CN102144365A

CN102144365A - 接收装置、集成电路、接收方法及接收程序

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Publication number: CN102144365A
Application number: CN2010800024966A
Authority: CN
Inventors: 松村喜修
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-07-02
Filing date: 2010-06-23
Publication date: 2011-08-03
Anticipated expiration: 2030-06-23
Also published as: EP2451101A4; JP5462260B2; JPWO2011001632A1; US20110164671A1; EP2451101A1; CN102144365B; US8605835B2; EP2451101B1; WO2011001632A1

Abstract

宽带载波频率误差计算部对多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移正交变换部的输出信号，一边实施累积处理，计算对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的正交变换部的输出信号实施指定处理从而累积的累积值，根据计算出累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量，载波频率误差校正部根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

Description

接收装置、集成电路、接收方法及接收程序

技术领域

本发明涉及一种接收多路复用多个副载波的多载波调制信号的技术。

背景技术

当前，以地面数字广播为首在IEEE802.11a的各种数字通信中，广泛采用正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式作为传输方式。OFDM方式是使用彼此正交的副载波来频率多路复用多个窄带数字调制信号并发送的方式，所以是频率的利用效率高的传输方式。

另外，在OFDM方式中，一个符号期间由有效符号期间与保护间隔期间构成，为了在符号内具有周期性，将有效符号期间的信号的一部分复写到保护间隔期间。因此，可削减因多路径干扰所产生的符号间的干扰的影响，对多路径干扰具有好的耐性。

在作为日本地面数字广播方式的ISDB-T(Integrated Services DigitalBroadcasting-Terrestrial，综合服务数字广播-地球)中，使用图30所示的发送格式，在作为欧洲地面数字广播方式的DVB-T(Digital VideoBroadcasting-Terrestrial，数字视频广播-地球)中，使用图31所示的发送格式。在图30和图31中，横轴表示载波(频率)方向，纵轴表示符号(时间)方向。

如图30和图31所示，在ISDB-T及DVB-T中，载波方向上每12个副载波、符号方向上每4个符号分散地插入导频信号。这被称为分散导频(Scatter Pilot：SP)信号，是发送装置及接收装置双方已知的信号，用于接收装置中传输路特性的推定。

另外，在DVB-T中，除SP信号外，还存在称为连续导频(ContinualPilot：CP)信号的导频信号。CP信号是特定副载波中对每个符号插入的导频信号，用于去除CPE(Common Phase Error，通用相位错误)等，是发送装置及接收装置双方已知的信号。图32中示出8k模式中插入CP信号的副载波(下面称为“CP载波”。)的位置。其中，图32中的值表示设最低载波频率的有效副载波的载波索引为0时的CP载波的载波索引的值。另外，在ISDB-T中，仅在1个副载波中插入CP信号。

为了接收OFDM信号，有必要实施载波频率同步。载波频率同步一般分为检测并校正被传输的副载波间隔以内的偏移(窄带载波频率偏移)的窄带载波频率同步、与检测并校正副载波间隔单位的偏移(宽带载波频率偏移)的宽带载波频率同步这两种。

随着窄带载波频率偏移变大，数据误差变大。另一方面，若存在宽带载波频率偏移，则副载波的位置偏移，所以会执行使用其他副载波的信号处理，不能全部解调，难以稳定接收。

因此，以前提出了进行宽带载波频率同步的技术。例如，专利文献1中公开了一种通过算出DVB-T传输格式中包含的CP信号的配置相关来进行宽带载波频率同步的正交频分复用信号解调装置(下面称为“OFDM信号解调装置”。)。图33中示出专利文献1中公开的OFDM信号解调装置的构成。

接收侧从传输路输入OFDM信号解调装置的OFDM信号由调谐器1001从RF(Radio Frequency，射频)带频率变换为IF(IntermediateFrequency，中间频)带。正交解调电路1002对IF带的OFDM信号，使用固定频率进行正交解调，将正交解调结果得到的基带OFDM信号输出到fc校正电路1003。

fc校正电路1003根据从窄带fc误差计算电路1004输入的窄带载波频率误差量及从宽带fc误差计算电路1008输入的宽带载波频率误差量，发生校正载波频率，根据校正载波频率，实施基带OFDM信号的载波频率偏移的校正。

将校正了载波频率偏移的基带OFDM信号提供给窄带fc误差计算电路1004与FFT电路1005。窄带fc误差计算电路1004利用基带OFDM信号中保护间隔期间的信号与有效符号期间信号的后半部分信号的相关，算出副载波间隔以内的载波频率误差量(窄带载波频率误差量)，并将算出的窄带载波频率误差量输出到fc校正电路1003。FFT电路1005对基带OFDM信号的有效符号期间量的信号执行快速傅立叶变换(Fast FourierTransform：FFT)，变换为频域的信号。

差动检波电路1006通过对从FFT电路1005输入的频域信号各自的副载波信号进行符号间差动检波，算出符号间的相位变动，将算出结果得到的信号(下面称为“差动检波信号”。)输出到相关计算电路1007与相位平均电路1009。相关计算电路1007算出来自差动检波电路1006的差动检波信号与传输CP信号的副载波的配置序列信号的相关，并将相关值输出到宽带fc误差计算电路1008。

宽带fc误差计算电路1008检测从相关计算电路1007输入的相关值的峰值位置，并根据检测到的峰值位置，算出副载波间隔单位的载波频率误差量(宽带载波频率误差量)，将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正电路1003。

相位平均电路1009在符号内对由对应于CP信号的来自差动检波电路1006的差动检波信号所表示的相位进行平均化，推定符号内共同的相位误差(Common Phase Error：CPE)量，并将推定出的CPE量输出到相位变动校正电路1010。相位变动校正电路1010根据从相位平均电路1009输入的CPE量，对FFT电路1005的输出信号实施相位变动的校正(CPE去除)，输出去除了CPE的信号。检波电路1011对相位变动校正电路1010的输出信号实施检波。

这里，用图34来说明差动检波电路1006。差动检波电路1006中，延迟电路1031使FFT电路1005的输出信号延迟1符号后输出。共轭电路1032算出延迟电路1031的输出信号的复数共轭后输出。复数乘法器1033实施FFT电路1005的输出信号与共轭电路1032的输出信号的复数乘法，将复数乘法结果得到的信号(差动检波信号)输出到相关计算电路1007与相位平均电路1009。

接着，用图35来进一步说明相关计算电路1007。将从差动检波电路1006输出的差动检波信号输入移位寄存器1051。移位寄存器1051具备对应于传输CP信号的副载波配置的多个抽头输出，将各个抽头输出输入总和电路1052。总和电路1052运算移位寄存器1051的抽头输出的总和，功率计算电路1053算出抽头输出的总和功率，并将算出的功率值作为相关值，输出到宽带fc误差计算电路1008。

从差动检波电路1006输出的差动检波信号在符号内在CP载波位置持有相同值，在CP载波以外的位置持有任意值。因此，在移位寄存器1051的抽头输出全部是CP载波位置的情况下，从相关计算电路1007输出的相关值最大。宽带fc误差计算电路1008可根据从相关计算电路1007输出的相关值最大的定时，检测副载波间隔单位的载波频率误差量(宽带载波频率误差量)。

另一方面，各国停止模拟电视广播，全世界兴起频率重编的运动，在欧洲，除基于DVB-T的SD(Standard Definition：标清)广播外，对HD(High Definition：高清)服务的需要提高。由此，推进作为第二代欧洲地面数字广播的DVB-T2的标准化。DVB-T2广播格式的帧如图36所示，包含P1符号、P2符号与数据符号。

P1符号中以1k设定FFT尺寸，如图37所示，在有效符号的前后，设置保护间隔。保护间隔与此前的ISDB-T和DVB-T中的保护间隔不同，在有效符号之前复写有效符号的前半，在有效符号之后复写有效符号的后半。当复写时，使复写源的信号移位规定的频率f_SH，将移位规定的频率f_SH所得到的信号插入保护间隔的部分。另外，P1符号如图38所示，由活跃(Active)载波与空(Null)载波(未使用(Unused)载波)构成。

P1符号中包含表示P2符号及数据符号的格式是MISO(Multiple-Input Single-Output，多入单出)还是SISO(Single-Input Single-Output，单入单出)的信息(下面称为“SISO/MISO信息”。)、表示P2符号及数据符号的FFT尺寸是多少的信息(下面称为“FFT尺寸信息”。)、及表示是否包含FET(Future Extension Frames，未来扩展帧)的信息(下面称为“FEF有无信息”。)等信息。

在P2符号与数据符号中，使用共同的FFT尺寸及保护间隔比(保护间隔的长度与有效符号长度之比)。图39中示出DVB-T2中使用的FFT尺寸与保护间隔比的组合、和可由这些组合设定的导频模式。导频模式有PP1至PP8等8种。图39中，所谓“NA”的记载表示不可设定的FFT尺寸与保护间隔比的组合。

在P2符号中，插入等间隔的导频信号(下面称为“P2导频信号”。)。在FFT尺寸为32k、SISO模式的情况下，每6个副载波中存在P2导频信号，此外的情况下，每3个副载波中存在P2导频信号。

在P2符号中，包含表示数据符号的导频模式是什么的信息(下面称为“导频模式信息”。)、表示载波扩展模式是扩展(Extended)模式还是通常(Normal)模式的信息(下面称为“载波扩展模式信息”。)、每帧的符号数、调制方法、前向纠错(Forward Error Correction：FEC)编码的编码率等、接收所需的全部发送参数信息。另外，每帧的P2符号的符号数由P2符号的FFT尺寸如图40所示设定。

在DVB-T2中，规定扩展有效副载波的数量的扩展模式。图41中示出载波扩展模式中的通常模式与扩展模式的副载波配置。通常模式是设全部副载波之中的去除了频率高的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围内的副载波为有效副载波的模式。扩展模式是设将第1范围向频率高的区域及频率低的区域扩展规定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效副载波的模式。即，扩展模式是对通常模式扩展左右两端频带的模式。扩展模式可在FFT尺寸为8k、16k、32k时选择，适用于P2符号与数据符号。

图42中示出各个FFT尺寸中通常模式与扩展模式的有效副载波数量。由于扩展模式中的有效副载波数量比通常模式多，所以通过采用扩展模式，可发送更多的信息。图42中，所谓“NA”的记载表示不可设定扩展模式的FFT尺寸。另外，由于在FFT尺寸为1k、2k、4k下不可设定扩展模式，所以不能表示有效副载波数量之差的一半(Δf)，因此记载为“-”。

在数据符号中，如DVB-T及ISDB-T那样插入SP信号，在特定副载波中插入CP信号。其中，在DVB-T2中，对应于导频模式PP1～PP8，规定8种SP信号及CP信号的配置模式。

(式1)中示出通常模式时各个导频模式PP1～PP8中的SP信号的配置。

[式1]

kmod(D_xD_Y)＝D_x(lmodD_Y) (式1)

(式2)中示出扩展模式时各个导频模式PP1～PP8中的SP信号的配置。

[式2]

(k-K_ext)mod(D_xD_Y)＝D_x(lmodD_Y) (式2)

其中，(式1)、(式2)中，mod表示求模运算符(剩余运算符)。k表示有效副载波序号，l(字母L)表示符号序号。K_ext是扩展模式与通常模式的有效副载波数量之差的一半的值(图42的Δf)。另外，如图43所示，D_X表示某一符号中SP信号存在的副载波位置的副载波间隔，D_Y是同一副载波中SP信号存在的符号位置的符号间隔。图43中，横轴表示载波(频率)方向，纵轴表示符号(时间)方向。

图44中示出相对导频模式PP1～PP8的D_X、D_Y的值。

一个符号内SP信号存在的副载波位置的副载波间隔为D_XD_Y，其值如图44所示。在先示出的DVB-T与ISDB-T的SP信号的配置模式相当于图44的导频模式PP1中的SP信号的配置模式。

图45与图46至图49中示出对应于导频模式PP1～PP8的CP信号的配置模式。图45表示根据FFT尺寸使用的分组CP_g1～CP_g6，在记载两个以上分组(CP_g1～CP_g6)的情况下，一次使用全部分组。图46至图49示出属于对应于导频模式PP1～PP8的分组CP_g1～CP_g6的值。

对K使用图46至图49所示的值，对N使用图45所示的值，实施了KmodN的值表示CP信号存在的有效副载波序号。其中，mod表示求模运算符(剩余运算符)。另外，在FFT尺寸为32k的情况下，不实施求模运算，图46至图49所示的值原样变为CP信号存在的有效副载波序号。图45中，在FFT尺寸为32k的情况下，由于不实施求模运算，所以在FFT尺寸对应于32k的N中记载“-”。

在通常模式的情况下，根据图45与图46至图49得到的值变为有效副载波序号。在扩展模式的情况下，除根据图45与图46至图49得到的值变为有效副载波序号外，还追加图50所示的值，作为CP信号存在的有效副载波序号。图50的值无需求模运算。其中，图50中，所谓“NA”的记载表示不可设定的FFT尺寸与保护间隔比的组合。另外，“None(无)”表示没有追加CP信号的副载波。

通常模式下的SP信号及CP信号的有效副载波序号以通常模式下频率最低的有效副载波为基准，将频率最低的有效副载波的有效副载波序号规定为0，以便随着频率变大，有效副载波序号变大。另外，扩展模式下的SP信号及CP信号的有效载波序号以扩展模式下频率最低的有效副载波为基准，将频率最低的有效副载波的有效副载波序号规定为0，以便随着频率变大，有效副载波序号变大。

在以上DVB-T2传输格式的接收技术中，如非专利文献1所示，存在使用P1符号来实施宽带载波频率同步的手法。图51中示出使用P1符号来进行宽带载波频率同步的接收装置的构成。

接收侧从传输路输入接收装置的OFDM信号由调谐器2001从RF带频率变换为IF带。正交解调部1002对IF带的OFDM信号使用固定频率进行正交解调，将正交解调结果得到的基带OFDM信号输出到fc校正部2003。

fc校正部2003根据从窄带fc误差计算部2005输入的窄带载波频率误差量及从P1解调部2004输入的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量，发生校正载波频率，根据校正载波频率，实施基带OFDM信号的载波频率偏移的校正。

将校正了载波频率偏移的基带OFDM信号提供给P1解调部2004、窄带fc误差计算部2005与FFT部2006。

P1解调部2004根据从fc校正部2003输入的基带OFDM信号，检测DVB-T2传输格式中包含的P1符号。P1解调部2004对P1符号实施检测窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量后校正载波频率偏移的处理，并将检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量输出到fc校正部2003。另外，P1解调部2004执行P1符号的解码处理，将解码处理结果得到的控制信息输出到控制信息收集部2010。

窄带fc误差计算部2005对P2符号及数据符号的每个算出P2符号或数据符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的后半部分期间的相关(保护相关)，并利用算出结果算出P2符号或数据符号中副载波间隔以内的载波频率误差量(窄带载波频率误差量)，并将窄带载波频率误差量输出到fc校正部2003。

FFT部2006对从fc校正部2003输入的时间域的基带OFDM信号进行FFT处理，将频域的基带OFDM信号输出到传输路特性推定部2007与均衡部2008。传输路特性推定部2007推定从FFT部2006输入的频域的基带OFDM信号在传输路中受到的振幅及相位的变位即传输路特性，并将推定出的传输路特性输出到均衡部2008。均衡部2008对从FFT部2006输入的频域的基带OFDM信号，使用由传输路特性推定部2007推定的传输路特性，进行振幅及相位的校正，将校正结果得到的信号输出到纠错部2009。

纠错部2009对从均衡部39输入的信号实施纠错，将由P2符号发送的发送参数等控制信息输出到控制信息收集部2010。

控制信息收集部2010根据从P1解调部2004、及纠错部2009收集到的控制信息，对发送参数进行分类。

这里，用图52来说明P1解调部2004。P1解调部2004中，将从fc校正部2003输出的基带OFDM信号输入P1位置检测部2101。

P1位置检测部2101在算出从fc校正部2003输入的基带OFDM信号中的P1符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分信号的相关(保护相关)时，根据相关值的保护间隔期间宽度的区间积分结果的峰值，检测P1符号的位置。其中，相关的计算处理考虑发送侧附加的f_SH量的频率移位来进行。另外，所谓规定部分对于有效符号之前的保护间隔是有效符号的前面部分，对于有效符号之后的保护间隔是有效符号的后面部分。

P1窄带fc误差检测校正部2102根据基于由P1位置检测部2101检测到的P1符号的检测位置得到的P1符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分期间的信号之保护相关，检测P1符号的副载波间隔以下的载波频率误差量(窄带载波频率误差量)，并根据检测到的窄带载波频率误差量，实施P1符号的窄带载波频率偏移的校正。P1窄带fc误差检测校正部2102将P1符号中的窄带载波频率误差量输出到fc校正部2003，并且将校正了窄带载波频率偏移的P1符号输出到FFT部2103。

FFT部2103对从P1窄带fc误差检测校正部2102输入的P1符号的时间域的基带OFDM信号进行FFT处理，将P1符号的频域的基带OFDM信号输出到P1宽带fc误差检测校正部2104。

P1宽带fc误差检测校正部2104检测P1符号的载波间隔单位的载波频率误差量(宽带载波频率误差量)，并根据检测到的宽带载波频率误差量，实施P1符号的宽带载波频率偏移的校正。P1宽带fc误差检测校正部2104将P1符号中的宽带载波频率误差量输出到fc校正部2003，并且将校正了宽带载波频率偏移的P1符号输出到P1解码部2105。

P1解码部2105解码从P1宽带fc误差检测校正部2104输入的P1符号，取出附加于P1符号的FFT尺寸、MISO/SISO等信息。

下面，说明P1符号中的宽带载波频率误差量的检测。

P1符号中，如上所述，存在活跃载波及空载波。利用其来运算各副载波信号的功率，并算出运算结果与已知的活跃载波的配置序列的相关。由于活跃载波被BPSK调制，所以宽带载波频率误差量为0的移位量下的相关为全部活跃载波的总和，所以取比包含空载波的其他移位量的相关值大的值。因此，得到最大相关值的移位量为宽带载波频率误差量，可检测宽带载波频率误差量。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：特开平11-112460号公报

非专利文献

非专利文献1：DVB Blue book Document A133，Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)

发明概要

发明要解决的问题

但是，仅使用P1符号的宽带载波频率误差量的检测中存在如下课题。P1符号中FFT尺寸以1k规定，P2符号及数据符号能够取1k～32k的FFT尺寸。例如，在32k等大的FFT尺寸的情况下，如图53所示，P2符号及数据符号的副载波间隔为P1符号的副载波间隔的1/32。在接收环境恶劣的情况下，使用P1符号的宽带载波频率误差量的检测中产生残留误差。例如，若为C/N＝5dB等环境，则会发生P1符号的副载波间隔的1/32以上的残留误差。此时，若相对P1符号来看，则作为P1符号的副载波间隔误差的宽带载波频率误差量为0，窄带载波频率误差量为1/32。但是，若相对P2符号及数据符号来看，则P2符号及数据符号的副载波间隔单位的宽带载波频率误差量残留，必需根据P2符号及数据符号中的宽带载波频率量来校正载波频率偏移。这是仅根据P2符号及数据符号的窄带载波频率误差量校正载波频率偏移中未校正的误差成分，若不能校正，则无法正确接收。

但是，每当实施P2符号及数据符号下的宽带载波频率误差量的检测，则在解码P2符号之前，导频模式或载波扩展模式(扩展模式或通常模式)未知。因此，存在未唯一决定宽带载波频率误差量的检测中使用的信号位置的课题。并且，由于在解码P2符号并取出导频模式或载波扩展模式的信息之后实施传输路特性的推定处理与均衡处理，所以为了进行传输路特性的推定处理与均衡处理，必需等待P2符号的解码，存在选台前的时间长的课题。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种接收装置、集成电路、接收方法及接收程序，不从多载波调制信号中取出实际发送中利用的指定信号的配置模式的信息，实施宽带载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环境下也可稳定接收。

用于解决问题的手段

为了实现上述目的，本发明的接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副载波的位置，其中，具备：正交变换部，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换部的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正部，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

发明效果

根据上述接收装置，在接收使用规定配置指定信号的多个副载波的位置的多个配置模式之一所发送的多载波调制信号的情况下，即便在实际发送中利用的配置模式不明的状况下，也可检测宽带载波频率误差量后实施载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环境下也可稳定接收。

附图说明

图1是第1实施方式的接收装置的构成图。

图2是图1的解调部的构成图。

图3是图2的P1解调部的构成图。

图4是图3的P1宽带fc误差检测校正部的构成图。

图5是图4的相关计算部的构成图。

图6的图2的宽带fc误差计算部的构成图。

图7是图6的差动检波部的构成图。

图8是图6的相关计算部的构成图。

图9是由FFT尺寸、保护间隔比与导频模式的组合表示Frame Close(帧关闭)符号有无的图。

图10是表示P2符号、数据符号及Frame Close符号中的导频信号的配置状态的示意图。

图11是第2实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。

图12是第3实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。

图13是表示PN序列的图。

图14是第4实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。

图15是第5实施方式的解调部的构成图。

图16是第6实施方式的解调部的构成图。

图17是图16的宽带fc误差计算部的构成图。

图18是第7实施方式的宽带fc误差计算部的构成图。

图19是第8实施方式的解调部的构成图。

图20是图19的宽带fc误差计算部的构成图。

图21是图19的传输路特性推定部的构成图。

图22是第9实施方式的解调部的构成图。

图23是图22的窄带fc误差计算部的构成图。

图24是第10实施方式的解调部的构成图。

图25是图24的窄带fc误差计算部的构成图。

图26是表示载波扩展模式下的通常模式与扩展模式的副载波配置的示意图。

图27是第11实施方式的解调部的构成图。

图28是图27的事先fc误差计算部的构成图。

图29是表示ISDB-T的TMCC信号的副载波位置(Mode3(模式3)、同步调制的情况)的图。

图30是表示ISDB-T传输格式的示意图。

图31是表示DVB-T传输格式的示意图。

图32是表示DVB-T传输格式中CP载波的位置(FFT尺寸为8k的情况)的图。

图33是专利文献1的OFDM信号解调装置的构成图。

图34是图33的差动检波电路的构成图。

图35是图33的相关计算电路的构成图。

图36是表示DVB-T2传输格式的帧构造的示意图。

图37是表示P1符号的时间轴的格式的示意图。

图38是表示P1符号的频率轴的格式的示意图。

图39是表示DVB-T2中允许的FFT尺寸、保护间隔比与导频模式的组合的图。

图40是表示相对FFT尺寸的每帧的P2符号的符号数量的图。

图41是表示载波扩展模式下的通常模式与扩展模式的副载波配置的示意图。

图42是表示载波扩展模式下的通常模式与扩展模式的有效副载波数量的图。

图43是表示SP信号相对于导频模式的配置的图。

图44是表示SP信号相对于导频模式的副载波间隔Dx及符号间隔Dy的图。

图45是表示对FFT尺寸使用的CP分组与求模运算中使用的值的图。

图46是表示相对于导频模式的CP分组CP_g1、CP_g2、CP_g3的值的图。

图47是表示相对于导频模式的CP分组CP_g4的值的图。

图48是表示相对于导频模式的CP分组CP_g5的值的图。

图49是表示相对于导频模式的CP分组CP_g6的值的图。

图50是表示扩展模式时附加的CP信号的有效副载波序号的值的图。

图51是具有非专利文献1的P1解调部的现有接收装置的构成图。

图52是图51的非专利文献1的P1解调部的构成图。

图53是用于比较FFT尺寸为1k时的副载波与FFT尺寸为32k时的副载波的示意图。

具体实施方式

作为本发明一个方式的第1接收装置是一种接收装置，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副载波的位置，其中，具备：正交变换部，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换部的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正部，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

作为本发明一个方式的集成电路是一种接收多载波调制信号的集成电路，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副载波的位置，其中，具备：正交变换电路，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差计算电路，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换电路的输出信号，对所述多个配置模式中的各个配置模式实施累积处理，一边算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换电路的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正电路，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

作为本发明一个方式的接收方法是一种接收多载波调制信号的接收装置中进行的接收方法，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副载波的位置，其中，该接收方法具有：正交变换步骤，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中输出的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换步骤中输出的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正步骤，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

作为本发明一个方式的接收程序是一种控制接收多载波调制信号的接收装置的接收程序，该多载波调制信号在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置，配置指定信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的所述指定信号的多个副载波的位置，其中，该接收程序具有：正交变换步骤，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中输出的输出信号，一边实施累积处理，算出通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换步骤中输出的输出信号实施指定处理所累积的累积值，根据算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量；以及载波频率误差校正步骤，根据算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

根据上述各个方式，在接收使用规定配置指定信号的多个副载波的位置的多个配置模式之一所发送的多载波调制信号的情况下，即便在实际发送中利用的配置模式不明的状况下，也可检测宽带载波频率误差量后实施载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环境下也可稳定接收。

作为本发明一方式的第2接收装置在第1接收装置中，所述多载波调制信号还包含前同步符号，所述接收装置还具备：前同步载波频率误差推定部，使用所述前同步符号，推定载波频率误差量；以及载波频率误差校正部，在所述宽带载波频率误差计算部算出宽带载波频率误差量之前，使用利用所述前同步符号推定的载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

据此，通过使用前同步符号来推定载波频率误差量，事先实施载波频率偏移的校正，可缩小宽带载波频率误差计算部的宽带载波频率误差量的检测范围，可高精度地进行宽带载波频率误差量的检测及载波频率偏移的校正。或者，即便宽带载波频率误差计算部的宽带载波频率误差量的检测范围较窄，通过使用前同步符号来推定载波频率误差量，并进行载波频率偏移的校正，从而可拓宽接收装置整体的载波频率偏移的检测范围。因此，在载波频率误差量大的情况下也可稳定接收。

作为本发明一方式的第3接收装置在第1接收装置中，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号，所述接收装置还具备：前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符号的保护间隔所涉及的信息；以及控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所涉及的信息，从所述多个配置模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的候选，所述宽带载波频率误差计算部仅对所述配置模式的候选实施所述累积处理。

据此，利用前同步符号中包含的控制信息与保护间隔所涉及的信息，从多个配置模式中抽取实际发送中利用的配置模式的候选，宽带载波频率误差计算部仅对配置模式的候选执行累积处理。因此，可减少累积处理的资源，另外，可防止由候选以外的配置模式引起的错误的宽带载波频率误差量的算出，可提高宽带载波频率误差量的算出精度。

作为本发明一方式的第4接收装置在第1接收装置中，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号，所述接收装置还具备：前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符号的保护间隔所涉及的信息；以及控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所涉及的信息，从所述多个配置模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的候选，所述宽带载波频率误差计算部根据计算出针对所述配置模式的候选计算出的累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量。

据此，利用前同步符号中包含的控制信息与保护间隔所涉及的信息，从多个配置模式中抽取实际发送中利用的配置模式的候选，宽带载波频率误差计算部根据算出对配置模式的候选计算出的累积值之中的最大值的载波方向的偏移，算出宽带载波频率误差量。因此，可防止由候选以外的配置模式引起的错误的宽带载波频率误差量的算出，可提高宽带载波频率误差量的算出精度。

作为本发明一方式的第5接收装置在第1接收装置中，使用通常模式和扩展模式中的某一个传输模式来发送所述多载波调制信号，通常模式下，设全部副载波之中的去除了频率高的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围内的副载波为有效副载波，扩展模式下，设将所述第1范围向频率高的区域及频率低的区域扩展规定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效副载波，以所述有效副载波之中的最低频率的副载波的位置为基准，规定所述配置模式，所述宽带载波频率误差计算部对所述通常模式中的配置模式与所述扩展模式中的配置模式双方实施所述累积处理。

据此，宽带载波频率误差计算部由于在通常模式与扩展模式的各个模式下执行累积处理后算出宽带载波频率误差量，所以即便在通常模式与扩展模式不明的状况下，也可检测宽带载波频率误差量后实施载波频率偏移的校正，即便在恶劣的接收环境下也可稳定接收。

作为本发明一方式的第6接收装置在第1接收装置中，所述宽带载波频率误差计算部具备：差动检波部，对每个副载波，差动检波所述正交变换部的输出信号与一个符号之前的所述正交变换部的输出信号后输出；相关计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述差动检波部的输出信号，一边计算在由该配置模式规定的多个副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0的配置序列信号、与所述差动检波部的输出信号的相关；以及最大值检测部，通过从所述相关计算部算出的相关值中检测最大值，算出所述宽带载波频率误差量。

据此，通过利用差动检波部的输出信号与配置序列信号的相关，实际发送中利用的配置模式且相当于发送接收装置间的载波频率误差的载波方向偏移位置的相关值为将配置全部指定信号的副载波中差动检波结果得到的值相加后的值而成为大的值。因此，实现宽带载波频率误差量的算出精度的提高。

作为本发明一方式的第7接收装置就第6接收装置而言，所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，所述相关计算部在所述差动检波部执行的差动检波中使用的两个符号中至少一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，不执行相关的计算。

据此，在差动检波部执行的差动检波中使用的两个符号中至少一个是未配置指定信号的符号的情况下，通过不执行相关的计算，可避免根据因未配置指定信号而引起的错误的宽带载波频率误差量来校正载波频率偏移。

作为本发明一方式的第8接收装置就第6接收装置而言，所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与所述指定信号不同的指定的第1信号，所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号中一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，对所述多个配置模式中的各个配置模式，算出在使用该配置模式的情况下配置所述指定信号且在未配置所述指定信号的符号中对配置所述指定的第1信号的副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0的配置序列信号、与所述差动检波部的输出信号的相关。

据此，即便差动检波部在差动检波中使用的两个符号中至少一个是未配置指定信号的符号，也可通过使用指定信号与指定的第1信号，增加可根据宽带载波频率误差量来实施载波频率偏移的校正的符号。因此，可实现载波频率偏移的校正精度及载波频率偏移的校正时间追踪性的提高。

作为本发明一方式的第9接收装置就第6接收装置而言，所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与所述指定信号不同的指定的第1信号，所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号双方是未配置所述指定信号的符号的情况下，算出在未配置所述指定信号的符号对配置所述指定的第1信号的部分副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0的配置序列信号、与所述差动检波部的输出信号的相关。

据此，即便差动检波部在差动检波中使用的两个符号双方是未配置指定信号的符号，也可通过使用指定的第1信号，增加可根据宽带载波频率误差量来实施载波频率偏移的校正的符号。因此，可实现载波频率偏移的校正精度及载波频率偏移的校正时间追踪性的提高。

作为本发明一方式的第10接收装置就第5接收装置而言，所述宽带载波频率误差计算部根据所述累积值最大的配置模式及载波方向的偏移，推定所述多载波调制信号中使用的配置模式及传输模式，所述接收装置还具备：传输路特性推定部，根据所述宽带载波频率误差计算部推定的配置模式及传输模式，推定所述多载波调制信号在传输路中受到的振幅及相位的变位，即传输路特性；以及均衡部，根据由所述传输路特性推定部推定的传输路特性，对所述正交变换部的输出信号进行振幅及相位的校正。

据此，在从接收到的多载波调制信号中取出配置模式及传输模式的信息之前，可推定传输路特性，可缩短例如选台前所需的时间。

作为本发明一方式的第11接收装置就第10接收装置而言，所述多载波调制信号包含分散配置的分散导频信号，所述分散导频信号的分散模式对应于所述配置模式及传输模式来决定，所述传输路特性推定部根据推定出的配置模式及传输模式来推定分散模式，并根据推定出的分散模式来实施传输路特性的推定。

据此，通过根据推定的配置模式及传输模式来推定分散模式，可在从接收到的多载波调制信号中取出配置模式及传输模式的信息之前，推定传输路特性，可缩短例如选台前所需的时间。

作为本发明一方式的第12接收装置就第5接收装置而言，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制信号中使用的所述配置模式及所述传输模式，所述接收装置还具备：控制信息抽取部，从所述控制符号中取出所述控制信息，在取出所述控制信息之后，所述宽带载波频率误差计算部仅对所述控制信息中包含的配置模式及传输模式实施所述累积处理。

据此，在从控制符号中取出其中包含的配置模式及传输模式之后，仅对取出的配置模式及传输模式实施累积处理。由此，可防止由于错误的配置模式及传输模式引起的错误的宽带载波频率误差量的算出，实现宽带载波频率误差量的算出精度的提高。

作为本发明一方式的第13接收装置就第10接收装置而言，所述多载波调制信号还包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制信号中使用的所述配置模式及所述传输模式，所述接收装置还具备：控制信息抽取部，从所述控制符号中取出所述控制信息，在取出所述控制信息之后，所述传输路特性推定部根据所述控制信息中包含的配置模式及传输模式，实施传输路特性的推定。

据此，在从控制符号中取出其中包含的配置模式及传输模式之后，对取出的配置模式及传输模式实施传输路特性的推定，所以可防止由于错误的配置模式及传输模式引起的错误的传输路特性的推定，实现传输路特性的推定精度的提高。

下面，参照附图来说明本发明的实施方式。

《第1实施方式》

下面，参照附图来说明根据本发明第1实施方式的接收装置1。其中，在第1实施方式和后述的各实施方式中，以用作基于作为第二代欧洲地面数字广播标准的DVB-T2方式的数字电视广播接收机的接收装置为例进行说明。接收装置接收的接收信号是根据DVB-T2传输格式的OFDM信号。

图1是根据第1实施方式的接收装置1的构成图，接收装置1具备天线11、调谐器12、解调部13、解码部14与显示部15。

天线11接收从未图示的广播站发出的广播波，将接收到的广播波输入调谐器12。调谐器12从由天线11输入的多个广播波中，选择期望的接收信道的接收信号，将选择到的接收信号从RF带变换为IF带，并将IF带的接收信号输出到解调部13。解调部13如后面详细描述，解调从调谐器12输入的接收信号，将解调结果得到的信号输出到解码部14。

解码部14将从解调部13输入的信号、例如按H.264等压缩的信号解码为映像信号或声音信号，并将解码后的映像信号或声音信号输出到显示部15。显示部15根据从解码部14输入的映像信号进行映像显示，根据从解码部14输入的声音信号进行声音输出。

下面，参照图2来说明图1的解调部13。

图2是图1的解调部13的构成图，解调部13具备A/D变换部21、解调核心部22与控制信息收集部23。

从图1的调谐器12向A/D变换部21输入IF带的接收信号。A/D变换部21将从调谐器12输入的接收信号从模拟信号变换为数字信号，将变换为数字信号的接收信号(下面称为“数字接收信号”。)输出到解调核心部22内的后述正交解调部31。

解调核心部22具有正交解调部31、fc校正部32、P1解调部33、GI判定部34、窄带fc误差计算部35、正交变换部36、宽带fc误差计算部37、传输路特性推定部38、均衡部39与纠错部40。解调核心部22内的各部必要时使用由控制信息收集部23收集到的控制信息动作。

正交解调部31利用固定频率正交解调从A/D变换部21输入的IF带的数字接收信号，并将正交解调结果得到的复数基带信号输出到fc校正部32。

fc校正部32根据此前由P1解调部33检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量、此前由窄带fc误差计算部35算出的窄带载波频率误差量、及此前由宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量，发生校正载波频率。fc校正部32根据校正载波频率，实施从正交解调部32输入的复数基带信号的载波频率偏移的校正，并将校正了载波频率偏移的复数基带信号输出到P1解调部33、GI判定部34、窄带fc误差计算部35、及正交变换部36。

从fc校正部32向P1解调部33输入校正了载波频率偏移的复数基带信号。P1解调部33从复数基带信号中检测DVB-T2传输格式中包含的P1符号。P1解调部33对P1符号执行检测窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量后校正载波频率偏移的处理，并将检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。另外，P1解调部33执行P1符号的解码处理，将解码处理结果得到的控制信息输出到控制信息收集部23。这里，由P1解调部33检测到的窄带载波频率误差量是P1符号的副载波间隔以内的载波频率的误差量，宽带载波频率误差量是P1符号的副载波间隔单位的载波频率的误差量。

解码处理结果得到的控制信息中包含涉及P2符号及数据符号格式的SISO/MISO信息、涉及P2符号及数据符号的FFT尺寸的FFT尺寸信息及表示有无FEF的FEF有无信息等信息。

下面，参照图3至图5来描述P1解调部33的细节。

GI判定部34从控制信息收集部23收取涉及以P1符号发送的P2符号及数据符号的FFT尺寸的FFT尺寸信息。GI判定部34根据FFT尺寸来确定有效符号期间。之后，GI判定部34通过以由DVB-T2规定的各保护间隔比、算出从fc校正部32输入的复数基带信号中包含的P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close(帧关闭)符号)中的保护间隔期间信号与有效符号期间后半部分期间信号的相关(保护相关)，由此推定该符号的实际发送中利用的保护间隔比。GI判定部34将推定出的保护间隔比作为控制信息，输出到控制信息收集部23。

其中，GI判定部34根据以P1符号发送的FFT尺寸信息，确定实际发送中可利用的保护间隔比，或利用FFT尺寸信息与SISO/MISO信息来确定实际发送中可利用的保护间隔比(参照图39)。之后，GI判定部34也可通过以确定的实际发送中可利用的各保护间隔比，算出P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)中的保护间隔期间信号与有效符号期间后半部分期间信号的相关(保护相关)，由此，推定该符号的实际发送中利用的保护间隔比。

窄带fc误差计算部35以由GI判定部34推定的保护间隔比，算出从fc校正部32输入的复数基带信号中包含的P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)中的保护间隔期间信号与有效符号期间后半部分期间信号的相关(保护相关)。之后，窄带fc误差计算部35根据算出的保护相关，算出P1符号以外的符号中的窄带载波频率误差量，并将算出的窄带载波频率误差量输出到fc校正部32。这里，由窄带fc误差计算部35算出的窄带载波频率误差量是P1符号以外的符号的副载波间隔以内的误差量。

正交变换部36通过对从fc校正部32输入的P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)的有效符号期间部分的时间域的复数基带信号进行正交变换，将其分离成多个副载波，并将正交变换结果得到的频域的复数基带信号输出到宽带fc误差计算部37、传输路特性推定部38及均衡部39。其中，正交变换部36根据傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等，进行正交变换。

这里，设正交变换部36使用傅立叶变换进行正交变换，傅立叶变换中使用快速傅立叶变换(FFT)。正交变换部36通过对从fc校正部32输入的时间域的复数基带信号进行FFT处理，将其变换为频域的复数基带信号，并将频域的复数基带信号输出到宽带fc误差计算部37、传输路特性推定部38及均衡部39。正交变换部36的处理不限于此。

宽带fc误差计算部37根据基于以P1符号检测到的载波频率误差量实施了载波频率偏移的校正后的、从正交变换部36输入的频域的复数基带信号，使用P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)，算出宽带载波频率误差量，并将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。这里，由宽带fc误差计算部37算出的窄带载波频率误差量是P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)的副载波间隔单位的误差量。下面参照图6至图8来描述宽带fc误差计算部37的细节。

传输路特性推定部38推定从正交变换部36输入的频域的复数基带信号在传输路中受到的振幅及相位的变位，即传输路特性，将推定出的传输路特性输出到均衡部39。均衡部39对从正交变换部36输入的频域的复数基带信号，使用由传输路特性推定部38推定的传输路特性，进行振幅及相位的校正，将校正结果得到的信号输出到纠错部40。纠错部40对从均衡部39输入的信号执行纠错处理，并将例如传输流等流输出到图1的解码部14，将以P2符号发送的发送参数等控制信息输出到控制信息收集部23。

在纠错部40执行的处理结果得到的控制信息中包含表示数据符号的导频模式是什么的导频模式信息、表示载波扩展模式是何模式的载波扩展模式信息、每帧的符号数、调制方法、FEC编码的编码率等接收所需的所有发送参数信息。

控制信息收集部23根据从P1解调部33、GI判定部34及纠错部40收集的控制信息，对发送参数进行分类，输出到解调核心部22内的各部。解调核心部22内的各部必要时使用由控制信息收集部23收集到的控制信息进行动作。

下面，参照图3来说明图2的解调部13。

图3是图2的P1解调部33的构成图，P1解调部33具备P1位置检测部51、P1窄带fc误差检测校正部52、P1正交变换部53、P1宽带fc误差检测校正部54、和P1解码部55。

从图2的fc校正部32向P1位置检测部51输入复数基带信号。P1位置检测部51算出复数基带信号下P1符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分信号的相关(保护相关)，以保护间隔期间宽度来对相关值进行区间积分。P1位置检测部51根据区间积分值的峰值位置，检测复数基带信号下P1符号的位置。

P1窄带fc误差检测校正部52根据由P1位置检测部51检测到的P1符号的检测位置，算出P1符号的保护间隔期间的信号与有效符号期间的规定部分信号的相关(保护相关)，并以保护间隔期间宽度来对相关值进行区间积分。P1窄带fc误差检测校正部52算出区间积分值的相位，并根据P1位置检测部51检测到的P1符号的位置的定时处的相位，检测窄带载波频率误差量。这里，由P1窄带fc误差检测校正部52检测的窄带载波频率误差量是P1符号的副载波间隔以内的误差量。P1窄带fc误差检测校正部52根据检测到的窄带载波频率误差量，实施P1符号的载波频率偏移的校正，并将校正了窄带载波频率偏移的P1符号输出到P1正交变换部53。另外，P1窄带fc误差检测校正部52将检测到的窄带载波频率误差量输出到图2的fc校正部23。

其中，如图37所示，由于将以P1符号实施了对应于f_SH量的频率移位的信号插入保护间隔中，所以P1位置检测部51及P1窄带fc误差检测校正部52的相关算出处理考虑发送侧附加的对应于f_SH的频率移位后进行。另外，所谓规定部分对于有效符号之前的保护间隔是有效符号的前半部分，对于有效符号之后的保护间隔是有效符号的后半部分。

P1正交变换部53通过对从P1窄带fc误差检测校正部52输入的P1符号的有效符号期间部分的时间域复数基带信号进行正交变换，将其分离成多个副载波，并将正交变换结果得到的P1符号频域的复数基带信号输出到P1宽带fc误差检测校正部54。P1正交变换部53根据傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等，进行正交变换。

这里，设P1正交变换部53使用傅立叶变换进行正交变换，傅立叶变换中使用快速傅立叶变换(FFT)。P1正交变换部53通过对从P1窄带fc误差检测校正部52输入的P1符号的有效符号期间部分的时间域的复数基带信号进行FFT处理，将其变换为频域的复数基带信号，并将P1符号的频域的复数基带信号输出到P1宽带fc误差检测校正部54。P1正交变换部53的处理不限于此。

P1宽带fc误差检测校正部54检测从P1正交变换部53输入的P1符号中的宽带载波频率误差量。这里，由P1宽带fc误差检测校正部54检测的宽带载波频率误差量是P1符号的副载波间隔单位的误差量。P1宽带fc误差检测校正部54根据检测到的宽带载波频率误差量，实施P1符号的宽带载波频率偏移的校正。P1宽带fc误差检测校正部54将校正了宽带载波频率偏移的P1符号输出到P1解码部55，并且将检测到的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部23。

P1解码部55执行从P1宽带fc误差检测校正部54输入的P1符号的解码处理，并将以P1符号发送的控制信息输出到图2的控制信息收集部23。

下面，参照图4和图5来说明图3的P1宽带fc误差检测校正部54。

图4是图3的P1宽带fc误差检测校正部54的构成图，P1宽带fc误差检测校正部54具备功率计算部101、相关计算部102、最大值检测部103和fc校正部104。将从图3的P1正交变换部53输出的P1符号的频域的复数基带信号提供给功率计算部101与fc校正部104。

功率计算部101算出P1符号的各副载波信号的功率值，将算出的各副载波信号的功率值输出到相关计算部102。

相关计算部102一边沿载波方向以一个副载波为单位将各副载波信号的功率值移位，一边计算由多个副载波信号的功率值构成的序列、与活跃载波的配置序列(将对应于活跃载波的位置的序列要素设为1、将对应于空载波位置的序列要素设为0的序列)的相关，并将算出的相关值输出到最大值检测部103。

具体地，相关计算部102的相关算出处理在将各副载波信号的功率值设为X[i]、各抽头系数设为C[j]时，为序列X与序列C的卷积运算。就X、C而言，i、j越大，表示载波序号越大的副载波的位置。另外，抽头系数C[j]中，对应于P1符号的活跃载波位置设置1，对应于空载波位置设置0。

这里，图5示出相关计算部102的一构成例。如图5所示，相关计算部102具备寄存器151₀～151_N-1、乘法器152₀～152_N、和加法部153。寄存器及乘法器的个数例如根据P1符号的有效副载波数量来决定。

功率计算部101算出的P1符号的各副载波信号的功率值例如按副载波频率从低到高的顺序或副载波频率从高到低的顺序提供给相关计算部102。各寄存器151_N-1～151₀使输入的副载波信号的功率值延迟后输出，各乘法器152_N～152₀对输入的副载波信号的功率值乘以抽头系数K_N～K₀，并将乘法值输出到加法部153。抽头系数K₀～K_N中，对应于P1符号的活跃载波位置设置1，对应于空载波位置设置0。加法部153将从乘法器152_N～152₀输入的乘法值相加，将相加值作为相关值，输出到最大值检测部103。

每当从功率计算部101向相关计算部102提供副载波信号的功率值时实施上述一连串处理。

图4的最大值检测部103观测从相关计算部102内的加法部153输入的相关值，检测最大的相关值，将取最大的相关值时的移位量作为宽带载波频率误差量，输出到fc校正部104与图2的fc校正部23。

这里，所谓移位量是表示相对于在将由P1正交变换部53正交变换的P1符号的宽带载波频率误差量假设为0时相关计算部102在相关运算中使用的副载波的集合、由相关计算部102在相关运算中使用的副载波的集合向载波方向偏移多少副载波数量的量。

对P1符号的活跃载波进行DBPSK(Difference Binary Phase ShiftKeying，差分二进制相移键控)。由于输入至将抽头系数设定为1的全部乘法器的功率值仅为活跃载波的移位量下的相关值为全部活跃载波的功率值的总和，所以取为与包含空载波的其他移位量下的相关值相比较大的值。因此，得到最大相关值的移位量变为宽带载波频率误差量，可检测宽带载波频率误差量。

fc校正部104对于从图3的P1正交变换部53输入的P1符号的频域的复数基带信号，由存储器等吸收从功率计算部101至最大值检测部103的各部处理所需的处理延迟，并根据从最大值检测部103输入的宽带载波频率误差量，实施宽带载波频率偏移的校正。之后，fc校正部104将校正了宽带载波频率偏移的P1符号的频域的复数基带信号输出到图3的P1解码部55。

P1解调部33的构成不限于图3至图5所示的构成，也可构成为可执行P1符号中宽带载波频率误差的检测及由P1符号发送的控制信息的抽取等。

下面，参照图6至图8来说明图2的宽带fc误差计算部37。

图6是图2的宽带fc误差计算部37的构成图，宽带fc误差计算部37具备差动检波部201、相关计算部202₁～202₁₆和最大值检测部203。考虑作为导频模式，存在8种导频模式PP1～PP8，作为载波扩展模式，存在通常模式与扩展模式这两种，宽带fc误差计算部37具备16个相关计算部202₁～202₁₆。不用说，宽带fc误差计算部37具备的相关计算部的数量可随着规格等适当变更。

差动检波部201使用从图2的正交变换部36输入的P1符号以外的各符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)，对每个副载波，沿符号方向差动检波副载波信号，将差动检波结果得到的值(下面称为“副载波信号的差动检波值”。)输出到相关计算部202₁～202₁₆。

这里，图7中示出差动检波部201的构成。如图7所示，差动检波部201具备延迟部231、共轭复数运算部232和乘法器233。

将从图2的正交变换部36输出的除了P1符号的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)的频域的复数基带信号提供给延迟部231与乘法器233。

延迟部231使提供的符号的频域的复数基带信号延迟1符号后输出到共轭复数运算部232。共轭复数运算部232对从延迟部231输入的复数基带信号实施共轭复数运算，将共轭复数运算结果得到的复数基带信号输出到乘法器233。乘法器233将从正交变换部36输入的复数基带信号与从共轭复数运算部232输入的复数基带信号复数相乘，将复数乘法结果得到的各副载波中的复数乘法值作为各副载波信号的差动检波值，输出到相关计算部202₁～202₁₆。

这样，差动检波部201对每个副载波实施符号方向的差动检波，并将差动检波结果得到的各副载波信号的差动检波值输出到相关计算部202₁～202₁₆。

各相关计算部202₁～202₁₆被彼此不同地分配导频模式及载波扩展模式的组合之一。之后，各相关计算部202₁～202₁₆被图2的控制信息收集部23基于对应于分配的组合的FFT尺寸来分配CP信号的配置模式。

各相关计算部202₁～202₁₆一边沿载波方向以一个副载波为单位对从差动检波部201输入的各副载波信号的差动检波值进行移位，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列、与由分配的CP信号的配置模式规定的CP载波的配置序列(将对应于CP载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的序列)的相关，并算出相关值的功率，将功率值输出到最大值检测部203。

具体地，各相关计算部202₁～202₁₆的相关算出处理在将各副载波信号的差动检波值设为X[i]、各抽头系数设为C[j]时，为序列X与序列C的卷积运算。就X、C而言，i、j越大，表示载波序号越大的副载波的位置。另外，将对应于由分配的CP信号配置模式规定的CP载波位置的抽头系数C[j]设置为1，将此外的抽头系数C[j]设置为0。

这里，图8示出相关计算部202₁～202₁₆的一构成例。如图8所示，各相关计算部202₁～202₁₆具备寄存器251₀～251_N-1、乘法器252₀～252_N、加法部253与功率计算部254。其中，寄存器及乘法器的个数例如根据FFT尺寸最大时P1符号以外的符号的有效副载波数量来决定。

差动检波部201算出的各副载波信号的差动检波值例如按副载波频率从低到高的顺序或副载波频率从高到低的顺序提供给相关计算部202₁～202₁₆。各寄存器251_N-1～251₀使输入的副载波信号的差动检波值延迟后输出，各乘法器252_N～252₀对输入的副载波信号的差动检波值乘以设定的抽头系数K_N～K₀，并将乘法值输出到加法部253。抽头系数K₀～K_N中，由控制信息收集部23向对应于由分配给自身的相关计算部的CP信号的配置模式规定的CP载波位置的抽头系数设置1，向此外的抽头系数设置0。

加法部253将从乘法器252_N～252₀输入的乘法值相加，将相加值(相关值)输出到功率计算部254。功率计算部254算出从加法部253输入的相关值的功率，将算出的功率值输出到最大值检测部203。

每当从差动检波部201输入副载波信号的差动检波值时，实施上述一连串处理。

图6的最大值检测部203观测从各相关计算部202₁～202₁₆内的功率计算部254输入的功率值，从规定检测范围中的全部相关值中，检测最大的相关值，将取最大相关值的移位量作为宽带载波频率误差量，输出到图2的fc校正部23。

这里，所谓移位量是表示相对于在将由正交变换部36正交变换的符号的宽带载波频率误差量假设为0时相关计算部202₁～202₁₆在相关运算中使用的副载波的集合、相关计算部202₁～202₁₆在相关运算中使用的副载波的集合向载波方向偏移多少副载波数量的量。另外，所谓检测范围是宽带fc误差计算部37在宽带载波频率误差量算出中利用的、换言之、最大值检测部203在最大值检测处理中利用的移位量的范围。

宽带fc误差计算部37中，通过对每个副载波差动检波图2的正交变换部36的输出信号，CP载波的各差动检波值变为彼此接近的矢量，非CP载波的副载波的各差动检波值变为随机矢量。因此，在与基于发送的导频模式及载波扩展模式下的FFT尺寸的CP信号配置模式对应的相关计算部中，当向将抽头系数设定为1的全部乘法器输入CP载波的各差动检波值时，相关值变大，由于不同移位位置处包含随机差动检波值的副载波，所以相关值变小。另外，在与基于发送的导频模式及载波扩展模式下的FFT尺寸的CP信号配置模式对应的相关计算部以外的相关计算部中，不将CP载波的各差动检波值的全部输入将抽头系数设定为1的全部乘法器，由于肯定包含非CP载波的副载波，所以相关值变小。因此，取最大相关值的CP信号的配置模式中的移位量为宽带载波频率误差量，可检测宽带载波频率误差量。

在FFT尺寸为1k、2k、4k的情况下，由于仅存在通常模式，所以扩展模式用的8个相关计算部202₉～202₁₆不进行相关算出处理，或者，最大值检测部203执行去除从扩展模式用的8个相关计算部202₉～202₁₆输入的相关值后检测最大相关值的处理。

下面，说明宽带fc误差计算部37检测宽带载波频率误差量的检测范围。

在载波扩展模式下，通常模式与扩展模式的CP载波的个数差异相差几个左右(参照图50)，CP载波位置若以物理副载波的位置考虑，则为移位通常模式与扩展模式的有效副载波数量之差的一半的配置。这是因为由图45、图46至图49与图50所示的值确定的CP载波位置变为有效副载波序号，通常模式与扩展模式如图26所示，在有效副载波的位置的开始位置有偏移。由此，扩展模式与通常模式的CP载波的物理副载波的位置偏移变为扩展模式与通常模式的副载波数量之差的一半(Δf)(参照图42)。

通常模式与扩展模式的位置关系仅简单移位，在扩展模式下还增加数个CP载波，所以例如正确的副载波位置上的通常模式的相关、与移位Δf后的位置的扩展模式的相关之差几乎没有。因此，通常模式下不发生宽带载波频率偏移还是扩展模式下发生Δf的宽带载波频率偏移无法区别，有可能会检测错误的宽带载波频率误差量。

因此，若先使用P1符号检测P1符号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率误差量)，并根据利用P1符号检测到的宽带载波频率误差量对P1符号以外的符号(P2符号、数据符号、Frame Close符号)实施载波频率偏移的校正，则P1符号以外的符号中该符号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率误差量)收纳于最高十几副载波内。因此，只要仅将十几副载波设为检测范围即可。若为该检测范围，则由于小于Δf的移位量即可，所以鉴于图42所示的Δf的值，可避免扩展模式与通常模式相混而引起误检测。

从上述可知，宽带fc误差计算部37的检测范围只要将通常模式与扩展模式的有效副载波数量之差的一半(Δf)设为上限即可。

下面，说明宽带fc误差计算部37对P1符号以外的符号的处理。

在DVB-T2中，就P1符号以外的符号而言，有存在CP信号的符号与不存在CP信号的符号。前者中有数据符号，后者中有P2符号与FrameClose符号。

帧的最终符号在SISO的情况下，去除导频模式PP8，对应于保护间隔比与导频模式PP1～PP7的组合，规定数据符号或Frame Close符号。具体地，在设定的导频模式PP1～PP7中的SP信号的副载波间隔(Dx·Dy)的倒数比设定的保护间隔比小的情况下，规定为Frame Close符号，当大时，规定为数据符号。另外，在MISO的情况下，去除导频模式PP8，规定FrameClose符号。图9中，用“()”括起表示不存在Frame Close符号的情况。

图10中示出包含P2符号、数据符号及Frame Close符号的传输格式的示意图。Frame Close符号相比数据符号插入更多导频信号。将其配置成可在传输路特性推定中顺利进行时间轴方向的插补。将SP信号以外附加的导频信号称为FC(Frame Close)导频信号。由于Frame Close符号包含导频信号较多，所以Frame Close符号中不配置CP信号。

在知道导频模式PP1～PP8与保护间隔比之前，不清楚最终符号是Frame Close符号还是数据符号。

宽带fc误差计算部37当以P1符号以外的符号进行宽带载波频率误差量的算出处理时，将帧的最终符号作为无CP信号的Frame Close符号处理。其中，在DVB-T2中，以P2符号来发送每DVB-T2帧的符号数量。因此，由于在解码P2符号之前不清楚每DVB-T2帧的符号数量，所以通过检测下一帧的P1符号，将其前的符号判断为帧的最终符号。

另外，P2符号的符号数量由FFT尺寸唯一决定(参照图40)，FFT尺寸信息通过解码P1符号可知。宽带fc误差计算部37利用以P1符号发送的FFT尺寸信息，进行P2符号与数据符号的判别。

鉴于以上描述，宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号双方是配置CP信号的数据符号(去除帧的最终符号。)的情况下，执行基于相关计算部202₁～202₁₆的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，执行宽带载波频率误差量的算出，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。

另一方面，宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号至少之一是不包含CP信号的符号(P2符号、帧的最终符号)的情况下，不执行基于相关计算部202₁～202₁₆的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，使宽带载波频率误差量向图2的fc校正部32的输出停止或无效。

<宽带fc误差计算部的变形例>

(1)设为宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号至少之一是不包含CP信号的符号(P2符号、帧的最终符号)的情况下，不算出宽带载波频率误差量，但不限于此，例如也可如下所示。

(1-1)宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号之一是未配置CP信号的P2符号、另一个是配置CP信号的开头数据符号的情况下，执行基于各相关计算部202₁～202₁₆的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，执行宽带载波频率误差量的算出，将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。

此时，各相关计算部202₁～202₁₆将对应于副载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的配置序列用于相关算出处理中，该副载波是根据按P2符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置P2导频信号的副载波，并且是根据以开头的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的副载波。各相关计算部202₁～202₁₆一边沿载波方向以一个副载波为单位移位从差动检波部201输入的各副载波信号的差动检波值，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列与上述配置序列的相关，并算出相关值的功率。之后，最大值检测部203进行最大值检测处理，算出宽带载波频率误差量，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。

设为“是根据以开头的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的副载波”，但也可设为“是根据以开头的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号及CP信号中的某一个的副载波”、或“是根据以开头的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号的副载波”。在这两个情况下，例如也可仅使用SP信号的一部分。

(1-2)宽带fc误差计算部37在差动检波部201的差动检波中使用的符号双方是未配置CP信号的P2符号的情况下，执行基于各相关计算部202₁～202₁₆的相关算出处理或基于最大值检测部203的最大值检测处理，执行宽带载波频率误差量的算出，将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正部32。

此时，各相关计算部202₁～202₁₆将对应于根据按P2符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置P2导频信号的部分副载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的配置序列用于相关算出处理中。各相关计算部202₁～202₁₆一边沿载波方向以一个副载波为单位使从差动检波部201输入的各副载波信号的差动检波值移位，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列与上述配置序列的相关，并算出相关值的功率。之后，最大值检测部203进行最大值检测处理，算出宽带载波频率误差量，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。其中，上述部分副载波例如是根据按数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的副载波。而且，上述部分副载波最好不构成周期配置。

(1-3)宽带fc误差计算部37也可在解码P2符号之后，由于帧构造明确，所以根据帧构造来判断最终符号是Frame Close符号还是数据符号，执行之后的宽带载波频率误差量的算出处理。

在帧的最终符号是数据符号的情况下，宽带fc误差计算部37将差动检波部201的差动检波中使用的符号双方作为配置CP信号的数据符号，进行基于各相关计算部202₁～202₁₆的相关算出处理等，进行宽带载波频率误差量的算出。

另一方面，在帧的最后符号是Frame Close符号的情况下，各相关计算部202₁～202₁₆将对应于副载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的配置序列用于相关算出处理中，该副载波是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的载波，并且是根据以Frame Close符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号及FC导频信号中的某一个的副载波。各相关计算部202₁～202₁₆一边沿载波方向以一个副载波为单位移位从差动检波部201输入的各副载波信号的差动检波值，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列与上述配置序列的相关，并算出相关值的功率。之后，最大值检测部203进行最大值检测处理，算出宽带载波频率误差量，将算出的宽带载波频率误差量输出到图2的fc校正部32。

设为“是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号的载波”，但也可设为“是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置CP信号及SP信号中的某一个的载波”、或“是根据按Frame Close符号之前的数据符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号的载波”。在这两个情况下，例如也可仅使用SP信号的一部分。

另外，也可将“是根据以Frame Close符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号及FC导频信号中的某一个的副载波”设为“是根据以Frame Close符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置SP信号的副载波”或“是根据以Frame Close符号分配的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸来配置FC导频信号的副载波”。

(2)宽带fc误差计算部37构成为在通常模式与扩展模式下使用不同相关计算部，但也可构成为在通常模式与扩展模式下共用相关计算部。

例如，构成为对相关计算部设定对应于通常模式下的配置序列的抽头系数，并在通常模式与扩展模式下共用该相关计算部。此时，增大宽带fc误差计算部37的检测范围，根据对应于最大相关值的移位量的大小，判断是通常模式还是扩展模式，调整为与之对应的移位量。

例如，在FFT尺寸为32k的情况下，如图42所示，在通常模式与扩展模式下，副载波数量相差576个，两者的CP载波的配置作为物理副载波的位置偏差288个。这里，以通常模式为基准，设检测范围为-304～+16副载波(“-”表示左副载波方向[副载波序号小的方向]，“+”表示右副载波方向[副载波序号大的方向]。)。由于使用P1符号来进行宽带载波频率偏移的校正，所以P1符号以外的符号中的宽带载波频率误差量收纳于-16～+16副载波中。因此，检测到的移位量若为-16～+16副载波，则是通常模式，该移位量构成宽带载波频率误差量。另外，检测到的移位量若为-304～-272副载波，则判断为扩展模式，将对检测到的移位量加上288后的值设为宽带载波频率误差量。

(3)控制信息收集部23通过解码P2符号，可收集以P2符号发送的导频模式及载波扩展模式。由此，宽带fc误差计算部37在解码P2符号之后，例如，(3-1)可以仅使对应于以P2符号发送的导频模式及载波扩展模式的相关计算部动作，最大值检测部203仅观测该相关计算部的输出信号，进行宽带载波频率误差量的算出，(3-2)也可以使全部相关计算部动作，最大值检测部203仅观测对应于以P2符号发送的导频模式及载波扩展模式的相关计算部的输出信号，进行宽带载波频率误差量的算出。

<fc校正部的变形例>

(1)fc校正部32构成为使用以P1符号检测到的P1符号的副载波间隔以内的误差量(窄带载波频率误差量)来校正载波频率偏移，但也可构成为不使用该误差量来校正载波频率偏移。这是因为就均衡部39的输入信号而言，P1符号的副载波间隔以内的误差量可使用窄带fc误差计算部35及宽带fc误差计算部37算出的载波频率的误差量来进行校正。

另外，fc校正部32构成为使用由P1符号检测到的P1符号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率误差量)来校正载波频率偏移，但也可构成为不使用该误差量来校正载波频率偏移。在载波频率偏移收纳于通常模式与扩展模式的有效副载波数之差的一半(Δf)的再一半(Δf/2)以内的情况下，也可不将由P1符号检测到的宽带载波频率误差量用于载波频率偏移的校正。

《第2实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第2实施方式。在第2实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第2实施方式中，省略该说明。

第1实施方式的宽带fc误差计算部37设置使导频模式及载波扩展模式组合的个数的相关计算部202₁～202₁₆，并行进行对导频模式及载波扩展模式的组合的全部CP信号配置模式的相关算出处理。

相反，第2实施方式的宽带fc误差计算部37使用一个相关计算部202A，串行依次进行对导频模式及载波扩展模式的组合的全部CP信号配置模式的相关算出处理。

下面，参照图11来说明第2实施方式的宽带fc误差计算部37A。宽带fc误差计算部37A如图11所示，具备差动检波部201、存储器271、控制部272、与图8实质相同构成的相关计算部202A、以及最大值检测部203。

宽带fc误差计算部37A中，将一个相关计算部202A共用于对导频模式及载波扩展模式的组合的全部CP信号配置模式的相关算出处理中，所以必需保持从差动检波部201输出的各副载波的差动检波值。因此，将差动检波部201的差动检波结果得到的各副载波信号的差动检波值保持在存储器271中。

控制部272将导频模式及载波扩展模式的组合依次设为相关计算部202A的相关算出处理的对象。之后，控制部272根据设为对象的导频模式及载波扩展模式的FFT尺寸，设定相关计算部202A的抽头系数K₀～K_N，使对应于由CP信号配置模式规定的CP载波的位置的抽头系数变为1，此外的抽头系数变为0。

接着，控制部272控制从存储器271向相关计算部202A提供各副载波信号的差动检波值。相关计算部202A每当被提供副载波信号的差动检波值，都使用从存储器271提供的多个副载波信号的差动检波值与控制部272设定的抽头系数K₀～K_N，进行相关算出处理，将相关值输出到最大值检测部203。

《第3实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第3实施方式。在第3实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第3实施方式中，省略该说明。

第3实施方式及后述的第4实施方式的宽带fc误差计算部37B、37C向第1实施方式的宽带fc误差计算部37附加了使差动检波部201的输出信号平滑化的功能。

下面，参照图12来说明第3实施方式的宽带fc误差计算部37B。宽带fc误差计算部37B如图12所示，构成为向宽带fc误差计算部37的构成(参照图6)追加平方运算部291、及符号间滤波器292。

将从差动检波部201输出的差动检波信号输入平方运算部291。平方运算部291对每个副载波实施从差动检波部201输入的差动检波信号的平方运算，并将平方运算结果得到的信号输出到符号间滤波器292。符号间滤波器292对每个副载波沿符号方向对从平方运算部291输入的信号进行平滑化，将平滑化后的信号输出到相关计算部202₁～202₁₆。相关计算部202₁～202₁₆使用符号间滤波器292的输出信号代替差动检波部201的输出信号来进行相关算出处理。

这样，通过向符号方向的平滑化，可强调CP载波的矢量，使相关的最大值变显著，提高宽带载波频率误差量的算出精度。

《第4实施方式》

在说明第4实施方式之前，简单说明DVB-T2标准中的SP信号及CP信号的极性。

DVB-T2标准中的SP信号及CP信号的极性由载波方向下的PRBS(Pseudorandom Binary Sequence，伪随机二进制序列)与PN(PseudorandomNoise，伪随机噪声)序列的异或提供。

PRBS是下述(式3)所示的二进制序列，使用“11111111111”来作为初始序列。

[式3]

x¹¹+x²+x (式3)

PN序列是图13所示的序列。图13的序列由16进制表示。对每个符号依次使用PN序列，在帧的开头符号返回到PN序列的开头。

根据对PRBS的载波位置k下的w_k与PN序列的符号位置l(字母L)下的p₁的下述(式4)的异或，利用下述(式5)，确定载波位置k、符号位置l(字母L)下的SP信号与CP信号的极性c_k，1。

[式4]

r_{k, l} = w_{k} &CirclePlus; p_{l}

(式4)

其中，

表示异或运算符。

[式5]

c_k，l＝1-2r_k，l (式5)

下面，参照附图来说明本发明的第4实施方式。在第4实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第4实施方式中，省略该说明。

下面，参照图14来说明第4实施方式的宽带fc误差计算部37C。宽带fc误差计算部37C如图14所示，构成为向宽带fc误差计算部37的构成(参照图6)追加PN序列产生部301、数值变换部302、PN差动检波部303、乘法部304及符号间滤波器305。

PN序列产生部301以帧的开头符号为基准，发生图13所示的PN序列，并将发生的PN序列输出到数值变换部302。PN序列产生部301可由逻辑电路构成。另外，PN序列产生部301可构成为将图13的PN序列读入存储器中，读出相当于符号序号的值。

数值变换部302对从PN序列产生部301输入的PN序列，使用下述(式6)，实施数值变换，将变换结果得到的序列的信号输出到PN差动检波部303。(式6)中，c₁是符号位置1(字母L)下的信号极性，p₁是符号位置1(字母L)下的PN序列的值。

[式6]

c_l＝1-2p_l (式6)

PN差动检波部303在符号间对从数值变换部302输入的序列的信号进行差动检波，将差动检波结果得到的信号(下面称为“PN差动检波信号”。)输出到乘法部304。乘法部304对每个副载波将从差动检波部201输入的差动检波信号与从PN差动检波部303输入的PN差动检波信号相乘，将乘法结果得到的信号输出到符号间滤波器305。符号间滤波器305对每个副载波对从乘法部304输入的信号进行平滑化，将平滑化后的信号输出到相关计算部202₁～202₁₆。相关计算部202₁～202₁₆使用符号间滤波器305的输出信号代替差动检波部201的输出信号来进行相关算出处理。

这样，通过校正因持有基于PN序列的极性而产生的差动检波部201输出信号的每个符号的矢量差异，并输入符号间滤波器305，可实施符号间的平滑化，强调CP载波的矢量，使相关的最大值变显著，提高宽带载波频率误差量的检测精度。

作为宽带fc误差计算部的构成，不限于图6、图11、图12、图14所示的构成，也可构成为可由P1符号以外的符号来算出该符号的副载波间隔单位的误差量。

《第5实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第5实施方式。在第5实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第5实施方式中，省略该说明。

第1实施方式的解调部13形成反馈结构，使用由宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量，实施正交解调部31的输出信号的载波频率偏移的校正。

相反，第5实施方式的解调部13D构成为使用由宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量，实施正交变换部36的输出信号的载波频率偏移的校正。

下面，参照图15来说明第5实施方式的解调部13D。如图15所示，解调部13D的解调核心部22D构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，将fc校正部32置换为fc校正部32D，追加fc校正部45。

fc校正部32D根据此前由P1解调部33检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量、及此前由窄带fc误差计算部35算出的窄带载波频率误差量，发生校正载波频率。fc校正部32D根据校正载波频率，实施正交解调部32的输出信号的载波频率偏移的校正。

宽带fc误差计算部37将算出的宽带载波频率误差量输出到fc校正部45。

fc校正部45根据由宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量，实施从正交变换部36输入的频域的复数基带信号的载波频率偏移的校正。之后，fc校正部45将校正了载波频率偏移的频域的复数基带信号输出到传输路特性推定部38与均衡部39。

作为根据宽带fc误差计算部37算出的宽带载波频率误差量来校正载波频率偏移的构成，不限于图2、图15所示的构成。

《第6实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第6实施方式。在第6实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第6实施方式中，省略该说明。

第6实施方式及后述的第7实施方式的解调部相对于第1实施方式的解调部13，附加通过根据FFT尺寸、保护间隔比与SISO/MISO信息抽取实际发送中有可能使用的导频模式来进行P1符号以外符号中的宽带载波频率误差量算出的功能。

下面，参照图16来说明第6实施方式的解调部13E。如图16所示，解调部13E具备A/D变换部21、解调核心部22E与控制信息收集部23E。解调核心部22E构成为相对于解调核心部22的构成(参照图6)，将宽带fc误差计算部37置换为宽带fc误差计算部37D。

如图39所示，由FFT尺寸、SISO/MISO信息与保护间隔比的组合取得的导频模式仅是导频模式PP1～PP8的一部分(最大4种导频模式)。

因此，控制信息收集部23E利用从P1解调部33接收的FFT尺寸信息及SISO/MISO信息、与从GI判定部34接收的保护间隔比，进行从导频模式PP1～PP8中取得的导频模式的抽取，将抽取到的导频模式(下面称为“候选导频模式”。)输出到解调核心部22E内的宽带fc误差计算部37E。

下面，参照图17来说明图16的宽带fc误差计算部37E。如图17所示，宽带fc误差计算部37E构成为相对宽带fc误差计算部37的构成(参照图6)，将最大值检测部203置换为最大值检测部203E。

最大值检测部203E从控制信息收集部23E接收候选导频模式的信息。最大值检测部203E仅观测从各候选导频模式的通常模式与扩展模式分别对应的相关计算部输出的相关值，检测最大的相关值，将得到最大相关值的移位量作为宽带载波频率误差量，输出到图16所示的fc校正部23。

由此，可抑制根据未由FFT尺寸、SISO/MISO信息与保护间隔比的组合取得的导频模式之通常模式或扩展模式的CP信号配置模式的最大值检测误判定，可实现宽带载波频率误差量的检测精度的提高。

《第7实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第7实施方式。在第7实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第7实施方式中，省略该说明。

下面，参照图18来说明第7实施方式的宽带fc误差计算部37F。如图18所示，宽带fc误差计算部37F具备差动检波部201、实质上与图8相同构成的相关计算部202F₁～202F₈、和最大值检测部203F。

如图39所示，能够由FFT尺寸、SISO/MISO信息与保护间隔比的组合取得的导频模式仅是导频模式PP1～PP8的一部分，是最大4种的导频模式。另外，作为载波扩展模式，有通常模式与扩展模式两种。鉴于此，若仅具备8个相关计算部202F₁～202F₈，则可根据取得的导频模式及载波扩展模式的组合分别对应的FFT尺寸，对CP信号的配置模式执行相关算出处理。

因此，宽带fc误差计算部37F仅具备8个相关计算部202F₁～202F₈，实现电路规模的削减。

最大值检测部203F从图16的控制信息收集部23E接收候选导频模式的信息。最大值检测部203F根据接收到的候选导频模式及载波扩展模式的组合的某一个的FFT尺寸，彼此不同地向相关计算部202F₁～202F₈分配CP信号的配置模式。

各相关计算部202F₁～202F₈一边沿载波方向以一个副载波为单位移位从差动检波部201输入的各副载波信号的差动检波值，一边计算由多个副载波信号的差动检波值构成的输入序列、与由分配的CP信号的配置模式规定的CP载波的配置序列(将对应于CP载波的位置的序列要素设为1、将此外的序列要素设为0的序列)的相关，并算出相关值的功率，将功率值输出到最大值检测部203F。

最大值检测部203F仅观测从各候选导频模式的通常模式与扩展模式分别对应的相关计算部输出的相关值，检测最大的相关值，将得到最大相关值的移位量作为宽带载波频率误差量，输出到图16所示的fc校正部23。

由此，可抑制根据不可由FFT尺寸、SISO/MISO信息与保护间隔比的组合取得的导频模式之通常模式或扩展模式的CP信号配置模式之最大值检测误判定，可实现宽带载波频率误差量的检测精度的提高。

其中，在第6及第7实施方式中，执行可由FFT尺寸、SISO/MISO信息与保护间隔比的组合取得的导频模式的抽取，但不限于此，例如，也可执行由FFT尺寸与保护间隔比的组合取得的导频模式的抽取。

另外，在第6及第7实施方式中，将保护间隔比用作保护间隔所涉及的信息，但也可与之无关地将保护间隔长度用作保护间隔所涉及的信息。

其中，作为宽带fc误差计算部的构成，不限于图17、图18所示的构成。例如，也可将第2至第4实施方式中说明的宽带fc误差计算部的构成应用于例如执行可由FFT尺寸、SISO/MISO信息与保护间隔比的组合取得的导频模式抽取的解调部，或应用于执行可由FFT尺寸与保护间隔比的组合取得的导频模式抽取的解调部。另外，也可应用第1实施方式中说明的宽带fc误差计算部的变形例(2)来构成宽带fc误差计算部。

另外，宽带fc误差计算部37E、38E适用第1实施方式中说明的对P1符号以外符号的处理，另外，也可适用第1实施方式中说明的宽带fc误差计算部的变形例(1)、(3)的处理。

《第8实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第8实施方式。在第8实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第8实施方式中，省略该说明。

第8实施方式的解调部13G向第1实施方式的解调部13追加用于使传输路特性推定处理的开始提早进行的功能。

下面，参照图19至图21来说明第8实施方式的解调部13G。

图19是第8实施方式的解调部13G的构成图，解调部13G构成为相对于解调部13的构成(参照图2)，将宽带fc误差计算部37及传输路特性推定部38置换为宽带fc误差计算部37G及传输路特性推定部38G。

图20中示出宽带fc误差计算部37G的构成。如图20所示，宽带fc误差计算部37G构成为相对宽带fc误差计算部37的构成(图6的构成)，将最大值检测部203置换为最大值检测部203G。

最大值检测部203G除最大值检测部203的功能外，还将提供最大相关值的导频模式及载波扩展模式推定为实际发送中使用的导频模式及载波扩展模式，将该导频模式及载波扩展模式输出到图19的传输路特性推定部38G。

图21中示出传输路特性推定部38G的构成。如图21所示，传输路特性推定部38G具备导频生成部401、导频抽取部402、除法部403与插补部404。

传输路特性推定部38G在P2符号被解码之前，利用由宽带fc误差计算部37G内的最大值检测部203G推定的导频模式及载波扩展模式等，推定P2导频信号的配置模式、SP信号的配置模式(分散模式)、FC导频信号的配置模式。

之后，传输路特性推定部38G在P2符号被解码之前，根据推定的P2导频信号、SP信号、FC导频信号各自的配置模式，开始传输路特性的推定处理，推定表示正交变换部36的输出信号在传输路中受到的振幅及相位的变位的传输路特性。

导频生成部401生成接收侧已知的P2导频信号、SP信号、FC导频信号，将生成的P2导频信号、SP信号、FC导频信号输出到除法部403。

将从正交变换部36输出的信号提供给导频抽取部402。导频抽取部402利用P2导频信号的配置模式、SP信号的配置模式(分散模式)、FC导频信号的配置模式，从提供的信号中抽取P2导频信号、SP信号、FC导频信号，将抽取出的P2导频信号、SP信号、FC导频信号输出到除法部403。

除法部403通过用从导频生成部402输入的P2导频信号、SP信号、FC导频信号除以从导频抽取部401输入的P2导频信号、SP信号、FC导频信号，算出影响SP信号、P2导频信号、FC导频信号的传输路特性，将算出的传输路特性输出到插补部404。

由于P2导频信号、SP信号、FC信号以分散、间断方式存在，所以插补部404使用利用P2导频信号、SP信号、FC信号算出的传输路特性，执行传输路特性的插补处理，求出全部副载波的传输路特性，将求出的传输路特性输出到图19的均衡部39。就插补而言，存在沿时间轴(符号)方向插补后沿频率轴(载波)方向插补、或仅沿频率轴(载波)方向插补等公知的方式，只要使用这些方式来进行插补即可。

为了传输路特性推定部38G执行上述传输路特性的推定，需要P2导频信号、SP信号及FC导频信号的配置模式。

若知FFT尺寸，则可知P2符号的符号数量，或者，若知FFT尺寸与SISO/MISO信息，则可知P2导频信号的配置模式。若知导频模式及载波扩展模式，则可知SP信号的配置模式。

根据保护间隔比与导频模式，可知帧的最终符号是Frame Close符号还是数据符号。通过检测P1符号，可知其前的符号是帧的最终符号。由于Frame Close符号中配置由SP信号与FC导频信号构成的导频信号的副载波间隔一定，所以可知FC导频信号的配置模式。

若知FFT尺寸与载波扩展模式，则可知有效副载波数量。

鉴于此，传输路特性推定部38G除由宽带fc误差计算部37G内的最大值检测部203G推定的导频模式及载波扩展模式外，通过利用从P1符号取出的FFT尺寸及SISO/MISO信息、与保护间隔比，可在解调P2符号之前，开始传输路特性的推定，可快速执行均衡处理。

在从P2符号取出导频模式及载波扩展模式后，传输路特性推定部38G使用从P2符号取出的导频模式及载波扩展模式来代替从宽带fc误差计算部37G接收到的导频模式及载波扩展模式，推定P2导频信号、SP信号、FC导频信号的配置模式，推定传输路特性。

宽带fc误差计算部37G应用图6的宽带fc误差计算部37的构成，但不限于此，例如也可应用第1至第4实施方式、第6至第7实施方式中说明的宽带fc误差计算部或其变形的构成。

另外，宽带fc误差计算部37G也可不将检测范围作为一个副载波来算出宽带载波频率误差量，而仅利用最大值检测部203G来实施导频模式及载波扩展模式的检测。此时，由于P1符号以外的符号不执行该符号的副载波间隔单位的误差量(宽带载波频率误差量)的算出，所以不根据该宽带载波频率误差量来实施载波频率偏移的校正。

《第9实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第9实施方式。在第9实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第9实施方式中，省略该说明。

第1实施方式的解调部13使用时间域的复数基带信号来算出P1符号以外符号中的窄带载波频率误差量。

相反，第9实施方式及后述的第10实施方式的解调部13H、13I使用频域的复数基带信号来算出P1符号以外符号中的窄带载波频率误差量。

下面，参照图22来说明第9实施方式的解调部13H。如图22所示，解调部13H的解调核心部22H构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，删除窄带fc误差计算部35，追加窄带fc误差计算部35H。

图23中示出窄带fc误差计算部35H的构成。如图23所示，窄带fc误差计算部35H具备延迟部501、相位差计算部502与载波误差计算部503。

将传输路推定部38算出的传输路特性输入至延迟部501与相位差计算部502。延迟部501使输入的传输路特性延迟一个符号后输出到相位差计算部502。相位差计算部502使用从传输路特性推定部38输入的CP信号的传输路特性与从延迟部501输入的CP信号的传输路特性，算出CP信号的传输路特性的符号间的相位差，并将算出的CP信号的符号间的相位差输出到载波误差计算部503。载波误差计算部503根据从相位差计算部502输入的CP信号的符号间的相位差，推定窄带载波频率误差量，将推定出的窄带载波频率误差量输出到图22的fc校正部23。

fc校正部23在校正载波频率偏移时，使用从窄带fc误差计算部35H内的载波误差计算部503输入的窄带载波频率误差量，代替从窄带fc误差计算部35输入的窄带载波频率误差量。

载波频率偏移的校正不仅可由fc校正部23校正，也可通过将求出的相位的逆相位乘以正交变换部36的输出信号来校正。

《第10实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第10实施方式。在第10实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第10实施方式中，省略该说明。

下面，参照图24来说明第10实施方式的解调部13I。如图24所示，解调部13I的解调核心部22I构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，删除窄带fc误差计算部35，追加窄带fc误差计算部35I。

图25中示出窄带fc误差计算部35I的构成。如图25所示，窄带fc误差计算部35I具备差动检波部601、PN序列产生部602、数值变换部603、PN差动检波部604、极性校正部605与载波误差计算部606。

将从正交变换部36输出的信号提供给差动检波部601。差动检波部601实施从正交变换部36提供的信号中包含的CP信号的差动检波，将差动检波结果得到的信号(差动检波信号)输出到极性校正部605。结果，除取决于图13所示PN序列的符号间的极性差异外，得到乘以基于载波频率偏移的相位差的信号。

PN序列产生部602以帧的开头符号为基准，发生图13所示的PN序列，将发生的PN序列输出到数值变换部603。数值变换部603对从PN序列产生部602输入的PN序列，使用上述(式6)，实施数值变换，将该结果得到的序列的信号输出到PN差动检波部604。PN差动检波部604通过在符号间对从数值变换部603输入的序列的信号进行差动检波，求出符号间的极性，将求出的符号间的极性输出到极性校正部605。

极性校正部605根据由PN差动检波部604求出的符号间的极性，对从差动检波部601输入的CP信号的差动检波后的信号实施极性的校正，由此算出载波频率偏移引起的符号间的相位差，并将算出的符号间的相位差输出到载波误差计算部606。载波误差计算部606根据来自极性校正部605的符号间的相位差，算出窄带载波频率误差量，将算出的窄带载波频率误差量输出到图24的fc校正部23。

fc校正部23在校正载波频率偏移时，使用从窄带fc误差计算部35I内的载波误差计算部606输入的窄带载波频率误差量，代替从窄带fc误差计算部35输入的窄带载波频率误差量。

也可具有时间域下的窄带fc误差计算部35与频域的窄带fc误差计算部35H、35I双方，或者，也可在CP信号的配置位置确立之后，将由频域的窄带fc误差计算部35H、35I算出的载波误差用于校正中。

在第1至第10实施方式中，根据算出的P1符号以外的符号中的该符号的副载波间隔以内的误差量(窄带载波频率误差量)来对时间域的信号进行载波频率偏移的校正，但不限于此，也可对频域的信号来进行载波频率偏移的校正。

另外，例如也可组合第1至第4、第6、第7实施方式中说明的时间域下的窄带载波频率误差量的算出、与第9、第10实施方式中说明的频域下的窄带载波频率误差量的算出。

《第11实施方式》

下面，参照附图来说明本发明的第11实施方式。在第11实施方式中，向实质上与第1实施方式的构成要素相同的构成要素附加相同符号，可适用其说明，所以在第11实施方式中，省略该说明。

第1实施方式的解调部13在宽带fc误差计算部37算出宽带载波频率误差量之前，使用由P1符号检测到的P1符号的副载波间隔单位的误差量，将P1符号以外的符号的该符号的副载波间隔单位的误差量收纳于扩展模式与通常模式的有效副载波数量之差的一半以内。

相反，第11实施方式的解调部13J在宽带fc误差计算部37算出宽带载波频率误差量之前，不利用P1符号，而将P1符号以外符号的该符号的副载波间隔单位的误差量收纳于扩展模式与通常模式的有效副载波数量之差的一半以内。

在第11实施方式中，如图26所示，将相当于通常模式与扩展模式的有效载波之差的区域分别设为区域A、区域B。

下面，参照图27来说明第11实施方式的解调部13J。如图27所示，解调部13J的解调核心部22J构成为相对解调部13的解调核心部22的构成(参照图2)，具备fc校正部32J来代替fc校正部32，追加事先fc误差计算部48。

图28中示出事先fc误差计算部48的构成。如图28所示，事先fc误差计算部48具备第1功率计算部701、第2功率计算部702与比较部703。

第1功率计算部701算出区域A中包含的副载波信号的功率总和，将算出的功率总和值输出到比较部703。第2功率计算部702算出区域B中包含的副载波信号的功率总和，将算出的功率总和值输出到比较部703。

比较部703比较从第1功率计算部701输入的区域A的副载波信号的功率总和值(下面称为“A区域功率值”。)与从第2功率计算部702输入的区域B的副载波信号的功率总和值(下面称为“B区域功率值”。)。比较部703若A区域功率值比B区域功率值大，则频率向区域A侧(频率低的方向)偏移，所以将把频率校正得高的信号输出到fc校正部32J。另一方面，比较部703若B区域功率值比A区域功率值大，则频率向区域B侧(频率高的方向)偏移，所以将把频率校正得低的信号输出到fc校正部32J。

图27的校正部32J根据从事先fc误差计算部38输入的信号，实施载波频率偏移的校正。

上述处理重复执行，以便A区域功率与B区域功率之差为第1阈值以下。

由此，载波频率偏移收纳于扩展模式与通常模式的有效载波数量之差的一半以下，在宽带fc误差计算部37执行的宽带载波频率误差量的算出处理中，可区别扩展模式与通常模式。

另外，也可在A区域功率值与B区域功率值之差为规定值以下时，利用A区域功率值与B区域功率值来决定是扩展模式还是通常模式。例如，在A区域功率值与B区域功率值比第2阈值大的情况下，判定为是扩展模式，在小的情况下，判定为是通常模式。由此，可减少最大值检测中CP信号的配置模式候选，实现宽带载波频率误差量的检测精度的提高。

《补充》

本发明不限于上述实施方式中说明的内容，用于实现本发明目的与同其关联或附带目的的其他方式也可实施，例如如下所示。

(1)上述各实施方式的接收装置不仅适用于DVB-T2传输格式，还可适用于在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置配置CP信号的OFDM信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的CP信号的多个副载波的位置。

(2)在上述各实施方式中，以在由多个CP信号的配置模式中某一个CP信号的配置模式规定的副载波的位置配置CP信号的OFDM信号为例进行说明，但不限于此，例如也可如下所示。可以是在由多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置配置沿符号方向差动调制后的信号的OFDM信号，该多个配置模式规定配置沿符号方向在多个符号中连续配置的沿符号方向差动调制后的信号的多个副载波的位置。配置沿符号方向差动调制后的信号的多个副载波的位置最好不具有周期性。

虽然不能直接适用于上述各实施方式，但举例将沿符号方向差动调制后的信号配置在多个副载波中的传输格式的实例。在作为日本地面数字广播的ISDB-T中，插入传输称为TMCC(Transmission MultiplexingConfiguration Control，传输多路配置控制)信号的控制信息的副载波。TMCC信号为了实施接收机的解调或解码，由系统识别、传输参数切换指标、紧急警报广播用起动标志、当前信息、下一信息等构成。TMCC信号由DBPSK(Differential Quaternary Phase Shift Keying，差分四进制相移键控)调制。图29中示出ISDB-T中的TMCC信号的副载波配置(Mode(模式)3，同步调制的情况)。ISDB-T中，TMCC信号的副载波配置唯一定义。

(3)在上述各实施方式中，接收信号是OFDM信号，但也可是使用彼此不正交的多个载波的多载波调制信号。

(4)在上述各实施方式中，以存在扩展模式与通常模式两种的情况为例进行说明，但不限于此，存在3种以上的模式的情况或仅存在1种模式的情况下也可适用上述各实施方式中说明的内容。

(5)在上述实施方式中，由于以DVB-T2传输格式为对象，所以包含导频模式抽取中使用的控制信息(例如FFT尺寸信息)的前同步符号是P1符号，但不限于此。另外，设包含导频模式及载波扩展模式的控制符号是P2符号，但不限于此。

(6)在上述各实施方式中，说明为在作为未配置CP信号的符号的P2符号中，利用P2导频信号，在Frame Close符号中使用SP信号与FC导频信号，但不限于此，只要是利用符号方向的差动检波来对齐矢量的信号则可利用。

(7)在上述各实施方式中，构成为使用全部CP载波，但不限于此，例如也可如下所示。利用同一信道内妨碍波(窄带妨碍波或模拟广播波)的影响等，检测功率变大的CP信号，将检测到的功率变大的CP信号不作为相关算出处理的对象。作为检测方法，例如也可求出CP载波的功率，检测其值最大的CP载波，作为相关算出处理的排除对象的CP载波，或将其值超过规定阈值的CP载波检测为相关算出处理的排除对象的CP载波。另外，也可求出CP载波的差动检波值的功率值，将其值最大的CP载波检测为相关算出处理的排除对象的CP载波，或将其值超过规定阈值的CP载波检测为相关算出处理的排除对象的CP载波。对配置SP信号、P2导频信号或FC导频信号的载波也可进行同样的处理。

(8)在上述第1实施方式中，正交解调部31使用固定频率进行正交解调，fc校正部32校正载波频率的误差，但不限于此，例如也可如下所示。正交解调部31也可使用将固定频率与检测到的载波频率的误差量相加后的频率进行正交解调，得到校正了载波频率偏移的复数基带信号。可将同样的变形适用于其他实施方式等。

(9)在上述第1实施方式中，GI判定部34利用保护相关来推定保护间隔比，但不限于此，也可利用保护相关以外的手法，推定实际发送中利用的P1符号以外的符号的保护间隔比。另外，也可不设置GI判定部34，而依次使用全部保护间隔比来进行处理。可将同样的变形适用于其他实施方式等。

(10)在上述第1实施方式中，构成为单独设置正交变换部36与P1正交变换部53，但不限于此，也可构成为共用正交变换部36与P1正交变换部53。可将同样的变形适用于其他实施方式等。

(11)上述各实施方式中接收装置的各构成要素也可由作为集成电路的LSI(大规模集成电路)实现。此时，各构成要素可单独单芯片化，也可包含部分或全部地单芯片化。另外，这里为LSI，但也可根据集成度的不同，称为IC、系统LSI、超LSI、超级LSI。另外，集成电路化的方法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。另外，集成电路化的方法不限于LSI，也可由专用电路或通用处理器来实现。也可利用FPGA(FieldProgrammalbe Gate Array，场可编程门阵列)、或可重构LSI内部的电路单元的连接或设定的可重构处理器。并且，若由于半导体技术的进步或派生的其他技术而出现置换LSI的集成电路化的技术，则当然也可使用该技术来进行功能块的集成化。例如，可适应生物技术等。

(12)也可将上述各实施方式中所示的接收装置的动作步骤至少部分记载于接收程序中，例如由CPU(Central Processing Unit，中央存储器)读出存储在存储器中的该程序后执行，或将上述程序保存在记录媒体中发布等。

(13)也可实现执行上述各实施方式中所示的接收装置的接收处理至少一部分的接收装置。

(14)也可组合执行实现上述各实施方式的接收处理一部分的接收装置、或接收方法、或接收电路或程序来实现上述各实施方式。例如，也可由接收装置或集成电路来实现上述各实施方式中说明的接收装置的构成的一部分，将去除该部分的构成执行的动作步骤记载于接收程序中，例如CPU读出存储在存储器中的该程序后执行，由此来实现。

(15)也可适当组合上述各实施方式等中说明的内容。

产业上的可利用性

本发明可用于校正发送接收间产生的载波频率偏移的接收装置。

符号说明

1 接收装置

11 天线

12 调谐器

13 解调部

14 解码部

15 显示部

21 A/D变换部

22 解调核心部

23 控制信息收集部

31 正交解调部

32 fc校正部

33 P1解调部

34 GI判定部

35 窄带fc误差计算部

36 正交变换部

37 宽带fc误差计算部

38 传输路特性推定部

39 均衡部

40 纠错部

51 P1位置检测部

52 P1窄带fc误差检测校正部

53 P1正交变换部

54 P1宽带fc误差检测校正部

55 P1解码部

101 功率计算部

102 相关计算部

103 最大值检测部

104 fc校正部

151₁～151_N-1 寄存器

152₁～152_N 乘法器

153 加法部

201 差动检波部

202₁～202₁₆ 相关计算部

203 最大值检测部

231 延迟部

232 共轭复数运算部

233 乘法部

251₁～251_N-1 寄存器

252₁～252_N 乘法器

253 加法部

254 功率计算部

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.(修改后)一种接收装置，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，

配置所述指定信号的多个副载波的位置沿载波方向具有非周期性，并且对多个配置模式各不相同，

所述接收装置具备：

正交变换部，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；

宽带载波频率误差计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换部的输出信号，一边实施计算累积值的累积处理，该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量；以及

载波频率误差校正部，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含前同步符号，

所述接收装置还具备：

前同步载波频率误差推定部，使用所述前同步符号，推定载波频率误差量；以及

载波频率误差校正部，在所述宽带载波频率误差计算部计算宽带载波频率误差量之前，使用利用所述前同步符号推定的载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号，

所述接收装置还具备：

前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；

保护间隔推定部，推定所述前同步符号以外的符号中附加于每个符号的保护间隔所涉及的信息；以及

控制信息收集部，根据所述控制信息及所述保护间隔所涉及的信息，从所述多个配置模式中选择所述多载波调制信号中有可能使用的配置模式的候选；

所述宽带载波频率误差计算部仅对所述配置模式的候选实施所述累积处理。

4.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号，

所述接收装置还具备：

前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；

所述宽带载波频率误差计算部根据计算出针对所述配置模式的候选计算的累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量。

5.(修改后)根据权利要求2所述的接收装置，其中，

使用通常模式和扩展模式的某一个传输模式来发送所述多载波调制信号，该通常模式设全部副载波之中的去除了频率高的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围内的副载波为有效副载波，该扩展模式设将所述第1范围向频率高的区域及频率低的区域扩展规定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效副载波，

以所述有效副载波之中的最低频率的副载波位置为基准，规定所述配置模式，

所述宽带载波频率误差计算部对所述通常模式中的配置模式和所述扩展模式中的配置模式的双方实施所述累积处理，

所述载波频率误差校正部使校正后残留的载波频率偏移为所述通常模式与所述扩展模式的频域之差的一半以内。

6.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述宽带载波频率误差计算部具备：

差动检波部，按每个副载波，对所述正交变换部的输出信号和一个符号之前的所述正交变换部的输出信号进行差动检波并输出；

相关计算部，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述差动检波部的输出信号，一边计算在由该配置模式规定的多个副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信号与所述差动检波部的输出信号的相关；以及

最大值检测部，通过从所述相关计算部中计算出的相关值中检测最大值，计算所述宽带载波频率误差量。

7.根据权利要求6所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，

所述相关计算部在所述差动检波部的差动检波中使用的两个符号中的至少一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，不计算相关。

8.根据权利要求6所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，

在未配置所述指定信号的符号中，对多个副载波配置与所述指定信号不同的指定的第1信号，

所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号中的一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，对所述多个配置模式中的各个配置模式，计算对在使用该配置模式的情况下配置所述指定信号且在未配置所述指定信号的符号中配置了所述指定的第1信号的副载波的位置设定1、并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信号与所述差动检波部的输出信号的相关。

9.根据权利要求6所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，

所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号都是未配置所述指定信号的符号的情况下，计算在未配置所述指定信号的符号中对配置了所述指定的第1信号的部分副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信号与所述差动检波部的输出信号的相关。

10.根据权利要求5所述的接收装置，其中，

所述宽带载波频率误差计算部根据所述累积值最大的配置模式及载波方向的偏移，推定所述多载波调制信号中使用的配置模式及传输模式，

所述接收装置还具备：

传输路特性推定部，根据所述宽带载波频率误差计算部推定的配置模式及传输模式，推定所述多载波调制信号在传输路中受到的振幅及相位的变位即传输路特性；以及

均衡部，根据由所述传输路特性推定部推定的传输路特性，对所述正交变换部的输出信号进行振幅及相位的校正。

11.根据权利要求10所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号包含分散配置的分散导频信号，

所述分散导频信号的分散模式按照所述配置模式及传输模式来决定，

所述传输路特性推定部根据推定出的配置模式及传输模式来推定分散模式，并根据推定出的分散模式来实施传输路特性的推定。

12.根据权利要求5所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含含有控制信息的控制符号，该控制信息包含该多载波调制信号中使用的所述配置模式及所述传输模式，

所述接收装置还具备控制信息抽取部，该控制信息抽取部从所述控制符号中取出所述控制信息，

在取出所述控制信息之后，所述宽带载波频率误差计算部仅对所述控制信息中包含的配置模式及传输模式实施所述累积处理。

13.根据权利要求10所述的接收装置，其中，

在取出所述控制信息之后，所述传输路特性推定部根据所述控制信息中包含的配置模式及传输模式，实施传输路特性的推定。

14.(修改后)一种集成电路，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，

所述集成电路具备：

正交变换电路，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；

宽带载波频率误差计算电路，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换电路的输出信号，一边实施计算累积值的累积处理，该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量；以及

载波频率误差校正电路，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

15.(修改后)一种接收方法，在接收装置中进行，该接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，

该接收方法具有：

正交变换步骤，利用正交变换，将所述多载波调制信号分离至多个副载波并输出；

宽带载波频率误差算出步骤，对所述多个配置模式中的各个配置模式，一边沿载波方向以一个副载波为单位偏移所述正交变换步骤中输出的输出信号，一边实施计算累积值的累积处理，该累积值通过对由该配置模式规定的多个副载波的位置上的所述正交变换部的输出信号实施指定处理而累积得到，根据计算出所述累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量；以及

载波频率误差校正步骤，根据计算出的宽带载波频率误差量，实施载波频率偏移的校正。

16.(修改后)一种接收程序，控制接收装置，该接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，

该接收程序具有：

Claims

1.一种接收装置，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，该接收装置具备：

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含前同步符号，

所述接收装置还具备：

3.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号，

所述接收装置还具备：

前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；

4.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含含有控制信息的前同步符号，

所述接收装置还具备：

前同步解调部，解调所述前同步符号并取出所述控制信息；

所述宽带载波频率误差计算部根据计算出针对所述配置模式的候选计算出的累积值之中的最大值的载波方向的偏移，计算宽带载波频率误差量。

5.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

使用通常模式和扩展模式中的某一个传输模式来发送所述多载波调制信号，该通常模式设全部副载波之中的去除了频率高的区域的多个副载波及频率低的区域的多个副载波而得到的中央部的第1范围内的副载波为有效副载波，该扩展模式设将所述第1范围向频率高的区域及频率低的区域扩展规定数量的副载波而得到的第2范围内的副载波为有效副载波，

以所述有效副载波之中的最低频率的副载波的位置为基准，规定所述配置模式，

所述宽带载波频率误差计算部对所述通常模式中的配置模式和所述扩展模式中的配置模式的双方实施所述累积处理。

6.根据权利要求1所述的接收装置，其中，

所述宽带载波频率误差计算部具备：

差动检波部，对每个副载波，对所述正交变换部的输出信号和一个符号之前的所述正交变换部的输出信号进行差动检波并输出；

7.根据权利要求6所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，

所述相关计算部在所述差动检波部的差动检波中使用的两个符号中的至少一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，不执行相关的计算。

8.根据权利要求6所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，

所述相关计算部还在所述差动检波部在差动检波中使用的两个符号中的一个是未配置所述指定信号的符号的情况下，对所述多个配置模式中的各个配置模式，计算在使用该配置模式的情况下配置所述指定信号、且在未配置所述指定信号的符号中对配置了所述指定的第1信号的副载波的位置设定1并对此外的副载波的位置设定0而得到的配置序列信号与所述差动检波部的输出信号的相关。

9.根据权利要求6所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号还包含未配置所述指定信号的符号，

10.根据权利要求5所述的接收装置，其中，

所述接收装置还具备：

11.根据权利要求10所述的接收装置，其中，

所述多载波调制信号包含分散配置的分散导频信号，

所述分散导频信号的分散模式对应于所述配置模式及传输模式来决定，

12.根据权利要求5所述的接收装置，其中，

13.根据权利要求10所述的接收装置，其中，

14.一种集成电路，接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，该集成电路具备：

15.一种接收方法，在接收装置中执行，该接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，该接收方法具有：

16.一种接收程序，控制接收装置，该接收装置接收多载波调制信号，该多载波调制信号在由规定多个副载波的位置的多个配置模式之中的某一个配置模式规定的副载波的位置上配置指定信号而成，在该多个副载波的位置上，配置沿符号方向在多个符号连续配置的所述指定信号，该接收程序具有：