WO2011001632A1

WO2011001632A1 - 受信装置、集積回路、受信方法、及び受信プログラム

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Publication number: WO2011001632A1
Application number: PCT/JP2010/004175
Authority: WO
Inventors: 松村喜修
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2009-07-02
Filing date: 2010-06-23
Publication date: 2011-01-06
Also published as: JPWO2011001632A1; US8605835B2; CN102144365B; EP2451101A4; US20110164671A1; EP2451101A1; JP5462260B2; CN102144365A; EP2451101B1

Abstract

　広帯域キャリア周波数誤差算出部は、複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における直交変換部の出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、直交変換部の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出し、キャリア周波数誤差補正部は、算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施する。

Description

受信装置、集積回路、受信方法、及び受信プログラム

　本発明は、複数のサブキャリアが多重されたマルチキャリア変調信号を受信する技術に関する。

　現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭ方式は、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交するサブキャリアを用いて周波数多重して送信する方式であることから、周波数の利用効率の高い伝送方式である。

　また、ＯＦＤＭ方式では、１シンボル期間が有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されており、シンボル内で周期性を有するように有効シンボル期間の信号の一部をガードインターバル期間に複写している。このため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を削減することが可能であり、マルチパス干渉に対して優れた耐性を有している。

　日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ－Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial）では、図３０に示すような、送信フォーマットが用いられ、欧州の地上デジタル放送方式であるＤＶＢ－Ｔ（Digital Video Broadcasting - Terrestrial）では、図３１に示すような、送信フォーマットが用いられている。図３０及び図３１において、横軸はキャリア（周波数）方向、縦軸はシンボル（時間）方向を示している。

　図３０及び図３１に示すように、ＩＳＤＢ－Ｔ及びＤＶＢ－Ｔでは、キャリア方向では１２サブキャリア毎に、シンボル方向では４シンボル毎に、分散的にパイロット信号が挿入されている。これは、分散パイロット（Scattered Pilot：ＳＰ)信号と呼ばれ、送信装置及び受信装置の双方で既知の信号であり、受信装置での伝送路特性の推定に用いられる。

　また、ＤＶＢ－Ｔでは、ＳＰ信号の他に、連続パイロット（Continual Pilot：ＣＰ）信号と呼ばれるパイロット信号が存在する。ＣＰ信号は、特定のサブキャリアにシンボル毎に挿入されるパイロット信号であり、ＣＰＥ（Common Phase Error）の除去などに利用される、送信装置及び受信装置の双方で既知の信号である。８ｋモードにおけるＣＰ信号の挿入されるサブキャリア（以下、「ＣＰキャリア」と呼ぶ。）の位置を図３２に示す。但し、図３２中の値は、最も低いキャリア周波数の有効サブキャリアのキャリアインデックスを０とした場合の、ＣＰキャリアのキャリアインデックスの値を示している。なお、ＩＳＤＢ－Ｔでは、１つのサブキャリアにのみＣＰ信号が挿入されている。

　ＯＦＤＭ信号を受信するためには、キャリア周波数同期を実施する必要がある。キャリア周波数同期は、一般的に、伝送されるサブキャリア間隔以内のずれ（狭帯域キャリア周波数ずれ）を検出し補正する狭帯域キャリア周波数同期と、サブキャリア間隔単位のずれ（広帯域キャリア周波数ずれ）を検出し補正する広帯域キャリア周波数同期の二つに分けられる。

　狭帯域キャリア周波数ずれが大きくなるにつれデータ誤りが大きくなる。一方、広帯域キャリア周波数ずれがあると、サブキャリアの位置がずれるため、別のサブキャリアを用いた信号処理が行われることになり、全く復調ができず、安定した受信が困難になってしまう。

　このため、従来から、広帯域キャリア周波数同期を行う技術が提案されている。例えば、特許文献１に、ＤＶＢ－Ｔ伝送フォーマットに含まれるＣＰ信号の配置相関を算出することによって広帯域キャリア周波数同期を行う直交周波数分割多重信号復調装置（以下、「ＯＦＤＭ信号復調装置」と呼ぶ。）が開示されている。特許文献１に開示されているＯＦＤＭ信号復調装置の構成を図３３に示す。

　受信側において伝送路からＯＦＤＭ信号復調装置に入力されたＯＦＤＭ信号は、チューナ１００１により、ＲＦ（Radio Frequency）帯からＩＦ（Intermediate Frequency）帯に周波数変換される。直交復調回路１００２は、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号に対して固定周波数を用いて直交復調し、直交復調の結果得られたベースバンドＯＦＤＭ信号をｆｃ補正回路１００３へ出力する。

　ｆｃ補正回路１００３は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１００４から入力された狭帯域キャリア周波数誤差量、及び広帯域ｆｃ誤差算出回路１００８から入力された広帯域キャリア周波数誤差量に基づき補正キャリア周波数を発生し、補正キャリア周波数を基にベースバンドＯＦＤＭ信号のキャリア周波数ずれの補正を実施する。

　キャリア周波数ずれが補正されたベースバンドＯＦＤＭ信号は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１００４とＦＦＴ回路１００５とに供給される。狭帯域ｆｃ誤差算出回路１００４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の信号の後ろ部分の信号との相関を利用して、サブキャリア間隔以内のキャリア周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、算出した狭帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正回路１００３へ出力する。ＦＦＴ回路１００５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間分の信号に対して高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform：ＦＦＴ）処理を行い、周波数領域の信号に変換する。

　差動検波回路１００６は、ＦＦＴ回路１００５から入力された周波数領域の信号の各々のサブキャリア信号をシンボル間差動検波することによってシンボル間の位相変動を算出し、算出の結果得られた信号（以下、「差動検波信号」と呼ぶ。）を相関算出回路１００７と位相平均回路１００９とへ出力する。相関算出回路１００７は、差動検波回路１００６からの差動検波信号と、ＣＰ信号を伝送するサブキャリアの配置系列信号との相関を算出し、相関値を広帯域ｆｃ誤差算出回路１００８へ出力する。

　広帯域ｆｃ誤差算出回路１００８は、相関算出回路１００７から入力された相関値のピーク位置を検出し、検出したピーク位置からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正回路１００３へ出力する。

　位相平均回路１００９は、ＣＰ信号に対応した差動検波回路１００６からの差動検波信号によって表される位相をシンボル内で平均化して、シンボル内に共通な位相誤差（Common Phase Error：ＣＰＥ）量を推定し、推定したＣＰＥ量を位相変動補正回路１０１０へ出力する。位相変動補正回路１０１０は、位相平均回路１００９から入力されたＣＰＥ量に基づき、ＦＦＴ回路１００５の出力信号に対して位相変動の補正（ＣＰＥ除去）を実施し、ＣＰＥが除去された信号を出力する。検波回路１０１１は、位相変動補正回路１０１０の出力信号に対して検波を実施する。

　ここで、差動検波回路１００６について図３４を用いて説明する。差動検波回路１００６において、遅延回路１０３１はＦＦＴ回路１００５の出力信号を１シンボル遅延させて出力する。共役回路１０３２は、遅延回路１０３１の出力信号の複素共役を算出して出力する。複素乗算器１０３３は、ＦＦＴ回路１００５の出力信号と共役回路１０３２の出力信号との複素乗算を実施し、複素乗算の結果得られた信号（差動検波信号）を相関算出回路１００７と位相平均回路１００９とへ出力する。

　次に、相関算出回路１００７について図３５を用いて更に説明する。差動検波回路１００６から出力された差動検波信号がシフトレジスタ１０５１に入力される。シフトレジスタ１０５１はＣＰ信号を伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備え、各々のタップ出力は総和回路１０５２に入力される。総和回路１０５２は、シフトレジスタ１０５１のタップ出力の総和を演算し、電力算出回路１０５３は、タップ出力の総和の電力を算出し、算出した電力値を相関値として広帯域ｆｃ誤差算出回路１００８へ出力する。

　差動検波回路１００６から出力された差動検波信号は、シンボル内で、ＣＰキャリア位置においては同じ値を持ち、ＣＰキャリア以外の位置では任意の値を持つ。このため、シフトレジスタ１０５１のタップ出力の全てがＣＰキャリア位置である場合に、相関算出回路１００７から出力される相関値は最大になる。広帯域ｆｃ誤差算出回路１００８は、相関算出回路１００７から出力される相関値が最大になるタイミングから、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出することができる。

　一方、各国でアナログテレビ放送が停止され、世界的に周波数再編の動きが活発化しており、欧州では、ＤＶＢ－ＴによるＳＤ（Standard Definition）放送に加え、ＨＤ（High Definition）サービスに対する需要が高まっている。これらから、第二世代の欧州地上デジタル放送であるＤＶＢ－Ｔ２の規格化が進められてきた。ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットのフレームは、図３６に示すように、Ｐ１シンボルとＰ２シンボルとデータシンボルとを含む。

　Ｐ１シンボルは、ＦＦＴサイズが１ｋで設定されており、図３７に示すように、有効シンボルの前後にガードインターバルが設けられている。ガードインターバルは、これまでのＩＳＤＢ－ＴとＤＶＢ－Ｔにおけるガードインターバルと異なり、有効シンボルより手前には有効シンボルの前半が複写され、有効シンボルより後ろには有効シンボルの後半が複写される。複写の際には、複写元の信号を所定の周波数ｆ_ＳＨだけシフトさせ、所定の周波数ｆ_ＳＨだけシフトして得られた信号をガードインターバルの部分に挿入する。また、Ｐ１シンボルは、図３８に示すように、Ａｃｔｉｖｅキャリアと、Ｎｕｌｌキャリア（Ｕｎｕｓｅｄキャリア）とで構成されている。

　Ｐ１シンボルには、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのフォーマットがＭＩＳＯ（Multiple-Input Single-Output）であるか、ＳＩＳＯ（Single-Input Single-Output）であるかを示す情報（以下、「ＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報」と呼ぶ。）、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのＦＦＴサイズが何であるかを示す情報（以下、「ＦＦＴサイズ情報」と呼ぶ。）、及びＦＥＦ（Future Extension Frames）が含まれるか否かを示す情報（以下、「ＦＥＦ有無情報」と呼ぶ。）、等の情報が含まれる。

　Ｐ２シンボルとデータシンボルとでは、共通のＦＦＴサイズ及びガードインターバル比（有効シンボル長に対するガードインターバルの長さの比）が用いられる。ＤＶＢ－Ｔ２で用いられるＦＦＴサイズとガードインターバル比との組み合わせ、およびそれらの組み合わせで設定可能なパイロットパターンを図３９に示す。パイロットパターンは、ＰＰ１からＰＰ８までの８種類がある。図３９において、「ＮＡ」と言う記載は、設定不可のＦＦＴサイズとガードインターバル比との組み合わせを示している。

　Ｐ２シンボルでは、等間隔のパイロット信号（以下、「Ｐ２パイロット信号」と呼ぶ。）が挿入されている。ＦＦＴサイズが３２ｋで、ＳＩＳＯモードである場合には、６サブキャリア毎にＰ２パイロット信号が存在し、それ以外では３サブキャリア毎にＰ２パイロット信号が存在する。

　Ｐ２シンボルには、データシンボルのパイロットパターンが何であるかを示す情報（以下、「パイロットパターン情報」と呼ぶ。）、キャリア拡張モードが拡張（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ）モードであるか、通常（Ｎｏｒｍａｌ）モードであるかを示す情報（以下、「キャリア拡張モード情報」と呼ぶ。）、フレーム当たりのシンボル数、変調方法、前方エラー訂正（Forward Error Correction：ＦＥＣ）符号の符号化率等、受信のために必要なあらゆる送信パラメータ情報が含まれている。なお、１フレーム当たりのＰ２シンボルのシンボル数は、Ｐ２シンボルのＦＦＴサイズによって、図４０に示すように設定される。

　ＤＶＢ－Ｔ２では、有効サブキャリアの数を拡張するＥｘｔｅｎｄｅｄモードが規定されている。図４１にキャリア拡張モードにおけるＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードのサブキャリア配置を示す。Ｎｏｒｍａｌモードは、全サブキャリアのうち周波数の高い領域の複数のサブキャリア及び周波数の低い領域の複数のサブキャリアを除いた中央部の第１の範囲内のサブキャリアを有効サブキャリアとするモードである。Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードは、第１の範囲を周波数の高い領域及び周波数の低い領域に所定数のサブキャリアだけ拡張した第２の範囲内のサブキャリアを有効サブキャリアとするモードである。すなわち、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードは、Ｎｏｒｍａｌモードに対し、左右両端の周波数帯を拡張したものである。Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードは、ＦＦＴサイズが８ｋ、１６ｋ、３２ｋのときに選択可能であり、Ｐ２シンボルとデータシンボルとに適用される。

　夫々のＦＦＴサイズにおける、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの有効サブキャリア数を図４２に示す。ＥｘｔｅｎｄｅｄモードはＮｏｒｍａｌモードより有効サブキャリア数が多いことから、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードを採用することによって、より多くの情報を送信することができる。図４２において、「ＮＡ」と言う記載は、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードの設定不可のＦＦＴサイズを示している。また、ＦＦＴサイズが１ｋ、２ｋ、４ｋではＥｘｔｅｎｄｅｄモードが設定不可であるので、有効サブキャリア数の差の半分（Δｆ）を示すことができないので、「－」と記載している。

　データシンボルでは、ＤＶＢ－Ｔ及びＩＳＤＢ－Ｔのように、ＳＰ信号が挿入され、特定のサブキャリアにはＣＰ信号が挿入されている。但し、ＤＶＢ－Ｔ２では、ＳＰ信号及びＣＰ信号の配置パターンはパイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８に応じて８種類規定されている。

　（数１）にＮｏｒｍａｌモード時の各々のパイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８におけるＳＰ信号の配置を示す。

　（数２）にＥｘｔｅｎｄｅｄモード時の各々のパイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８におけるＳＰ信号の配置を示す。

　但し、（数１）、（数２）において、ｍｏｄはモジュロ演算子（剰余演算子）を示す。ｋは有効サブキャリア番号を示し、ｌ（エル）はシンボル番号を示す。Ｋ_ｅｘｔは、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとの有効サブキャリア数の差の半分の値（図４２のΔｆ）である。また、図４３に示すように、Ｄ_Ｘは、いずれかのシンボルにＳＰ信号が存在するサブキャリア位置のサブキャリア間隔を示し、Ｄ_Ｙは、同一サブキャリアでＳＰ信号が存在するシンボル位置のシンボル間隔である。図４３において、横軸はキャリア（周波数）方向、縦軸はシンボル（時間）方向を示している。

　パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８に対する、Ｄ_Ｘ、Ｄ_Ｙの値を図４４に示す。

　１シンボル内でＳＰ信号が存在するサブキャリア位置のサブキャリア間隔はＤ_ＸＤ_Ｙとなり、その値は図４４に示す通りである。先に示したＤＶＢ－ＴとＩＳＤＢ－ＴのＳＰ信号の配置パターンは、図４４のパイロットパターンＰＰ１でのＳＰ信号の配置パターンに相当する。

　図４５と図４６から図４９に、パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８に対応するＣＰ信号の配置パターンを示す。図４５は、ＦＦＴサイズによって使用するグループＣＰ＿ｇ１～ＣＰ＿ｇ６を示しており、２つ以上のグループ（ＣＰ＿ｇ１～ＣＰ＿ｇ６）が記載されている場合には全てのグループが一度に使用される。図４６から図４９は、パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８に対応するグループＣＰ＿ｇ１～ＣＰ＿ｇ６に属する値を示す。

　Ｋに図４６から図４９で示された値、Ｎに図４５で示された値を用いて、ＫｍｏｄＮを実施した値が、ＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号を示すことになる。但し、ｍｏｄはモジュロ演算子（剰余演算子）を示す。なお、ＦＦＴサイズが３２ｋの場合は、モジュロ演算を実施せず、図４６から図４９で示される値がそのままＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号となる。なお、図４５において、ＦＦＴサイズが３２ｋの場合、モジュロ演算を実施しないので、ＦＦＴサイズが３２ｋに対応するＮには「－」を記載している。

　Ｎｏｒｍａｌモードの場合では、図４５と図４６から図４９から得られる値が有効サブキャリア番号となる。Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードの場合では、図４５と図４６から図４９から得られる値が有効サブキャリア番号となるのに加えて、図５０に示す値がＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号として追加される。図５０の値は、モジュロ演算する必要は無い。但し、図５０において、「ＮＡ」と言う記載は、設定不可のＦＦＴサイズとガードインターバル比との組み合わせを示している。また、「Ｎｏｎｅ」はＣＰ信号が追加されるサブキャリアがないことを示している。

　ＮｏｒｍａｌモードでのＳＰ信号及びＣＰ信号の有効サブキャリア番号は、Ｎｏｒｍａｌモードでの最も周波数が低い有効サブキャリアを基準とし、周波数が最も低い有効サブキャリアの有効サブキャリア番号を０、周波数が大きくなるにつれて有効サブキャリア番号が大きくなるように、規定されている。また、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードでのＳＰ信号及びＣＰ信号の有効キャリア番号は、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードでの最も周波数が低い有効サブキャリアを基準とし、周波数が最も低い有効サブキャリアの有効サブキャリア番号を０、周波数が大きくなるにつれて有効サブキャリア番号が大きくなるように、規定されている。

　以上のようなＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットの受信技術においては、非特許文献１に示すように、Ｐ１シンボルを用いて広帯域キャリア周波数同期を実施する手法がある。Ｐ１シンボルを用いて広帯域キャリア周波数同期を行う受信装置の構成を図５１に示す。

　受信側において伝送路から受信装置に入力されたＯＦＤＭ信号は、チューナ２００１により、ＲＦ帯からＩＦ帯に周波数変換される。直交復調部１００２は、ＩＦ帯のＯＦＤＭ信号に対して固定周波数を用いて直交復調し、直交復調の結果得られたベースバンドＯＦＤＭ信号をｆｃ補正部２００３へ出力する。

　ｆｃ補正部２００３は、狭帯域ｆｃ誤差算出部２００５から入力された狭帯域キャリア周波数誤差量、並びに、Ｐ１復調部２００４から入力された狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量に基づき、補正キャリア周波数を発生し、補正キャリア周波数を基にベースバンドＯＦＤＭ信号のキャリア周波数ずれの補正を実施する。

　キャリア周波数ずれが補正されたベースバンドＯＦＤＭ信号は、Ｐ１復調部２００４と狭帯域ｆｃ誤差算出部２００５とＦＦＴ部２００６とに供給される。

　Ｐ１復調部２００４は、ｆｃ補正部２００３から入力されたベースバンドＯＦＤＭ信号から、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに含まれるＰ１シンボルを検出する。Ｐ１復調部２００４は、Ｐ１シンボルに対して、狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量を検出してキャリア周波数ずれを補正する処理を実施し、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部２００３へ出力する。また、Ｐ１復調部２００４は、Ｐ１シンボルのデコード処理を実行し、デコード処理の結果得られた制御情報を制御情報収集部２０１０へ出力する。

　狭帯域ｆｃ誤差算出部２００５は、Ｐ２シンボル及びデータシンボルの夫々において、Ｐ２シンボル又はデータシンボルのガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の後ろの部分の期間との相関（ガード相関）を算出し、算出結果を利用してＰ２シンボル又はデータシンボルにおけるサブキャリア間隔以内のキャリア周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、狭帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部２００３へ出力する。

　ＦＦＴ部２００６は、ｆｃ補正部２００３から入力された時間領域のベースバンドＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ処理を行い、周波数領域のベースバンドＯＦＤＭ信号を伝送路特性推定部２００７と等化部２００８とへ出力する。伝送路特性推定部２００７は、ＦＦＴ部２００６から入力された周波数領域のベースバンドＯＦＤＭ信号が伝送路で受けた振幅及び位相の変位である伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を等化部２００８へ出力する。等化部２００８は、ＦＦＴ部２００６から入力された周波数領域のベースバンドＯＦＤＭ信号に対して、伝送路特性推定部２００７で推定された伝送路特性を用いて、振幅及び位相の補正を行い、補正の結果得られた信号を誤り訂正部２００９へ出力する。

　誤り訂正部２００９は、等化部３９から入力された信号に誤り訂正を施し、Ｐ２シンボルで送信された送信パラメータ等の制御情報を制御情報収集部２０１０へ出力する。

　制御情報収集部２０１０は、Ｐ１復調部２００４、及び誤り訂正部２００９から収集した制御情報から送信パラメータを分類する。

　ここで、Ｐ１復調部２００４について図５２を用いて説明する。Ｐ１復調部２００４では、ｆｃ補正部２００３から出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号がＰ１位置検出部２１０１に入力される。

　Ｐ１位置検出部２１０１は、ｆｃ補正部２００３から入力されたベースバンドＯＦＤＭ信号におけるＰ１シンボルのガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していき、相関値のガードインターバル期間幅の区間積分結果のピーク値から、Ｐ１シンボルの位置を検出する。但し、相関の算出処理は、送信側で付加されたｆ_ＳＨ分の周波数シフトを考慮して行われる。また、所定の部分とは、有効シンボルより手間のガードインターバルに対しては有効シンボルの前の部分であり、有効シンボルより後ろのガードインターバルに対しては有効シンボルの後ろの部分である。

　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０２は、Ｐ１位置検出部２１０１により検出されたＰ１シンボルの検出位置を基に得られるＰ１シンボルのガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の所定の部分の期間の信号とのガード相関から、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔以下のキャリア周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量に基づいてＰ１シンボルの狭帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０２は、Ｐ１シンボルにおける狭帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部２００３へ出力すると共に、狭帯域キャリア周波数ずれが補正されたＰ１シンボルをＦＦＴ部２１０３へ出力する。

　ＦＦＴ部２１０３は、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０２から入力されたＰ１シンボルの時間領域のベースバンドＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ処理を行い、Ｐ１シンボルの周波数領域のベースバンドＯＦＤＭ信号をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０４へ出力する。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０４は、Ｐ１シンボルのキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０４は、Ｐ１シンボルにおける広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部２００３へ出力すると共に、広帯域キャリア周波数ずれが補正されたＰ１シンボルをＰ１デコード部２１０５へ出力する。

　Ｐ１デコード部２１０５は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２１０４から入力されたＰ１シンボルをデコードし、Ｐ１シンボルに付加されたＦＦＴサイズやＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ等の情報を取り出す。

　以下、Ｐ１シンボルにおける広帯域キャリア周波数誤差量の検出について説明する。

　Ｐ１シンボルには、上述したように、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリアが存在する。これを利用し、各サブキャリア信号の電力を演算し、演算結果と既知であるＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列との相関を算出する。ＡｃｔｉｖｅキャリアはＢＰＳＫ変調されているため、広帯域キャリア周波数誤差量が０となるシフト量での相関は、全てのＡｃｔｉｖｅキャリアの総和となるので、Ｎｕｌｌキャリアを含んでしまう他のシフト量での相関値に比べて大きな値をとることになる。このことから、最大となる相関値を得るシフト量が広帯域キャリア周波数誤差量となり、広帯域キャリア周波数誤差量の検出が可能となる。

特開平１１－１１２４６０号公報

ＤＶＢ　Ｂｌｕｅ　ｂｏｏｋ　Ｄｏｃｕｍｅｎｔ　Ａ１３３、Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ　ｆｏｒ　ａ　ｓｅｃｏｎｄ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍ（ＤＶＢ－Ｔ２）

　しかしながら、Ｐ１シンボルを用いた広帯域キャリア周波数誤差量の検出だけでは、以下の課題を有する。Ｐ１シンボルはＦＦＴサイズが１ｋで規定され、Ｐ２シンボル及びデータシンボルは１ｋ～３２ｋまでのＦＦＴサイズを取り得る。例えば、３２ｋといった大きなＦＦＴサイズの場合、図５３に示すように、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのサブキャリア間隔は、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔に対して１／３２となる。受信環境が劣悪な場合、Ｐ１シンボルを用いた狭帯域キャリア周波数誤差量の検出では残留誤差が生じることとなる。例えば、Ｃ／Ｎ＝５ｄＢといった環境になると、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔の１／３２以上の残留誤差が発生してしまう。この場合、Ｐ１シンボルに対して見ると、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔の誤差である広帯域キャリア周波数誤差量は０、狭帯域キャリア周波数誤差量が１／３２である。しかしながら、Ｐ２シンボル及びデータシンボルに対して見ると、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差量が残留していることとなり、Ｐ２シンボル及びデータシンボルにおける広帯域キャリア周波数量に基づくキャリア周波数ずれの補正が必要となる。これは、Ｐ２シンボル及びデータシンボルの狭帯域キャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれの補正だけでは補正しきれない誤差成分であり、補正できなければ正しく受信ができなくなってしまう。

　しかしながら、Ｐ２シンボル及びデータシンボルでの広帯域キャリア周波数誤差量の検出を実施するにあたり、Ｐ２シンボルをデコードするまではパイロットパターンやキャリア拡張モード（ＥｘｔｅｎｄｅｄモードかＮｏｒｍａｌモード）が不明である。このため、広帯域キャリア周波数誤差量の検出に用いる信号の位置が一意に決まらないという課題がある。さらには、Ｐ２シンボルをデコードしてパイロットパターンやキャリア拡張モードの情報を取り出した後に伝送路特性の推定処理と等化処理を実施することから、伝送路特性の推定処理と等化処理を行うためにＰ２シンボルのデコードを待つ必要があり、選局までの時間が長くかかるという課題がある。

　そこで、本発明は、マルチキャリア変調信号から実際の送信に利用されている所定の信号の配置パターンの情報を取り出すことなく、広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施し、劣悪な受信環境でも安定した受信を可能にする受信装置、集積回路、受信方法、及び受信プログラムを提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために本発明の受信装置は、シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置において、前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換部と、前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換部の出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換部の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出部と、算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正部と、を備える。

　上記受信装置によれば、所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンの何れかを用いて送信されるマルチキャリア変調信号を受信する場合に、実際の送信に利用されている配置パターンが不明な状況でも、広帯域キャリア周波数誤差量を検出してキャリア周波数ずれの補正を実施することができ、劣悪な受信環境でも安定した受信を可能にする。

第１の実施の形態の受信装置の構成図。図１の復調部の構成図。図２のＰ１復調部の構成図。図３のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部の構成図。図４の相関算出部の構成図。図２の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。図６の差動検波部の構成図。図６の相関算出部の構成図。ＦＦＴサイズとガードインターバル比とパイロットパターンの組合せで、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルの有無を示す図。Ｐ２シンボル、データシンボル及びＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルにおけるパイロット信号の配置の様子を示す模式図。第２の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。第３の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。ＰＮ系列を示す図。第４の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。第５の実施の形態の復調部の構成図。第６の実施の形態の復調部の構成図。図１６の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。第７の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。第８の実施の形態の復調部の構成図。図１９の広帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。図１９の伝送路特性推定部の構成図。第９の実施の形態の復調部の構成図。図２２の狭帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。第１０の実施の形態の復調部の構成図。図２４の狭帯域ｆｃ誤差算出部の構成図。キャリア拡張モードにおける、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとのサブキャリア配置を示す模式図。第１１の実施の形態の復調部の構成図。図２７の事前ｆｃ誤差算出部の構成図。ＩＳＤＢ－ＴのＴＭＣＣ信号のサブキャリア位置（Ｍｏｄｅ３、同期変調の場合）を示す図。ＩＳＤＢ－Ｔ伝送フォーマットを表す模式図。ＤＶＢ－Ｔ伝送フォーマットを表す模式図。ＤＶＢ－Ｔ伝送フォーマットにおけるＣＰキャリアの位置（ＦＦＴサイズが８ｋの場合）を示す図。特許文献１のＯＦＤＭ信号復調装置の構成図。図３３の差動検波回路の構成図。図３３の相関算出回路の構成図。ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットのフレーム構造を表す模式図。Ｐ１シンボルの時間軸のフォーマットを表す模式図。Ｐ１シンボルの周波数軸のフォーマットを表す模式図。ＤＶＢ－Ｔ２で許容されるＦＦＴサイズとガードインターバル比とパイロットパターンの組み合わせを示す図。ＦＦＴサイズに対する１フレーム当たりのＰ２シンボルのシンボル数を示す図。キャリア拡張モードにおける、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとのサブキャリア配置を示す模式図。キャリア拡張モードにおける、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの有効サブキャリア数を示す図。パイロットパターンに対するＳＰ信号の配置を表す図。パイロットパターンに対するＳＰ信号のサブキャリア間隔Ｄｘ及びシンボル間隔Ｄｙを表す図。ＦＦＴサイズに対して使用されるＣＰグループとモジュロ演算に使用する値を示す図。パイロットパターンに対するＣＰグループＣＰ＿ｇ１、ＣＰ＿ｇ２、ＣＰ＿ｇ３の値を示す図。パイロットパターンに対するＣＰグループＣＰ＿ｇ４の値を示す図。パイロットパターンに対するＣＰグループＣＰ＿ｇ５の値を示す図。パイロットパターンに対するＣＰグループＣＰ＿ｇ６の値を示す図。Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード時に付加されるＣＰ信号の有効サブキャリア番号の値を示す図。非特許文献１のＰ１復調部を有する従来の受信装置の構成図。図５１の非特許文献１のＰ１復調部の構成図。ＦＦＴサイズが１ｋの場合のサブキャリアとＦＦＴサイズが３２ｋの場合のサブキャリアとを比較するための模式図。

　本発明の一態様である第１の受信装置は、シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置において、前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換部と、前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換部の出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換部の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出部と、算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正部と、を備える。

　本発明の一態様である集積回路は、シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する集積回路において、前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換回路と、前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換回路の出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換回路の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出回路と、算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正回路と、を備える。

　本発明の一態様である受信方法は、シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置において行われる受信方法であって、前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換ステップと、前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出ステップと、算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正ステップと、を有する。

　本発明の一態様である受信プログラムは、シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置を制御する受信プログラムであって、前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換ステップと、前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出ステップと、算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正ステップと、を有する。

　上記の夫々によれば、所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンの何れかを用いて送信されるマルチキャリア変調信号を受信する場合に、実際の送信に利用されている配置パターンが不明な状況でも、広帯域キャリア周波数誤差量を検出してキャリア周波数ずれの補正を実施することができ、劣悪な受信環境でも安定した受信を可能にする。

　本発明の一態様である第２の受信装置は、第１の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号はプリアンブルシンボルを更に含み、前記受信装置は、前記プリアンブルシンボルを用いてキャリア周波数誤差量を推定するプリアンブルキャリア周波数誤差推定部と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部における広帯域キャリア周波数誤差量の算出より前に、前記プリアンブルシンボルを用いて推定されたキャリア周波数誤差量を用いてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正部と、を更に備える。

　これによれば、プリアンブルシンボルを用いてキャリア周波数誤差量を推定してキャリア周波数ずれの補正を予め実施しておくことによって、広帯域キャリア周波数誤差算出部による広帯域キャリア周波数誤差量の検出範囲を狭くすることができ、広帯域キャリア周波数誤差量の検出及びキャリア周波数ずれの補正を精度よく行うことができる。或いは、広帯域キャリア周波数誤差算出部による広帯域キャリア周波数誤差量の検出範囲が狭くても、プリアンブルシンボルを用いてキャリア周波数誤差量を推定してキャリア周波数ずれの補正を行うことで、受信装置全体でのキャリア周波数ずれの検出範囲を広げることができる。このため、キャリア周波数誤差量が大きい場合にも安定した受信が可能になる。

　本発明の一態様である第３の受信装置は、第１の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は制御情報を含むプリアンブルシンボルを更に含み、前記受信装置は、前記プリアンブルシンボルを復調して前記制御情報を取り出すプリアンブル復調部と、前記プリアンブルシンボル以外のシンボルにおいてシンボル毎に付加されたガードインターバルに係る情報を推定するガードインターバル推定部と、前記制御情報及び前記ガードインターバルに係る情報に基づいて、前記複数の配置パターンから前記マルチキャリア変調信号で用いられている可能性のある配置パターンの候補を選択する制御情報収集部と、を更に備え、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記配置パターンの候補に対してのみ前記累積処理を実施する。

　これによれば、プリアンブルシンボルに含まれる制御情報とガードインターバルに係る情報とを利用して、複数の配置パターンの中から実際の送信に利用されている配置パターンの候補を絞り込み、広帯域キャリア周波数誤差算出部は配置パターンの候補に対してのみ累積処理を実行する。このため、累積処理のリソースを少なくでき、また、候補以外の配置パターンによる誤った広帯域キャリア周波数誤差量の算出を防ぐことができて広帯域キャリア周波数誤差量の算出精度を向上することができる。

　本発明の一態様である第４の受信装置は、第１の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は制御情報を含むプリアンブルシンボルを更に含み、前記受信装置は、前記プリアンブルシンボルを復調して前記制御情報を取り出すプリアンブル復調部と、前記プリアンブルシンボル以外のシンボルにおいてシンボル毎に付加されたガードインターバルに係る情報を推定するガードインターバル推定部と、前記制御情報及び前記ガードインターバルに係る情報に基づいて、前記複数の配置パターンから前記マルチキャリア変調信号で用いられている可能性のある配置パターンの候補を選択する制御情報収集部と、を更に備え、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記配置パターンの候補に対して算出された累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する。

　これによれば、プリアンブルシンボルに含まれる制御情報とガードインターバルに係る情報とを利用して、複数の配置パターンの中から実際の送信に利用されている配置パターンの候補を絞り込み、広帯域キャリア周波数誤差算出部は配置パターンの候補に対して算出された累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する。このため、候補以外の配置パターンによる誤った広帯域キャリア周波数誤差量の算出を防ぐことができて広帯域キャリア周波数誤差量の算出精度を向上することができる。

　本発明の一態様である第５の受信装置は、第１の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は、全サブキャリアのうち周波数の高い領域の複数のサブキャリア及び周波数の低い領域の複数のサブキャリアを除いた中央部の第１の範囲内のサブキャリアを有効サブキャリアとする通常モードと、前記第１の範囲を周波数の高い領域及び周波数の低い領域に所定数のサブキャリアだけ拡張した第２の範囲内のサブキャリアを有効サブキャリアとする拡張モードとのいずれか一方の伝送モードを用いて送信されており、前記配置パターンは、前記有効サブキャリアのうち最も低い周波数のサブキャリア位置を基準に規定されており、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記通常モードにおける配置パターンと前記拡張モードにおける配置パターンの両方について前記累積処理を実施する。

　これによれば、広帯域キャリア周波数誤差算出部は通常モードと拡張モードとの夫々で累積処理を実行して広帯域キャリア周波数誤差量を算出するので、通常モードと拡張モードとが不明な状況においても、広帯域キャリア周波数誤差量を検出してキャリア周波数ずれの補正を実施することができ、劣悪な受信環境でも安定した受信を可能にする。

　本発明の一態様である第６の受信装置は、第１の受信装置において、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記直交変換部の出力信号と１シンボル前の前記直交変換部の出力信号とをサブキャリア毎に差動検波して出力する差動検波部と、前記複数の配置パターンの夫々に対して、前記差動検波部の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置に１をそれ以外のサブキャリアの位置に０を設定した配置系列信号と、前記差動検波部の出力信号との相関を算出する相関算出部と、前記相関算出部において算出された相関値の中から最大値を検出することにより前記広帯域キャリア周波数誤差量を算出する最大値検出部と、を備える。

　これによれば、差動検波部の出力信号と配置系列信号との相関を利用することで、実際の送信に利用された配置パターン且つ送受信装置間のキャリア周波数誤差に相当するキャリア方向のずれ位置における相関値は、全ての所定の信号が配置されたサブキャリアでの差動検波の結果得られた値を加算した値となって大きな値となる。このため、広帯域キャリア周波数誤差量の算出精度の向上が図られる。

　本発明の一態様である第７の受信装置は、第６の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は前記所定の信号が配置されていないシンボルを更に含み、前記相関算出部は、前記差動検波部による差動検波に用いられた２つのシンボルのうち少なくとも一方が前記所定の信号が配置されていないシンボルである場合、相関の算出を行なわない。

　これによれば、差動検波部による差動検波に用いられた２つのシンボルのうち少なくとも一方が所定の信号が配置されていないシンボルである場合は、相関の算出を行わないことによって、所定の信号が配置されていないことによる誤った広帯域キャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれの補正が行われることを回避できる。

　本発明の一態様である第８の受信装置は、第６の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は前記所定の信号が配置されていないシンボルを更に含み、前記所定の信号が配置されていないシンボルでは、前記所定の信号とは異なる所定の第１信号が複数のサブキャリアに配置されており、前記相関算出部は、更に、前記差動検波部で差動検波に用いられた２つのシンボルのうち一方が前記所定の信号が配置されていないシンボルである場合、前記複数の配置パターンの夫々に対し、当該配置パターンが用いられた場合に前記所定の信号が配置され且つ前記所定の信号が配置されていないシンボルにおいて前記所定の第１信号が配置されているサブキャリアの位置に１を、それ以外のサブキャリアの位置に０を設定した配置系列信号と、前記差動検波部の出力信号との相関を算出する。

　これによれば、差動検波部による差動検波に用いられた２つのシンボルのうち少なくとも一方が所定の信号が配置されていないシンボルであっても、所定の信号と所定の第１信号とを用いることで、広帯域キャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれの補正を実施できるシンボルを増やすことができる。このため、キャリア周波数ずれの補正精度及びキャリア周波数ずれの補正の時間追従性の向上を図ることができる。

　本発明の一態様である第９の受信装置は、第６の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は前記所定の信号が配置されていないシンボルを更に含み、前記所定の信号が配置されていないシンボルでは、前記所定の信号とは異なる所定の第１信号が複数のサブキャリアに配置されており、前記相関算出部は、更に、前記差動検波部で差動検波に用いられた２つのシンボルの双方が前記所定の信号が配置されていないシンボルである場合、前記所定の信号が配置されていないシンボルにおいて前記所定の第１信号が配置されている一部のサブキャリアの位置に１を、それ以外のサブキャリアの位置に０を設定した配置系列信号と、前記差動検波部の出力信号との相関を算出する。

　これによれば、差動検波部による差動検波に用いられた２つのシンボルの双方が所定の信号が配置されていないシンボルであっても、所定の第１信号を用いることで、広帯域キャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれの補正を実施できるシンボルを増やすことができる。このため、キャリア周波数ずれの補正精度及びキャリア周波数ずれの補正の時間追従性の向上を図ることができる。

　本発明の一態様である第１０の受信装置は、第５の受信装置において、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記累積値が最大となる配置パターン及びキャリア方向のずれに基づいて前記マルチキャリア変調信号で用いられている配置パターン及び伝送モードを推定し、前記受信装置は、前記マルチキャリア変調信号が伝送路で受けた振幅及び位相の変位である伝送路特性を前記広帯域キャリア周波数誤差算出部で推定された配置パターン及び伝送モードに基づいて推定する伝送路特性推定部と、前記直交変換部の出力信号に対し、前記伝送路特性推定部で推定された伝送路特性に基づいて振幅及び位相の補正を行う等化部と、を更に備える。

　これによれば、受信したマルチキャリア変調信号から配置パターン及び伝送モードの情報を取り出す前に、伝送路特性の推定が可能になり、例えば選局までに要する時間の短縮を図ることができる。

　本発明の一態様である第１１の受信装置は、第１０の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は、分散的に配置された分散パイロット信号を含み、前記分散パイロット信号の分散パターンは、前記配置パターン及び伝送モードに応じて決まり、前記伝送路特性推定部は、推定した配置パターン及び伝送モードから分散パターンを推定し、推定した分散パターンに基づき伝送路特性の推定を実施する。

　これによれば、推定した配置パターン及び伝送モードから分散パターンを推定することによって、受信したマルチキャリア変調信号から配置パターン及び伝送モードの情報を取り出す前に、伝送路特性の推定が可能になり、例えば選局までに要する時間の短縮を図ることができる。

　本発明の一態様である第１２の受信装置は、第５の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は、当該マルチキャリア変調信号で用いられている前記配置パターン及び前記伝送モードを含む制御情報を含む制御シンボルを更に含み、前記受信装置は、前記制御シンボルから前記制御情報を取り出す制御情報抽出部を更に備え、前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記制御情報が取り出された後は、前記制御情報に含まれる配置パターン及び伝送モードに対してのみ前記累積処理を実施する。

　これによれば、制御シンボルからそれに含まれる配置パターン及び伝送モードを取り出した後は、取り出した配置パターン及び伝送モードに対してのみ累積処理を実施する。これによって、誤った配置パターン及び伝送モードによる誤った広帯域キャリア周波数誤差量の算出を防ぐことができ、広帯域キャリア周波数誤差量の算出精度の向上が図られる。

　本発明の一態様である第１３の受信装置は、第１０の受信装置において、前記マルチキャリア変調信号は、当該マルチキャリア変調信号で用いられている前記配置パターン及び前記伝送モードを含む制御情報を含む制御シンボルを更に含み、前記受信装置は、前記制御シンボルから前記制御情報を取り出す制御情報抽出部を更に備え、前記伝送路特性推定部は、前記制御情報が取り出された後は、前記制御情報に含まれる配置パターン及び伝送モードに基づいて伝送路特性の推定を実施する。

　これによれば、制御シンボルからそれに含まれる配置パターン及び伝送モードを取り出した後は、取り出した配置パターン及び伝送モードに対して伝送路特性の推定を実施するため、誤った配置パターン及び伝送モードによる誤った伝送路特性の推定を防ぐことができ、伝送路特性の推定精度の向上が図られる。

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

　≪第１の実施の形態≫
　以下、本発明の第１の実施の形態に係る受信装置１について、図面を参照しつつ説明する。但し、第１の実施の形態及び後述する各実施の形態では、第二世代の欧州地上デジタル放送規格であるＤＶＢ－Ｔ２方式に準拠したデジタルテレビ放送の受信機として機能する受信装置を例に挙げて説明する。なお、受信装置が受信する受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに従ったＯＦＤＭ信号である。

　図１は第１の実施の形態に係る受信装置１の構成図であり、受信装置１は、アンテナ１１とチューナ１２と復調部１３とデコード部１４と表示部１５とを備える。

　アンテナ１１は、不図示の放送局から発せられた放送波を受信し、受信した放送波をチューナ１２へ出力する。チューナ１２は、アンテナ１１から入力された複数の放送波の中から所望の受信チャネルの受信信号を選択し、選択した受信信号をＲＦ帯からＩＦ帯に変換し、ＩＦ帯の受信信号を復調部１３へ出力する。復調部１３は、後に詳述するように、チューナ１２から入力された受信信号を復調し、復調の結果得られた信号をデコード部１４へ出力する。

　デコード部１４は、復調部１３から入力された信号、例えばＨ．２６４等で圧縮された信号を映像信号や音声信号にデコードし、デコードした映像信号や音声信号を表示部１５へ出力する。表示部１５は、デコード部１４から入力された映像信号に基づいて映像表示を行い、デコード部１４から入力された音声信号に基づいて音声出力を行う。

　以下、図１の復調部１３について図２を参照して説明する。

　図２は図１の復調部１３の構成図であり、復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部２１と、復調中核部２２と、制御情報収集部２３とを備える。

　Ａ／Ｄ変換部２１には、図１のチューナ１２からＩＦ帯の受信信号が入力される。Ａ／Ｄ変換部２１は、チューナ１２から入力された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換された受信信号（以下、「デジタル受信信号」と言う。）を復調中核部２２内の後述する直交復調部３１へ出力する。

　復調中核部２２は、直交復調部３１と、ｆｃ補正部３２と、Ｐ１復調部３３と、ＧＩ判定部３４と、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５と、直交変換部３６と、広帯域ｆｃ誤差算出部３７と、伝送路特性推定部３８と、等化部３９と、誤り訂正部４０とを有する。復調中核部２２内の各部は、必要に応じて制御情報収集部２３によって収集された制御情報を用いて動作する。

　直交復調部３１は、Ａ／Ｄ変換部２１から入力されたＩＦ帯のデジタル受信信号を固定周波数により直交復調し、直交復調の結果得られた複素ベースバンド信号をｆｃ補正部３２へ出力する。

　ｆｃ補正部３２は、これまでにＰ１復調部３３によって検出された狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量、これまでに狭帯域ｆｃ誤差算出部３５によって算出された狭帯域キャリア周波数誤差量、及び、これまでに広帯域ｆｃ誤差算出部３７によって算出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、補正キャリア周波数を発生する。ｆｃ補正部３２は、補正キャリア周波数を基に、直交復調部３２から入力された複素ベースバンド信号のキャリア周波数ずれの補正を実施し、キャリア周波数ずれが補正された複素ベースバンド信号を、Ｐ１復調部３３、ＧＩ判定部３４、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５、及び直交変換部３６へ出力する。

　Ｐ１復調部３３には、ｆｃ補正部３２からキャリア周波数ずれが補正された複素ベースバンド信号が入力される。Ｐ１復調部３３は、複素ベースバンド信号からＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに含まれるＰ１シンボルを検出する。Ｐ１復調部３３は、Ｐ１シンボルに対して、狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量を検出してキャリア周波数ずれを補正する処理を実行し、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部３２へ出力する。また、Ｐ１復調部３３は、Ｐ１シンボルのデコード処理を実行し、デコード処理の結果得られた制御情報を制御情報収集部２３へ出力する。ここで、Ｐ１復調部３３によって検出される狭帯域キャリア周波数誤差量は、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔以内のキャリア周波数の誤差量であり、広帯域キャリア周波数誤差量は、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位のキャリア周波数の誤差量である。

　デコード処理の結果得られた制御情報には、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのフォーマットに関するＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのＦＦＴサイズに関するＦＦＴサイズ情報、及びＦＥＦの有無を示すＦＥＦ有無情報、等の情報が含まれる。

　なお、Ｐ１復調部３３の詳細については図３から図５を参照して後述する。

　ＧＩ判定部３４は、Ｐ１シンボルで送信されたＰ２シンボル及びデータシンボルのＦＦＴサイズに関するＦＦＴサイズ情報を制御情報収集部２３から受け取る。ＧＩ判定部３４は、ＦＦＴサイズから有効シンボル期間を特定する。そして、ＧＩ判定部３４は、ＤＶＢ－Ｔ２で規定されている各ガードインターバル比でｆｃ補正部３２から入力された複素ベースバンド信号に含まれるＰ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）におけるガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の後ろの部分の期間の信号との相関（ガード相関）を算出することによって、当該シンボルの実際の送信に利用されているガードインターバル比を推定する。ＧＩ判定部３４は、推定したガードインターバル比を制御情報として制御情報収集部２３へ出力する。

　なお、ＧＩ判定部３４は、Ｐ１シンボルで送信されたＦＦＴサイズ情報を基に実際の送信に利用され得るガードインターバル比を特定し、又は、ＦＦＴサイズ情報とＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報で実際の送信に利用され得るガードインターバル比を特定する（図３９参照）。そして、ＧＩ判定部３４は、特定した実際の送信に利用され得る各ガードインターバル比でＰ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）におけるガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の後ろの部分の期間の信号との相関（ガード相関）を算出することによって、当該シンボルの実際の送信に利用されているガードインターバル比を推定するようにしてもよい。

　狭帯域ｆｃ誤差算出部３５は、ＧＩ判定部３４によって推定されたガードインターバル比で、ｆｃ補正部３２から入力された複素ベースバンド信号に含まれるＰ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）におけるガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の後ろの部分の期間の信号との相関（ガード相関）を算出する。そして、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５は、算出したガード相関に基づいてＰ１シンボル以外のシンボルにおける狭帯域キャリア周波数誤差量を算出し、算出した狭帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部３２へ出力する。ここで、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５によって算出される狭帯域キャリア周波数誤差量は、Ｐ１シンボル以外のシンボルのサブキャリア間隔以内の誤差量である。

　直交変換部３６は、ｆｃ補正部３２から入力されたＰ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）の有効シンボル期間部分の時間領域の複素ベースバンド信号を直交変換することによって複数のサブキャリアに分離し、直交変換の結果得られた周波数領域の複素ベースバンド信号を広帯域ｆｃ誤差算出部３７、伝送路特性推定部３８及び等化部３９へ出力する。なお、直交変換部３６は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。

　ここでは、直交変換部３６は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いるものとする。直交変換部３６は、ｆｃ補正部３２から入力された時間領域の複素ベースバンド信号に対してＦＦＴ処理を行うことによって周波数領域の複素ベースバンド信号に変換し、周波数領域の複素ベースバンド信号を広帯域ｆｃ誤差算出部３７、伝送路特性推定部３８及び等化部３９へ出力する。なお、直交変換部３６の処理はこれに限定されるものではない。

　広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、Ｐ１シンボルで検出されたキャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれの補正が実施された後の、直交変換部３６から入力された周波数領域の複素ベースバンド信号から、Ｐ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）を用いて広帯域キャリア周波数誤差量を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部３２へ出力する。ここで、広帯域ｆｃ誤差算出部３７によって算出される狭帯域キャリア周波数誤差量は、Ｐ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）のサブキャリア間隔単位の誤差量である。なお、広帯域ｆｃ誤差算出部３７の詳細については図６から図８を参照して後述する。

　伝送路特性推定部３８は、直交変換部３６から入力された周波数領域の複素ベースバンド信号が伝送路で受けた振幅及び位相の変位である伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を等化部３９へ出力する。等化部３９は、直交変換部３６から入力された周波数領域の複素ベースバンド信号に対して、伝送路特性推定部３８で推定された伝送路特性を用いて、振幅及び位相の補正を行い、補正の結果得られた信号を誤り訂正部４０へ出力する。誤り訂正部４０は、等化部３９から入力された信号に対して誤り訂正処理を実行し、例えばトランスポートストリーム等のストリームを図１のデコード部１４へ出力し、Ｐ２シンボルで送信された送信パラメータ等の制御情報を制御情報収集部２３へ出力する。

　誤り訂正部４０による処理の結果得られた制御情報には、データシンボルのパイロットパターンが何であるかを示すパイロットパターン情報、キャリア拡張モードが何れのモードであるかを示すキャリア拡張モード情報、フレーム当たりのシンボル数、変調方法、ＦＥＣ符号の符号化率等、受信のために必要なあらゆる送信パラメータ情報が含まれている。

　制御情報収集部２３は、Ｐ１復調部３３、ＧＩ判定部３４及び誤り訂正部４０から収集した制御情報から送信パラメータを分類して復調中核部２２内の各部へ出力する。復調中核部２２内の各部は必要に応じて制御情報収集部２３によって収集された制御情報を用いて動作する。

　以下、図２の復調部１３について図３を参照して説明する。

　図３は図２のＰ１復調部３３の構成図であり、Ｐ１復調部３３は、Ｐ１位置検出部５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２と、Ｐ１直交変換部５３と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４と、Ｐ１デコード部５５とを備える。

　Ｐ１位置検出部５１には、図２のｆｃ補正部３２から複素ベースバンド信号が入力される。Ｐ１位置検出部５１は、複素ベースバンド信号でのＰ１シンボルのガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していき、ガードインターバル期間幅で相関値を区間積分していく。Ｐ１位置検出部５１は、区間積分値のピーク位置から、複素ベースバンド信号でのＰ１シンボルの位置を検出する。

　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２は、Ｐ１位置検出部５１により検出されたＰ１シンボルの検出位置に基づいて、Ｐ１シンボルのガードインターバル期間の信号と有効シンボル期間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出し、ガードインターバル期間幅で相関値を区間積分する。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２は、区間積分値の位相を算出し、Ｐ１位置検出部５１で検出したＰ１シンボルの位置のタイミングでの位相から狭帯域キャリア周波数誤差量を検出する。ここで、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２によって検出される狭帯域キャリア周波数誤差量は、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔以内の誤差量である。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量を基にＰ１シンボルのキャリア周波数ずれの補正を実施し、狭帯域キャリア周波数ずれが補正されたＰ１シンボルをＰ１直交変換部５３へ出力する。また、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量を図２のｆｃ補正部２３へ出力する。

　但し、図３７に示すように、Ｐ１シンボルではｆ_ＳＨ分の周波数シフトが施された信号がガードインターバルに挿入されることから、Ｐ１位置検出部５１及びＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２での相関の算出処理は、送信側で付加されたｆ_ＳＨ分の周波数シフトを考慮して行われる。また、所定の部分とは、有効シンボルより手間のガードインターバルに対しては有効シンボルの前の部分であり、有効シンボルより後ろのガードインターバルに対しては有効シンボルの後ろの部分である。

　Ｐ１直交変換部５３は、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２から入力されたＰ１シンボルの有効シンボル期間部分の時間領域の複素ベースバンド信号を直交変換することによって複数のサブキャリアに分離し、直交変換の結果得られたＰ１シンボルの周波数領域の複素ベースバンド信号をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部５３は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。

　ここでは、Ｐ１直交変換部５３は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いるものとする。Ｐ１直交変換部５３は、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部５２から入力されたＰ１シンボルの有効シンボル期間部分の時間領域の複素ベースバンド信号に対してＦＦＴ処理を行うことによって周波数領域の複素ベースバンド信号に変換し、Ｐ１シンボルの周波数領域の複素ベースバンド信号をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部５３の処理はこれに限定されるものではない。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４は、Ｐ１直交変換部５３から入力されたＰ１シンボルでの広帯域キャリア周波数誤差量を検出する。ここで、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４によって検出される広帯域キャリア周波数誤差量は、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量である。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４は、広帯域キャリア周波数ずれが補正されたＰ１シンボルをＰ１デコード部５５へ出力すると共に、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図２のｆｃ補正部２３へ出力する。

　Ｐ１デコード部５５は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４から入力されたＰ１シンボルのデコード処理を実行し、Ｐ１シンボルで送信された制御情報を図２の制御情報収集部２３へ出力する。

　以下、図３のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４について図４及び図５を参照して説明する。

　図４は図３のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４の構成図であり、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５４は、電力算出部１０１と、相関算出部１０２と、最大値検出部１０３と、ｆｃ補正部１０４とを備える。図３のＰ１直交変換部５３から出力されたＰ１シンボルの周波数領域の複素ベースバンド信号は、電力算出部１０１とｆｃ補正部１０４とに供給される。

　電力算出部１０１は、Ｐ１シンボルの各サブキャリア信号の電力値を算出し、算出した各サブキャリア信号の電力値を相関算出部１０２へ出力する。

　相関算出部１０２は、各サブキャリア信号の電力値をキャリア方向に１サブキャリア単位でシフトしながら、複数のサブキャリア信号の電力値からなる系列と、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列（Ａｃｔｉｖｅキャリアの位置に応じた系列要素を１、Ｎｕｌｌキャリアの位置に応じた系列要素を０とした系列）との相関を算出し、算出した相関値を最大値検出部１０３へ出力する。

　具体的には、相関算出部１０２の相関算出処理は、各サブキャリア信号の電力値をＸ［ｉ］とし、各タップ係数をＣ［ｊ］とすると、系列Ｘと系列Ｃの畳み込み演算となる。なお、Ｘ、Ｃにおいては、ｉ、ｊが大きいほど、キャリア番号が大きいサブキャリア位置を示す。また、タップ係数Ｃ［ｊ］は、Ｐ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリア位置に応じて１がセットされ、Ｎｕｌｌキャリア位置に応じて０がセットされている。

　ここで、相関算出部１０２の一構成例を図５に示す。図５に示すように、相関算出部１０２は、レジスタ１５１_０～１５１_Ｎ－１と、乗算器１５２_０～１５２_Ｎと、加算部１５３とを備える。なお、レジスタ及び乗算器の個数は、例えば、Ｐ１シンボルの有効サブキャリア数を基に決める。

　電力算出部１０１で算出されたＰ１シンボルの各サブキャリア信号の電力値が、例えば、サブキャリア周波数の低い順番に、或いは、サブキャリア周波数の高い順番に、相関算出部１０２に供給される。各レジスタ１５１_Ｎ－１～１５１_０は入力されるサブキャリア信号の電力値を遅延させて出力し、各乗算器１５１_Ｎ～１５１_０は入力されるサブキャリア信号の電力値にタップ係数Ｋ_Ｎ～Ｋ_０を乗算し、乗算値を加算部１５３へ出力する。タップ係数Ｋ_０～Ｋ_ＮはＰ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリア位置に応じて１がセットされ、Ｎｕｌｌキャリア位置に応じて０がセットされている。加算部１５３は、乗算器１５１_Ｎ～１５１_０から入力された乗算値を加算し、加算値を相関値として最大値検出部１０３へ出力する。

　上記の一連の処理は、サブキャリア信号の電力値が電力算出部１０１から相関算出部１０２に供給される度に実施される。

　図４の最大値検出部１０３は、相関算出部１０２内の加算部１５３から入力される相関値を観測して、最大となる相関値を検出し、最大となる相関値をとるときのシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量としてｆｃ補正部１０４と図２のｆｃ補正部２３へ出力する。

　ここで、シフト量とは、Ｐ１直交変換部５３によって直交変換されたＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量が０であると仮定した場合に相関算出部１０２で相関演算に用いられるサブキャリアの集合に対して、相関算出部１０２で相関演算に用いられるサブキャリアの集合がどれだけのサブキャリア数分キャリア方向にずれているかを示す量である。

　Ｐ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリアはＤＢＰＳＫ（Difference Binary Phase Shift Keying）されている。タップ係数が１に設定された全ての乗算器に入力される電力値がＡｃｔｉｖｅキャリアのみになるシフト量での相関値は、全てのＡｃｔｉｖｅキャリアの電力値の総和となるので、Ｎｕｌｌキャリアを含んでしまう他のシフト量での相関値に比べて大きな値をとることになる。従って、最大となる相関値を得るシフト量が広帯域キャリア周波数誤差量となり、広帯域キャリア周波数誤差量の検出が可能となる。

　ｆｃ補正部１０４は、図３のＰ１直交変換部５３から入力されるＰ１シンボルの周波数領域の複素ベースバンド信号に対して、電力算出部１０１から最大値検出部１０３までの各部の処理に要する処理遅延をメモリ等で吸収し、最大値検出部１０３から入力された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて広帯域キャリア周波数ずれの補正を実施する。そして、ｆｃ補正部１０４は、広帯域キャリア周波数ずれが補正されたＰ１シンボルの周波数領域の複素ベースバンド信号を図３のＰ１デコード部５５へ出力する。

　なお、Ｐ１復調部３３の構成は、図３から図５で示した構成に限定されるものではなく、Ｐ１シンボルにおける広帯域キャリア周波数誤差の検出及びＰ１シンボルで送信された制御情報の抽出等を行うことができる構成であればよい。

　以下、図２の広帯域ｆｃ誤差算出部３７について図６から図８を参照して説明する。

　図６は、図２の広帯域ｆｃ誤差算出部３７の構成図であり、広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１と、相関算出部２０２_１～２０２_１６と、最大値検出部２０３とを備える。なお、パイロットパターンとして８種類のパイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８が存在し、キャリア拡張モードとしてＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの２種類が存在することを考慮して、広帯域ｆｃ誤差算出部３７は１６個の相関算出部２０２_１～２０２_１６を備えるようにしている。なお、広帯域ｆｃ誤差算出部３７が備える相関算出部の数は規格等によって適宜変更されることがあることは言うまでもない。

　差動検波部２０１は、図２の直交変換部３６から入力されるＰ１シンボル以外の各シンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）を用いて、サブキャリア毎に、サブキャリア信号をシンボル方向に差動検波し、差動検波の結果得られた値（以下、「サブキャリア信号の差動検波値」と呼ぶ。）を相関算出部２０２_１～２０２_１６へ出力する。

　ここで、差動検波部２０１の構成を図７に示す。図７に示すように、差動検波部２０１は、遅延部２３１と、共役複素演算部２３２と、乗算器２３３とを備える。

　図２の直交変換部３６から出力されたＰ１シンボルを除くシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）の周波数領域の複素ベースバンド信号が、遅延部２３１と乗算器２３３とに供給される。

　遅延部２３１は、供給されたシンボルの周波数領域の複素ベースバンド信号を１シンボル遅延させて共役複素演算部２３２へ出力する。共役複素演算部２３２は、遅延部２３１から入力された複素ベースバンド信号に対して共役複素演算を実施し、共役複素演算の結果得られた複素ベースバンド信号を乗算器２３３へ出力する。乗算器２３３は、直交変換部３６から入力された複素ベースバンド信号と共役複素演算部２３２から入力された複素ベースバンド信号とを複素乗算し、複素乗算の結果得られた各サブキャリアにおける複素乗算値を各サブキャリア信号の差動検波値として相関算出部２０２_１～２０２_１６へ出力する。

　このように、差動検波部２０１は、サブキャリア毎に、シンボル方向の差動検波を実施し、差動検波の結果得られた各サブキャリア信号の差動検波値を相関算出部２０２_１～２０２_１６へ出力する。

　各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、互いに異なるように、パイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せの何れか１つが割り当てられている。そして、各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、図２の制御情報収集部２３によって、割り当てられた組合せに対応するＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号の配置パターンが割り当てられる。

　各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、差動検波部２０１から入力される各サブキャリア信号の差動検波値をキャリア方向に１サブキャリア単位でシフトしながら、複数のサブキャリア信号の差動検波値からなる入力系列と、割り当てられたＣＰ信号の配置パターンで規定されるＣＰキャリアの配置系列（ＣＰキャリアの位置に応じた系列要素を１、それ以外の系列要素を０とした系列）との相関を算出し、相関値の電力を算出し、電力値を最大値検出部２０３へ出力する。

　具体的には、各相関算出部２０２_１～２０２_１６の相関算出処理は、各サブキャリア信号の差動検波値をＸ［ｉ］とし、各タップ係数をＣ［ｊ］とすると、系列Ｘと系列Ｃの畳み込み演算となる。なお、Ｘ、Ｃにおいては、ｉ、ｊが大きいほど、キャリア番号が大きいサブキャリア位置を示す。また、割り当てられたＣＰ信号の配置パターンで規定されるＣＰキャリアの位置に応じたタップ係数Ｃ［ｊ］は１にセットされ、それ以外のタップ係数Ｃ［ｊ］は０にセットされる。

　ここで、相関算出部２０２_１～２０２_１６の一構成例を図８に示す。図８に示すように、各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、レジスタ２５１_０～２５１_Ｎ－１と、乗算器２５２_０～２５２_Ｎと、加算部２５３と、電力算出部２５４とを備える。なお、レジスタ及び乗算器の個数は、例えば、ＦＦＴサイズが最大である場合のＰ１シンボル以外のシンボルの有効サブキャリア数を基に決める。

　差動検波部２０１で算出された各サブキャリア信号の差動検波値が、例えば、サブキャリア周波数の低い順番に、或いは、サブキャリア周波数の高い順番に、相関算出部２０２２０２_１～２０２_１６に供給される。各レジスタ２５１_Ｎ－１～２５１_０は入力されるサブキャリア信号の差動検波値を遅延させて出力し、各乗算器２５１_Ｎ～２５１_０は入力されるサブキャリア信号の差動検波値に設定されたタップ係数Ｋ_Ｎ～Ｋ_０を乗算し、乗算値を加算部１５３へ出力する。タップ係数Ｋ_０～Ｋ_Ｎでは、制御情報収集部２３によって、自身の相関算出部に割り当てられたＣＰ信号の配置パターンで規定されるＣＰキャリアの位置に応じたタップ係数には１がセットされ、それ以外のタップ係数には０がセットされる。

　加算部２５３は、乗算器２５１_Ｎ～２５１_０から入力された乗算値を加算し、加算値（相関値）を電力算出部２５４へ出力する。電力算出部２５４は、加算部２５３から入力された相関値の電力を算出し、算出した電力値を最大値検出部２０３へ出力する。

　上記の一連の処理が差動検波部２０１からサブキャリア信号の差動検波値が入力される度に実施される。

　図６の最大値検出部２０３は、各相関算出部２０２_１～２０１_１６内の電力算出部２５４から入力される電力値を観測して、所定の検出範囲における、全ての相関値の中から最大となる相関値を検出し、最大となる相関値を得るシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量として図２のｆｃ補正部２３へ出力する。

　ここで、シフト量とは、直交変換部３６によって直交変換されたシンボルの広帯域キャリア周波数誤差量が０であると仮定した場合に相関算出部２０２_１～２０１_１６で相関演算に用いられるサブキャリアの集合に対して、相関算出部２０２_１～２０１_１６で相関演算に用いられたサブキャリアの集合がどれだけのサブキャリア数分キャリア方向にずれているかを示す量である。また、検出範囲とは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７が広帯域キャリア周波数誤差量の算出に利用する、言い換えると、最大値検出部２０３が最大値の検出処理に利用するシフト量の範囲である。

　広帯域ｆｃ誤差算出部３７では、図２の直交変換部３６の出力信号をサブキャリア毎に差動検波することにより、ＣＰキャリアの各差動検波値は互いに近いベクトルとなり、ＣＰキャリアでないサブキャリアの各差動検波値はランダムなベクトルとなる。そのため、送信されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードでのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号の配置パターンに対応する相関算出部において、タップ係数が１に設定された全乗算器にＣＰキャリアの各差動検波値が入力されるとき相関値は大きくなり、異なるシフト位置ではランダムな差動検波値のサブキャリアが含まれるため相関値は小さくなる。また、送信されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードでのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号の配置パターンに対応する相関算出部以外の相関算出部においては、ＣＰキャリアの各差動検波値の全てがタップ係数が１に設定された全乗算器に入力されることはなく、ＣＰキャリアでないサブキャリアを必ず含むため、相関値は小さくなる。従って、最大となる相関値を得るＣＰ信号の配置パターンにおけるシフト量が広帯域キャリア周波数誤差量となり、広帯域キャリア周波数誤差量の検出が可能になる。

　なお、ＦＦＴサイズが１ｋ、２ｋ、４ｋの場合は、Ｎｏｒｍａｌモードしか存在しないので、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード用の８個の相関算出部２０２_９～２０１_１６は相関算出処理を行わないようにし、或いは、最大値検出部２０３は、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード用の８個の相関算出部２０２_８～２０１_１６から入力される相関値を除いて最大となる相関値を検出する処理を行う。

　以下、広帯域ｆｃ誤差算出部３７が広帯域キャリア周波数誤差量を検出する検出範囲について説明する。

　キャリア拡張モードにおいて、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードのＣＰキャリアの個数の差異は数個程度であり（図５０参照）、ＣＰキャリア位置は、物理サブキャリア位置で考えると、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの有効サブキャリア数の差の半分だけシフトした配置になる。これは、図４５、図４６から図４９と図５０で示す値から定めるＣＰキャリア位置が、有効サブキャリア番号になっており、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとは、図２６で示したように、有効サブキャリア位置の開始位置にずれがあるためである。よって、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとのＣＰキャリアの物理サブキャリア位置のずれは、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとのサブキャリア数の差の半分Δｆ（図４２参照）となる。

　ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの位置関係が単にシフトしているだけであり、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードではさらにＣＰキャリアが数個加わるだけであることから、例えば、正しいサブキャリア位置におけるＮｏｒｍａｌモードの相関と、Δｆシフトした箇所におけるＥｘｔｅｎｄｅｄモードの相関との差がほとんどなくなる。このため、Ｎｏｒｍａｌモードで広帯域キャリア周波数ずれが発生していないのか、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードでΔｆの広帯域キャリア周波数ずれが発生しているのか区別が付かなくなって、誤った広帯域キャリア周波数誤差量を検出してしまう可能性がある。

　そこで、先にＰ１シンボルを用いてＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、Ｐ１シンボルを利用して検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてＰ１シンボル以外のシンボル（Ｐ２シンボル、データシンボル、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボル）に対してキャリア周波数ずれの補正を実施しておけば、Ｐ１シンボル以外のシンボルでの当該シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）は高々十数サブキャリアに収まる。このため、十数サブキャリアだけを検出範囲とすればよいことになる。この検出範囲であれば、Δｆ未満のシフト量で済むため、図４２で示すΔｆの値に鑑み、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードが交わり誤検出を起こすことを回避できる。

　以上のことから、広帯域ｆｃ誤差算出部３７における検出範囲は、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの有効サブキャリア数の差の半分（Δｆ）を上限とすればよい。

　以下、広帯域ｆｃ誤差算出部３７のＰ１シンボル以外のシンボルに対する処理を説明する。

　ＤＶＢ－Ｔ２では、Ｐ１シンボル以外のシンボルにおいて、ＣＰ信号が存在するシンボルと、ＣＰ信号が存在しないシンボルが存在する。前者にはデータシンボルがあり、後者にはＰ２シンボルとＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルとがある。

　フレームの最終シンボルは、ＳＩＳＯの場合、パイロットパターンＰＰ８を除き、ガードインターバル比とパイロットパターンＰＰ１～ＰＰ７の組合せに応じて、データシンボルかＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルかが規定される。具体的には、設定されたパイロットパターンＰＰ１～ＰＰ７におけるＳＰ信号のサブキャリアの間隔（Ｄｘ・Ｄｙ）の逆数が、設定されたガードインターバル比よりも小さい場合は、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルに規定され、大きいときはデータシンボルに規定される。また、ＭＩＳＯの場合は、パイロットパターンＰＰ８を除き、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルが規定される。なお、図９に、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルが存在しない場合を“（　）”で括り表示している。

　Ｐ２シンボル、データシンボル及びＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボを含む伝送フォーマットの模式図を図１０に示す。Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルは、データシンボルに対し、パイロット信号が多く挿入される。これは、伝送路特性の推定における時間軸方向の補間をスムーズにできるように配置されている。ＳＰ信号以外に追加されたパイロット信号をＦＣ（Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅ）パイロット信号と呼ぶ。Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルはパイロット信号を多く含むため、Ｆｒａｍｅ　ＣｌｏｓｅシンボルにはＣＰ信号が配置されていない。

　パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８とガードインターバル比とが分かるまでは、最終シンボルが、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルかデータシンボルかは不明である。

　広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、Ｐ１シンボル以外のシンボルで広帯域キャリア周波数誤差量の算出処理を行う際に、フレームの最終シンボルをＣＰ信号が無いＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルとして取り扱う。但し、ＤＶＢ－Ｔ２では、ＤＶＢ－Ｔ２フレーム当たりのシンボル数がＰ２シンボルで送信される。このため、Ｐ２シンボルをデコードするまでは、ＤＶＢ－Ｔ２フレーム当たりのシンボル数が不明であるので、次のフレームのＰ１シンボルを検出することにより、その前のシンボルがフレームの最終シンボルと判断する。

　また、Ｐ２シンボルのシンボル数はＦＦＴサイズにより一意に決まり（図４０参照）、ＦＦＴサイズ情報はＰ１シンボルをデコードすることによって分かる。広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、Ｐ１シンボルで送信されたＦＦＴサイズ情報を利用して、Ｐ２シンボルとデータシンボルとの判別を行う。

　以上のことを踏まえ、広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１による差動検波に用いられたシンボルの双方がＣＰ信号が配置されているデータシンボル（フレームの最終シンボルを除く。）の場合に、相関算出部２０２_１～２０２_１６による相関算出処理や最大値検出部２０３による最大値の検出処理を行って、広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行い、算出した広帯域キャリア周波数誤差量を図２のｆｃ補正部３２へ出力する。

　一方、広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１による差動検波に用いられたシンボルの少なくとも一方がＣＰ信号を含まないシンボル（Ｐ２シンボル、フレームの最終シンボル）の場合は、相関算出部２０２_１～２０２_１６による相関算出処理や最大値検出部２０３による最大値の検出処理を行わないようにし、図２のｆｃ補正部３２への広帯域キャリア周波数誤差量の出力を停止し又は無効にする。

　＜広帯域ｆｃ誤差算出部の変形例＞
　（１）広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１による差動検波に用いられたシンボルの少なくとも一方がＣＰ信号を含まないシンボル（Ｐ２シンボル、フレームの最終シンボル）の場合には、広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行わないようにしているが、これに限定されるものではなく、例えば次のようなものであってもよい。

　（１－１）広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１による差動検波に用いられたシンボルの一方がＣＰ信号が配置されていないＰ２シンボル、他方がＣＰ信号が配置されている先頭のデータシンボルの場合に、各相関算出部２０２_１～２０２_１６による相関算出処理や最大値検出部２０３による最大値の検出処理を行って、広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行い、算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部３２へ出力する。

　この場合、各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、Ｐ２シンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＰ２パイロット信号が配置されるサブキャリアであり、且つ、先頭のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＣＰ信号が配置されるサブキャリアである、サブキャリアの位置に応じた系列要素を１、それ以外の系列要素を０とした配置系列を相関算出処理に用いる。各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、差動検波部２０１から入力される各サブキャリア信号の差動検波値をキャリア方向に１サブキャリア単位でシフトしながら、複数のサブキャリア信号の差動検波値からなる入力系列と上記の配置系列との相関を算出し、相関値の電力を算出する。そして、最大値検出部２０３は最大値検出処理を行って広帯域キャリア周波数誤差量を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量を図２のｆｃ補正部３２へ出力する。

　なお、「先頭のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＣＰ信号が配置されるサブキャリアである」としたが、「先頭のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＳＰ信号及びＣＰ信号の何れかが配置されるサブキャリアである」、又は、「先頭のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＳＰ信号が配置されるサブキャリアである」としてもよい。この２つの場合には、例えば、ＳＰ信号の一部のみを使うようにしてもよい。

　（１－２）広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１による差動検波に用いられたシンボルの双方がＣＰ信号が配置されていないＰ２シンボルの場合に、各相関算出部２０２_１～２０２_１６による相関算出処理や最大値検出部２０３による最大値の検出処理を行って、広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行い、算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部３２へ出力する。

　この場合、各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、Ｐ２シンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＰ２パイロット信号が配置される一部のサブキャリアの位置に応じた系列要素を１、それ以外の系列要素を０とした配置系列を相関算出処理に用いる。各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、差動検波部２０１から入力される各サブキャリア信号の差動検波値をキャリア方向に１サブキャリア単位でシフトしながら、複数のサブキャリア信号の差動検波値からなる入力系列と上記の配置系列との相関を算出し、相関値の電力を算出する。そして、最大値検出部２０３は最大値検出処理を行って広帯域キャリア周波数誤差量を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量を図２のｆｃ補正部３２へ出力する。但し、上記の一部のサブキャリアは、例えば、データシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づいてＣＰ信号が配置されるサブキャリアである。なお、上記の一部のサブキャリアは周期的な配置とならないことが好ましいい。

　（１－３）広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、Ｐ２シンボルがデコードされた後は、フレーム構造が明確になるため、フレーム構造より最終シンボルがＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルかデータシンボルかを判断し、次の広帯域キャリア周波数誤差量の算出処理を実行するようにしてもよい。

　フレームの最終シンボルがデータシンボルの場合は、広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、差動検波部２０１による差動検波に用いられたシンボルの双方がＣＰ信号が配置されているデータシンボルとして、各相関算出部２０２_１～２０２_１６による相関算出処理などを行って、広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行う。

　一方、フレームの最後のシンボルがＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルの場合、各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルの前のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号が配置されるキャリアであり、且つ、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＳＰ信号及びＦＣパイロット信号の何れかが配置されたサブキャリアである、サブキャリアの位置に応じた系列要素を１、それ以外の系列要素を０とした配置系列を相関算出処理に用いる。各相関算出部２０２_１～２０２_１６は、差動検波部２０１から入力される各サブキャリア信号の差動検波値をキャリア方向に１サブキャリア単位でシフトしながら、複数のサブキャリア信号の差動検波値からなる入力系列と上記の配置系列との相関を算出し、相関値の電力を算出する。そして、最大値検出部２０３は最大値検出処理を行って広帯域キャリア周波数誤差量を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量を図２のｆｃ補正部３２へ出力する。

　なお、「Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルの前のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号が配置されるキャリアであり」としたが、「Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルの前のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号及びＳＰ信号の何れかが配置されるキャリアであり」、又は、「Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルの前のデータシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＳＰ信号が配置されるキャリアであり」としてもよい。この２つの場合には、例えば、ＳＰ信号の一部のみを使うようにしてもよい。

　また、「Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＳＰ信号及びＦＣパイロット信号の何れかが配置されたサブキャリアである」を、「Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＳＰ信号が配置されたサブキャリアである」、又は、「Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルで割り当てられたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＦＣパイロット信号が配置されたサブキャリアである」としてもよい。

　（２）広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとで別の相関算出部を用いる構成としているが、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとで相関算出部を共用する構成としてもよい。

　例えば、相関算出部にＮｏｒｍａｌモードにおける配置系列に対応したタップ係数を設定し、この相関算出部をＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとで共用する。この場合、広帯域ｆｃ誤差算出部３７での検出範囲を大きくし、最大の相関値に対応するシフト量の大きさから、ＮｏｒｍａｌモードであるかＥｘｔｅｎｄｅｄモードであるかを判断し、それに応じたシフト量に調整するような構成とする。

　例えば、ＦＦＴサイズが３２ｋの場合、図４２で示すように、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードでは、サブキャリア数が５７６本異なり、両者のＣＰキャリアの配置は物理サブキャリア位置として２８８本ずれている。ここで、Ｎｏｒｍａｌモードを基準に、検出範囲を、－３０４～＋１６サブキャリア（“－”は左サブキャリア方向［サブキャリア番号の小さい方向］、“＋”は右サブキャリア方向［サブキャリア番号の大きい方向］を示す。）とする。Ｐ１シンボルを用いて広帯域キャリア周波数ずれの補正を行っているので、Ｐ１シンボル以外のシンボルでの広帯域キャリア周波数誤差量は、－１６～＋１６サブキャリアの中に収まるはずである。このため、検出したシフト量が、－１６～＋１６サブキャリアであれば、Ｎｏｒｍａｌモードであり、そのシフト量が広帯域キャリア周波数誤差量になる。また、検出したシフト量が、－３０４～－２７２サブキャリアであれば、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードと判断し、検出したシフト量に２８８を足した値を広帯域キャリア周波数誤差量とする。

　（３）制御情報収集部２３は、Ｐ２シンボルがデコードされることによって、Ｐ２シンボルで送信されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードを収集することができる。このことから、広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、Ｐ２シンボルがデコードされた後は、例えば、（３－１）Ｐ２シンボルで送信されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードに対応する相関算出部のみ動作させて当該相関算出部の出力信号のみを最大値検出部２０３で観測して広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行うようにしても良く、（３－２）全ての相関算出部を動作させてＰ２シンボルで送信されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードに対応する相関算出部の出力信号のみを最大値検出部２０３で観測して広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行うようにしても良い。

　＜ｆｃ補正部の変形例＞
　（１）ｆｃ補正部３２は、Ｐ１シンボルで検出されたＰ１シンボルのサブキャリア間隔以内の誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を用いたキャリア周波数ずれの補正を行う構成としたが、これを用いたキャリア周波数ずれの補正を行わない構成にしても良い。等化部３９の入力信号において、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔以内の誤差量は、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５及び広帯域ｆｃ誤差算出部３７で算出したキャリア周波数の誤差量を用いて補正が可能だからである。

　また、ｆｃ補正部３２は、Ｐ１シンボルで検出されたＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を用いたキャリア周波数ずれの補正を行う構成としたが、これを用いたキャリア周波数ずれの補正を行わない構成にしても良い。キャリア周波数のずれがＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードの有効サブキャリア数の差の半分（Δｆ）のさらに半分（Δｆ／２）以内に収まっている場合は、Ｐ１シンボルで検出された広帯域キャリア周波数誤差量をキャリア周波数ずれの補正に用いなくても良い。

　≪第２の実施の形態≫
　以下、本発明の第２の実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、第２の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第２の実施の形態ではその説明を省略する。

　第１の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７は、パイロットパターン及びキャリア拡張モードを組み合わせた個数の相関算出部２０２_１～２０２_１６を設け、パイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せの全てのＣＰ信号の配置パターンに対する相関算出処理をパラレルに行う。

　これに対して、第２の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ａは、パイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せの全てのＣＰ信号の配置パターンに対する相関算出処理を一つの相関算出部２０２Ａを用いてシリアルに順番に行う。

　以下、第２の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ａについて図１１を参照して説明する。広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ａは、図１１に示すように、差動検波部２０１と、メモリ２７１と、制御部２７２と、図８と実質的に同じ構成の相関算出部２０２Ａと、最大値検出部２０３とを備える。

　広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ａでは、１つの相関算出部２０２Ａを、パイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せの全てのＣＰ信号の配置パターンに対する相関算出処理に共用するため、差動検波部２０１から出力される各サブキャリアの差動検波値を保持しておく必要がある。このため、差動検波部２０１による差動検波の結果得られた各サブキャリア信号の差動検波値がメモリ２７１に保持される。

　制御部２７２は、パイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せを順番に相関算出部２０２Ａによる相関算出処理の対象とする。そして、制御部２７２は、対象としたパイロットパターン及びキャリア拡張モードのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号の配置パターンで規定されたＣＰキャリアの位置に応じたタップ係数が１に、それ以外のタップ係数が０になるように相関算出部２０２Ａのタップ係数Ｋ_０～Ｋ_Ｎの設定を行う。

　そして、制御部２７２は、メモリ２７１から相関算出部２０２Ａへの各サブキャリア信号の差動検波値の供給を制御する。相関算出部２０２Ａは、サブキャリア信号の差動検波値が供給される毎に、メモリ２７１から供給された複数のサブキャリア信号の差動検波値と制御部２７２で設定されたタップ係数Ｋ_０～Ｋ_Ｎとを用いた相関算出処理を行い、相関値を最大値検出部２０３へ出力する。

　≪第３の実施の形態≫
　以下、本発明の第３の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。なお、第３の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第３の実施の形態ではその説明を省略する。

　第３の実施の形態及び後述する第４の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｂ、３７Ｃは、第１の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７に差動検波部２０１の出力信号を平滑化する機能を付加したものである。

　以下、第３の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｂについて図１２を参照して説明する。広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｂは、図１２に示すように、広帯域ｆｃ誤差算出部３７の構成（図６参照）に、２乗演算部２９１、及びシンボル間フィルタ２９２を付加した構成になっている。

　差動検波部２０１から出力される差動検波信号は２乗演算部２９１に入力される。２乗演算部２９１は、差動検波部２０１から入力された差動検波信号の２乗演算をサブキャリア毎に実施し、２乗演算の結果得られた信号をシンボル間フィルタ２９２へ出力する。シンボル間フィルタ２９２は、２乗演算部２９１から入力された信号をサブキャリア毎にシンボル方向に平滑化し、平滑化した信号を相関算出部２０２_１～２０２_１６へ出力する。なお、相関算出部２０２_１～２０２_１６は、差動検波部２０１の出力信号の代わりに、シンボル間フィルタ２９２の出力信号を用いて相関算出処理を行う。

　このように、シンボル方向への平滑化により、ＣＰキャリアのベクトルを強調して相関の最大値を顕著にすることができ、広帯域キャリア周波数誤差量の算出精度を向上することができる。

　≪第４の実施の形態≫
　第４の実施の形態を説明する前に、ＤＶＢ－Ｔ２規格におけるＳＰ信号及びＣＰ信号の極性について簡単に説明する。

　ＤＶＢ－Ｔ２規格におけるＳＰ信号及びＣＰ信号の極性は、キャリア方向におけるＰＲＢＳ（Pseudorandom Binary Sequence）とＰＮ（Pseudorandom Noise）系列との排他的論理和により与えられる。

　ＰＲＢＳは下記の（数３）で示される２進数の系列であり、初期系列として“１１１１１１１１１１１”が用いられる。

　ＰＮ系列は、図１３で示される系列である。なお、図１３の系列は１６進数表記で示している。シンボル毎にＰＮ系列が順番に用いられ、フレームの先頭のシンボルではＰＮ系列の先頭に戻る。

　ＰＲＢＳのキャリア位置ｋにおけるｗ_ｋとＰＮ系列のシンボル位置ｌ（エル）におけるにおけるｐ_ｌに対する下記の（数４）の排他的論理和を基に、下記の（数５）により、キャリア位置ｋ、シンボル位置ｌ（エル）におけるＳＰ信号とＣＰ信号の極性ｃ_ｋ，ｌが定められている。

　以下、本発明の第４の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。なお、第４の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第４の実施の形態ではその説明を省略する。

　以下、第４の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｃについて図１４を参照して説明する。広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｃは、図１４に示すように、広帯域ｆｃ誤差算出部３７の構成（図６参照）に、ＰＮ系列発生部３０１、数値変換部３０２、ＰＮ差動検波部３０３、乗算部３０４、及びシンボル間フィルタ３０５を付加した構成になっている。

　ＰＮ系列発生部３０１は、フレームの先頭シンボルを基準に、図１３で示すＰＮ系列を発生し、発生したＰＮ系列を数値変換部３０２へ出力する。なお、ＰＮ系列発生部３０１は論理回路で構成してもよい。また、ＰＮ系列生成部３０１は、メモリに図１３のＰＮ系列を書き込んでおき、シンボル番号に相当する値を読み出す構成でもよい。

　数値変換部３０２は、ＰＮ系列発生部３０１から入力されたＰＮ系列に対して下記の（数６）を用いて数値変換を実施し、変換の結果得られた系列の信号をＰＮ差動検波部３０３へ出力する。なお、（数６）において、ｃ_ｌはシンボル位置ｌ（エル）における信号の極性、ｐ_ｌはシンボル位置ｌ（エル）におけるＰＮ系列の値である。

　ＰＮ差動検波部３０３は、数値変換部３０２から入力された系列の信号をシンボル間で差動検波し、差動検波の結果得られた信号（以下、「ＰＮ差動検波信号」と呼ぶ。）を乗算部３０４へ出力する。乗算部３０４は、差動検波部２０１から入力される差動検波信号とＰＮ差動検波部３０３から入力されたＰＮ差動検波信号とをサブキャリア毎に乗算し、乗算の結果得られた信号をシンボル間フィルタ３０５へ出力する。シンボル間フィルタ３０５は、乗算部３０４から入力された信号をサブキャリア毎に平滑化し、平滑化した信号を相関算出部２０２_１～２０２_１６へ出力する。なお、相関算出部２０２_１～２０２_１６は、差動検波部２０１の出力信号の代わりに、シンボル間フィルタ３０５の出力信号を用いて相関算出処理を行う。

　このように、ＰＮ系列に基づいた極性を持つことにより生じる差動検波部２０１の出力信号のシンボル毎のベクトルの差異を補正し、シンボル間フィルタ３０５に入力することで、シンボル間の平滑化が実施でき、ＣＰキャリアのベクトルを強調して相関の最大値を顕著にすることができ、広帯域キャリア周波数誤差量の検出の精度を向上することができる。

　なお、広帯域ｆｃ誤差算出部の構成として、図６、図１１、図１２、図１４に示した構成に限定されるものではなく、Ｐ１シンボル以外のシンボルで当該シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量を算出することができる構成であればよい。

　≪第５の実施の形態≫
　以下、本発明の第５の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。第５の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第５の実施の形態ではその説明を省略する。

　第１の実施の形態の復調部１３は、広帯域ｆｃ誤差算出部３７で算出された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて直交復調部３１の出力信号のキャリア周波数ずれの補正を実施するフィードバック構成をしている。

　これに対して、第５の実施の形態の復調部１３Ｄは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７で算出された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて直交変換部３６の出力信号のキャリア周波数ずれの補正を実施する構成をしている。

　以下、第５の実施の形態の復調部１３Ｄについて図１５を参照して説明する。図１５に示すように、復調部１３Ｄの復調中核部２２Ｄは、復調部１３の復調中核部２２の構成（図２参照）に対して、ｆｃ補正部３２をｆｃ補正部３２Ｄに置き換え、ｆｃ補正部４５を追加した構成をしている。

　ｆｃ補正部３２Ｄは、これまでにＰ１復調部３３によって検出された狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量、及び、これまでに狭帯域ｆｃ誤差算出部３５によって算出された狭帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、補正キャリア周波数を発生する。ｆｃ補正部３２Ｄは、補正キャリア周波数を基に、直交復調部３２の出力信号のキャリア周波数ずれの補正を実施する。

　広帯域ｆｃ誤差算出部３７は算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部４５へ出力する。

　ｆｃ補正部４５は、広帯域ｆｃ誤差算出部３７によって算出された広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、直交変換部３６から入力された周波数領域の複素ベースバンド信号のキャリア周波数ずれの補正を実施する。そして、ｆｃ補正部４５は、キャリア周波数ずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号を伝送路特性推定部３８と等化部３９とへ出力する。

　なお、広帯域ｆｃ誤差算出部３７が算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれを補正する構成として、図２、図１５に示した構成に限定されるものではない。

　≪第６の実施の形態≫
　以下、本発明の第６の実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、第６の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第６の実施の形態ではその説明を省略する。

　第６の実施の形態及び後述する第７の実施の形態の復調部は、第１の実施の形態の復調部１３に対して、ＦＦＴサイズとガードインターバル比とＳＩＳＯ／ＳＩＭＯ情報を基に実際の送信に用いられている可能性のあるパイロットパターンを絞り込んだ上でＰ１シンボル以外のシンボルでの広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行う機能を追加したものである。

　以下、第６の実施の形態の復調部１３Ｅについて図１６を参照して説明する。図１６に示すように、復調部１３Ｅは、Ａ／Ｄ変換部２１と、復調中核部２２Ｅと、制御情報収集部２３Ｅとを備える。復調中核部２２Ｅは、復調中核部２２Ｅの構成（図６参照）に対して、広帯域ｆｃ誤差算出部３７を広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｄに置き換えた構成をしている。

　図３９に示すように、ＦＦＴサイズとＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報とガードインターバル比との組み合わせで取り得るパイロットパターンは、パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８の一部のみ（最大で４種類のパイロットパターン）である。

　そこで、制御情報収集部２３Ｅは、Ｐ１復調部３３から受け取ったＦＦＴサイズ情報及びＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報と、ＧＩ判定部３４から受け取ったガードインターバル比とを利用して、パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８の中から取り得るパイロットパターンの絞り込みを行い、絞り込んだパイロットパターン（以下、「候補パイロットパターン」と呼ぶ。）を復調中核部２２Ｅ内の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｅへ出力する。

　以下、図１６の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｅについて図１７を参照して説明する。図１７に示すように、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｅは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７の構成（図６参照）に対して、最大値検出部２０３を最大値検出部２０３Ｅに置き換えた構成をしている。

　最大値検出部２０３Ｅは、制御情報収集部２３Ｅから候補パイロットパターンの情報を受け取る。最大値検出部２０３Ｅは、各候補パイロットパターンのＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードの夫々に対応する相関算出部から出力された相関値のみを観測し、最大となる相関値を検出し、最大となる相関値を得るシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量として図１６に示すｆｃ補正部２３へ出力する。

　これにより、ＦＦＴサイズとＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報とガードインターバル比との組合せで取り得ないパイロットパターンのＮｏｒｍａｌモード又はＥｘｔｅｎｄｅｄモードのＣＰ信号の配置パターンに基づく最大値検出の誤判定を抑制することができ、広帯域キャリア周波数誤差量の検出精度の向上を図ることができる。

　≪第７の実施の形態≫
　以下、本発明の第７の実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、第７の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第７の実施の形態ではその説明を省略する。

　以下、第７の実施の形態の広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｆについて図１８を参照して説明する。図１８に示すように、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｆは、差動検波部２０１と、図８と実質的に同じ構成の相関算出部２０２Ｆ_１～２０２Ｆ_８と、最大値検出部２０３Ｆとを備える。

　図３９に示すように、ＦＦＴサイズとＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報とガードインターバル比との組み合わせで取り得るパイロットパターンは、パイロットパターンＰＰ１～ＰＰ８の一部のみであり、最大で４種類のパイロットパターンである。また、キャリア拡張モードとして、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードとの２種類がある。このことを踏まえれば、８個の相関算出部２０２Ｆ_１～２０２Ｆ_８のみを備えれば、取り得るパイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せの夫々に対応するＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号の配置パターンに対する相関算出処理を実行することができる。

　そこで、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｆは、８個の相関算出部２０２Ｆ_１～２０２Ｆ_８のみを備えるようにして、回路規模の削減を図っている。

　最大値検出部２０３Ｆは、図１６の制御情報収集部２３Ｅから候補パイロットパターンの情報を受け取る。最大値検出部２０３Ｆは、相関算出部２０２Ｆ_１～２０２Ｆ_８に、互いに異なるように、受け取った候補パイロットパターン及びキャリア拡張モードの組合せの何れか１つのＦＦＴサイズに基づくＣＰ信号の配置パターンを割り当てる。

　各相関算出部２０２Ｆ_１～２０２Ｆ_８は、差動検波部２０１から入力される各サブキャリア信号の差動検波値をキャリア方向に１サブキャリア単位でシフトしながら、複数のサブキャリア信号の差動検波値からなる入力系列と、割り当てられたＣＰ信号の配置パターンで規定されるＣＰキャリアの配置系列（ＣＰキャリアの位置に応じた系列要素を１、それ以外の系列要素を０とした系列）との相関を算出し、相関値の電力を算出し、電力値を最大値検出部２０３Ｆへ出力する。

　最大値検出部２０３Ｆは、各候補パイロットパターンのＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードの夫々に対応する相関算出部から出力された相関値のみを観測し、最大となる相関値を検出し、最大となる相関値を得るシフト量を広帯域キャリア周波数誤差量として図１６に示すｆｃ補正部２３へ出力する。

　なお、第６及び第７の実施の形態では、ＦＦＴサイズとＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報とガードインターバル比との組み合わせで取りうるパイロットパターンの絞り込みを行うようにしているが、これに限定されるものではなく、例えば、ＦＦＴサイズとガードインターバル比との組み合わせで取りうるパイロットパターンの絞り込みを行うようにしてもよい。

　また、第６及び第７の実施の形態では、ガードインターバル比をガードインターバルに係る情報として用いたが、これに係わらず、ガードインターバル長をガードインターバルに係る情報として用いるようにしてもよい。

　なお、広帯域ｆｃ誤差算出部の構成として、図１７、図１８に示した構成に限定されるものではない。例えば、第２から第４の実施の形態で説明した広帯域ｆｃ誤差算出部の構成を、例えば、ＦＦＴサイズとＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報とガードインターバル比との組合せで取り得るパイロットパターンの絞り込みを行う復調部に応用してもよく、ＦＦＴサイズとガードインターバル比との組合せで取り得るパイロットパターンの絞り込みを行う復調部に応用してもよい。また、第１の実施の形態で説明した広帯域ｆｃ誤差算出部の変形例（２）を応用して広帯域ｆｃ誤差算出部を構成するようにしてもよい。

　また、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｅ、３８Ｅは、第１の実施の形態で説明したＰ１シンボル以外のシンボルに対する処理を適用し、また、第１の実施の形態で説明した広帯域ｆｃ誤差算出部の変形例（１）、（３）の処理を適用してもよい。

　≪第８の実施の形態≫
　以下、本発明の第８の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。なお、第８の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第８の実施の形態ではその説明を省略する。

　第８の実施の形態の復調部１３Ｇは、第１の実施の形態の復調部１３に対して、伝送路特性の推定処理の開始を早期に行うための機能を追加したものである。

　以下、第８の実施の形態の復調部１３Ｇについて図１９から図２１を参照して説明する。

　図１９は第８の実施の形態の復調部１３Ｇの構成図であり、復調部１３Ｇは、復調部１３の構成（図２参照）に対して、広帯域ｆｃ誤差算出部３７及び伝送路特性推定部３８を広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇ及び伝送路特性推定部３８Ｇに置き換えた構成をしている。

　広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇの構成を図２０に示す。図２０に示すように、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７の構成（図６の構成）に対して、最大値検出部２０３を最大値検出部２０３Ｇに置き換えた構成をしている。

　最大値検出部２０３Ｇは、最大値検出部２０３の機能に加え、最大となる相関値を与えたパイロットパターン及びキャリア拡張モードを実際の送信に使用されているパイロットパターン及びキャリア拡張モードと推定して、当該パイロットパターン及びキャリア拡張モードを図１９の伝送路特性推定部３８Ｇへ出力する。

　伝送路特性推定部３８Ｇの構成を図２１に示す。図２１に示すように、伝送路特性推定部３８Ｇは、パイロット生成部４０１と、パイロット抽出部４０２と、除算部４０３と、補間部４０４とを備える。

　伝送路特性推定部３８Ｇは、Ｐ２シンボルがデコードされる前に、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇ内の最大値検出部２０３Ｇによって推定されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードなどを利用して、Ｐ２パイロット信号の配置パターン、ＳＰ信号の配置パターン（分散パターン）、ＦＣパイロット信号の配置パターンを推定する。

　そして、伝送路特性推定部３８Ｇは、Ｐ２シンボルがデコードされる前に、推定したＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号の夫々の配置パターンを基に伝送路特性の推定処理を開始し、直交変換部３６の出力信号が伝送路で受けた振幅及び位相の変位を示す伝送路特性を推定する。

　パイロット生成部４０１は、受信側で既知のＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号を生成し、生成したＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号を除算部４０３へ出力する。

　直交変換部３６から出力された信号がパイロット抽出部４０２に供給される。パイロット抽出部４０２は、Ｐ２パイロット信号の配置パターン、ＳＰ信号の配置パターン（分散パターン）、ＦＣパイロット信号の配置パターンを利用して、供給された信号からＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号を抽出し、抽出したＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号を除算部４０３へ出力する。

　除算部４０３は、パイロット抽出部４０２から入力されたＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号を、パイロット生成部４０１から入力されたＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号で除算することにより、ＳＰ信号、Ｐ２パイロット信号、ＦＣパイロット信号に影響を及ぼした伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を補間部４０４へ出力する。

　Ｐ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣ信号は、分散、歯抜け状に存在するので、補間部４０４はＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣ信号を用いて算出された伝送路特性を用いて伝送路特性の補間処理を実行し、全てのサブキャリアの伝送路特性を求め、求めた伝送路特性を図１９の等化部３９へ出力する。なお、補間に関しては、時間軸（シンボル）方向に補間した後、周波数軸（キャリア）方向に補間するものや、周波数軸（キャリア）方向にのみ補間するものなど公知のものが存在し、これらを用いて補間を行えばよい。

　伝送路特性推定部３８Ｇが上記の伝送路特性の推定を行うためには、Ｐ２パイロット信号、ＳＰ信号、及びＦＣパイロット信号の配置パターンが必要となる。

　ＦＦＴサイズが分かれば、Ｐ２シンボルのシンボル数が分かり、また、ＦＦＴサイズとＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報とが分かれば、Ｐ２パイロット信号の配置パターンが分かる。パイロットパターン及びキャリア拡張モードが分かれば、ＳＰ信号の配置パターンが分かる。

　ガードインターバル比とパイロットパターンからフレームの最終シンボルがＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルかデータシンボルかが分かる。なお、Ｐ１シンボルを検出することにより、その前のシンボルがフレームの最終シンボルと分かる。Ｆｒａｍｅ　ＣｌｏｓｅシンボルではＳＰ信号とＦＣパイロット信号とからなるパイロット信号が配置されるサブキャリア間隔は一定であるから、ＦＣパイロット信号の配置パターンが分かる。

　ＦＦＴサイズとキャリア拡張モードが分かれば、有効サブキャリア数が分かる。

　上記のことを踏まえると、伝送路特性推定部３８Ｇは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇ内の最大値検出部２０３Ｇによって推定されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードに加え、Ｐ１シンボルから取り出されたＦＦＴサイズ情報及びＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ情報と、ガードインターバル比とを利用することにより、Ｐ２シンボルがデコードされる前に、伝送路特性の推定を開始することができ、速やかに等化処理が可能となる。

　なお、Ｐ２シンボルからパイロットパターン及びキャリア拡張モードが取り出された後は、伝送路特性推定部３８Ｇは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇから受け取ったパイロットパターン及びキャリア拡張モードの代わりに、Ｐ２シンボルから取り出されたパイロットパターン及びキャリア拡張モードを用いてＰ２パイロット信号、ＳＰ信号、ＦＣパイロット信号の配置パターンを推定して伝送路特性の推定を行うようにしてもよい。

　なお、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇは、図６の広帯域ｆｃ誤差算出部３７の構成を応用したものであるが、これに限らず、例えば、第１から第４の実施の形態、第６から第７の実施の形態で説明した広帯域ｆｃ誤差算出部やその変形の構成を応用したものであってもよい。

　また、広帯域ｆｃ誤差算出部３７Ｇは、検出範囲を１サブキャリアとして広帯域キャリア周波数誤差量の算出を行わずに、最大値検出部２０３Ｇによりパイロットパターン及びキャリア拡張モードの検出のみを実施するようにしてもよい。この場合、Ｐ１シンボル以外のシンボルで当該シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）の算出を行わないので、この広帯域キャリア周波数誤差量に基づくキャリア周波数ずれの補正を実施しない。

　≪第９の実施の形態≫
　以下、本発明の第９の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。第９の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第９の実施の形態ではその説明を省略する。

　第１の実施の形態の復調部１３は、Ｐ１シンボル以外のシンボルでの狭帯域キャリア周波数誤差量の算出を時間領域の複素ベースバンド信号を用いて行う。

　これに対して、第９の実施の形態及び後述する第１０の実施の形態の復調部１３Ｈ、１３Ｉは、Ｐ１シンボル以外のシンボルでの狭帯域キャリア周波数誤差量の算出を周波数領域の複素ベースバンド信号を用いて行う。

　以下、第９の実施の形態の復調部１３Ｈについて図２２を参照して説明する。図２２に示すように、復調部１３Ｈの復調中核部２２Ｈは、復調部１３の復調中核部２２の構成（図２参照）に対して、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５を削除し、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｈを追加した構成をしている。

　狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｈの構成を図２３に示す。図２３に示すように、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｈは、遅延部５０１と位相差算出部５０２とキャリア誤差算出部５０３とを備える。

　伝送路推定部３８で算出された伝送路特性は、遅延部５０１と位相差算出部５０２に入力される。遅延部５０１は、入力される伝送路特性を１シンボル遅延させて位相差算出部５０２へ出力する。位相差算出部５０２は、伝送路特性推定部３８から入力されたＣＰ信号の伝送路特性と、遅延部５０１から入力されたＣＰ信号の伝送路特性とを用いてＣＰ信号の伝送路特性のシンボル間の位相差を算出し、算出したＣＰ信号のシンボル間の位相差をキャリア誤差算出部５０３へ出力する。キャリア誤差算出部５０３は、位相差算出部５０２から入力されたＣＰ信号のシンボル間の位相差から狭帯域キャリア周波数誤差量を推定し、推定した狭帯域キャリア周波数誤差量を図２２のｆｃ補正部２３へ出力する。

　ｆｃ補正部２３は、キャリア周波数ずれの補正の際に、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５から入力される狭帯域キャリア周波数誤差量の代わりに、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｈ内のキャリア誤差算出部５０３から入力される狭帯域キャリア周波数誤差量を用いる。

　なお、キャリア周波数ずれの補正は、ｆｃ補正部２３で補正するだけでなく、求めた位相の逆位相を直交変換部３６の出力信号に乗算することで補正してもよい。

　≪第１０の実施の形態≫
　以下、本発明の第１０の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。第１０の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第１０の実施の形態ではその説明を省略する。

　以下、第１０の実施の形態の復調部１３Ｉについて図２４を参照して説明する。図２４に示すように、復調部１３Ｉの復調中核部２２Ｉは、復調部１３の復調中核部２２の構成（図２参照）に対して、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５を削除し、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｉを追加した構成をしている。

　狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｉの構成を図２５に示す。図２５に示すように、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｉは、差動検波部６０１とＰＮ系列発生部６０２と数値変換部６０３とＰＮ差動検波部６０４と極性補正部６０５とキャリア誤差算出部６０６とを備える。

　直交変換部３６から出力された信号が差動検波部６０１に供給される。差動検波部６０１は、直交変換部３６から供給された信号に含まれるＣＰ信号の差動検波を実施し、差動検波の結果得られた信号（差動検波信号）を極性補正部６０５へ出力する。この結果、図１３で示したＰＮ系列に依存したシンボル間の極性の差異に加え、キャリア周波数ずれに基づく位相差が乗算された信号が得られる。

　ＰＮ系列発生部６０２は、フレームの先頭シンボルを基準に、図１３で示すＰＮ系列を発生し、発生したＰＮ系列を数値変換部６０３へ出力する。数値変換部６０３は、ＰＮ系列生成部６０２から入力されたＰＮ系列に対して上記の（数６）を用いて数値変換を実施し、この結果得られた系列の信号をＰＮ差動検波部６０４へ出力する。ＰＮ差動検波部６０４は、数値変換部６０３から入力された系列の信号をシンボル間で差動検波することによってシンボル間の極性を求め、求めたシンボル間の極性を極性補正部６０５へ出力する。

　極性補正部６０５は、ＰＮ差動検波部６０４によって求められたシンボル間の極性に基づいて、差動検波部６０１から入力されたＣＰ信号の差動検波後の信号に対し極性の補正を実施することによって、キャリア周波数ずれに起因したシンボル間の位相差を算出し、算出したシンボル間の位相差をキャリア誤差算出部６０６へ出力する。キャリア誤差算出部６０６は、極性補正部６０５からのシンボル間の位相差に基づいて狭帯域キャリア周波数誤差量を算出し、算出した狭帯域キャリア周波数誤差量を図２４のｆｃ補正部２３へ出力する。

　ｆｃ補正部２３は、キャリア周波数ずれの補正の際に、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５から入力される狭帯域キャリア周波数誤差量の代わりに、狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｉ内のキャリア誤差算出部６０６から入力される狭帯域キャリア周波数誤差量を用いる。

　なお、時間領域での狭帯域ｆｃ誤差算出部３５と周波数領域の狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｈ、３５Ｉの両方を有しするようにしてもよく、また、ＣＰ信号の配置位置が確立した後、周波数領域の狭帯域ｆｃ誤差算出部３５Ｈ、３５Ｉで算出されたキャリア誤差を補正に用いるようにしてもよい。

　なお、第１から第１０の実施の形態では、算出したＰ１シンボル以外のシンボルでの当該シンボルのサブキャリア間隔以内の誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）に基づいて、時間領域の信号に対してキャリア周波数ずれの補正を行っているが、これに限定されるものではなく、周波数領域の信号に対してキャリア周波数ずれの補正を行うようにしてもよい。

　また、例えば、第１から第４、第６、第７の実施の形態で説明した時間領域での狭帯域キャリア周波数誤差量の算出と、第９、第１０の実施の形態で説明した周波数領域での狭帯域キャリア周波数誤差量の算出とを組み合わせても良い。

　≪第１１の実施の形態≫
　以下、本発明の第１１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。第１１の実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため第１１の実施の形態ではその説明を省略する。

　第１の実施の形態の復調部１３は、広帯域ｆｃ誤差算出部３７が広帯域キャリア周波数誤差量を算出する前に、Ｐ１シンボルで検出されたＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量を用いて、Ｐ１シンボル以外のシンボルの当該シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量をＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとの有効サブキャリア数の差の半分以内に収めている。

　これに対して、第１１の実施の形態の復調部１３Ｊは、広帯域ｆｃ誤差算出部３７が広帯域キャリア周波数誤差量を算出する前に、Ｐ１シンボルを利用せずに、Ｐ１シンボル以外のシンボルの当該シンボルのサブキャリア間隔単位の誤差量をＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとの有効サブキャリア数の差の半分以内に収める。

　第１１の実施の形態において、図２６に示すように、ＮｏｒｍａｌモードとＥｘｔｅｎｄｅｄモードの有効キャリアの差に相当する領域をそれぞれ領域Ａ、領域Ｂとする。

　以下、第１１の実施の形態の復調部１３Ｊについて図２７を参照して説明する。図２７に示すように、復調部１３Ｊの復調中核部２２Ｊは、復調部１３の復調中核部２２の構成（図２参照）に対して、ｆｃ補正部３２の代わりにｆｃ補正部３２Ｊを備え、事前ｆｃ誤差算出部４８を追加した構成をしている。

　事前ｆｃ誤差算出部４８の構成を図２８に示す。図２８に示すように、事前ｆｃ誤差算出部４８は、第１電力算出部７０１と、第２電力算出部７０２と、比較部７０３とを備える。

　第１電力算出部７０１は、領域Ａに含まれるサブキャリア信号の電力の総和を算出し、算出した電力の総和値を比較部７０３へ出力する。第２電力算出部７０２は、領域Ｂに含まれるサブキャリア信号の電力の総和を算出し、算出した電力の総和値を比較部７０３へ出力する。

　比較部７０３、第１電力算出部７０１から入力された領域Ａのサブキャリア信号の電力の総和値（以下、「Ａ領域電力値」と呼ぶ。）と、第２電力算出部７０２から入力された領域Ｂのサブキャリア信号の電力の総和値（以下、「Ｂ領域電力値」と呼ぶ。）と、を比較する。比較部７０３は、Ａ領域電力値がＢ領域電力値より大きければ、領域Ａ側（周波数が低い方向）に周波数がずれているため、周波数を高く補正する信号をｆｃ補正部３２Ｊへ出力する。一方、比較部７０３は、Ｂ領域電力値がＡ領域電力値より大きければ、領域Ｂ側（周波数が高い方向）に周波数がずれているため、周波数を低く補正する信号をｆｃ補正部３２Ｊへ出力する。

　図２７の補正部３２Ｊは、事前ｆｃ誤差算出部３８から入力される信号に従って、キャリア周波数ずれの補正を実施する。

　上記の処理が、Ａ領域電力とＢ領域電力との差が第１閾値以下になるように、繰り返し行われる。

　これによって、キャリア周波数ずれはＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとの有効キャリア数の差の半分以下には収まり、広帯域ｆｃ誤差算出部３７による広帯域キャリア周波数誤差量の算出処理において、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードとＮｏｒｍａｌモードとの区別が可能となる。

　なお、Ａ領域電力値とＢ領域電力値との差が所定の値以下になった際に、Ａ領域電力値とＢ領域電力値によって、ＥｘｔｅｎｄｅｄモードかＮｏｒｍａｌモードかを決定してもよい。例えば、Ａ領域電力値とＢ領域電力値が第２閾値よりも大きい場合はＥｘｔｅｎｄｅｄモードであり、小さい場合はＮｏｒｍａｌモードであると判定する。このことで、最大値検出におけるＣＰ信号の配置パターンの候補を少なくすることができ、広帯域キャリア周波数誤差量の検出精度の向上が図れる。
≪補足≫
　本発明は上記の実施の形態で説明した内容に限定されず、本発明の目的とそれに関連又は付随する目的を達成するためのいかなる形態においても実施可能であり、例えば、以下であってもよい。

　（１）上記の各実施の形態の受信装置は、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットのみならず、シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置されるＣＰ信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置にＣＰ信号が配置されたＯＦＤＭ信号に対して適用できる。

　（２）上記の各実施の形態では、複数のＣＰ信号の配置パターンのうち、何れか１つのＣＰ信号の配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置にＣＰ信号が配置されたＯＦＤＭ信号を例に挙げて説明したが、これに限定されるものではなく、例えば次のようなものであっても良い。シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置されるシンボル方向に差動変調された信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置にシンボル方向に差動変調された信号が配置されたＯＦＤＭ信号であってもよい。なお、シンボル方向に差動変調された信号が配置される複数のサブキャリアの位置は、周期性を持たないことが好ましい。

　なお、上記の各実施の形態には直接適用できないが、シンボル方向に差動変調された信号が複数のサブキャリアに配置されている伝送フォーマットの例を挙げる。日本の地上デジタル放送であるＩＳＤＢ－Ｔでは、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号と呼ばれる制御情報を伝送するサブキャリアが組み込まれている。ＴＭＣＣ信号は、受信機の復調や復号を実施するために、システム識別、伝送パラメータ切替指標、緊急警報放送用起動フラグ、カレント情報、ネクスト情報などで構成されている。ＴＭＣＣ信号は、ＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）で変調されている。ＩＳＤＢ－ＴにおけるＴＭＣＣ信号のサブキャリア配置（Ｍｏｄｅ３、同期変調の場合）を図２９に示す。ＩＳＤＢ－Ｔでは、ＴＭＣＣ信号のサブキャリア配置は、一意に定義されている。

　（３）上記の各実施の形態では、受信信号がＯＦＤＭ信号であるとしたが、互いに直交しない複数のキャリアを用いたマルチキャリア変調信号であってもよい。

　（４）上記の各実施の形態では、ＥｘｔｅｎｄｅｎｄモードとＮｏｒｍａｌモードとの２種類が存在する場合を例に挙げて説明したが、これに限定されるものではなく、３種類以上のモードが存在する場合や、１種類のモードのみ存在する場合にも上記の各実施の形態で説明した内容は適用できる。

　（５）上記の実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットを対象としたため、パイロットパターンの絞り込みに使用する制御情報（例えば、ＦＦＴサイズ情報）を含むプリアンブルシンボルがＰ１シンボルであるとしたが、これに限定されるものではない。また、パイロットパターン及びキャリア拡張モードを含む制御シンボルがＰ２シンボルであるとしたが、これに限定されるものではない。

　（６）上記の各実施の形態では、ＣＰ信号が配置されていないシンボルであるＰ２シンボルではＰ２パイロット信号を利用し、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅ　シンボルではＳＰ信号とＦＣパイロット信号を用いるとして説明したが、これに限定されるものではなく、シンボル方向の差動検波によりベクトルが揃うような信号であれば利用可能である。

　（７）上記の各実施の形態では、全てのＣＰキャリアを用いるような構成としたが、これに限定されるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。同一チャネル内妨害波（狭帯域妨害波やアナログ放送波）の影響等により、電力が大きくなっているＣＰ信号を検出し、検出された電力が大きくなっているＣＰ信号を相関算出処理の対象外としてもよい。検出方法としては、例えば、ＣＰキャリアの電力を求め、その値が最大であるＣＰキャリアを相関算出処理の除外対象のＣＰキャリアとして検出してもよく、その値が所定の閾値を超えるＣＰキャリアを相関算出処理の除外対象のＣＰキャリアとして検出してもよい。また、ＣＰキャリアの差動検波値の電力値を求め、その値が最大であるＣＰキャリアを相関算出処理の除外対象のＣＰキャリアとして検出してもよく、その値が所定の閾値を超えるＣＰキャリアを相関算出処理の除外対象のＣＰキャリアとして検出してもよい。なお、ＳＰ信号、Ｐ２パイロット信号、又は、ＦＣパイロット信号が配置されるキャリアに対しても同様の取り扱いを行っても良い。

　（８）上記の第１の実施の形態では、直交復調部３１で固定周波数を用いた直交復調を行い、ｆｃ補正部３２でキャリア周波数の誤差を補正するようにしているが、これに限定されるものではなく、例えば次のようなものであってもよい。直交復調部３１は、固定周波数と検出されたキャリア周波数の誤差量とを足し合わせた周波数を用いた直交復調を行い、キャリア周波数ずれが補正された複素ベースバンド信号を得るようにしてもよい。なお、同様の変形を他の実施の形態等に適用することができる。

　（９）上記の第１の実施の形態では、ＧＩ判定部３４はガード相関を利用してガードインターバル比の推定を行うようにしているが、これに限定されるものではなく、ガード相関以外の手法を利用して実際の送信に利用されているＰ１シンボル以外のシンボルのガードインターバル比を推定するようにしてもよい。また、ＧＩ判定部３４を設けずに全てのガードインターバル比を順番に用いて処理が行われるようにしてもよい。なお、同様の変形を他の実施の形態等に適用することができる。

　（１０）上記の第１の実施の形態では、直交変換部３６とＰ１直交変換部５３とを別途設ける構成としているが、これに限定されるものではなく、直交変換部３６とＰ１直交変換部５３とを共用した構成としても良い。なお、同様の変形を他の実施の形態等に適用することができる。

　（１１）上記の各実施の形態における受信装置の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩで実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。

　（１２）上記の各実施の形態で示した受信装置の動作の手順の少なくとも一部を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。

　（１３）上記の各実施の形態で示した受信装置の受信処理の少なくとも一部を行う受信装置を実現してもよい。

　（１４）上記の各実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて上記の各実施の形態を実現してもよい。例えば、上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。
（１５）上記の各実施の形態などで説明した内容を適宜組み合わせるようにしてもよい。

　本発明は、送信受信間で生じるキャリア周波数のずれを補正する受信装置に利用できる。

　１　受信装置
　１１　アンテナ
　１２　チューナ
　１３　復調部
　１４　デコード部
　１５　表示部
　２１　Ａ／Ｄ変換部
　２２　復調中核部
　２３　制御情報収集部
　３１　直交復調部
　３２　ｆｃ補正部
　３３　Ｐ１復調部
　３４　ＧＩ判定部
　３５　狭帯域ｆｃ誤差算出部
　３６　直交変換部
　３７　広帯域ｆｃ誤差算出部
　３８　伝送路特性推定部
　３９　等化部
　４０　誤り訂正部
　５１　Ｐ１位置検出部
　５２　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部
　５３　Ｐ１直交変換部
　５４　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部
　５５　Ｐ１デコード部
　１０１　電力算出部
　１０２　相関算出部
　１０３　最大値検出部
　１０４　ｆｃ補正部
　１５１_１～１５１_Ｎ－１　レジスタ
　１５２_１～１５２_Ｎ　乗算器
　１５３　加算部
　２０１　差動検波部
　２０２_１～２０２_１６　相関算出部
　２０３　最大値検出部
　２３１　遅延部
　２３２　共役複素演算部
　２３３　乗算器
　２５１_１～２５１_Ｎ－１　レジスタ
　２５２_１～２５２_Ｎ　乗算器
　２５３　加算部
　２５４　電力算出部

Claims

　シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置において、
　前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換部と、
　前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換部の出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換部の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出部と、
　算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正部と、
　を備える受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号はプリアンブルシンボルを更に含み、
　前記受信装置は、
　前記プリアンブルシンボルを用いてキャリア周波数誤差量を推定するプリアンブルキャリア周波数誤差推定部と、
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部における広帯域キャリア周波数誤差量の算出より前に、前記プリアンブルシンボルを用いて推定されたキャリア周波数誤差量を用いてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正部と、
　を更に備える請求項１記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は制御情報を含むプリアンブルシンボルを更に含み、
　前記受信装置は、
　前記プリアンブルシンボルを復調して前記制御情報を取り出すプリアンブル復調部と、
　前記プリアンブルシンボル以外のシンボルにおいてシンボル毎に付加されたガードインターバルに係る情報を推定するガードインターバル推定部と、
　前記制御情報及び前記ガードインターバルに係る情報に基づいて、前記複数の配置パターンから前記マルチキャリア変調信号で用いられている可能性のある配置パターンの候補を選択する制御情報収集部と、
　を更に備え、
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記配置パターンの候補に対してのみ前記累積処理を実施する
　請求項１記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は制御情報を含むプリアンブルシンボルを更に含み、
　前記受信装置は、
　前記プリアンブルシンボルを復調して前記制御情報を取り出すプリアンブル復調部と、
　前記プリアンブルシンボル以外のシンボルにおいてシンボル毎に付加されたガードインターバルに係る情報を推定するガードインターバル推定部と、
　前記制御情報及び前記ガードインターバルに係る情報に基づいて、前記複数の配置パターンから前記マルチキャリア変調信号で用いられている可能性のある配置パターンの候補を選択する制御情報収集部と、
　を更に備え、
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記配置パターンの候補に対して算出された累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する
　請求項１記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は、全サブキャリアのうち周波数の高い領域の複数のサブキャリア及び周波数の低い領域の複数のサブキャリアを除いた中央部の第１の範囲内のサブキャリアを有効サブキャリアとする通常モードと、前記第１の範囲を周波数の高い領域及び周波数の低い領域に所定数のサブキャリアだけ拡張した第２の範囲内のサブキャリアを有効サブキャリアとする拡張モードとのいずれか一方の伝送モードを用いて送信されており、
　前記配置パターンは、前記有効サブキャリアのうち最も低い周波数のサブキャリア位置を基準に規定されており、
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記通常モードにおける配置パターンと前記拡張モードにおける配置パターンの両方について前記累積処理を実施する
　請求項１記載の受信装置。
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、
　前記直交変換部の出力信号と１シンボル前の前記直交変換部の出力信号とをサブキャリア毎に差動検波して出力する差動検波部と、
　前記複数の配置パターンの夫々に対して、前記差動検波部の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置に１をそれ以外のサブキャリアの位置に０を設定した配置系列信号と、前記差動検波部の出力信号との相関を算出する相関算出部と、
　前記相関算出部において算出された相関値の中から最大値を検出することにより前記広帯域キャリア周波数誤差量を算出する最大値検出部と、
　を備える請求項１記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は前記所定の信号が配置されていないシンボルを更に含み、
　前記相関算出部は、前記差動検波部による差動検波に用いられた２つのシンボルのうち少なくとも一方が前記所定の信号が配置されていないシンボルである場合、相関の算出を行なわない
　請求項６記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は前記所定の信号が配置されていないシンボルを更に含み、
　前記所定の信号が配置されていないシンボルでは、前記所定の信号とは異なる所定の第１信号が複数のサブキャリアに配置されており、
　前記相関算出部は、更に、前記差動検波部で差動検波に用いられた２つのシンボルのうち一方が前記所定の信号が配置されていないシンボルである場合、前記複数の配置パターンの夫々に対し、当該配置パターンが用いられた場合に前記所定の信号が配置され且つ前記所定の信号が配置されていないシンボルにおいて前記所定の第１信号が配置されているサブキャリアの位置に１を、それ以外のサブキャリアの位置に０を設定した配置系列信号と、前記差動検波部の出力信号との相関を算出する
　請求項６記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は前記所定の信号が配置されていないシンボルを更に含み、
　前記所定の信号が配置されていないシンボルでは、前記所定の信号とは異なる所定の第１信号が複数のサブキャリアに配置されており、
　前記相関算出部は、更に、前記差動検波部で差動検波に用いられた２つのシンボルの双方が前記所定の信号が配置されていないシンボルである場合、前記所定の信号が配置されていないシンボルにおいて前記所定の第１信号が配置されている一部のサブキャリアの位置に１を、それ以外のサブキャリアの位置に０を設定した配置系列信号と、前記差動検波部の出力信号との相関を算出する
　請求項６記載の受信装置。
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記累積値が最大となる配置パターン及びキャリア方向のずれに基づいて前記マルチキャリア変調信号で用いられている配置パターン及び伝送モードを推定し、
　前記受信装置は、
　前記マルチキャリア変調信号が伝送路で受けた振幅及び位相の変位である伝送路特性を前記広帯域キャリア周波数誤差算出部で推定された配置パターン及び伝送モードに基づいて推定する伝送路特性推定部と、
　前記直交変換部の出力信号に対し、前記伝送路特性推定部で推定された伝送路特性に基づいて振幅及び位相の補正を行う等化部と、
　を更に備える請求項５記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は、分散的に配置された分散パイロット信号を含み、
　前記分散パイロット信号の分散パターンは、前記配置パターン及び伝送モードに応じて決まり、
　前記伝送路特性推定部は、推定した配置パターン及び伝送モードから分散パターンを推定し、推定した分散パターンに基づき伝送路特性の推定を実施する
　請求項１０記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は、当該マルチキャリア変調信号で用いられている前記配置パターン及び前記伝送モードを含む制御情報を含む制御シンボルを更に含み、
　前記受信装置は、
　前記制御シンボルから前記制御情報を取り出す制御情報抽出部
　を更に備え、
　前記広帯域キャリア周波数誤差算出部は、前記制御情報が取り出された後は、前記制御情報に含まれる配置パターン及び伝送モードに対してのみ前記累積処理を実施する
　請求項５記載の受信装置。
　前記マルチキャリア変調信号は、当該マルチキャリア変調信号で用いられている前記配置パターン及び前記伝送モードを含む制御情報を含む制御シンボルを更に含み、
　前記受信装置は、
　前記制御シンボルから前記制御情報を取り出す制御情報抽出部
　を更に備え、
　前記伝送路特性推定部は、前記制御情報が取り出された後は、前記制御情報に含まれる配置パターン及び伝送モードに基づいて伝送路特性の推定を実施する
　請求項１０記載の受信装置。
　シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する集積回路において、
　前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換回路と、
　前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換回路の出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換回路の出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出回路と、
　算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正回路と、
　を備える集積回路。
　シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置において行われる受信方法であって、
　前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換ステップと、
　前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出ステップと、
　算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正ステップと、
　を有する受信方法。
　シンボル方向に複数のシンボルに連続して配置される所定の信号が配置される複数のサブキャリアの位置を規定する複数の配置パターンのうち、何れか一つの配置パターンによって規定されるサブキャリアの位置に前記所定の信号が配置されたマルチキャリア変調信号を受信する受信装置を制御する受信プログラムであって、
　前記マルチキャリア変調信号を直交変換により複数のサブキャリアに分離して出力する直交変換ステップと、
　前記複数の配置パターンの夫々に対して、当該配置パターンで規定された複数のサブキャリアの位置における前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号に対して所定の処理を実施することによって累積した累積値を算出する累積処理を、前記直交変換ステップにおいて出力される出力信号をキャリア方向に１サブキャリア単位でずらしながら実施し、前記累積値のうちの最大値が算出されたキャリア方向のずれに基づいて広帯域キャリア周波数誤差量を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出ステップと、
　算出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいてキャリア周波数ずれの補正を実施するキャリア周波数誤差補正ステップと、
　を有する受信プログラム。