JP3238120B2 - 直交周波数分割多重信号復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号復調装置Info
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Description
重伝送方式によるデジタル放送やデジタル通信に用いら
れる直交周波数分割多重信号復調装置に関し、特に受信
側において復調に用いる再生キャリアの周波数同期技
術,及びチューナの位相雑音等による全サブキャリアに
共通な位相変動の影響を除去する技術に関する。
や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直
交周波数分割多重(以下、OFDM(Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex ))伝送方式が注目されてい
る。
ルデータによって互いに直交する多数のサブキャリアを
変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式であ
る。この方式は、使用するサブキャリアの数が数百から
数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極め
て長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいと
いう特徴を有している。
図20を用いて説明する。
成を示すブロック図である。尚、図20において、太線
の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を
表わす。
DM信号変調装置11に入力されたデータ信号は,マッ
ピング回路111により各サブキャリアの変調方式に応
じた複素平面上の信号点にマッピングされた後、フーリ
エ逆変換(以下、IFFT(Inverse Fast Fourier Tra
nsform))回路112に供給される。このIFFT回路
112は、1シンボル分の被伝送信号をIFFT処理
し、時間領域に変換することによって有効シンボル期間
信号を生成するものであるが、さらに、各シンボル毎に
有効シンボル期間信号の後部をガード期間信号として有
効シンボル期間信号の前に付加することにより、ベース
バンドのOFDM信号を生成する機能を有する。ここで
生成されたベースバンドOFDM信号は直交変調回路1
13に供給される。この直交変調回路113は、ベース
バンドOFDM信号でキャリアを直交変調することによ
り、当該ベースバンドOFDM信号を中間周波数(以
下、IF(Intermediate Frequency))帯域の信号に周
波数変換するもので、そのIF帯域のOFDM信号はア
ップコンバータ114によって無線周波数(以下、RF
(Radio Frequency ))帯域の信号に周波数変換され、
伝送路12に出力される。
DM復調装置13に入力されたOFDM信号は、チュー
ナ131によりRF帯域からIF帯域に周波数変換され
た後、直交復調回路132に供給される。この直交復調
回路132は、入力されたIF帯域信号を直交復調する
ことによってベースバンドOFDM信号に復調するもの
で、その復調出力はフーリエ変換(以下、FFT(Fast
Fourier Transform))回路133に供給される。この
FFT回路133は、ベースバンドOFDM信号中から
有効シンボル期間信号を取り出してFFT処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は検波回路134に
供給される。この検波回路134は、各サブキャリアを
変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることに
よりデータ信号を復元する。
では、送受で用いるキャリアの周波数の間に誤差がある
場合に、正確にデータを復調することができなくなる。
そこで、従来から、サブキャリア間隔以内及びサブキャ
リア間隔単位の二つの自動周波数制御(以下、AFC
(Auto Frequency Control))回路を組み合わせ、広範
囲の周波数同期を得る手法が開示されている(例えば、
1996年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会予稿
集、B−512、第512頁)。
いて、サブキャリア間隔以内の周波数誤差は、OFDM
信号中のガード期間信号が有効シンボル期間信号の後部
のコピーであることから、それらの間の相関を利用して
算出している。また、サブキャリア間隔単位の周波数誤
差は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同
期用の基準シンボルを用いて算出している。
式を用いた従来のOFDM信号復調装置の構成及び動作
について、図21から図22を用いて説明する。
成の一例を示す模式図である。図22において、横軸は
周波数、縦軸は振幅を表わし、図中の実線はその周波数
にサブキャリアが存在することを示し、破線はその周波
数にサブキャリアが存在しないことを示す。この例で
は、サブキャリアの有無を所定の疑似ランダム(以下、
PN(Pseudo Noise))系列に対応させている。
構成を示すブロック図である。図21において、太線の
矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表
わす。また、各構成要素の動作に必要なクロック等の一
般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略し
ている。
ら入力されたOFDM信号をRF帯域からIF帯域に周
波数変換するもので、その出力は直交復調回路22に供
給される。この直交復調回路22は、その内部で発生す
る固定的なキャリアを用いてIF帯域のOFDM信号を
ベースバンドのOFDM信号に復調するもので、その復
調出力は、キャリア周波数(fc)補正回路23の第1
の入力端に供給される。このキャリア周波数補正回路2
3は、第2の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位
の広帯域キャリア周波数誤差信号と第3の入力端に供給
されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤
差信号とに基づいて発生する補正キャリアを、第1の入
力端に供給されるベースバンドOFDM信号に乗じるこ
とにより、キャリア周波数誤差を補正するもので、その
出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路24及びFF
T回路25に供給される。
は、ベースバンドOFDM信号中のガード期間信号と有
効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキ
ャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出
力はキャリア周波数補正回路23の第3の入力端に供給
される。また、FFT回路25は、ベースバンドOFD
M信号中の有効シンボル期間信号をFFT処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は電力算出回路41
および検波回路31に供給される。
から出力される各々のサブキャリアに対応した信号の電
力を算出するもので、その算出結果は相関算出回路42
に供給される。この相関算出回路42は、電力算出回路
41の出力と、図22に示す周波数同期基準シンボルの
サブキャリアの有無に対応したPN系列との相関値を算
出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差
算出回路28に供給される。この広帯域キャリア周波数
誤差算出回路28は、相関値のピーク位置からサブキャ
リア間隔単位の周波数誤差を算出するもので、その出力
はキャリア周波数補正回路23の第2の入力端に供給さ
れる。検波回路31は、各サブキャリアを変調方式に応
じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信
号を復元する。
ような従来の手法では、送信側において所定の周期(例
えばフレーム)で挿入された周波数同期用の基準シンボ
ルを用いて、サブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出
しているために、周波数同期の引き込み時間が比較的長
くなってしまう。
ャリア周波数の誤差を小さくするために、例えば図21
の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路24の内部に設け
られるループフィルタの時定数を数百シンボル期間程度
に設定する必要がある。したがって、チューナの位相雑
音等の速い変動には追従することができない(この例に
限らず、一般的なAFC回路では、チューナの位相雑音
等の速い変動に追従できない)。このため、その残留周
波数誤差は、サブキャリア間の干渉(以下、ICI(In
ter Carrier Interference))、及び全サブキャリアに
共通な位相変動(以下、CPE(Common Phase Erro
r))を起こし、誤り率劣化の要因となる。
波数同期の引き込み時間がより短縮され、かつチューナ
の位相雑音等によるCPEの影響を除去することのでき
るOFDM信号復調装置を提供することを目的とする。
めに、本発明に係わるOFDM信号復調装置は、以下の
ように構成される。
割多重信号を復調する装置であって、前記パイロット信
号は、特定の周波数に配置されたサブキャリアの集合を
毎シンボル同じ位相で変調したものであり、前記直交周
波数分割多重信号をフーリエ変換することにより、周波
数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ
変換手段の出力をシンボル間で差動検波することによ
り、各々のサブキャリアに関してシンボル間の変動を算
出する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力と、前
記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す配
置情報との相関を算出する相関算出手段と、前記相関算
出手段の出力のピーク位置を検出することにより、サブ
キャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推定する広帯
域キャリア周波数誤差算出手段と、前記広帯域キャリア
周波数誤差算出手段の出力に基づいて、キャリア周波数
を補正する広帯域キャリア周波数補正手段とを具備して
構成される。
割多重信号を復調する装置であって、前記パイロット信
号は、特定の周波数に配置されたサブキャリアの集合を
m相PSK変調(mは自然数)したものであり、前記直
交周波数分割多重信号をフーリエ変換することにより、
周波数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フー
リエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波することに
より、各々のサブキャリアに関してシンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力をm
乗するべき乗手段と、前記べき乗手段の出力と、前記サ
ブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す配置情
報との相関を算出する相関算出手段と、前記相関算出手
段の出力のピーク位置を検出することにより、サブキャ
リア間隔単位のキャリア周波数誤差を推定する広帯域キ
ャリア周波数誤差算出手段と、前記広帯域キャリア周波
数誤差算出手段の出力に基づいて、キャリア周波数を補
正する広帯域キャリア周波数補正手段とを具備して構成
される。
算出手段は、前記差動検波手段から出力される複素ベク
トル信号と、前記サブキャリア毎に前記パイロット信号
の有無を示す配置情報との相関を算出することを特徴と
する。
算出手段は、前記べき乗手段から出力される複素ベクト
ル信号と、前記サブキャリア毎に前記パイロット信号の
有無を示す配置情報との相関を算出することを特徴とす
る。
算出手段は、前記差動検波手段から出力される複素ベク
トル信号をシンボル方向に平均化した信号と、前記サブ
キャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す配置情報
との相関を算出することを特徴とする。
算出手段は、前記べき乗手段から出力される複素ベクト
ル信号をシンボル方向に平均化した信号と、前記サブキ
ャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す配置情報と
の相関を算出することを特徴とする。
算出手段は、前記差動検波手段から出力される複素ベク
トル信号をシンボル方向に平均化した信号の大きさと、
前記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す
配置情報との相関を算出することを特徴とする。
算出手段は、前記べき乗手段から出力される複素ベクト
ル信号をシンボル方向に平均化した信号の大きさと、前
記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す配
置情報との相関を算出することを特徴とする。
算出手段は、前記差動検波手段から出力される複素ベク
トル信号をシンボル方向に平均化し、平均化された前記
複素ベクトル信号の大きさを所定の閾値と大小比較する
ことにより2値化した信号と、前記サブキャリア毎に前
記パイロット信号の有無を示す配置情報との相関を算出
することを特徴とする。
関算出手段は、前記べき乗手段から出力される複素ベク
トル信号をシンボル方向に平均化し、平均化された前記
複素ベクトル信号の大きさを所定の閾値と大小比較する
ことにより2値化した信号と、前記サブキャリア毎に前
記パイロット信号の有無を示す配置情報との相関を算出
することを特徴とする。
関算出手段は、前記差動検波手段から出力される複素ベ
クトル信号をシンボル方向に平均化し、平均化された前
記複素ベクトル信号の大きさを所定の閾値と大小比較す
ることにより2値化した信号と、前記サブキャリア毎に
前記パイロット信号の有無を示す配置情報との相関を算
出し、さらに前記相関算出手段は、前記閾値を受信信号
の大きさに基づき変更することを特徴とする。
関算出手段は、前記べき乗手段から出力される複素ベク
トル信号をシンボル方向に平均化し、平均化された前記
複素ベクトル信号の大きさを所定の閾値と大小比較する
ことにより2値化した信号と、前記サブキャリア毎に前
記パイロット信号の有無を示す配置情報との相関を算出
し、さらに前記相関算出手段は、前記閾値を受信信号の
大きさに基づき変更することを特徴とする。
は、前記位相変動補正手段を検波手段に組み込み、その
検波手段は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基づい
て、全サブキャリアに共通な位相変動を補正すると同時
に、各々のサブキャリアの1次変調方式に応じて検波す
る構成とする。
第1のパイロット信号に加えて、サブキャリア−シンボ
ル領域において分散的かつ周期的に配置された第2のパ
イロット信号を伝送する直交周波数分割多重信号を復調
する装置であって、前記検波手段は、前記補正ベクトル
算出手段の出力に基づいて、全サブキャリアに共通な位
相変動を補正すると同時に、前記第2のパイロット信号
を用いて各々のサブキャリアを同期検波する構成とす
る。
タ信号をシンボル間の差動変調して伝送する直交周波数
分割多重信号を復調する装置であって、前記検波手段
は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基づいて、全サ
ブキャリアに共通な位相変動を補正すると同時に、各々
のサブキャリアをシンボル間の差動検波する構成とす
る。
は、前記位相平均手段は、前記第1のパイロット信号に
対応した前記差動検波手段の出力複素ベクトルを、シン
ボル内で平均化し、その位相を算出することにより、全
サブキャリアに共通な位相変動を推定する構成とする。
関算出手段は、前記位相平均手段を包含し、前記第1の
パイロット信号の2値信号による配置情報と前記差動検
波手段から出力される複素ベクトル信号との相関を算出
して前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段に供給する
と共に、前記相関演算で得られるベクトルの位相角度か
ら全サブキャリアに共通な位相変動を推定して前記位相
変動補正手段に供給する構成とする。
ては、前記第1のパイロット信号は、毎シンボル同じ周
波数に配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ
位相で変調した信号を含む構成とする。
(18)の構成にあっては、前記第1のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をm相PSK変調(mは自然数)した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力をm乗し、前記相
関算出手段に供給するべき乗手段を備える構成とする。
(18)の構成にあっては、前記第1のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をm相PSK変調(mは自然数)した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力をm乗し、前記位
相平均手段に供給するべき乗手段と,前記位相平均手段
の出力を1/m倍する係数手段とを備える構成とする。
(18)の構成にあっては、前記第1のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をm相PSK変調(mは自然数)した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力が、位相によりm
個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれる
かを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出
力複素ベクトルを2π/mの整数倍だけ回転させること
により、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるように
した後、前記位相平均手段に供給するベクトル回転手段
を備える構成とする。
送方式として、欧州の地上波デジタルテレビジョン放送
方式であるDVB−T(Digital Video Broadcasting-T
errestrial)規格の2kモード(伝送に使用するサブキ
ャリア数が1705本)を例にとり、本発明の実施の形
態について、図1から図19を用いて説明する。
アを用いて、スキャッタド(分散)パイロット(以下、
SP(Scattered Pilots))とコンティニュアル(連
続)パイロット(以下、CP(Continual Pilots))と
呼ばれる2種類のパイロット信号を伝送する。
信号配置を示す模式図である。図19において、横軸の
kはサブキャリアのインデックスを表わし、縦軸のnは
シンボルのインデックスを表わす。また、黒丸はパイロ
ット信号を伝送するサブキャリアを表わし、白丸は他の
データを伝送するサブキャリアを表わす。
(1)式を満たすインデックスk=kpのサブキャリア
を用いて伝送する。(1)式において、modは剰余演
算を表わし、pは任意の非負整数である。
8,54,87,141,156,192,201,2
55,279,282,333,432,450,48
3,525,531,618,636,714,75
9,765,780,804,873,888,91
8,939,942,969,984,1050,11
01,1107,1110,1137,1140,11
46,1206,1269,1323,1377,14
91,1683,1704}を満たす45本のサブキャ
リアを用いて伝送する。
されるサブキャリア・インデックスkに対応したPN系
列wk に基づいて変調されており、(2)式に示すよう
に毎シンボル同じ振幅及び同じ位相で多重される。
(2)式において、Re{ck,n}はサブキャリア・イ
ンデックスk、シンボル・インデックスnのサブキャリ
アに対応する複素ベクトルck,n の実数部を表わし、I
m{ck,n }は虚数部を表わす。
て、伝送パラメータ信号(以下、TPS(Transmission
Parameter Signaling))を伝送する。
46,413,569,595,688,790,90
1,1073,1219,1262,1286,146
9,1594,1687}を満たす17本のサブキャリ
アを用いて伝送し、同一シンボル内のサブキャリアでは
同じ情報ビットを伝送する。
送する情報ビットをSn とすると、TPSは(3)式に
示すようにシンボル間の差動2相PSK(Phase Shift
Keying)変調される。
スn=0)に関しては、(4)式に示すように、上記の
PN系列wk に基づいて絶対位相変調される。
態におけるOFDM信号復調装置の構成を示すブロック
図である。図1において、図21と同一部分には同一符
号を付して示す。尚、同図においても、太線の矢印は複
素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。ま
た、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制
御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。
入力されたOFDM信号をRF帯域からIF帯域に周波
数変換するもので、その出力は直交復調回路22に供給
される。この直交復調回路22は、その内部で発生する
固定的なキャリアを用いてIF帯域のOFDM信号をベ
ースバンドのOFDM信号に復調するもので、その復調
出力はキャリア周波数(fc)補正回路23の第1の入
力端に供給される。
の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キ
ャリア周波数誤差信号と第3の入力端に供給されるサブ
キャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに
基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを第
1の入力端に供給されるベースバンドOFDM信号に乗
じることにより、キャリア周波数誤差を補正するもの
で、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路24
及びFFT回路25に供給される。
は、ベースバンドOFDM信号中のガード期間信号と有
効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキ
ャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出
力はキャリア周波数補正回路23の第3の入力端に供給
される。また、FFT回路25は、ベースバンドOFD
M信号中の有効シンボル期間信号をFFT処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は差動検波回路26
と位相変動補正回路30の第1の入力端とに供給され
る。
出力される各々のサブキャリアに対応した信号をシンボ
ル間差動検波することにより、シンボル間の位相変動を
算出するもので、その算出結果は相関算出回路27と位
相平均回路29とに供給される。相関算出回路27は、
差動検波回路26の出力と、CPを伝送するサブキャリ
アの配置情報との相関値を算出するもので、その相関値
は広帯域キャリア周波数誤差算出回路28に供給され
る。この広帯域キャリア周波数誤差算出回路28は、相
関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周波数誤
差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回
路23の第2の入力端に供給される。
検波回路26の出力の位相をシンボル内で平均化するこ
とにより、CPEを推定するもので、その出力は位相変
動補正回路30の第2の入力端に供給される。この位相
変動補正回路30は、第2の入力端に供給される位相平
均回路29の出力に基づいて発生する補正ベクトルを、
第1の入力端に供給されるFFT回路25の出力に乗じ
ることにより、CPEを補正するもので、その出力は検
波回路31に供給される。検波回路31は、各サブキャ
リアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングする
ことによりデータ信号を復元する。
すように構成され、FFT回路25の出力が1シンボル
期間遅延回路261及び複素乗算器263に供給される
ようになっている。1シンボル期間遅延回路261は、
FFT回路25の出力を1シンボル期間遅延するもの
で、その遅延出力は共役回路262に供給される。この
共役回路262は、1シンボル期間遅延回路261の出
力の虚数部の符号を反転して複素共役を算出するするも
ので、その算出結果は複素乗算器263に供給される。
この複素乗算器263は、FFT回路25の出力に共役
回路262の出力を乗じるもので、その演算結果は差動
検波回路26の出力として相関算出回路27と位相平均
回路29とに供給される。
第1の構成例を示すものである。この相関算出回路27
では、差動検波回路26からの差動検波出力がシフトレ
ジスタ2701に供給されるようになっている。このシ
フトレジスタ2701はCPを伝送するサブキャリアの
配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタッ
プ出力は総和回路2702の入力端に供給される。この
総和回路2702はシフトレジスタ2701のタップ出
力の総和を演算するもので、その演算結果は電力算出回
路2703に供給される。この電力算出回路2703は
総和回路2702の出力の電力を算出するもので、その
算出結果は相関算出回路27の出力として広帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路28に供給される。
2701の全タップ出力にCPを伝送するサブキャリア
が出力されるとき、相関算出回路27の出力はピーク値
を示す。したがって、広帯域キャリア周波数誤差算出回
路28において、相関算出回路27の出力のピーク値を
検出し、所定のタイミングからのずれを求めることによ
り、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推定
することができる。
第2の構成例を示すものである。図4において、図3と
同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部
分について説明する。
26からの差動検波出力がシンボル間フィルタ回路27
04に供給されるようになっている。このシンボル間フ
ィルタ回路2704は、差動検波回路26の出力をシン
ボル方向に平均化するもので、その出力はシフトレジス
タ2701に供給される。このシフトレジスタ2701
以降の構成及び動作は、図3に示した第1の構成例の場
合と同じである。
04は、具体的には図5に示すように構成され、差動検
波回路26の出力が減算器27041に供給されるよう
になっている。この減算器27041は、差動検波回路
26の出力から1シンボル期間遅延回路27044の出
力を減じるもので、その出力は係数器27042に供給
される。この係数器27042は、減算器27041の
出力に係数α(0≦α≦1)を乗じるもので、その演算
結果は加算器27043に供給される。この加算器27
043は、係数器27042の出力と1シンボル期間遅
延回路27044の出力とを加え合わせるもので、その
演算結果はシンボル間フィルタ回路2704の出力とし
てシフトレジスタ2701に供給される。1シンボル期
間遅延回路27044は、加算器27043の出力を1
シンボル期間遅延する。
タ回路2704は、無限インパルス応答(以下、IIR
(Infinite Impulse Response ))型のローパスフィル
タとして動作し、差動検波回路26から出力される各々
のサブキャリアに対応した複素ベクトルをシンボル方向
に平均化する。差動検波回路26において、CPを伝送
するサブキャリアをシンボル間差動検波した信号は、C
PE成分を無視すると、毎シンボル同じ振幅及び同じ位
相の直流信号であるとみなせるので、その大部分はシン
ボル間フィルタ回路2704を通過する。その他のサブ
キャリアをシンボル間差動検波した信号は、毎シンボ
ル、振幅及び位相がランダムな信号であるので、シンボ
ル間フィルタ回路2704によって阻止される。また、
雑音成分も毎シンボルランダムな信号であるので、シン
ボル間フィルタ回路2704によって阻止される。
7にシンボル間フィルタ回路2704を追加することに
より、相関算出回路27の出力のフロアが抑制され、広
帯域キャリア周波数誤差算出回路28における誤差の推
定誤りを軽減することができる。
第3の構成例である。図6において、図3及び図4と同
一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分
について説明する。
26の出力がシンボル間フィルタ回路2704にてシン
ボル方向に平均化された後、電力算出回路2703に直
接供給されるようになっている。すなわち、この場合の
電力算出回路2703は、シンボル間フィルタ回路27
04の出力の電力を算出する。その算出結果はシフトレ
ジスタ2705に供給される。このシフトレジスタ27
05はCPを伝送するサブキャリアの配置に対応した複
数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路
2706の入力端に供給される。この総和回路2706
はシフトレジスタ2705のタップ出力の総和を演算す
るもので、その演算結果は相関算出回路27の出力とし
て広帯域キャリア周波数誤差算出回路28に供給され
る。
は実数信号を保持し、総和回路2706も実数信号の総
和を演算するので、図3及び図4におけるシフトレジス
タ2701及び総和回路2702に比して、その規模を
削減することができる。
第4の構成例を示すものである。図7において、図6と
同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
出回路2703の出力と閾値設定回路2708で設定さ
れた閾値とを比較することでCPを伝送するサブキャリ
アを抽出するもので、電力算出回路2703の出力の方
が大きい場合には「1」を出力し、閾値設定回路270
8の出力の方が大きい場合には「0」を出力する。この
比較回路2707の出力はシフトレジスタ2709に供
給される。このシフトレジスタ2709はCPを伝送す
るサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備
え、それらのタップ出力は総和回路2710の入力端に
供給される。この総和回路2710はシフトレジスタ2
709のタップ出力の総和を演算するもので、その演算
結果は相関算出回路27の出力として広帯域キャリア周
波数誤差算出回路28に供給される。
は2値信号を保持し、総和回路2710も2値信号の総
和を演算するので、図3及び図4におけるシフトレジス
タ2701及び総和回路2702に比して、その規模を
大幅に削減することができる。また、閾値設定回路27
08から出力する閾値を受信信号の大きさにより制御す
れば、電力算出回路2703の出力レベルの変動に起因
する誤判定を防ぐことができる。
0の構成例を示すものである。この位相変動補正回路3
0では、位相平均回路29の出力が加算器301に供給
されるようになっている。この加算器301は、信号を
1シンボル期間保持するレジスタ302と共に累積加算
器を構成し、位相平均回路29の出力を毎シンボル累積
加算することにより、演算開始からのシンボル間位相変
動の累積を算出するもので、その算出結果(加算器30
1の出力)は補正ベクトル算出回路(e-jφ)303に
供給される。この補正ベクトル算出回路303は、加算
器301の出力の−1倍を位相角とし、振幅が1である
複素ベクトルを算出するもので、その算出結果は乗算器
304に供給される。この乗算器304は、補正ベクト
ル算出回路303の出力とFFT回路25の出力とを乗
じる。この演算により、CPEを補正することができ
る。
よれば、毎シンボルに含まれるCPを伝送するサブキャ
リアの配置情報からサブキャリア間隔単位のキャリア周
波数誤差を算出するようにしているので、従来例に比べ
て周波数同期の引き込み時間を短縮することができる。
間の位相変動を算出し補正するので、チューナ21の位
相雑音等によるCPEの影響を除去することができる。
2の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図9において、図1と同一
部分には同一符号を付して示す。また、同図において
も、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実
数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等
の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省
略する。
におけるキャリア周波数補正回路23の代わりに、チュ
ーナ32においてキャリア周波数誤差を補正するように
したものである。このチューナ32は、第2の入力端に
供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波
数誤差信号と第3の入力端に供給されるサブキャリア間
隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて局
部発振周波数を制御し、第1の入力端に供給されるOF
DM信号をRF帯域からIF帯域に周波数変換するもの
で、その出力は直交復調回路22に供給される。他の構
成及び動作は、図1と同一であるので省略する。
第3の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図10において、図1と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
1におけるキャリア周波数補正回路23の代わりに、直
交復調回路33においてキャリア周波数誤差を補正する
ようにしたものである。この直交復調回路33は、第2
の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キ
ャリア周波数誤差信号と第3の入力端に供給されるサブ
キャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに
基づいて局部発振周波数を制御し、第1の入力端に供給
されるIF帯域のOFDM信号をベースバンドのOFD
M信号に復調するもので、その復調出力は狭帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路24とFFT回路25とに供給さ
れる。他の構成及び動作は、図1と同一であるので省略
する。
第4の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図11において、図1と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
ャリア周波数(fc)補正回路34においてサブキャリ
ア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、シフ
ト回路35においてサブキャリア間隔単位の広帯域キャ
リア周波数誤差を補正するようにしたものである。キャ
リア周波数補正回路34は、第2の入力端に供給される
サブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号
に基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを
第1の入力端に供給されるベースバンドOFDM信号に
乗じることによってキャリア周波数誤差を補正するもの
で、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路24
及びFFT回路25に供給される。シフト回路35は、
第2の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯
域キャリア周波数誤差信号に基づいて、FFT回路25
の出力を周波数方向にシフトするもので、その出力は差
動検波回路26と位相変動補正回路の第1の入力端とに
供給される。他の構成及び動作は、図1と同一であるの
で省略する。
周波数誤差は、有効シンボル期間長で整数周期となる周
波数誤差であるが、OFDM信号にはガード期間が存在
するので、周波数領域におけるサブキャリア単位のずれ
と共に、ガード期間長に依存したシンボル毎の位相回転
を発生させる。したがって、図11の構成のように、周
波数領域におけるシフトによって広帯域キャリア周波数
誤差を補正する場合は、この位相回転を補正する手段が
必要となる。しかしながら、この位相回転は全サブキャ
リアに共通なものであるため、図11のようにCPE除
去のための回路を備えている場合は、位相変動補正回路
30において自動的に補正される。
第5の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図12において、図1と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
1における位相変動補正回路30の代わりに、検波回路
36においてCPEを補正するようにしたものである。
この検波回路36は、第2の入力端に供給される位相平
均回路29の出力に基づいて補正ベクトルを発生し、こ
の補正ベクトルを各サブキャリアの変調方式に応じた検
波ベクトルに乗じる。そして、その検波ベクトルを用い
てFFT回路25の出力を検波すると共にCPEを補正
した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元
する。他の構成及び動作は、図1と同一であるので省略
する。
の、SP信号を使用した同期検波を前提とする変調方式
に対応した構成例を示すものである。この検波回路36
では、FFT回路25の出力が複素除算器3604の第
1の入力端と複素除算器3608の第1の入力端とに供
給されるようになっている。パイロット発生回路360
3は、FFT回路25の出力に同期してSPを発生する
もので、その出力は複素除算器3604の第2の入力端
に供給される。この複素除算器3604は、第1の入力
端に供給されるFFT回路25の出力中に含まれるSP
を、第2の入力端に供給されるパイロット発生回路36
03が出力する正規のSPで除算することにより、SP
に作用する伝送路特性を算出するものである。その出力
はスイッチ(SW)3605によりメモリ3606の出
力と選択的に複素乗算器3602の第1の入力端に供給
される。
トル算出回路(e jφ)3601に供給される。この補
正ベクトル算出回路3601は、位相平均回路29の出
力を位相角とし、振幅が1である複素ベクトルを算出す
るもので、その算出結果は複素乗算器3602の第2の
入力端に供給される。スイッチ3605は、複素除算器
3604の出力がSPに対応している場合(1つのサブ
キャリアに着目すると4シンボル中1シンボル)には複
素除算器3604の出力を選択し、その他の場合(同じ
く4シンボル中3シンボル)にはメモリ3606の出力
を選択して出力する。
スイッチ3605により選択的に供給される複素除算器
3604の出力またはメモリ3606の出力と、第2の
入力端に供給される補正ベクトル算出回路3601の出
力とを乗算するもので、その演算結果はフィルタ回路3
607に供給されると共にメモリ3606にも供給され
る。このメモリ3606は複素乗算器3602の出力を
4シンボル期間(着目したサブキャリアで次のSPが伝
送されてくるまで)保持する。これらの動作により、S
Pを伝送するサブキャリア(3サブキャリア中1サブキ
ャリア)に作用する伝送路特性にCPEの補正を施すこ
とができる。
02の出力を周波数(サブキャリア)方向に内挿し、全
サブキャリアに作用する伝送路特性(CPEを補正した
もの)を求めるもので、その出力は複素除算器3608
の第2の入力端に供給される。この複素除算器3608
は、第1の入力端に供給されるFFT回路25の出力
を、第2の入力端に供給されるフィルタ回路3607の
出力で除算することにより、FFT回路25の出力を同
期検波するものである。その出力はデマッピング回路3
609に供給される。このデマッピング回路3609
は、複素除算器3608の出力を変調方式に応じてデマ
ッピングすることによりデータ信号を復元するものであ
る。
の、差動検波を前提とする変調方式に対応した構成例を
示すものである。この検波回路36では、FFT回路2
5の出力が1シンボル期間遅延回路3610と複素除算
器3611の第1の入力端とに供給されるようになって
いる。1シンボル期間遅延回路3610は、FFT回路
25の出力を1シンボル期間だけ遅延するものであり、
その出力は複素乗算器3602の第1の入力端に供給さ
れる。一方、位相平均回路29の出力は補正ベクトル算
出回路(e jφ)3601に供給される。
相平均回路29の出力を位相角とし、振幅が1である複
素ベクトルを算出するもので、その算出結果は複素乗算
器3602の第2の入力端に供給される。この複素乗算
器3602は、第1の入力端に供給される1シンボル期
間遅延回路3610の出力と、第2の入力端に供給され
る補正ベクトル算出回路3601の出力とを乗算するこ
とにより、1シンボル期間前の信号にCPEの補正を施
すもので、その演算結果は複素除算器3611の第2の
入力端に供給される。
に供給されるFFT回路25の出力を、第2の入力端に
供給される複素乗算器3602の出力で除算することに
より、FFT回路25の出力を差動検波するものであ
り、その出力はデマッピング回路3612に供給され
る。このデマッピング回路3612は、複素除算器36
11の出力を変調方式に応じてデマッピングすることに
よりデータ信号を復元するものである。
ば、第1の実施の形態における位相変動補正回路30と
検波回路31の処理の一部を共用できるので、回路規模
を削減することができる。
第6の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図15において、図1と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
1における相関算出回路27と位相平均回路29との処
理をともに相関回路37で実行するようにしたものであ
る。
構成例であり、差動検波回路26の出力はシフトレジス
タ371に供給される。このシフトレジスタ371は、
CPを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタ
ップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路372
の入力端に供給される。この総和回路372はシフトレ
ジスタ371のタップ出力の総和を演算するもので、そ
の演算結果は電力算出回路373と位相算出回路(ta
n-1)374とに供給される。
力の電力を算出するもので、その算出結果は相関算出回
路37の第1の出力として広帯域キャリア周波数誤差算
出回路28に供給される。一方、位相算出回路374は
総和回路372の出力の位相を算出するもので、その算
出結果は相関算出回路37の第2の出力として位相変動
補正回路30の第2の入力端に供給される。
フトレジスタ371のタップ出力にはCPを伝送するサ
ブキャリアが出力されるので、総和回路372の出力は
CPを伝送するサブキャリアのシンボル間の変動をシン
ボル内で平均化したものとなる。
ば、第1の実施の形態における相関算出回路27と位相
平均回路29の処理の一部を共用できるので、回路規模
を削減することができる。
第7の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図17において、図1と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
PSを用いてキャリア周波数同期及びCPE除去を行う
ものであり、第1の実施の形態に対して、べき乗回路3
8と係数器39とを追加したものとなっている。
26が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベク
トルの2乗を算出するもので、その演算結果は相関算出
回路27と位相平均回路29とに供給される。この2乗
演算は、TPSがシンボル間の差動2相PSK変調され
ていることに起因する位相変動の180度の不確定性を
解消する。
力と、CPを伝送するサブキャリア及びTPSを伝送す
るサブキャリアの内、少なくとも一方の配置情報との相
関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周
波数誤差算出回路28に供給される。位相平均回路29
は、CP及びTPSの内、少なくとも一方に対応したべ
き乗回路38の出力の位相をシンボル内で平均化するこ
とにより、CPEを推定するもので、その出力は係数器
39に供給される。係数器39は、べき乗回路38によ
って2倍になったシンボル間の位相変動を1/2倍する
ことにより補正するもので、その出力は位相変動補正回
路30の第2の入力端に供給される。
は自然数)されている場合、べき乗回路38は、差動検
波回路26が出力する各々のサブキャリアに対応した複
素ベクトルのm乗を算出し、係数器39は、位相平均回
路29の出力を1/m倍する。
は、CPに加えてTPSを用いてサブキャリア間隔単位
のキャリア周波数誤差及びシンボル間の位相変動を算出
し補正するようにしているので、第1の実施の形態に比
べ雑音の影響による誤差を低減することができる。
第8の実施の形態におけるOFDM信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図18において、図1と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
PSを用いてキャリア周波数同期及びCPE除去を行う
ものであり、第1の実施の形態に対して、べき乗回路3
8とベクトル回転回路40とを追加したものである。
26が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベク
トルの2乗を算出するもので、その演算結果は相関算出
回路27に供給される。この2乗演算は、TPSがシン
ボル間の差動2相PSK変調されていることに起因する
位相変動の180度の不確定性を解消する。相関算出回
路27は、べき乗回路38の出力と、CPを伝送するサ
ブキャリア及びTPSを伝送するサブキャリアの内、少
なくとも一方の配置情報との相関値を算出するもので、
その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路28に
供給される。
回路26の出力が、虚軸により分割された複素平面領域
のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に
応じて差動検波回路26の出力複素ベクトルをπだけ回
転し、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにす
ることにより、TPSがシンボル間の差動2相PSK変
調されていることに起因する位相変動の180度の不確
定性を解消するものであり、その出力は位相平均回路2
9に供給される。位相平均回路29は、CP及びTPS
の内、少なくとも一方に対応したベクトル回転回路40
の出力の位相をシンボル内で平均化することにより、C
PEを推定するもので、その出力は位相変動補正回路3
0の第2の入力端に供給される。
は自然数)されている場合、ベクトル回転回路40は、
差動検波回路26の出力が、位相によりm個に分割され
た複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、
その判定結果に応じて差動検波回路26の出力複素ベク
トルを2π/mの整数倍だけ回転することにより、回転
後の位相が常に同じ領域に含まれるようにする。
も、第7の実施の形態と同様に、CPに加えてTPSを
用いてサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差及び
シンボル間の位相変動を算出し補正するようにしている
ので、第1の実施の形態に比べ雑音の影響による誤差を
低減することができる。
出回路27及び37内部の電力算出は、振幅や、実部及
び虚部の振幅の和など、信号の大きさを算出するもので
あればよい。
平均回路29は、CP及びTPSの内、少なくとも一方
に対応した差動検波回路26あるいはベクトル回転回路
40の出力複素ベクトルを、シンボル内で平均化し、そ
の位相を算出することにより、CPEを近似する構成で
あってもよい。
域キャリア周波数誤差算出回路28は、相関算出回路2
7の出力に基づいてキャリア周波数の同期状態を判定
し、同期状態にある場合にはサブキャリア間隔単位のキ
ャリア周波数誤差信号の出力を停止するものとし、その
同期判定に前方及び後方に対する保護機能をもたせれ
ば、雑音やフェージング等の影響による誤動作を防ぐこ
とができる。
の2kモードを例にとって説明したが、第1乃至8の実
施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブ
キャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調した信号を
伝送するような伝送方式であればよく、第7乃至8の実
施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブ
キャリアの集合をm相PSK変調(mは自然数)した信
号を伝送するような伝送方式であればよいことはいうま
でもない。
復調装置は、毎シンボル同じ周波数に配置されたパイロ
ット信号を用いてサブキャリア間隔単位の周波数誤差を
算出することにより、従来例に比べ周波数同期の引き込
み時間を短縮することができる。
パイロット信号を用いてシンボル間の位相変動を算出し
て補正することにより、チューナの位相雑音等によるC
PEの影響を除去することができる。
引き込み時間がより短縮され、かつチューナの位相雑音
等によるCPEの影響を除去することのできるOFDM
信号復調装置を提供することができる。
号復調装置の構成を示すブロック図である。
ブロック図である。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
示すブロック図である。
号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
模式図である。
ロック図である。
ブロック図である。
同期用基準シンボルの構成例を示す模式図である。
Claims (12)
- 【請求項1】 パイロット信号を含む直交周波数分割多
重信号を復調する装置であって、前記パイロット信号は、特定の周波数に配置されたサブ
キャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調したもので
あり、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、周波数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波す
ることにより、各々のサブキャリアに関してシンボル間
の変動を算出する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力と、前記サブキャリア毎に前記
パイロット信号の有無を示す配置情報 との相関を算出す
る相関算出手段と、 前記相関算出手段の出力のピーク位置を検出することに
より、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推
定する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、 前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づい
て、キャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補
正手段とを具備することを特徴とする直交周波数分割多
重信号復調装置。 - 【請求項2】 パイロット信号を含む直交周波数分割多
重信号を復調する装置であって、 前記パイロット信号は、特定の周波数に配置されたサブ
キャリアの集合をm相PSK変調(mは自然数)したも
のであり、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、周波数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波す
ることにより、各々のサブキャリアに関してシンボル間
の変動を算出する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力をm乗するべき乗手段と、 前記べき乗手段の出力と、前記サブキャリア毎に前記パ
イロット信号の有無を示す配置情報との相関を算出する
相関算出手段と、 前記相関算出手段の出力のピーク位置を検出することに
より、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推
定する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、 前記広帯
域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、キャ
リア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段 と
を具備することを特徴とする直交周波数分割多重信号復
調装置。 - 【請求項3】 前記相関算出手段は、前記差動検波手段
から出力される複素ベクトル信号と、前記サブキャリア
毎に前記パイロット信号の有無を示す配置情報との相関
を算出することを特徴とする請求項1に記載の直交周波
数分割多重信号復調装置。 - 【請求項4】 前記相関算出手段は、前記べき乗手段か
ら出力される複素ベクトル信号と、前記サブキャリア毎
に前記パイロット信号の有無を示す配置情報との相関を
算出することを特徴とする請求項2に記載の直交周波数
分割多重信号復調装置。 - 【請求項5】 前記相関算出手段は、前記差動検波手段
から出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均
化した信号と、前記サブキャリア毎に前記パイロット信
号の有無を示す配置情報との相関を算出することを特徴
とする請求項1に記載の直交周波数分割多重信号復調装
置。 - 【請求項6】 前記相関算出手段は、前記べき乗手段か
ら出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均化
した信号と、前記サブキャリア毎に前記パイロット信号
の有無を示す配置情報との相関を算出することを特徴と
する請求項2に記載の直交周波数分割多重信号復調装
置。 - 【請求項7】 前記相関算出手段は、前記差動検波手段
から出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均
化した信号の大きさと、前記サブキャリア毎に前記パイ
ロット信号の有無を示す配置情報との相関を算出するこ
とを特徴とする請求項1に記載の直交周波数分割多重信
号復調装置。 - 【請求項8】 前記相関算出手段は、前記べき乗手段か
ら出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均化
した信号の大きさと、前記サブキャリア毎に前記パイロ
ット信号の有無を示す配置情報との相関を算出すること
を特徴とする請求項2に記載の直交周波数分割多重信号
復調装置。 - 【請求項9】 前記相関算出手段は、前記差動検波手段
から出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均
化し、平均化された前記複素ベクトル信号の 大きさを所
定の閾値と大小比較することにより2値化した信号と、
前記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す
配置情報との相関を算出することを特徴とする請求項1
に記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項10】 前記相関算出手段は、前記べき乗手段
から出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均
化し、平均化された前記複素ベクトル信号の大きさを所
定の閾値と大小比較することにより2値化した信号と、
前記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す
配置情報との相関を算出することを特徴とする請求項2
に記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項11】 前記相関算出手段は、前記差動検波手
段から出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平
均化し、平均化された前記複素ベクトル信号の大きさを
所定の閾値と大小比較することにより2値化した信号
と、前記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を
示す配置情報との相関を算出し、 さらに前記相関算出手段は、前記閾値を受信信号の大き
さに基づき変更することを特徴とする請求項1に記載の
直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項12】 前記相関算出手段は、前記べき乗手段
から出力される複素ベクトル信号をシンボル方向に平均
化し、平均化された前記複素ベクトル信号の大きさを所
定の閾値と大小比較することにより2値化した信号と、
前記サブキャリア毎に前記パイロット信号の有無を示す
配置情報との相関を算出し、 さらに前記相関算出手段は、前記閾値を受信信号の大き
さに基づき変更することを特徴とする請求項2に記載の
直交周波数分割多重信号復調装置。
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