인에서 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 검출된 시그니처 시퀀스로 제산하는 단계를 포함한다.
17항. 10항 내지 16항 중 어느 한 항에 따른 방법에서, 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하는 단계는
동기화 타이밍을 사용하여 시간 도메인에서 부트스트랩 심벌의 샘플들을 식별하는 단계,
부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들에 복수의 제로 값 샘플을 첨부하는 단계, 및
첨부된 제로 값 샘플들을 갖는 부트스트랩 OFDM 심벌을 주파수 도메인으로 변환하기 위해 순방향 푸리에 변환을 수행하는 단계
를 포함하고, 제로 값 샘플들의 개수는 시간 도메인에서의 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들의 개수의 (U-1) 배이다.
본 기술의 다양한 추가 양태들 및 특징들은 첨부된 청구항들에 정의되고, 종속 청구항들의 특징들의 다양한 조합은 청구항 종속에 대해 인용된 특정한 조합들과는 다른 독립 청구항들의 것들로 이루어질 수 있다. 수정들은 또한 본 기술의 범위를 벗어남이 없이 본 명세서에서 설명된 실시예들에 대해 이루어질 수 있다. 예를 들어, 실시예들의 처리 요소들은 하드웨어, 소프트웨어 및 로직 또는 아날로그 회로에 구현될 수 있다. 더욱이, 특징들이 특정 실시예들과 관련되어 설명되는 것으로 나타날 수 있지만, 통상의 기술자는 설명된 실시예들의 여러 특징들이 본 기술에 따라서 조합될 수 있다는 점을 인식할 것이다.
[1] ATSC 후보 표준: 시스템 검색 및 시그널링(Doc. A/321 Part 1), 문서 S32-231r4, 2015년 5월 6일
[2] EN 302 755 V1.3.1, 2세대 디지털 지상파 텔레비전 방송 시스템(DVB-T2)에 대한 프레임 구조 채널 코딩 및 변조, 2012년 4월

Claims (19)

  1. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출하고 복구하기 위한 수신기로서,
    상기 수신된 신호를 검출하도록 구성된 무선 주파수 복조 회로 - 상기 수신된 신호는 복수의 시간 분할된 프레임들 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 상기 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신되었으며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌들을 포함하는 프리앰블을 포함함 - ,
    상기 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터, 상기 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하도록 구성된 검출기 회로,
    복수의 시그니처 시퀀스들(signature sequences) 중 어느 것이 상기 하나 이상의 부트스트랩 심벌들 중 제1 부트스트랩 OFDM 심벌에서 사용되었는지를 검출하고, 상기 검출된 시그니처 시퀀스를 사용하여 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하고, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 채널 전달 함수를 추정하도록 구성된 부트스트랩 프로세서, 및
    상기 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 상기 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된 복조기 회로
    를 포함하고,
    상기 부트스트랩 프로세서는,
    상기 검출된 동기화 타이밍을 사용하여 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성된 업 샘플러 - 상기 업 샘플링된 버전은, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 각각의 부반송파에 대해, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들 각각을 표현하는 복수의 샘플들을 포함함 - ,
    상기 송신기에서 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 각각 결합된 상기 시그니처 시퀀스들의 세트 각각을 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 차례로 교차 상관시켜, 상기 시그니처 시퀀스들의 세트 각각에 대해 그리고 상기 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대해 상관 결과를 생성하도록 구성된 교차 상관기(cross-correlator), 및
    상기 교차 상관기에 의해 생성된 피크 상관 결과를 식별하고, 피크 샘플이 속하는 상기 세트로부터, 부트스트랩을 위해 상기 송신기에서 사용된 시그니처 시퀀스를 결정하고, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파 대역폭에 따라 상기 주파수 도메인에서의 상기 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 결정하도록 구성된 출력 프로세서
    를 포함하는, 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 주파수 오프셋은 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들의 정수 개수와 동등한 상기 수신된 신호의 주파수에서의 변위를 표현하는 정수 주파수 오프셋(integer frequency offset)(IFO)을 포함하고, 상기 부트스트랩 프로세서는, 업 샘플링 인자로 제산된 상기 피크 상관 결과의 상대 위치와 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭을 승산함으로써 상기 IFO를 결정하도록 구성되는, 수신기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 주파수 오프셋은 미세 주파수 오프셋(Fine Frequency Offset)(FFO)을 포함하고, 상기 부트스트랩 프로세서는 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭과 승산된 정수 주파수 오프셋(IFO)을 상기 주파수 오프셋으로부터 차감함으로써 상기 FFO를 결정하도록 구성되는, 수신기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 시그니처 시퀀스의 계수들은 상기 시그니처 시퀀스의 중심점을 중심으로 대칭이고, 상기 교차 상관기는 상기 시그니처 시퀀스의 길이에 비례하여 승산들의 개수의 절반을 사용하여 상기 상관 결과를 생성하도록 구성되는, 수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 교차 상관기는, 승산들 및 가산들의 개수를 감소시키기 위해서 상기 상관 결과를 생성하기 위한 상기 시그니처 시퀀스의 계수들의 모든 미리 결정된 개수의 샘플들로부터 하나를 선택하게 상기 시그니처 시퀀스를 데시메이팅(decimate)하도록 구성되는, 수신기.
  6. 제3항에 있어서, 상기 IFO 및 상기 FFO의 표현을 수신하고, 상기 IFO와 상기 FFO를 결합하여 전체 주파수 오프셋을 형성하도록 구성된 결합기, 상기 전체 주파수 오프셋을 수신하고, 상기 전체 주파수 오프셋의 음(negative)과 동일한 주파수를 갖는 톤을 생성하는 톤 생성기, 및 상기 수신된 신호로부터 상기 전체 주파수 오프셋을 제거하기 위해서 상기 톤과 상기 수신된 신호를 승산하는 믹서를 포함하는 수신기.
  7. 제1항에 있어서, 상기 부트스트랩 프로세서는, 다른 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상의 등화 시에 사용하기 위한 상기 채널 전달 함수의 추정치를 생성하기 위해서 상기 주파수 도메인에서의 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 상기 검출된 시그니처 시퀀스로 제산하도록 구성되는, 수신기.
  8. 제1항에 있어서, 상기 시그니처 시퀀스는, 데이터를 운반하지 않는, 상기 시그니처 시퀀스의 어느 한 단부에서의 복수의 에지 부반송파들을 포함하고, 상기 상관기는 상기 복수의 에지 부반송파들을 넘어 확장되는 교차 상관을 수행하도록 구성되는, 수신기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 업 샘플러는 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을,
    상기 동기화 타이밍을 사용하여 시간 도메인에서 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들을 식별하고,
    상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들에 복수의 제로 값 샘플들을 첨부하고,
    상기 첨부된 제로 값 샘플들을 갖는 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 상기 주파수 도메인으로 변환하기 위해 순방향 푸리에 변환을 수행함으로써
    형성하도록 구성되는, 수신기.
  10. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출하고 복구하는 방법으로서,
    상기 수신된 신호를 검출하는 단계 - 상기 수신된 신호는 복수의 시간 분할된 프레임들 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 상기 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신되었으며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌들을 포함하는 프리앰블을 포함함 - ,
    상기 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터, 상기 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분의 시간 길이를 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하는 단계,
    복수의 시그니처 시퀀스들 중 어느 것이 상기 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 제1 부트스트랩 OFDM 심벌에서 사용되었는지를 검출하고, 상기 검출된 시그니처 시퀀스를 사용하여 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하고, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 채널 전달 함수를 추정하는 단계, 및
    결정된 상기 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 상기 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터 시그널링 데이터를 복구하는 단계
    를 포함하고,
    상기 시그니처 시퀀스를 사용하여 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하는 단계는,
    상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하는 단계 - 상기 업 샘플링된 주파수 도메인 버전은, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 각각의 부반송파에 대해, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들 각각을 표현하는 복수의 샘플들을 포함함 - ,
    상기 복수의 시그니처 시퀀스들 중에서 상기 송신기에서 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌과 결합된 시그니처 시퀀스를 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, 상기 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파들 각각에 대해 상관 결과를 생성하는 단계,
    피크 상관 결과를 식별하는 단계, 및
    상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전의 부반송파 대역폭에 따라 상기 주파수 도메인에서의 상기 피크 상관 결과의 상대 위치로부터 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 결정하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 주파수 오프셋은 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파들의 정수 개수와 동등한 상기 수신된 신호의 주파수에서의 변위를 표현하는 정수 주파수 오프셋(IFO)을 포함하고, 상기 시그니처 시퀀스를 사용하여 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하는 단계는, 업 샘플링 인자로 제산된 상기 피크 상관 결과의 상대 위치와 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭을 승산함으로써 상기 IFO를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 제10항에 있어서, 상기 주파수 오프셋은 미세 주파수 오프셋(FFO)을 포함하고, 상기 시그니처 시퀀스를 사용하여 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하는 단계는, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 부반송파의 대역폭과 승산된 정수 주파수 오프셋(IFO)을 상기 주파수 오프셋으로부터 차감함으로써 상기 FFO를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
  13. 제10항에 있어서, 상기 시그니처 시퀀스의 계수들은 상기 시그니처 시퀀스의 중심점을 중심으로 대칭이고, 상기 시그니처 시퀀스를 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, 상기 상관 결과를 생성하는 단계는, 상기 시그니처 시퀀스의 길이에 비례하여 승산들의 개수의 절반을 사용하여 상기 상관 결과를 생성하는 단계를 포함하는 방법.
  14. 제10항에 있어서, 상기 시그니처 시퀀스를 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, 상관 결과 샘플들을 생성하는 단계는, 승산들 및 가산들의 개수를 감소시키기 위해서 상기 상관 결과 샘플들을 계산하기 위한 상기 시그니처 시퀀스의 계수들의 모든 미리 결정된 개수의 샘플들로부터 하나를 선택하도록 상기 시그니처 시퀀스를 데시메이팅하는 단계를 포함하는 방법.
  15. 제12항에 있어서,
    상기 IFO 및 상기 FFO의 표현을 수신하고, 상기 IFO와 상기 FFO를 결합하여 전체 주파수 오프셋을 형성하는 단계,
    상기 전체 주파수 오프셋으로부터, 상기 전체 주파수 오프셋의 음과 동일한 주파수를 갖는 톤을 생성하는 단계, 및
    상기 수신된 신호로부터 상기 전체 주파수 오프셋을 제거하기 위해서 상기 톤과 상기 수신된 신호를 승산하는 단계
    를 포함하는 방법.
  16. 제10항에 있어서,
    다른 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상의 등화 시에 사용하기 위한 상기 채널 전달 함수의 추정치를 생성하기 위해서 상기 주파수 도메인에서 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 상기 검출된 시그니처 시퀀스로 제산하는 단계를 포함하는 방법.
  17. 제10항에 있어서, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하는 단계는,
    상기 동기화 타이밍을 사용하여 시간 도메인에서 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들을 식별하는 단계,
    상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 샘플들에 복수의 제로 값 샘플들을 첨부하는 단계, 및
    상기 첨부된 제로 값 샘플들을 갖는 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌을 상기 주파수 도메인으로 변환하기 위해 순방향 푸리에 변환을 수행하는 단계
    를 포함하는, 방법.
  18. 수신된 신호로부터 페이로드 데이터를 검출하고 복구하기 위한 수신기로서,
    상기 수신된 신호를 검출하도록 구성된 무선 주파수 복조 회로 - 상기 수신된 신호는 복수의 시간 분할된 프레임들 중 하나 이상에서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 심벌들로서 상기 페이로드 데이터를 운반하기 위해 송신기에 의해 형성되고 송신되었으며, 각각의 프레임은 복수의 부트스트랩 OFDM 심벌들을 포함하는 프리앰블을 포함함 - ;
    상기 부트스트랩 OFDM 심벌들 중 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터, 상기 부트스트랩 OFDM 심벌들의 유용한 부분을 주파수 도메인으로 변환하기 위한 동기화 타이밍을 검출하도록 구성된 검출기 회로;
    복수의 시그니처 시퀀스들 중 어느 것이 상기 하나 이상의 부트스트랩 심벌들 중 제1 부트스트랩 OFDM 심벌에서 사용되었는지를 검출하고, 상기 검출된 시그니처 시퀀스를 사용하여 상기 수신된 신호의 주파수 오프셋을 검출하고, 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌로부터 채널 전달 함수를 추정하도록 구성된 부트스트랩 프로세서; 및
    상기 채널 전달 함수의 추정치를 사용하여 상기 하나 이상의 부트스트랩 OFDM 심벌들로부터 시그널링 데이터를 복구하도록 구성된 복조기 회로
    를 포함하고,
    상기 부트스트랩 프로세서는,
    상기 검출된 동기화 타이밍을 사용하여 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 주파수 도메인 버전을 형성하도록 구성된 업 샘플러;
    상기 시그니처 시퀀스들의 세트 각각을 상기 제1 부트스트랩 OFDM 심벌의 업 샘플링된 버전과 교차 상관시켜, 상기 시그니처 시퀀스들의 세트 각각에 대해 상관 결과를 생성하도록 구성된 교차 상관기; 및
    상기 교차 상관기에 의해 생성된 피크 상관 결과를 식별하고, 피크 샘플이 속하는 상기 시그니처 시퀀스들의 세트로부터 시그니처 시퀀스를 결정하도록 구성된 출력 프로세서
    를 포함하는, 수신기.
  19. 제1항 내지 제9항 및 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기는 텔레비전 수신기인, 수신기.
KR1020177012661A 2014-11-12 2015-11-12 프리앰블 기반의 ofdm 미세 주파수 오프셋 추정 KR102555888B1 (ko)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB1420117.2 2014-11-12
GB1420117.2A GB2532233A (en) 2014-11-12 2014-11-12 Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving
GB1512955.4 2015-07-22
GB1512955.4A GB2532308A (en) 2014-11-12 2015-07-22 Receiver and method of receiving
PCT/GB2015/053441 WO2016075476A1 (en) 2014-11-12 2015-11-12 Preamble based ofdm fine frequency offset estimation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170084081A KR20170084081A (ko) 2017-07-19
KR102555888B1 true KR102555888B1 (ko) 2023-07-17

Family

ID=52118374

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020177012661A KR102555888B1 (ko) 2014-11-12 2015-11-12 프리앰블 기반의 ofdm 미세 주파수 오프셋 추정

Country Status (7)

Country Link
US (2) US9967125B2 (ko)
EP (1) EP3213417B1 (ko)
KR (1) KR102555888B1 (ko)
CN (1) CN107078991B (ko)
GB (2) GB2532233A (ko)
MX (1) MX368568B (ko)
WO (2) WO2016075475A1 (ko)

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2515801A (en) * 2013-07-04 2015-01-07 Sony Corp Transmitter and receiver and methods of transmitting and receiving
KR101821533B1 (ko) * 2014-08-07 2018-03-08 원 미디어, 엘엘씨 유연한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 물리 전송 데이터 프레임의 동적 구성 방법
EP3178187A1 (en) 2014-08-07 2017-06-14 Coherent Logix, Incorporated Multi-partition radio frames
CA2963063C (en) 2015-02-04 2019-06-04 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for transreceiving broadcast signals
CN106575969B (zh) 2015-02-04 2020-06-30 Lg 电子株式会社 用于收发广播信号的装置和方法
WO2016144061A1 (ko) * 2015-03-06 2016-09-15 한국전자통신연구원 부트스트랩 및 프리앰블을 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
GB2539662A (en) * 2015-06-22 2016-12-28 Sony Corp Transmitter and Receiver and Methods of Trasmitting and Receiving
GB2540595A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
GB2540594A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
GB2540596A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
GB2540593A (en) 2015-07-22 2017-01-25 Sony Corp Receiver and method of receiving
US9954917B2 (en) * 2015-07-23 2018-04-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitting apparatus, receiving apparatus, and control methods thereof
WO2017134273A1 (en) * 2016-02-05 2017-08-10 Sony Corporation Terminal device, infrastructure equipment, methods and integratedid50000076049732 ro/101 2017-02-08 circuitry
GB2547266A (en) 2016-02-12 2017-08-16 Sony Corp Transmitter, receiver and methods
GB2551588A (en) 2016-06-24 2017-12-27 Sony Corp Receiver and method of receiving
US10277439B2 (en) 2016-07-18 2019-04-30 Qualcomm Incorporated Dual stage channel interleaving for data transmission
WO2018059350A1 (zh) 2016-09-30 2018-04-05 华为技术有限公司 一种数据处理方法、装置和系统
CN107888533B (zh) * 2016-09-30 2020-11-06 华为技术有限公司 一种数据处理方法、装置和系统
EP3539238B1 (en) 2016-12-23 2023-03-22 Sony Group Corporation Transmitter, receiver and methods
KR102446263B1 (ko) 2017-02-11 2022-09-22 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널의 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치
IT201700055080A1 (it) * 2017-05-22 2018-11-22 Teko Telecom S R L Sistema di comunicazione wireless e relativo metodo per il trattamento di dati fronthaul di uplink
CN110754051B (zh) 2017-06-16 2022-04-22 索尼公司 无线通信装置、基础设施设备和方法
TWI618443B (zh) * 2017-07-17 2018-03-11 財團法人資訊工業策進會 用於窄頻物聯網系統之基地台及其無線電資源動態分配方法
US10700829B2 (en) * 2018-02-14 2020-06-30 Qualcomm Incorporated Combining decision metrics of a scrambled payload
WO2019167125A1 (ja) * 2018-02-27 2019-09-06 三菱電機株式会社 受信装置、通信システム、および変調信号の尤度算出方法
CN110635863B (zh) * 2018-06-21 2021-06-01 华为技术有限公司 发送调制符号的方法、接收调制符号的方法和通信设备
KR102113130B1 (ko) * 2018-11-26 2020-05-20 (주)답스 Atsc3.0 시스템 기반의 샘플링 주파수 동기 검출장치 및 방법
CN109618294B (zh) * 2019-01-30 2020-10-30 北京智芯微电子科技有限公司 一种无线通信系统中广播信息的传输方法
FR3105903B1 (fr) * 2019-12-26 2021-11-26 Zodiac Data Systems génération d’une séquence d’apprentissage composée d’une pluralité de symboles OFDM
US10944616B1 (en) * 2020-03-24 2021-03-09 Realtek Semiconductor Corp. Method for estimating sampling frequency offset of receiver, and associated signal processing method and receiver
CN111625787B (zh) * 2020-05-21 2023-04-25 杭州尚尚签网络科技有限公司 一种基于ofd的电子签章多版本可追溯快速验签方法
US20230403185A1 (en) * 2020-10-26 2023-12-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter using symbol constellation rotation and spectrum shaping, transmission method thereof, receiver and reception method thereof in communication system
US11695517B2 (en) * 2021-02-06 2023-07-04 Rf Dsp Inc HARQ management to enhance performance, reduce overhead and latency
CN113179233B (zh) * 2021-04-01 2022-11-04 成都星联芯通科技有限公司 一种对抗低轨宽带卫星系统大频偏大时延的联合估计方法

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6535562B1 (en) * 1999-11-30 2003-03-18 Qualcomm Inc. Method and apparatus for rotating the phase of a complex signal
US6711221B1 (en) * 2000-02-16 2004-03-23 Thomson Licensing S.A. Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system
GB2361607A (en) * 2000-04-17 2001-10-24 Mitsubishi Electric Inf Tech Compensating for local oscillator and sampling frequency offsets in an OFDM receiver
US7039000B2 (en) * 2001-11-16 2006-05-02 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Timing synchronization for OFDM-based wireless networks
AU2003218598A1 (en) * 2003-02-14 2004-09-06 Huawei Technologies Co., Ltd. Interleaving method for ofdm communications
KR100657312B1 (ko) * 2005-02-26 2006-12-13 삼성전자주식회사 다중입력 다중출력-직교 주파수 분할 다중화 수신기의 주파수 오프셋 및 채널 변동 보상 장치와 그 방법
KR20070094328A (ko) * 2006-03-17 2007-09-20 엘지전자 주식회사 방송 수신 장치 및 방송 수신 방법
US7613104B2 (en) 2006-05-31 2009-11-03 Nokia Corporation Method, apparatus and computer program product providing synchronization for OFDMA downlink signal
RU2427094C2 (ru) * 2006-10-26 2011-08-20 Квэлкомм Инкорпорейтед Способ и устройство для оценки сдвига несущей частоты и синхронизации кадра в системе беспроводной связи
US7742548B2 (en) * 2007-02-06 2010-06-22 Ittiam Systems (P) Ltd. Method and device for frame synchronization and coarse frequency offset estimation (CFE)
CN101277137A (zh) * 2007-03-29 2008-10-01 松下电器产业株式会社 在多天线通信系统中实现信号空间分集的发送端设备
TWI361588B (en) * 2007-12-11 2012-04-01 Ind Tech Res Inst Method and device for detecting a synchronization signal in a communication system
EP2141877A1 (en) * 2008-06-30 2010-01-06 THOMSON Licensing Receiver and method for frequency offset estimation based on correlation techniques
CN101394392B (zh) * 2008-11-12 2012-11-07 北京邮电大学 一种ofdm系统的信号分集的方法
JP5420275B2 (ja) * 2009-03-03 2014-02-19 株式会社Ｎｔｔドコモ 符号多重伝送方法、送信装置及び受信装置
CN101778074B (zh) * 2010-03-03 2012-10-03 宁波大学 一种多媒体广播无线信号单频网鲁棒传输方法
US9088391B2 (en) * 2012-07-06 2015-07-21 Imagination Technologies, Llc Temperature compensated carrier offset correction of a received signal
CN103873187B (zh) * 2012-12-11 2017-07-07 清华大学 正交频分复用系统中的交织方法及装置
GB2512392A (en) * 2013-03-28 2014-10-01 Sony Corp Transmitter and method of transmitting
GB2513839A (en) * 2013-03-28 2014-11-12 Sony Corp Transmitter and method of transmitting

Also Published As

Publication number Publication date
GB2532233A (en) 2016-05-18
US20170338994A1 (en) 2017-11-23
MX368568B (es) 2019-10-08
US9967125B2 (en) 2018-05-08
GB2532308A (en) 2016-05-18
GB201512955D0 (en) 2015-09-02
MX2017005831A (es) 2017-08-02
KR20170084081A (ko) 2017-07-19
GB201420117D0 (en) 2014-12-24
EP3213417B1 (en) 2020-02-12
CN107078991B (zh) 2020-05-08
WO2016075476A1 (en) 2016-05-19
US10250428B2 (en) 2019-04-02
EP3213417A1 (en) 2017-09-06
US20170338907A1 (en) 2017-11-23
WO2016075475A1 (en) 2016-05-19
CN107078991A (zh) 2017-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102555888B1 (ko) 프리앰블 기반의 ofdm 미세 주파수 오프셋 추정
US10277369B2 (en) Receiver and method of receiving
US9847900B2 (en) Receiver and method of receiving
JP7026048B2 (ja) 送信装置、受信装置、及び方法
US9942076B2 (en) Device and method for detecting and recovering payload data from a signal
JP7001070B2 (ja) 受信装置及び受信方法
JP7464071B2 (ja) 受信装置、受信方法、送信装置及び送信方法
KR102611140B1 (ko) 수신기 및 수신 방법
KR100341200B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치
KR20040107831A (ko) Ｔｄｓ-ｏｆｄｍ 시스템에서 동기세그먼트 신호와ｆｆｔ를 이용한 반송파주파수복원장치 및 그 방법
GB2547267A (en) Transmitter, receiver and methods

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant