KR100341200B1 - 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치 Download PDF

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츠카모토 켄이치
가부시키 가이샤 지세다이 디지타루 테레비죤 호소시스템 겐큐쇼
마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
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Abstract

차동 검파 회로(26)는 FFT 회로(25)의 출력을 심볼간 차동 검파하고, 상관 산출 회로(27)는 차동 검파 출력과 파일럿 전송용 서브캐리어의 배치 정보와의 상관값을 산출하며, 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)는 상관값의 피크 위치로부터 서브캐리어 간격단위의 주파수 오차를 산출하여, 이것을 이용해 캐리어 주파수 보정 회로(23)는 캐리어 주파수를 보정한다. 또한, 위상 평균 회로(29)는 파일럿 전송용 서브캐리어에 대응한 차동 검파 출력의 위상을 평균화하며, 이것을 이용해 위상 변동 보정 회로(30)는 모든 서브 캐리어에 공통된 위상 변동을 보정한다. 이에 따라 인입 시간이 짧은 캐리어 주파수 동기를 실현하는 동시에, 튜너의 위상 잡음 등에 의한 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동의 영향을 제거한다.

Description

직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치{QUADRATURE FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING DEMODULATOR}
최근, 이동체용의 디지털 음성 방송이나 지상계의 디지털 텔레비젼 방송에 있어서는 직교 주파수 분할 다중(이하, OFDM(0rthogonal Frequency Division Multiplex)) 전송 방식이 주목받고 있다.
이 OFDM 전송 방식은 전송하는 디지털 데이터에 의해 서로 직교하는 다수의 서브캐리어를 변조하고, 그 변조파를 다중화하여 전송하는 방식이다. 이 방식은 사용하는 서브캐리어의 수가 수 백에서 수 천으로까지 많아지면, 각각의 변조파의 심볼 주기가 매우 길어지기 때문에, 다중 경로 간섭의 영향을 받기 어렵다고 하는 특징을 갖고 있다.
이하, OFDM 전송 방식의 원리에 대하여 도 1을 이용하여 설명한다.
도 1은 OFDM 전송 방식의 원리적인 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 1에 있어서, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타낸다.
우선, 송신측에서, 피전송 신호는 OFDM 신호 변조 장치(11)에 입력된 데이터 신호가 매핑 회로(111)에 의해 각각의 서브캐리어의 변조 방식에 따른 복소 평면 상의 신호점으로 매핑된 후, 역 고속 푸리에 변환(이하, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)) 회로(112)에 공급된다. 이 IFFT 회로(112)는 1 심볼 분량의 피 전송 신호를 IFFT 처리하여, 시간 영역으로 변환함으로써 유효 심볼 기간 신호를 생성하며, 또한 각각의 심볼마다 유효 심볼 기간 신호의 뒷 부분(後部)를 가이드 기간 신호로서 유효 심볼 기간 신호의 앞에 부가함으로써, 베이스 밴드의 OFDM 신호를 생성하는 기능을 갖는다. 여기서 생성된 베이스 밴드 OFDM 신호는 직교 변조 회로(113)에 공급된다. 이 직교 변조 회로(113)는 베이스 밴드 OFDM 신호로 캐리어를 직교 변조함으로써 해당 베이스 밴드 OFDM 신호를 중간 주파수(이하, IF(Intermediate Frequency)) 대역의 신호로 주파수 변환하는 것으로서, 그 IF 대역의 OFDM 신호를 업 컨버터(114)에 의해 무선 주파수(이하, RF(Radio Frequency)) 대역의 신호로 주파수 변환하여 전송로(12)로 출력시킨다.
한편, 수신측에서 전송로(12)로부터 OFDM 복조 장치(13)에 입력된 OFDM 신호는 튜너(131)에 의해 RF 대역으로부터 IF 대역으로 주파수 변환된 후, 직교 복조 회로(132)에 공급된다. 이 직교 복조 회로(132)는 입력된 IF 대역 신호를 직교 복조함으로써 베이스 밴드 OFDM 신호로 복조하는 것으로서, 그 복조 출력은 고속 푸리에 변환(이하, FFT(Fast Fourier Transform)) 회로(133)에 공급된다. 이 FFT 회로(133)는 베이스 밴드 OFDM 신호 중에서 유효 심볼 기간 신호를 취출하여 FFT 처리해 주파수 영역으로 변환하는 것으로서, 그 출력은 검파 회로(134)에 공급된다. 이 검파 회로(134)는 각 서브캐리어를 변조 방식에 따라 검파한 후, 디매핑함으로써 데이터 신호를 복원한다.
그러나, 전술한 바와 같은 원리적인 구성으로는, 송수신에서 이용되는 캐리어의 주파수 사이에 오차가 있는 경우에, 정확히 데이터를 복조할 수가 없게 된다. 그래서, 종래부터 서브캐리어 간격 이내 및 서브캐리어 간격 단위의 두개의 자동 주파수 제어(이하, AFC(Auto Frequency Control)) 회로를 조합하여 광범위한 주파수 동기를 얻는 방법이 개시되어 있다(예컨대, 1996년 전자 정보 통신 학회지의 통신 부분의 대회 예상 논문집, B-512, 제 512 페이지).
상기 문헌에 개시되어 있는 AFC 방식에 있어서, 서브캐리어 간격 이내의 주파수 오차는 OFDM 신호 중 가이드 기간 신호가 유효 심볼 기간 신호의 뒷 부분의 복사본이므로, 그들 간의 상관을 이용하여 산출하고 있다. 또한, 서브캐리어 간격 단위의 주파수 오차는 송신측에서 소정의 주기로 삽입된 주파수 동기용의 기준 심볼을 이용하여 산출하고 있다.
이하, 상기 문헌에 개시되어 있는 AFC 방식을 이용한 종래의 OFDM 신호 복조 장치의 구성 및 동작에 대하여, 도 2 및 도 3을 이용하여 설명한다.
도 2는 주파수 동기용 기준 심볼의 구성의 일례를 나타내는 모식도이다. 도 2에 있어서, 횡축은 주파수, 종축은 진폭을 나타내며, 도면 중 실선은 그 주파수에 서브캐리어가 존재하는 것을 나타내며, 점선은 그 주파수에 서브캐리어가 존재하지 않는 것을 나타낸다. 이 예에서는, 서브캐리어의 유무를 소정의 유사 랜덤(이하, PN(Pseudo Noise) 계열에 대응시키고 있다.
도 3은 종래의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 3에 있어서, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타낸다. 또한, 각 구성 요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략하고 있다.
도 3에 있어서, 튜너(21)는 전송로로부터 입력된 OFDM 신호를 RF 대역으로부터 IF 대역으로 주파수 변환하는 것으로, 그 출력은 직교 복조 회로(22)에 공급된다. 이 직교 복조 회로(22)는 그 내부에서 발생하는 고정적인 캐리어를 이용하여 IF 대역의 OFDM 신호를 베이스 밴드의 OFDM 신호로 복조하는 것으로, 그 복조 출력은 캐리어 주파수(fc) 보정 회로(23)의 제 1 입력단에 공급된다. 이 캐리어 주파수 보정 회로(23)는 제 2 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 단위의 광대역 캐리어 주파수 오차 신호와 제 3 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 이내의 협대역 캐리어 주파수 오차 신호에 기초하여 발생하는 보정 캐리어를, 제 1 입력단에 공급되는 베이스 밴드 OFDM 신호에 승산하는 것에 의해, 캐리어 주파수 오차를 보정하는 것으로, 그 출력은 협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24) 및 FFT 회로(25)에 공급된다.
협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24)는 베이스 밴드 OFDM 신호 중 가이드 기간 신호와 유효 심볼 기간 신호의 뒷 부분의 상관을 이용하여, 서브캐리어 간격 이내의 주파수 오차를 산출하는 것으로, 그 출력은 캐리어 주파수 보정 회로(23)의 제 3 입력단에 공급된다. 또한, FFT 회로(25)는 베이스 밴드 OFDM 신호 중 유효 심볼 기간 신호를 FFT 처리하여 주파수 영역으로 변환하는 것으로, 그 출력은 전력 산출 회로(41) 및 검파 회로(31)에 공급된다.
이 전력 산출 회로(41)는 FFT 회로(25)로부터 출력되는 각각의 서브캐리어에 대응한 신호의 전력을 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 상관 산출 회로(42)에 공급된다. 이 상관 산출 회로(42)는 전력 산출 회로(41)의 출력과, 도 22에 나타내는 주파수 동기 기준 심볼의 서브캐리어의 유무에 대응한 PN 계열의 상관값을 산출하는 것으로, 그 상관값은 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다. 이 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)는 상관값의 피크 위치로부터 서브캐리어 간격 단위의 주파수 오차를 산출하는 것으로, 그 출력은 캐리어 주파수 보정 회로(23)의 제 2 입력단에 공급된다. 검파 회로(31)는 각 서브캐리어를 변조 방식에 따라 검파한 후 디매핑함으로써 데이터 신호를 복원한다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 전송 방식에 의한 디지털 방송이나 디지털 통신에 이용되는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치에 관한 것으로, 특히 수신측에서 복조에 이용하는 재생 캐리어의 주파수 동기 기술 및 튜너의 위상 잡음 등에 의한 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동의 영향을 제거하는 기술에 관한 것이다.
도 1은 OFDM 전송 방식의 원리적인 구성예를 나타내는 블럭도,
도 2는 종래의 OFDM 신호 복조 장치에 관련되는 주파수 동기용 기준 심볼의 구성예를 나타내는 모식도,
도 3은 종래의 OFDM 신호 복조 장치의 구성예를 나타내는 블럭도,
도 4는 본 발명에 관련되는 파일럿 신호 배치예를 나타내는 모식도,
도 5는 본 발명의 실시예 1에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도,
도 6은 도 5에 있어서의 차동 검파 회로의 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 7은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로의 제 1 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 8은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로의 제 2 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 9는 도 8에 있어서의 심볼간 필터 회로의 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 10은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로의 제 3 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 11은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로의 제 4 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 12는 도 5에 있어서의 위상 변동 보정 회로의 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 13은 본 발명의 실시예 2에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도,
도 14는 본 발명의 실시예 3에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도,
도 15는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도,
도 16은 본 발명의 실시예 5에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나태는 블럭도,
도 17은 도 16에 있어서의 검파 회로의 제 1 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 18은 도 16에 있어서의 검파 회로의 제 2 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 19는 본 발명의 실시예 6에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도,
도 20은 도 19에 있어서의 상관 산출 회로의 내부 구성예를 나타내는 블럭도,
도 21은 본 발명의 실시예 7에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도,
도 22는 본 발명의 실시예 8에 있어서의 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
(발명의 개시)
그러나, 전술한 종래의 방법에서는, 송신측에서 소정의 주기(예컨대, 프레임)로 삽입된 주파수 동기용의 기준 심볼을 이용하여, 서브캐리어 간격 단위의 주파수 오차를 산출하고 있기 때문에, 주파수 동기의 인입 시간이 비교적 길어지게 된다.
또한 종래의 방법에서는, 정상 상태에 있어서의 캐리어 주파수의 오차를 작게 하기 위해, 예컨대 도 3의 협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24)의 내부에 마련되는 루프 필터의 시정수를 수 백 심볼 기간 정도로 설정할 필요가 있다. 따라서, 튜너의 위상 잡음 등의 빠른 변동에는 추종할 수가 없다(이 예에 한정되지 않고, 일반적인 AFC 회로에서도 튜너의 위상 잡음 등의 빠른 변동에 추종할 수 없다). 이 때문에, 그 잔류 주파수 오차는 서브캐리어 간의 간섭(이하, ICI(Inter Carrier Interference)) 및 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동(이하, CPE(Common Phase Error))을 일으켜 에러율 열화의 요인이 된다.
그래서, 본 발명은 상기의 문제를 해결하여, 주파수 동기의 인입 시간이 보다 단축되는 한편 튜너의 위상 잡음 등에 의한 CPE의 영향을 제거할 수 있는 OFDM 신호 복조 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기의 과제를 해결하기 위해서, 본 발명에 따른 OFDM 전송 방식은 아래와 같이 구성된다.
(1) 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 제 1 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치에 있어서, 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과, 상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼간에 차동 검파함으로써 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과, 상기 제 1 파일럿 신호의 배치 정보와, 상기 차동 검파 수단의 출력과의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과, 상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단과, 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여 캐리어 주파수를 보정하는 광대역 캐리어 주파수 보정 수단을 구비하여 구성된다.
(2) 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 제 1 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치에 있어서, 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과, 상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼간 차동 검파함으로써 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과, 상기 제 1 파일럿 신호에 대응한 상기 차동 검파 수단의 출력의 위상을, 심볼내에서 평균화함으로써 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과, 상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 매 심볼의 보정 벡터를 산출하고 상기 보정 벡터에 근거하여 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 위상 변동 보정 수단을 구비하여 구성된다.
(3) 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 제 1 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치에 있어서, 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과, 상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼간 차동 검파함으로써 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과, 상기 제 1 파일럿 신호의 배치 정보와 상기 차동 검파 수단의 출력과의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과, 상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단과, 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여 캐리어 주파수를 보정하는 광대역 캐리어 주파수 보정 수단과, 상기 제 1 파일럿 신호에 대응한 상기 차동 검파 수단의 출력의 위상을 심볼내에서 평균화함으로써 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과, 상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 매 심볼의 보정 벡터를 산출하고 상기 보정 벡터에 근거하여 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 위상 변동 보정 수단을 구비하여 구성된다.
(4) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 상관 산출 수단은 상기 제 1 파일럿 신호의 배치 정보(2값 신호)와 상기 차동 검파 수단의 출력(복소 벡터 신호)과의 상관 크기를 산출하는 구성으로 되어 있다.
(5) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 상관 산출 수단은 상기 제 1 파일럿 신호의 배치 정보(2값 신호)와 상기 차동 검파 수단의 출력을 심볼 방향으로 평균화한 신호(복소수 신호)와의 상관 크기를 산출하는 구성으로 되어 있다.
(6) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 상관 산출 수단은 상기 제 1 파일럿 신호의 배치 정보(2값 신호)와 상기 차동 검파 수단의 출력을 심볼 방향으로 평균화한 신호의 크기(실수 신호)와의 상관을 산출하는 구성으로 되어 있다.
(7) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 상관 산출 수단은 상기 제 1 파일럿 신호의 배치 정보(2값 신호)와 상기 차동 검파 수단의 출력을 심볼 방향으로 평균화한 신호의 크기를 소정의 임계값과 대소 비교하여 2값화한 신호(2값 신호)와의상관을 산출하는 구성으로 되어 있다.
(8) (7)의 구성에 있어서는, 상기 상관 산출 수단은 상기 임계값을 수신 신호의 크기에 의해 제어하는 구성으로 되어 있다.
(9) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 기초하여 튜너의 국부 발진 주파수를 제어하는 구성으로 되어 있다.
(10) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 기초하여 직교 복조 수단의 국부 발진 주파수를 제어하는 구성으로 되어 있다.
(11) (1) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 기초하여 보정 캐리어를 생성하여, 이 보정 캐리어를 상기 푸리에 변환 수단의 입력 신호에 승산하는 구성으로 되어 있다.
(12) (1)의 구성에 있어서는, 상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 기초하여 상기 푸리에 변환 수단의 출력 신호를 주파수 방향으로 시프트하는 동시에, 가이드 기간 길이에 의존하여 발생하는 심볼간의 위상 회전을 보정하는 구성으로 되어 있다.
(13) (3)의 구성에 있어서는, 상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 기초하여 상기 푸리에 변환 수단의 출력 신호를 주파수 방향으로 시프트하는 구성으로 되어 있다.
(14) (2) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 위상 변동 보정 수단을 검파 수단에 내장하고, 그 검파 수단은 상기 보정 벡터 산출 수단의 출력에 기초하여 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 동시에, 각각의 서브캐리어의 1차 변조 방식에 따라 검파하는 구성으로 되어 있다.
(15) (14)의 구성에 있어서는, 상기 제 1 파일럿 신호에 부가하여, 서브캐리어-심볼 영역에서 분산적이고 또한 주기적으로 배치된 제 2 파일럿 신호를 전송하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치에 있어서, 상기 검파 수단은 상기 보정 벡터 산출 수단의 출력에 기초하여 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 동시에, 상기 제 2 파일럿 신호를 이용하여 각각의 서브캐리어를 동기 검파하는 구성으로 되어 있다.
(16) (14)의 구성에 있어서는, 데이터 신호를 심볼간 차동 변조하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치에 있어서, 상기 검파 수단은 상기 보정 벡터 산출 수단의 출력에 기초하여 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 동시에, 각각의 서브캐리어를 심볼간 차동 검파하는 구성으로 되어 있다.
(17) (2) 및 (3)의 구성에 있어서는, 상기 위상 평균 수단은 상기 제 1 파일럿 신호에 대응한 상기 차동 검파 수단의 출력 복소 벡터를 심볼내에서 평균화하여 그 위상을 산출함으로써 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 구성으로 되어 있다.
(18) (3)의 구성에 있어서는, 상기 상관 산출 수단은 상기 위상 평균 수단을 포함하고, 상기 제 1 파일럿 신호의 2값 신호에 의한 배치 정보와 상기 차동 검파 수단으로부터 출력되는 복소 벡터 신호와의 상관을 산출하여 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단에 공급하는 동시에, 상기 상관 연산으로 얻어지는 벡터의 위상각도(phase angle)로부터 모든 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하여 상기 위상 변동 보정 수단에 공급하는 구성으로 되어 있다.
(19) (1) 내지 (18)의 구성에 있어서는, 상기 제 1 파일럿 신호는 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼의 동일 위상으로 변조한 신호를 포함하는 구성으로 되어 있다.
(20) (1), (3) 내지 (13), (18)의 구성에 있어서는, 상기 제 1 파일럿 신호가 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 신호를 포함할 때, 상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하여 상기 상관 산출 수단에 공급하는 멱승 수단을 더 구비하는 구성으로 되어 있다.
(21) (2), (3), (14) 내지 (18)의 구성에 있어서는, 상기 제 1 파일럿 신호가 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 신호를 포함할 때, 상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하여 상기 위상 평균 수단에 공급하는 멱승 수단과, 상기 위상 평균 수단의 출력을 1/m 배하는 계수 수단을 더 구비하는 구성으로 되어 있다.
(22) (2), (3), (14) 내지 (18)의 구성에 있어서는, 상기 제 1 파일럿 신호가 매 심볼의 동일 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 신호를 포함할 때, 상기 차동 검파 수단의 출력이 위상에 따라 m 개로 분할된 복소 평면 영역중 어느 영역에 포함되는가를 판정하고, 상기 판정 결과에 따라 상기 차동 검파 수단의 출력 복소 벡터를 2π/m의 정수배만큼 회전시킴으로써 회전 후의 위상이 항상 동일한 영역에 포함되도록 한 후, 상기 위상 평균 수단에 공급하는 벡터 회전 수단을 더 구비하는 구성으로 되어 있다.
이하, 본 발명에 따른 OFDM 전송 방식으로서, 유럽의 지상파 디지털 텔레비전 방송 방식인 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 규격의 2k 모드(전송에 사용하는 서브캐리어 수가 1705개)를 일례로 하여, 본 발명의 실시예에 따라 도 4 내지 도 22를 이용하여 설명한다.
상기의 규격에 있어서는, 소정의 서브캐리어를 이용하여, 분산 파일럿(이하, SP(Scattered Pilots))과 연속 파일럿(이하, CP(Continual Pilots))이라 지칭되는 두 가지의 파일럿 신호를 전송한다.
도 4는 상기 DVB-T 규격의 파일럿 신호 배치를 나타내는 모식도이다. 도 4에 있어서, 횡축의 k는 서브캐리어의 인덱스를 나타내며, 종축의 n은 심볼의 인덱스를 나타낸다. 또한, 검은 동그라미는 파일럿 신호를 전송하는 서브캐리어를 나타내고, 흰 동그라미는 다른 데이터를 전송하는 서브캐리어를 나타낸다.
분산 파일럿은 이하의 수학식 1을 만족하는 인덱스 k=kp의 서브캐리어를 이용하여 전송한다. 수학식 1에 있어서, mod는 잉여 연산을 나타내며, p는 임의의 비부정수(非負整數)이다.
또, 연속 파일럿은 k={0, 48, 54, 87, 141, 156, 192, 201, 255, 279, 282, 333, 432, 450, 483, 525, 531, 618, 636, 714, 759, 765, 780, 804, 873, 888, 918, 939, 942, 969, 984, 1050, 1101, 1107, 1110, 1137, 1140, 1146, 1206, 1269, 1323, 1377, 1491, 1683, 1704}를 만족하는 45개의 서브캐리어를 이용하여 전송한다.
이 파일럿 신호는 각각 배치되는 서브캐리어·인덱스 k에 대응한 PN 계열 wk에 기초하여 변조되며, 수학식 2에 도시하는 바와 같이, 매 심볼 동일 진폭 및 동일 위상으로 다중화된다. 수학식 2에 있어서, Re {ck, n}은 서브캐리어·인덱스 k, 심볼·인덱스 n의 서브캐리어에 대응하는 복소 벡터 ck, n의 실수부를 나타내고, Im {ck, n}은 허수부를 나타낸다.
또한, 상기 규격에 있어서는 소정의 서브캐리어를 사용하여 전송 파라미터 신호(이하, TPS(Transmission Parameter Signal))를 전송한다.
TPS는 k={34, 50, 209, 346, 413, 569, 595, 688, 790, 901, 1073, 1219, 1262, 1286, 1469, 1594, 1687}를 만족하는 17개의 서브캐리어를 이용하여 전송하여, 동일 심볼내의 서브캐리어로서는 동일 정보 비트를 전송한다.
이 때, 인덱스 n의 심볼로 전송하는 정보 비트를 Sn으로 하면, TPS는 수학식 3에 도시하는 바와 같이 심볼간의 차동 2상 PSK(Phase Shift Keying) 변조된다.
단, 프레임의 선두 심볼(심볼·인덱스 n=0)에 관해서는, 수학식 4에 도시하는 바와 같이 상기의 PN 계열 wk에 근거하여 절대 위상변조된다.
(실시예 1)
도 5는 본 발명의 실시예 1에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 5에 있어서, 도 3과 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동일 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타낸다. 또한, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 5에 있어서, 튜너(21)는 전송로로부터 입력된 OFDM 신호를 RF 대역으로부터 IF 대역으로 주파수 변환하는 것으로, 그 출력은 직교 복조 회로(22)에 공급된다. 이 직교 복조 회로(22)는 그 내부에서 발생하는 고정적인 캐리어를 이용하여 IF 대역의 OFDM 신호를 베이스 밴드의 OFDM 신호로 복조하는 것으로, 그 복조 출력은 캐리어 주파수(fc) 보정 회로(23)의 제 1 입력단에 공급된다.
이 캐리어 주파수 보정 회로(23)는 제 2 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 단위의 광대역 캐리어 주파수 오차 신호와, 제 3 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 이내의 협대역 캐리어 주파수 오차 신호에 따라 보정 캐리어를 발생하며, 이 보정 캐리어를 제 1 입력단에 공급되는 베이스 밴드 OFDM 신호에 승산함으로써 캐리어 주파수 오차를 보정하는 것으로, 그 출력은 협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24) 및 FFT 회로(25)에 공급된다.
협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24)는 베이스 밴드 OFDM 신호 중 가이드 기간 신호와 유효 심볼 기간 신호의 뒷 부분와의 상관을 이용하여, 서브캐리어 간격 이내의 주파수 오차를 산출하는 것으로, 그 출력은 캐리어 주파수 보정 회로(23)의 제 3 입력단에 공급된다. 또한, FFT 회로(25)는 베이스 밴드 OFDM 신호 중 유효 심볼 기간 신호를 FFT 처리하여, 주파수 영역으로 변환하는 것으로, 그 출력은 차동 검파 회로(26)와 위상 변동 보정 회로(30)의 제 1 입력단에 공급된다.
차동 검파 회로(26)는 FFT 회로(25)로부터 출력되는 각각의 서브캐리어에 대응한 신호를 심볼간 차동 검파함으로써 심볼간의 위상 변동을 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 상관 산출 회로(27)와 위상 평균 회로(29)에 공급된다. 상관 산출 회로(27)는 차동 검파 회로(26)의 출력과 CP를 전송하는 서브캐리어의 배치 정보의 상관값을 산출하는 것으로, 그 상관값은 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다. 이 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)는 상관값의 피크 위치로부터 서브캐리어 간격 단위의 주파수 오차를 산출하는 것으로, 그 출력은 캐리어 주파수 보정 회로(23)의 제 2 입력단에 공급된다.
위상 평균 회로(29)는 CP에 대응한 차동 검파 회로(26)의 출력 위상을 심볼내에서 평균화함으로써 CPE를 추정하는 것으로, 그 출력은 위상 변동 보정 회로(30)의 제 2 입력단에 공급된다. 이 위상 변동 보정 회로(30)는 제 2 입력단에 공급되는 위상 평균 회로(29)의 출력에 기초하여 발생하는 보정 벡터를, 제 1 입력단에 공급되는 FFT 회로(25)의 출력에 승산함으로써, CPE를 보정하는 것으로, 그 출력은 검파 회로(31)에 공급된다. 검파 회로(31)는 각 서브캐리어를 변조 방식에 따라 검파한 후, 디매핑함으로써 데이터 신호를 복원한다.
차동 검파 회로(26)는, 구체적으로는 도 6에 도시하는 바와 같이 구성되어, FFT 회로(25)의 출력이 1심볼 기간 지연 회로(261) 및 복소 승산기(263)에 공급되도록 되어 있다. 1심볼 기간 지연 회로(261)는 FFT 회로(25)의 출력을 1심볼 기간 지연하는 것으로, 그 지연 출력은 공역 회로(262)에 공급된다. 이 공역 회로(262)는 1심볼 기간 지연 회로(261)의 출력의 허수부의 부호를 반전하여 복소 공역을 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 복소 승산기(263)에 공급된다. 이 복소 승산기(263)는 FFT 회로(25)의 출력에 공역 회로(262)의 출력을 승산하는 것으로, 그 연산 결과는 차동 검파 회로(26)의 출력으로서 상관 산출 회로(27)와 위상 평균 회로(29)에 공급된다.
도 7은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로(27)의 제 1 구성예를 나타내는 것이다. 이 상관 산출 회로(27)에서는 차동 검파 회로(26)로부터의 차동 검파 출력이 시프트 레지스터(2701)에 공급되도록 되어 있다. 이 시프트 레지스터(2701)는 CP를 전송하는 서브캐리어의 배치에 대응한 복수의 탭 출력을 구비하며, 그 탭 출력은 총계 회로(2702)의 입력단에 공급된다. 이 총계 회로(2702)는 시프트 레지스터(2701)의 탭 출력의 총합을 연산하는 것으로, 그 연산 결과는 전력 산출 회로(2703)에 공급된다. 이 전력 산출 회로(2703)는 총계 회로(2702) 출력의 전력을 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 상관 산출 회로(27)의 출력으로서 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다.
도 7에 도시한 구성에 의하면, 시프트 레지스터(2701)의 모든 탭 출력에 CP를 전송하는 서브캐리어가 출력될 때, 상관 산출 회로(27)의 출력은 피크값을 나타낸다. 따라서, 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 있어서, 상관 산출 회로(27)의 출력의 피크값을 검출하여, 소정의 타이밍으로부터의 어긋남을 구함으로써 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정할 수 있다.
도 8은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로(27)의 제 2 구성예를 나타내는 것이다. 도 8에 있어서, 도 7과 동일한 부분에는 동일 부호를 부여하며, 여기서는 다른 부분에 대하여 설명한다.
이 상관 산출 회로(27)에서는 차동 검파 회로(26)로부터의 차동 검파 출력이 심볼간 필터 회로(2704)에 공급되도록 되어 있다. 이 심볼간 필터 회로(2704)는 차동 검파 회로(26)의 출력을 심볼 방향으로 평균화하는 것으로, 그 출력은 시프트 레지스터(2701)에 공급된다. 이 시프트 레지스터(2701) 이후의 구성 및 동작은 도 7에 도시한 제 1 구성예의 경우와 동일하다.
도 8에 있어서의 심볼간 필터 회로(2704)는 구체적으로 도 9에 도시하는 바와 같이 구성되어, 차동 검파 회로(26)의 출력이 감산기(27041)에 공급되도록 되어 있다. 이 감산기(27041)는 차동 검파 회로(26)의 출력으로부터 1심볼 기간 지연 회로(27044)의 출력을 감산하는 것으로, 그 출력은 계수기(27042)에 공급된다. 이 계수기(27042)는 감산기(27041)의 출력에 계수 α(0≤α≤1)를 승산하는 것으로, 그 연산 결과는 가산기(27043)에 공급된다. 이 가산기(27043)는 계수기(27042)의 출력과 1심볼 기간 지연 회로(27044)의 출력을 부가하는 것으로, 그 연산 결과는 심볼간 필터 회로(2704)의 출력으로서 시프트 레지스터(2701)에 공급된다. 1심볼 기간 지연 회로(27044)는 가산기(27043)의 출력을 1심볼 기간 지연한다.
도 9와 마찬가지로 구성된 심볼간 필터 회로(2704)는 무한 임펄스 응답(이하, IIR(Infinite Impulse Response))형의 저역 통과 필터로서 동작하여, 차동 검파 회로(26)로부터 출력되는 각각의 서브캐리어에 대응한 복소 벡터를 심볼 방향으로 평균화한다. 차동 검파 회로(26)에 있어서, CP를 전송하는 서브캐리어를 심볼간 차동 검파한 신호는, CPE 성분을 무시하면, 매 심볼 동일 진폭 및 동일 위상의 직류 신호라고 간주할 수 있기 때문에, 그 대부분은 심볼간 필터 회로(2704)를 통과한다. 그 밖의 서브캐리어를 심볼간 차동 검파한 신호는 매 심볼의 진폭 및 위상이 랜덤한 신호이기 때문에, 심볼간 필터 회로(2704)에 의해 저지된다. 또한, 잡음 성분도 매 심볼의 랜덤한 신호이기 때문에, 심볼간 필터 회로(2704)에 의해 저지된다.
따라서, 도 7에 도시한 상관 산출 회로(27)에 심볼간 필터 회로(2704)를 추가함으로써 상관 산출 회로(27)의 출력 흐름이 억제되어, 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 있어서의 오차의 추정 오류를 경감할 수 있다.
도 10은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로(27)의 제 3 구성예이다. 도 10에 있어서, 도 7 및 도 8과 동일 부분에는 동일 부호를 부여하며, 여기서는 다른 부분에 대하여 설명한다.
이 상관 산출 회로(27)에서는, 차동 검파 회로(26)의 출력이 심볼간 필터 회로(2704)에 의해 심볼 방향으로 평균화된 후, 전력 산출 회로(2703)에 직접 공급되도록 되어 있다. 즉, 이 경우의 전력 산출 회로(2703)는 심볼간 필터 회로(2704)의 출력 전력을 산출한다. 그 산출 결과는 시프트 레지스터(2705)에 공급된다. 이 시프트 레지스터(2705)는 CP를 전송하는 서브캐리어의 배치에 대응한 복수의 탭 출력을 구비하며, 그 탭 출력은 총계 회로(2706)의 입력단에 공급된다. 이 총계 회로(2706)는 시프트 레지스터(2705)의 탭 출력의 총계를 연산하는 것으로, 그 연산 결과는 상관 산출 회로(27)의 출력으로서 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다.
도 10에 있어서는, 시프트 레지스터(2705)는 실수 신호를 유지하며, 총계 회로(2706)도 실수 신호의 총계를 연산하기 때문에, 도 7 및 도 8에 있어서의 시프트 레지스터(2701) 및 총계 회로(2702)에 비하여 그 규모를 삭감할 수 있다.
도 11은 도 5에 있어서의 상관 산출 회로(27)의 제 4 구성예를 도시한 것이다. 도 11에 있어서, 도 10과 동일 부분에는 동일 부호를 부여하며, 그 설명은 생략한다.
도 11에 있어서의 비교 회로(2707)는 전력 산출 회로(2703)의 출력과 임계값 설정 회로(2708)에서 설정된 임계값을 비교함으로써 CP를 전송하는 서브캐리어를 추출하기 때문에, 전력 산출 회로(2703)의 출력쪽이 큰 경우에는 「1」을 출력하고, 임계값 설정 회로(2708)의 출력쪽이 큰 경우에는 「0」을 출력한다. 이 비교 회로(2707)의 출력은 시프트 레지스터(2709)에 공급된다. 이 시프트 레지스터(2709)는 CP를 전송하는 서브캐리어의 배치에 대응한 복수의 탭 출력을 구비하며, 그 탭 출력은 총계 회로(2710)의 입력단에 공급된다. 이 총계 회로(2710)는 시프트 레지스터(2709)의 탭 출력의 총합을 연산하는 것으로, 그 연산 결과는 상관 산출 회로(27)의 출력으로서 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다.
도 11에 있어서, 시프트 레지스터(2709)는 2값 신호를 유지하여, 총계 회로(2710)도 2값 신호의 총합을 연산하기 때문에, 도 7 및 도 8에 있어서의 시프트 레지스터(2701) 및 총계 회로(2702)에 비하여, 그 규모를 대폭 삭감할 수 있다. 또한, 임계값 설정 회로(2708)로부터 출력하는 임계값을 수신 신호의 크기에 의해 제어하면, 전력 산출 회로(2703)의 출력 레벨의 변동에 기인하는 오판정을 막을 수 있다.
도 12는 도 5에 있어서의 위상 변동 보정 회로(30)의 구성예를 나타내는 것이다. 이 위상 변동 보정 회로(30)에서는, 위상 평균 회로(29)의 출력이 가산기(301)에 공급되도록 되어 있다. 이 가산기(301)는 신호를 1심볼 기간 유지하는 레지스터(302)와 함께 누적 가산기를 구성하여, 위상 평균 회로(29)의 출력을 매 심볼마다 누적 가산함으로써 연산 개시로부터의 심볼간의 위상 변동의 누적을 산출하는 것으로, 그 산출 결과(가산기(301)의 출력)는 보정 벡터 산출 회로 (e-jφ)(303)에 공급된다. 이 보정 벡터 산출 회로(303)는 가산기(301)의 출력의 -1배를 위상각(phase angle)으로 하여, 진폭이 1인 복소 벡터를 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 승산기(304)에 공급된다. 이 승산기(304)는 보정 벡터 산출 회로(303)의 출력과 FFT 회로(25)의 출력을 승산한다. 이 연산에 의해 CPE를 보정할 수 있다.
이상의 구성에 의해, 본 실시예의 구성에 따르면, 매 심볼에 포함되는 CP를 전송하는 서브캐리어의 배치 정보로부터 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 산출하도록 하고 있기 때문에, 종래예에 비해서 주파수 동기의 인입 시간을 단축할 수 있다.
또한, 매 심볼마다 CP를 이용하여 심볼간의 위상 변동을 산출하여 보정하기 때문에, 튜너(21)의 위상 잡음 등에 의한 CPE의 영향을 제거할 수 있다.
(실시예 2)
도 13은 본 발명의 실시예 2에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 13에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 13에 도시한 OFDM 신호 복조 장치는 도 5에 있어서의 캐리어 주파수 보정 회로(23) 대신에, 튜너(32)에서 캐리어 주파수 오차를 보정하도록 한 것이다. 이 튜너(32)는 제 2 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 단위의 광대역 캐리어 주파수 오차 신호와 제 3 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 이내의 협대역 캐리어 주파수 오차 신호에 따라서 국부 발진 주파수를 제어하여, 제 1 입력단에 공급되는 OFDM 신호를 RF 대역으로부터 IF 대역으로 주파수 변환하는 것으로, 그 출력은 직교 복조 회로(22)에 공급된다. 다른 구성 및 동작은 도 5와 동일하기 때문에 생략한다.
(실시예 3)
도 14는 본 발명의 실시예 3에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 도시한 블럭도이다. 또한, 도 14에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 14에 도시한 OFDM 신호 복조 장치는 도 5에 있어서의 캐리어 주파수 보정 회로(23) 대신에, 직교복조 회로(33)에 있어서의 캐리어 주파수 오차를 보정하도록 한 것이다. 이 직교 복조 회로(33)는 제 2 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 단위의 광대역 캐리어 주파수 오차 신호와 제 3 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 이내의 협대역 캐리어 주파수 오차 신호에 따라 국부 발진 주파수를 제어하여, 제 1 입력단에 공급되는 IF 대역의 OFDM 신호를 베이스 밴드의 OFDM 신호로 복조하는 것으로, 그 복조 출력은 협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24)와 FFT 회로(25)에 공급된다. 다른 구성 및 동작은 도 5와 동일하기 때문에 생략한다.
(실시예 4)
도 15는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 도시한 블럭도이다. 또한, 도 15에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 15에 도시한 OFDM 신호 복조 장치는, 캐리어 주파수(fc) 보정 회로(34)에 있어서 서브캐리어 간격 이내의 협대역 캐리어 주파수 오차를 보정하고, 시프트 회로(35)에 있어서 서브캐리어 간격 단위의 광대역 캐리어 주파수 오차를 보정하도록 한 것이다. 캐리어 주파수 보정 회로(34)는 제 2 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 이내의 협대역 캐리어 주파수 오차 신호에 근거하여 보정 캐리어를 발생하고, 이 보정 캐리어를 제 1 입력단에 공급되는 베이스 밴드 OFDM 신호에 승산함으로써 캐리어 주파수 오차를 보정하는 것으로, 그 출력은 협대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(24) 및 FFT 회로(25)에 공급된다. 시프트 회로(35)는 제 2 입력단에 공급되는 서브캐리어 간격 단위의 광대역 캐리어 주파수 오차 신호에 근거하여, FFT 회로(25)의 출력을 주파수 방향으로 시프트하는 것으로, 그 출력은 차동 검파 회로(26)와 위상변동 보정 회로의 제 1 입력단에 공급된다. 다른 구성 및 동작은 도 5와 동일하기 때문에 생략한다.
여기서, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차는 유효 심볼 기간 길이로 정수 주기가 되는 주파수 오차이지만, OFDM 신호에는 가이드 기간이 존재하기 때문에, 주파수 영역에서의 서브캐리어 단위의 어긋남과 함께, 가이드 기간 길이에 의존한 매 심볼마다의 위상 회전을 발생시킨다. 따라서, 도 15의 구성과 같이, 주파수 영역에서의 시프트에 의해 광대역 캐리어 주파수 오차를 보정하는 경우는, 이 위상 회전을 보정하는 수단이 필요하게 된다. 그러나, 이 위상 회전은 모든 서브캐리어에 공통된 것이기 때문에, 도 15와 같이 CPE 제거를 위한 회로를 구비하고 있는 경우에는 위상 변동 보정 회로(30)에 있어서 자동적으로 보정된다.
(실시예 5)
도 16은 본 발명의 실시예 5에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 도시한 블럭도이다. 또한, 도 16에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 16에 도시한 OFDM 신호 복조 장치는 도 5에 있어서의 위상 변동 보정 회로(30) 대신에, 검파 회로(36)에 있어서 CPE를 보정하도록 한 것이다. 이 검파 회로(36)는 제 2 입력단에 공급되는 위상 평균 회로(29)의 출력에 근거하여 보정 벡터를 발생하고, 이 보정 벡터를 각 서브캐리어의 변조 방식에 따른 검파 벡터에 승산한다. 그리고, 그 검파 벡터를 이용하여 FFT 회로(25)의 출력을 검파하는 동시에 CPE를 보정한 후, 디매핑함으로써 데이터 신호를 복원한다. 다른 구성 및 동작은 도 5와 동일하기 때문에 생략한다.
도 17은 도 16에 있어서의 검파 회로(36)의 SP 신호를 사용한 동기 검파를 전제로 하는 변조 방식에 대응한 구성예를 나타내는 것이다. 이 검파 회로(36)에서는, FFT 회로(25)의 출력이 복소 제산기(3604)의 제 1 입력단과 복소 제산기(3608)의 제 1 입력단에 공급되도록 되어 있다. 파일럿 발생 회로(3603)는 FFT 회로(25)의 출력에 동기하여 SP를 발생하는 것으로, 그 출력은 복소 제산기(3604)의 제 2 입력단에 공급된다. 이 복소 제산기(3604)는 제 1 입력단에 공급되는 FFT 회로(25)의 출력중에 포함되는 SP를, 제 2 입력단에 공급되는 파일럿 발생 회로(3603)가 출력하는 정규의 SP로 제산함으로써, SP에 작용하는 전송로 특성을 산출하는 것이다. 그 출력은 스위치(SW)(3605)에 의해 메모리(3606)의 출력과 선택적으로 복소 승산기(3602)의 제 1 입력단에 공급된다.
한편, 위상 평균 회로(29)의 출력은 보정 벡터 산출 회로(e-jφ)(3601)에 공급된다. 이 보정 벡터 산출 회로(3601)는 위상 평균 회로(29)의 출력을 위상각(phase angle)으로 하여, 진폭이 1인 복소 벡터를 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 복소 승산기(3602)의 제 2 입력단에 공급된다. 스위치(3605)는 복소 제산기(3604)의 출력이 SP에 대응하고 있는 경우(1개의 서브캐리어에 착안하면 4심볼중 1심볼)에는 복소 제산기(3604)의 출력을 선택하고, 그 밖의 경우(마찬가지로 4심볼중 3심볼)에는 메모리(3606)의 출력을 선택하여 출력한다.
복소 승산기(3602)는 제 1 입력단으로부터 스위치(3605)에 의해 선택적으로 공급되는 복소 제산기(3604)의 출력 또는 메모리(3606)의 출력과, 제 2 입력단에 공급되는 보정 벡터 산출 회로(3601)의 출력을 승산하는 것으로, 그 연산 결과는 필터 회로(3607)에 공급됨과 동시에 메모리(3606)에도 공급된다. 이 메모리(3606)는 복소 승산기(3602)의 출력을 4심볼 기간동안(착안한 서브캐리어에서 다음의 SP가 전송될 때까지) 유지한다. 이들의 동작에 의해, SP를 전송하는 서브캐리어 (3서브캐리어중 1서브캐리어)에 작용하는 전송로 특성에 CPE의 보정을 실시할 수 있다.
필터 회로(3607)는 복소 승산기(3602)의 출력을 주파수(서브캐리어) 방향으로 내삽하여, 모든 서브캐리어에 작용하는 전송로 특성(CPE를 보정한 것)을 구하는 것으로, 그 출력은 복소 제산기(3608)의 제 2 입력단에 공급된다. 이 복소 제산기(3608)는 제 1 입력단에 공급되는 FFT 회로(25)의 출력을, 제 2 입력단에 공급되는 필터 회로(3607)의 출력으로 제산함으로써, FFT 회로(25)의 출력을 동기 검파하는 것이다. 그 출력은 디매핑 회로(3609)에 공급된다. 이 디매핑 회로(3609)는 복소 제산기(3608)의 출력을 변조 방식에 따라 디매핑함으로써 데이터 신호를 복원하는 것이다.
도 18은 도 16에 있어서의 검파 회로(36)의, 차동 검파를 전제로 하는 변조 방식에 대응한 구성예를 나타내는 것이다. 이 검파 회로(36)에서는, FFT 회로(25)의 출력이 1심볼 기간 지연 회로(3610)와 복소 제산기(3611)의 제 1 입력단에 공급되도록 되어 있다. 1심볼 기간 지연 회로(3610)는 FFT 회로(25)의 출력을 1심볼 기간만큼 지연하는 것이며, 그 출력은 복소 승산기(3602)의 제 1 입력단에 공급된다. 한편, 위상 평균 회로(29)의 출력은 보정 벡터 산출 회로(e-jφ)(3601)에 공급된다.
이 보정 벡터 산출 회로(3601)는 위상 평균 회로(29)의 출력을 위상각(phase angle)으로 하여, 진폭이 1인 복소 벡터를 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 복소 승산기(3602)의 제 2 입력단에 공급된다. 이 복소 승산기(3602)는 제 1 입력단에 공급되는 1심볼 기간 지연 회로(3610)의 출력과, 제 2 입력단에 공급되는 보정 벡터 산출 회로(3601)의 출력을 승산함으로써, 1심볼 기간 앞의 신호에 CPE의 보정을 실시하는 것으로, 그 연산 결과는 복소 제산기(3611)의 제 2 입력단에 공급된다.
이 복소 제산기(3611)는 제 1 입력단에 공급되는 FFT 회로(25)의 출력을, 제 2 입력단에 공급되는 복소 승산기(3602)의 출력으로 제산함으로써, FFT 회로(25)의 출력을 차동 검파하는 것이며, 그 출력은 디매핑 회로(3612)에 공급된다. 이 디매핑 회로(3612)는 복소 제산기(3611)의 출력을 변조 방식에 따라 디매핑함으로써 데이터 신호를 복원하는 것이다.
이상의 구성의 본 실시예에 따르면, 실시예 1에 있어서의 위상 변동 보정 회로(30)와 검파 회로(31)의 처리의 일부를 공용할 수 있기 때문에, 회로 규모를 삭감할 수 있다.
(실시예 6)
도 19는 본 발명의 실시예 6에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다. 또한, 도 19에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 19에 도시한 OFDM 신호복조 장치는 도 5에 있어서의 상관 산출 회로(27)와 위상 평균 회로(29)의 처리를 모두 상관 회로(37)로 실행하도록 한 것이다.
도 20은 도 19에 있어서의 상관 회로(37)의 구성예이고, 차동 검파 회로(26)의 출력은 시프트 레지스터(371)에 공급된다. 이 시프트 레지스터(371)는 CP를 전송하는 서브캐리어의 배치에 대응한 복수의 탭 출력을 구비하며, 그 탭 출력은 총계 회로(372)의 입력단에 공급된다. 이 총계 회로(372)는 시프트 레지스터(371)의 탭 출력의 총계를 연산하는 것으로, 그 연산 결과는 전력 산출 회로(373)와 위상 산출 회로(tan-1)(374)에 공급된다.
전력 산출 회로(373)는 총계 회로(372)의 출력 전력을 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 상관 산출 회로(37)의 제 1 출력으로서 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다. 한편, 위상 산출 회로(374)는 총계 회로(372)의 출력의 위상을 산출하는 것으로, 그 산출 결과는 상관 산출 회로(37)의 제 2 출력으로서 위상 변동 보정 회로(30)의 제 2 입력단에 공급된다.
여기서, 캐리어 주파수가 동기하면, 시프트 레지스터(371)의 탭 출력에는 CP를 전송하는 서브캐리어가 출력되므로, 총계 회로(372)의 출력은 CP를 전송하는 서브캐리어의 심볼간의 변동을 심볼내에서 평균화한 것으로 된다.
이상의 구성을 갖는 본 실시예에 따르면, 실시예 1에 있어서의 상관 산출 회로(27)와 위상 평균 회로(29)의 처리의 일부를 공용할 수 있기 때문에, 회로 규모를 삭감할 수 있다.
(실시예 7)
도 21은 본 발명의 실시예 7에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 도시한 블럭도이다. 또한, 도 21에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 굵은 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 21에 도시한 OFDM 신호 복조 장치는 TPS를 이용하여 캐리어 주파수 동기 및 CPE 제거를 행하는 것이며, 실시예 1에 대해 멱승 회로(38)와 계수기(39)를 추가한 것으로 되어 있다.
여기서, 멱승 회로(38)는 차동 검파 회로(26)가 출력하는 각각의 서브캐리어에 대응한 복소 벡터의 제곱승을 산출하는 것으로, 그 연산 결과는 상관 산출 회로(27)와 위상 평균 회로(29)에 공급된다. 이 제곱승 연산은 TPS가 심볼간의 차동 2상 PSK 변조되어 있는 것에 기인하는 위상 변동의 180°의 불확정성을 해소한다.
상관 산출 회로(27)는 멱승 회로(38)의 출력과, CP를 전송하는 서브캐리어 및 TPS를 전송하는 서브캐리어중, 적어도 한쪽의 배치 정보와의 상관값을 산출하는 것으로, 그 상관값은 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다. 위상 평균 회로(29)는 CP 및 TPS 중, 적어도 한쪽에 대응한 멱승 회로(38)의 출력의 위상을 심볼내에서 평균화함으로써, CPE를 추정하는 것으로, 그 출력은 계수기(39)에 공급된다. 계수기(39)는 멱승 회로(38)에 의해 2배가 된 심볼간의 위상 변동을 1/2배 함으로써 보정하는 것으로, 그 출력은 위상 변동 보정 회로(30)의 제 2 입력단에 공급된다.
일반적으로, TPS가 m상 PSK 변조(m은 자연수)되어 있는 경우, 멱승 회로(38)는, 차동 검파 회로(26)가 출력하는 각각의 서브캐리어에 대응한 복소 벡터의 m승을 산출하고, 계수기(39)는 위상 평균 회로(29)의 출력을 1/m 배 한다.
이상의 구성에 의한 본 실시예에 있어서는, CP 외에도 TPS를 이용하여 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차 및 심볼간의 위상 변동을 산출하여 보정하도록 하고 있기 때문에, 실시예 1에 비하여 잡음의 영향에 의한 오차를 저감할 수 있다.
(실시예 8)
도 22는 본 발명의 실시예 8에 있어서의 OFDM 신호 복조 장치의 구성을 도시한 블럭도이다. 또한, 도 22에 있어서, 도 5와 동일 부분에는 동일 부호를 부여하여 나타낸다. 또한, 동 도면에 있어서도, 실선의 화살표는 복소수 신호를 나타내며, 가는 실선의 화살표는 실수 신호를 나타내며, 각 구성요소의 동작에 필요한 클럭 등의 일반적인 제어 신호는 설명이 번잡하게 되지 않도록 생략한다.
도 22에 도시한 OFDM 신호 복조 장치는 TPS를 이용하여 캐리어 주파수 동기 및 CPE 제거를 행하는 것이며, 실시예 1에 대해 멱승 회로(38)와 벡터 회전회로(40)를 추가한 것이다.
여기서, 멱승 회로(38)는 차동 검파 회로(26)가 출력하는 각각의 서브캐리어에 대응한 복소 벡터의 제곱승을 산출하는 것으로, 그 연산 결과는 상관 산출 회로(27)에 공급된다. 이 제곱승 연산은 TPS가 심볼간의 차동 2상 PSK 변조되어 있는 것에 기인하는 위상 변동의 180°의 불확정성을 해소한다. 상관 산출 회로(27)는 멱승 회로(38)의 출력과 CP를 전송하는 서브캐리어 및 TPS를 전송하는 서브캐리어중, 적어도 한쪽의 배치 정보와의 상관값을 산출하는 것으로, 그 상관값은 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)에 공급된다.
한편, 벡터 회전 회로(40)는 차동 검파 회로(26)의 출력이, 허축에 의해 분할된 복소 평면 영역의 어느 쪽의 영역에 포함되는가를 판정하고, 그 판정 결과에 따라 차동 검파 회로(26)의 출력 복소 벡터를 π만큼 회전하여, 회전 후의 위상이 항상 같은 영역에 포함되도록 함으로써, TPS가 심볼간의 차동 2상 PSK 변조되어 있는 것에 기인하는 위상 변동의 180°의 불확정성을 해소하는 것이며, 그 출력은 위상 평균 회로(29)에 공급된다. 위상 평균 회로(29)는 CP 및 TPS중, 적어도 한쪽에 대응한 벡터 회전 회로(40)의 출력의 위상을 심볼내에서 평균화함으로써 CPE를 추정하는 것으로, 그 출력은 위상 변동 보정 회로(30)의 제 2 입력단에 공급된다.
일반적으로, TPS가 m상 PSK 변조(m은 자연수)되어 있는 경우, 벡터 회전 회로(40)는 차동 검파 회로(26)의 출력이, 위상에 따라 m개로 분할된 복소 평면 영역의 어느 영역에 포함되는가를 판정하고, 그 판정 결과에 따라 차동 검파 회로(26)의 출력 복소 벡터를 2π/m의 정수배만큼 회전함으로써 회전 후의 위상이 항상 같은 영역에 포함되도록 한다.
이상의 구성에 의한 본 실시예에 있어서도, 실시예 7에서와 마찬가지로, CP 외에도 TPS를 이용하여 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차 및 심볼간의 위상 변동을 산출하여 보정하도록 하고 있기 때문에, 실시예 1에 비하여 잡음의 영향에 의한 오차를 저감할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 있어서, 상관 산출 회로(27, 37) 내부의 전력 산출은 진폭이나, 실수부 및 허수부의 진폭의 합 등, 신호의 크기를 산출하는 것이면 좋다.
또한, 본 발명의 실시예에 있어서, 위상 평균 회로(29)는 CP 및 TPS중, 적어도 한쪽에 대응한 차동 검파 회로(26) 혹은 벡터 회전 회로(40)의 출력 복소 벡터를 심볼내에서 평균화하고, 그 위상을 산출함으로써 CPE를 근사시키는 구성이더라도 좋다.
또한, 본 발명의 실시예에 있어서, 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 회로(28)는 상관 산출 회로(27)의 출력에 기초하여 캐리어 주파수의 동기 상태를 판정하고, 동기 상태에 있는 경우에는 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차 신호의 출력을 정지하는 것으로 하여, 그 동기 판정에 전방 및 후방에 대한 보호 기능을 갖게 하면, 잡음이나 페이딩 등의 영향에 의한 오동작을 막을 수 있다.
또한, 이상의 설명에서는, DVB-T 규격의 2k 모드를 예로 들어 설명하였지만, 실시예 1 내지 실시예 8에서는, 매 심볼마다 동일 주파수로 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼마다 동일 위상으로 변조한 신호를 전송하는 것 같은 전송 방식이면 좋고, 실시예 7 내지 실시예 8에서는, 매 심볼마다 동일 주파수로 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 신호를 전송하는 것과 같은 전송 방식이면 무방하다는 것을 말할 필요도 없다.
이상과 같이 본 발명에 의한 OFDM 신호 복조 장치는 매 심볼마다 동일 주파수로 배치된 파일럿 신호를 이용하여 서브캐리어 간격 단위의 주파수 오차를 산출함으로써, 종래예에 비하여 주파수 동기의 인입 시간을 단축할 수 있다.
또한, 매 심볼마다 동일 주파수로 배치된 파일럿 신호를 이용하여 심볼간의 위상 변동을 산출하여 보정함으로써 튜너의 위상 잡음 등에 의한 CPE의 영향을 제거할 수 있다.
이와 같이 본 발명에 의하면, 주파수 동기의 인입 시간이 보다 단축되고, 또한 튜너의 위상 잡음 등에 의한 CPE의 영향을 제거할 수 있는 OFDM 신호 복조 장치를 제공할 수 있다.

Claims (23)

  1. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼 동일 위상으로 변조한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력과, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과,
    상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단과,
    상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여, 캐리어 주파수를 보정하는 광대역 캐리어 주파수 보정 수단
    을 구비하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  2. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하는 멱승 수단과,
    상기 멱승 수단의 출력과, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과,
    상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단과,
    상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여, 캐리어 주파수를 보정하는 광대역 캐리어 주파수 보정 수단
    을 구비하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  3. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼 동일 위상으로 변조한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 파일럿 신호에 대응한 상기 차동 검파 수단의 출력의 위상을, 심볼 내에서 평균화함으로써, 전(全) 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 심볼마다의 보정 벡터를 산출하고, 상기 보정 벡터에 근거하여, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 위상 변동 보정 수단
    을 구비하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  4. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하는 멱승 수단과,
    상기 파일럿 신호에 대응한 상기 멱승 수단의 출력의 위상을, 심볼 내에서 평균화함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력을 1/m배하는 계수 수단과,
    상기 계수 수단의 출력으로부터 심볼마다의 보정 벡터를 산출하고, 상기 보정 벡터에 근거하여, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 위상 변동 보정 수단
    을 구비하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  5. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력이 위상에 따라 m개로 분할된 복소 평면 영역 중 어느 영역에 포함되는지를 판정하고, 그 판정 결과에 따라 상기 차동 검파 수단의 출력 복소 벡터를 2π/m의 정수배만큼 회전시킴으로써, 회전 후의 위상이 항상 동일 영역에 포함되도록 하는 벡터 회전 수단과,
    상기 파일럿 신호에 대응한 상기 벡터 회전 수단의 출력의 위상을, 심볼 내에서 평균화함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 심볼마다의 보정 벡터를 산출하고, 상기 보정 벡터에 근거하여, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 위상 변동 보정 수단
    을 구비하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 상관 산출 수단은
    상기 차동 검파 수단으로부터 출력되는 복소 벡터 신호를 심볼 방향으로 평균화한 신호와, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 것
    을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 상관 산출 수단은
    상기 멱승 수단으로부터 출력되는 복소 벡터 신호를 심볼 방향으로 평균화한 신호와, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 것
    을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  8. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼 동일 위상으로 변조한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호의 대역 변환을 행하는 튜너와,
    대역 변환된 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력과, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과,
    상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단을 구비하되,
    상기 튜너는 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여 캐리어 주파수를 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  9. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호의 대역 변환을 행하는 튜너와,
    대역 변환된 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하는 멱승 수단과,
    상기 멱승 수단의 출력과, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과,
    상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단을 구비하되,
    상기 튜너는 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여 캐리어 주파수를 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  10. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼 동일 위상으로 변조한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 직교 복조하는 직교 복조 수단과,
    직교 복조된 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력과, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과,
    상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단을 구비하되,
    상기 직교 복조 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여, 캐리어 주파수를 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  11. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 직교 복조하는 직교 복조 수단과,
    직교 복조된 상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하는 멱승 수단과,
    상기 멱승 수단의 출력과, 상기 서브캐리어마다 상기 파일럿 신호의 유무를 나타내는 배치 정보간의 상관을 산출하는 상관 산출 수단과,
    상기 상관 산출 수단의 출력의 피크 위치를 검출함으로써, 서브캐리어 간격 단위의 캐리어 주파수 오차를 추정하는 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단을 구비하되,
    상기 직교 복조 수단은 상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여, 캐리어 주파수를 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은
    상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여 보정 캐리어를 생성하고, 상기 보정 캐리어를 상기 푸리에 변환 수단의 입력 신호에 승산하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  13. 제 2 항에 있어서,
    상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은
    상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여 보정 캐리어를 생성하고, 상기 보정 캐리어를 상기 푸리에 변환 수단의 입력 신호에 승산하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은
    상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여, 상기 푸리에 변환 수단의 출력 신호를 주파수 방향으로 시프트하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  15. 제 2 항에 있어서,
    상기 광대역 캐리어 주파수 보정 수단은
    상기 광대역 캐리어 주파수 오차 산출 수단의 출력에 근거하여, 상기 푸리에 변환 수단의 출력 신호를 주파수 방향으로 시프트하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  16. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 매 심볼 동일 위상으로 변조한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 파일럿 신호에 대응한 상기 차동 검파 수단의 출력의 위상을, 심볼 내에서 평균화함으로써, 전(全) 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 심볼마다의 보정 벡터를 산출하는 보정 벡터 산출 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 각각의 서브캐리어의 변조 방식에 따라서 검파하는 검파 수단을 구비하되,
    상기 검파 수단은 검파를 행하고, 또한 상기 보정 벡터에 근거하여, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  17. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력을 m승하는 멱승 수단과,
    상기 파일럿 신호에 대응한 상기 멱승 수단의 출력의 위상을, 심볼 내에서 평균화함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력을 1/m배하는 계수 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 심볼마다의 보정 벡터를 산출하는 보정 벡터 산출 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 각각의 서브캐리어의 변조 방식에 따라서 검파하는 검파 수단을 구비하되,
    상기 검파 수단은 검파를 행하고, 또한 상기 보정 벡터에 근거하여, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  18. 파일럿 신호를 포함하는 직교 주파수 분할 다중 신호를 복조하는 장치로서,
    상기 파일럿 신호는 특정 주파수에 배치된 서브캐리어의 집합을 m상 PSK 변조(m은 자연수)한 것이고,
    상기 직교 주파수 분할 다중 신호를 푸리에 변환함으로써, 주파수축 신호로 변환하는 푸리에 변환 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 심볼 사이에서 차동 검파함으로써, 각각의 서브캐리어에 관하여 심볼간의 변동을 산출하는 차동 검파 수단과,
    상기 차동 검파 수단의 출력이 위상에 따라 m개로 분할된 복소 평면 영역 중 어느 영역에 포함되는지를 판정하고, 그 판정 결과에 따라 상기 차동 검파 수단의 출력 복소 벡터를 2π/m의 정수배만큼 회전시킴으로써, 회전 후의 위상이 항상 동일 영역에 포함되도록 하는 벡터 회전 수단과,
    상기 파일럿 신호에 대응한 상기 벡터 회전 수단의 출력의 위상을, 심볼 내에서 평균화함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 위상 평균 수단과,
    상기 위상 평균 수단의 출력으로부터 심볼마다의 보정 벡터를 산출하는 보정 벡터 산출 수단과,
    상기 푸리에 변환 수단의 출력을 각각의 서브캐리어의 변조 방식에 따라서 검파하는 검파 수단을 구비하되,
    상기 검파 수단은 검파를 행하고, 또한 상기 보정 벡터에 근거하여, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 보정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  19. 제 3 항에 있어서,
    상기 위상 평균 수단은
    입력되는 복소 벡터 신호를 심볼 내에서 평균화하고, 그 위상을 산출함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  20. 제 4 항에 있어서,
    상기 위상 평균 수단은
    입력되는 복소 벡터 신호를 심볼 내에서 평균화하고, 그 위상을 산출함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  21. 제 5 항에 있어서,
    상기 위상 평균 수단은
    입력되는 복소 벡터 신호를 심볼 내에서 평균화하고, 그 위상을 산출함으로써, 전 서브캐리어에 공통된 위상 변동을 추정하는 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치.
  22. 삭제
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1580949B1 (en) * 2004-03-23 2008-08-20 Infineon Technologies AG Phase and frequency synchronizer for OFDM receivers using a preamble, pilots and information data
WO2006031090A1 (en) * 2004-09-18 2006-03-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for frequency synchronization in ofdm system
KR100738350B1 (ko) * 2004-12-21 2007-07-12 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍ 통신시스템에서 위상잡음 보상을 위한 등화기 및그 방법
JP2006352746A (ja) * 2005-06-20 2006-12-28 Fujitsu Ltd 直交周波数分割多重伝送用受信機
WO2008151468A1 (en) * 2007-06-15 2008-12-18 Thomson Licensing Digital signal receiver and method for receiving digital signal
CN101471727B (zh) * 2007-12-29 2013-04-10 京信通信系统（中国）有限公司 基于实信号的数字化自动频率检测方法
CN101478524B (zh) * 2009-01-22 2011-06-15 清华大学 一种多天线正交频分复用系统接收端相位噪声的校正方法
JP2012205122A (ja) * 2011-03-25 2012-10-22 Toshiba Corp 周波数誤差検出装置
US9154356B2 (en) * 2012-05-25 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Low noise amplifiers for carrier aggregation
JP5984583B2 (ja) * 2012-08-28 2016-09-06 三菱電機株式会社 周波数誤差検出装置、周波数誤差検出方法及び受信装置
CN104965301B (zh) * 2015-07-23 2017-11-21 重庆奥特光学仪器有限责任公司 一种光学显微镜用复式串联led混合照明器
CN113132039B (zh) * 2021-06-16 2021-09-03 成都德芯数字科技股份有限公司 一种rds与fm导频信号载波及相位同步方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0795174A (ja) * 1993-09-27 1995-04-07 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ信号復調装置
JPH08223132A (ja) * 1995-02-15 1996-08-30 Hitachi Ltd ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2904986B2 (ja) * 1992-01-31 1999-06-14 日本放送協会 直交周波数分割多重ディジタル信号送信装置および受信装置
JP3555265B2 (ja) * 1995-07-21 2004-08-18 日本ビクター株式会社 周波数分割多重信号送信装置
JPH09153882A (ja) * 1995-09-25 1997-06-10 Victor Co Of Japan Ltd 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0795174A (ja) * 1993-09-27 1995-04-07 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ信号復調装置
JPH08223132A (ja) * 1995-02-15 1996-08-30 Hitachi Ltd ディジタル伝送信号の受信器ならびにディジタル伝送方式

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