CN102652408B - Ofdm接收装置、ofdm接收电路及ofdm接收方法 - Google Patents

Abstract

一种OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号的OFDM符号，上述OFDM接收装置具备：第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理。

Description

OFDM接收装置、OFDM接收电路及OFDM接收方法

技术领域

本发明涉及接收对相互正交的多个子载波进行复用而发送的信号的技术。

背景技术

目前，在以地面数字广播为代表的IEEE802.11a这样的各种数字通信中，作为传送方式广泛采用正交频分复用（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式。OFDM方式是使用相互正交的多个子载波对多个窄带数字调制信号进行频率复用而发送的方式，所以是频率的利用效率良好的传送方式。

此外，在OFDM方式中，1符号（symbol）区间由有效符号区间和保护间隔（guard interval）区间构成，以在符号内具有周期性的方式将有效符号区间的一部分信号复制并插入到保护间隔区间中。因此，能够削减因多路径干扰而发生的符号间的干扰的影响，也具有良好的抗多路径干扰性能。

近年来，在各个国家停止模拟电视广播，在世界范围内呈现出频率再分配(reallocation)的趋势，在欧洲，除了基于DVB－T（Digital Video Broadcasting－Terrestrial：地面数字视频广播）的SD（Standard Definition：标清）广播以外，对于HD（High Definition：高清）服务的需求日趋高涨。因此，正在推进第二代欧洲地面数字广播即DVB－T2的标准化。在DVB－T2方式中，使用图34所示的DVB－T2帧，DVB－T2帧由P1符号、P2符号和数据符号构成。

首先，对P1符号进行说明。

P1符号的FFT（Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换）大小被设定为1k（=1024），如图35所示，在有效符号区间的前后设有保护间隔区间。另外，图35是在时间轴上表示将P1符号的图。P1符号的保护间隔与此前的ISDB－T（Integrated Services Digital Broadcasting－Terrestrial：地面综合 业务数字广播）及DVB－T的保护间隔不同。在P1符号中，有效符号区间内的前半的59μs量的信号被复制并插入到有效符号区间前面的保护间隔区间（以下，称作“前保护间隔区间”）中，有效符号区间内的后半的53μs量的信号被复制并插入到有效符号区间后面的保护间隔区间（以下，称作“后保护间隔区间”）中。进而，在进行复制并插入时，使复制源的信号频移规定的f_SH量而插入到保护间隔区间（前保护间隔区间或后保护间隔区间）中。这里，f_SH相当于P1符号的物理的1个子载波间隔。即，前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号与有效符号区间的信号相比高P1符号的1个子载波分频率。另外，在P1符号中，如图35所示，有效符号整体被用在保护间隔中。

此外，P1符号如图36所示，由有效（Active）载波和空（Null）载波（不使用的载波，Unused Carrier）构成。另外，图36是在频率轴上表示P1符号的图。

在P1符号中，包括关于P2符号及数据符号的发送格式是MISO（Multiple－Input－Single－Output：多输入单输出）还是SISO（Single－Input－Single－Output：单输入单输出）的信息（以下，称作“MISO/SISO信息”）、关于P2符号及数据符号的FFT大小是多少的信息（以下，称作“FFT大小信息”）、关于是否包括FEF（Future Extension Frames：未来扩展帧）的信息（以下，称作“FEF有无信息”）等的信息（以下，称作“P1发送信息”）。这里，所谓FEF，是用于与未来的DVB－T2不同的服务传送的期间，插入在DVB－T2帧与DVB－T2帧之间，在FEF帧的开头也存在P1符号。

以下，对P1符号的生成进行说明。

图37是生成P1符号的P1生成部1000的结构图。P1符号生成部1000具备序列变换部1001、差动调制部1002、加扰部1003、CDS表生成部1004、填充部1005、IFFT部1006以及GI附加部1007。

如上所述，通过P1符号发送P1发送信息。这些信息表示为3位的S1信号和4位的S2信号。序列变换部1001中被输入3位的S1信号和4位的S2信号。序列变换部1001例如保持图38所示的变换表，使用变换表将3位的S1信号变换为用下述的（数式1）表示的64位的序列CSS_S1，将4位 的S2信号变换为用下述的（数式2）表示的256位的序列CSS_S2。其中，图38中的“值”表示输入到序列变换部1001中的值，“序列（16进制显示）CSS_S1及CSS_S2”表示变换后的序列（从序列变换部1001输出的序列）。另外，在图38中，为了方便，将变换后的序列CSS_S1、CSS_S2用16进制数显示。

［数式1］

CSS_S1＝(CSS_S1，0，…，CSS_S1，63)    …（数式1）

［数式2］

CSS_S2＝(CSS_S2，0，…，CSS_S2，255)    …（数式2）

并且，序列变换部1001使用由（数式1）表示的序列CSS_S1和由（数式2）表示的序列CSS_S2，构成下述的（数式3）所示的共计384位的信号序列MSS_SEQ，将信号序列MSS_SEQ向差动调制部1002输出。另外，在信号序列MSS_SEQ中包含两个相同内容的S1信号。

［数式3］

MSS_SEQ

＝(MSS_SEG₀，…，MSS_SEQ₃₈₃)

＝(CSS_S1，CSS_S2，CSS_S1)

                                                       …(数式3）

＝(CSS_S1，0，…，CSS_S1，63，CSS_S2，0，…，CSS_S2，255，CSS_S1，0，…，CSS_S1，63)

差动调制部1002对从序列变换部1001输入的信号序列MSS SEQ实施下述的（数式4）所示的差动调制，将差动调制后的信号序列MSS DIFF向加扰部1003输出。其中，差动调制部1002实施的差动调制是DBPSK（Differential Binary Phase Shift Keying：差分二进制相移键控）。

［数式4］

MSS_DIFF＝DBPSK(MSS_SEQ)…（数式4）

具体而言，差动调制部1002如下述的（数式5）所示，将基准信号MSS_DIFF_-1设为1，基于下述的（数式6）对构成从序列变换部1001输入的信号序列MSS_SEQ的信号MSS_SEQ_i（i=0，1，…，383）实施差动调制，将差动调制后的信号MSS_DIFF_i向加扰部1003输出。

［数式5］

MSS_DIFF_-1＝1    …(数式5)

［数式6］

${\mathrm{MSS}\_\mathrm{DIFF}}_i=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{MSS}\_{\mathrm{DIFF}}_{i-1}& :\mathrm{MSS}\_{\mathrm{SEQ}}_i=0\\ -\mathrm{MSS}\_{\mathrm{DIFF}}_{i-1}& :\mathrm{MSS}\_{\mathrm{SEQ}}_i=1\end{array}\right.$ …（数式6）

加扰部1003对来自差动调制部1002的差动调制后的信号序列MSS_DIFF实施下述的（数式7）所示的加扰，将加扰后的信号序列MSS_SCR向填充（padding）部1005输出。

［数式7］

MSS_SCR＝SCRAMBLING(MSS_DIFF)    …(数式7)

具体而言，加扰部1003使用基于伪随机二进制序列（Pseudorandom Binary Sequence：PRBS）的信号PRBS_i（i=0，1，…，383），对差动调制后的信号MSS_DIFF_i实施下述的（数式8）所示的加扰，将加扰后的信号MSS_SCR_i向填充部1005输出。

［数式8］

…(数式8)

CDS表生成部1004生成图39所示的、表示P1符号中的有效载波的位置k（i）（i=0，1，…，383）的CDS（Carrier Distribution Sequence：载波分配序列）表。另外，如图39所示，在1个P1符号中，将相同内容的S1信号在频率域高的部分和低的部分的2处发送，将S2信号在频率域的中央部分发送。

填充部1005将由CDS表生成部1004的CDS表（参照图39）表示的子载波位置k（i）的子载波作为有效载波，对子载波位置k（i）的子载波映射加扰后的信号MSS_SCR_i，并向IFFT部1006输出。此外，填充部1005将图39中没有列举的子载波位置的子载波作为空载波，向IFFT部1006输 出。

IFFT部1006对填充部1005的输出信号以FFT大小1k实施IFFT（Inverse Fast Fourier Transform：逆快速傅立叶变换），将IFFT的结果（图35的有效符号区间的时间域的信号）向GI附加部1007输出。

GI附加部1007使用从IFFT部1006输入的有效符号区间的信号，将有效符号区间内的前部分的信号频移f_SH的量之后插入到前保护间隔区间中，将有效符号区间内的后部分的信号频移f_SH的量之后插入到后保护间隔区间中（参照图35）。这样，生成P1符号。

接着，对P2符号和数据符号进行说明。

在P2符号和数据符号中，使用相同的FFT大小及保护间隔比（保护间隔区间的时间宽度相对于有效符号区间的时间宽度的比）。其中，P2符号及数据符号的保护间隔区间与DVB－T及ISDB－T同样，设置在有效符号区间的前面。有效符号区间内的后部分的信号复制并插入到设置在有效符号区间的前面的保护间隔区间中。

将在DVB－T2中使用的FFT大小与保护间隔比的组合、以及能够用它们的组合设定的导频模式表示在图40中。作为导频模式，有PP1到PP8的8种。在图40中，“NA”的记载表示在规格上不能设定的FFT大小与保护间隔比的组合。

在P2符号中，插入了等间隔的导频（以下，称作“P2导频”）。在FFT大小是32k、是SISO模式的情况下，每6个子载波存在P2导频，除此以外，每3个子载波存在P2导频。

P2符号中，包含关于数据符号的导频模式是什么的信息（以下，称作“导频模式信息”）、关于载波扩展模式是扩展（Extended）模式还是正常（Normal）模式的信息（以下，称作“传送模式信息”）、每帧的符号数、调制方法、前向错误纠正（Forward Error Correction：FEC）码的编码率等、为了接收所需要的所有的发送参数信息（以下，称作“P2发送信息”）。另外，P2符号的符号数根据P2符号的FFT大小设定为如图41所示。

作为如上的DVB－T2传送格式中的P1符号的解调技术，有在非专利文献1中公开的方法。

将实施P1符号的解调的P1解调部2000的结构表示在图42中。P1解 调部2000具备P1位置检测部2001、P1窄带fc误差检测修正部2002、FFT部2003、CDS表生成部2004、P1宽带fc误差检测修正部2005、和P1解码部2006。

P1位置检测部2001使用输入信号来计算P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的信号与P1符号的有效符号区间的规定部分的信号的相关（保护相关）。并且，P1位置检测部2001将计算出的相关值以保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的时间宽度进行区间积分，检测出区间积分值的峰值，由此检测出输入信号中的P1符号的位置。

其中，相关的计算处理考虑在发送侧附加的f_SH量的频移来进行。此外，所谓规定部分，针对前保护间隔区间是有效符号区间内的前部分，针对后保护间隔区间是有效符号区间内的后部分（参照图35）。另外，在后述的通过P1窄带fc误差检测修正部2002进行的相关的计算处理中也是同样的。

P1窄带fc误差检测修正部2002计算P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的信号与P1符号的有效符号区间的规定部分的信号的相关（保护相关），根据该相关检测P1符号的子载波间隔以下的频率误差量（窄带载波频率误差量）。并且，P1窄带fc误差检测修正部2002基于检测出的窄带载波频率误差量，修正P1符号的窄带载波频率的偏差，将修正了窄带载波频率的偏差后的P1符号向FFT部2003输出。

FFT部2003对P1符号的有效符号区间的时间域的信号以FFT大小1k实施FFT，将FFT的结果（P1符号的有效符号区间的频率域的信号）向P1宽带fc误差检测修正部2005输出。

CDS表生成部2004生成表示有效载波的位置的序列（以下，称作“有效载波的配置序列”），将所生成的有效载波的配置序列向P1宽带fc误差检测修正部2005输出。这里，有效载波的配置序列是将图39所示的有效载波的位置设为“1”、将其以外的空载波的位置设为“0”的序列。

P1宽带fc误差检测修正部2005使用从CDS表生成部2004输入的有效载波的配置序列，检测FFT部2003的输出信号中的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）。并且，P1宽带fc误差检测修正部2005基于检测到的宽带载波频率误差量，将P1符号的宽带载波频 率的偏差进行修正，将修正了宽带载波频率的偏差后的P1符号的有效载波向P1解码部2006输出。

这里，对P1符号的宽带载波频率误差量的检测进行说明。在构成P1符号的子载波中，如上所述存在有效载波和空载波。利用它运算各子载波的功率，一边将其运算结果1个子载波地逐一移位，一边计算运算结果与已知的有效载波的配置序列（来自CDS表生成部2004的输入）的相关。

由于向有效载波映射了被DBPSK的信号，所以宽带载波频率误差量为0的移位量下的相关值为全部的有效载波的功率的总和，是比包含空载波的其他移位量下的相关值大的值。因此，得到最大的相关值的移位量为宽带载波频率误差量，能够进行宽带载波频率误差量的检测。另外，移位量以在输入信号中没有宽带载波频率误差的情况下的移位量为基准（移位量“0”）（以下同样）。

图42的P1解码部2006基于从P1宽带fc误差检测修正部2005输入的P1符号的有效载波实施P1符号的解码处理，取出P1发送信息。

这里，参照图43对P1解码部2006进行说明。图43是图42的P1解码部2006的结构图。P1解码部2006具备解扰部2101、差动解调部2102、和模式匹配部2103。另外，这里假设仅使用P1符号的低频率域的S1信号实施P1符号的解码处理。

在解扰部2101中，从图42的P1宽带fc误差检测修正部2005被输入有效载波的信号序列Act。解扰部2101对有效载波的信号序列Act实施下述的（数式9）所示的解扰，将解扰后的信号序列DESCR向差动解调部2102输出。

［数式9］

DESCR＝DESCRAMBLING(Act)    …(数式9)

具体而言，解扰部2101使用在发送侧进行了乘法运算的、基于PRBS的信号PRBS_i（i=0，1，2，…，319），对有效载波的信号Act_i实施下述的（数式10）所示的解扰，将解扰后的信号DESCR_i向差动解调部2102输出。

［数式10］

…（数式10）

在差动解调部2102中，从解扰部2051被输入信号DESCR_i（i=0，1，…，319）。差动解调部2102通过实施信号DESCR_i（i=1，2，…，319）与偏移1个有效载波的信号DESCR_i-1的共轭复数的信号DESCR^* _i-1的复数乘法来实施差动检波。另外，上标的尾标“*”表示共轭复数（以下同样）。并且，差动解调部2102根据差动检波的结果的实轴的极性，实施信号DESCR_i的解调（硬判断（hard decision）），将解调后的信号DEMOD_i向模式匹配部2103输出。该差动解调部2102的处理用下述的（数式11）表示，差动解调部2102实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

［数式11］

${\mathrm{DEMOD}}_i=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}({\mathrm{DESCR}}_i\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{i-1}^{*})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}({\mathrm{DESCR}}_i\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{i-1}^{*})<0\end{array}\right.$ …（数式11）

其中，因为i=0是基准，所以差动解调部2102根据信号DESCR₀的实轴的极性，实施解调（硬判断），将解调后的信号DEMOD₀向模式匹配部2103输出。

模式匹配部2103将由差动解调部2102差动解调后的信号DEMOD₀，DEMOD₁，…，DEMOD₃₁₉如下述的（数式12）及（数式13）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_S2（对应于S2信号）。

［数式12］

DEMOD_CSS_S1＝(DEMOD₀，…，DEMOD₆₃)

…（数式12）

＝(DEMOD_CSS_S1，0，…，DEMOD_CSS_S1，63)

［数式13］

DEMOD_CSS_S2＝(DEMOD₆₄，…，DEMOD₃₁₉)

…（数式13）

＝(DEMOD_CSS_S2，0，…，DEMOD_CSS_S2，255)

并且，模式匹配部2103为了求出图38所示的序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）中的哪个是最可靠（probable）的，并且为了求出图38所示的序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）中的哪个是最可靠的，进行以下的处理。这里，索引k用于区别图38所示的8个序列CSS_S1，并且用于区别图38所示的16个序列CSS_S2（以下同样）。

模式匹配部2103如下述的（数式14）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k与序列DEMOD_CSS_S1的相关CORR_S1，k，如下述的（数式15）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k与序列DEMOD_CSS_S2的相关CORR_S2，k。

［数式14］

${\mathrm{CORR}}_{S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{DEMOD}\_\mathrm{CSS}}_{S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$ …（数式14）

排他逻辑和

［数式15］

${\mathrm{CORR}}_{S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$ …（数式15）

排他逻辑和

并且，模式匹配部2103将与取使用（数式14）计算出的8个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为发送的S1信号。此外，模式匹配部2103将与取使用（数式15）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为发送的S2信号。模式匹配部2103使用推测的S1信号和S2信号取得P1发送信息。

先行技术文献 

非专利文献 

非专利文献1：Draft ETSI TR 102 831 v0.10.04 Digital Video Broadcasting（DVB）；Implementation guidelines for asecond generation digital terrestrial television broadcasting system（DVB－T2）

发明概要

发明要解决的问题

但是，由于P1符号被向载波方向进行了差动调制，所以在多路径干扰环境下有以下的问题。

接收信号Y（n）使用发送信号X（n）和传送路径特性H（n）用下述的（数式16）表示。发送信号X（n）是进行了DBPSK的信号，是只有实数的信号。另外，n是子载波号码。

［数式16］

Y(n)＝H(n)X(n)    …(数式16)

在此情况下，图43的差动解调部2102进行的差动检波用下述的（数式17）表示。

［数式17］

Y(n)·Y^*(n-k)＝H(n)X(n)·H^*(n-k)X^*(n-k)    …（数式17）

另外，在上述（数式11）中，由于将仅有效载波的信号序列作为对象，所以将子载波号码表述为“i”及“i－1”。但是，在上述（数式17）中，使用FFT后的物理子载波的子载波号码，有效载波不一定相差1个物理子载波，所以使用邻接的有效载波的物理子载波间隔“k”，将子载波号码表述为“n”及“n－k”。

在H（n）≈H（n－k）的情况下，传送路径特性成分H（n）·H^*（n－k）大致仅为实轴成分，所以在DBPSK的解码中，能够不弄错相位信息（0°，180°）的判断而正确地进行解码。

但是，在多路径干扰环境下，在进行差动检波的对象的有效载波彼此的传送路径特性的相位上产生差异，所以该相位差在差动检波后残留。例如，在以与主波相同功率存在延迟τ（s）的延迟波的情况下，如果为了简单而忽视符号间干扰成分和噪声来表现传送路径特性，则为下述的（数式18）。

［数式18］

H(n)＝1+e^-j2πnτ/T    …（数式18）

其中，（数式18）的T是P1符号的有效符号区间的时间宽度（有效符 号长）。

在此情况下，如果实施差动检波，则如下述的（数式19）所示，由多路径干扰带来的传送路径特性的相位差在差动检波后残留，随着该相位差而发生解调错误。

［数式19］

Y(n)^Y*(n-k)＝H(n)X(n)H^*(n-k)X^*(n-k) 

＝(1+e^-j2πnτ/T)(1+e^{j2π(n-k)τ/T})X(n)X^*(n-k)    …（数式19）

特别是，P1符号的FFT大小是1k，与使用32k等的数据符号相比，子载波间隔较宽，进而，有效载波的配置如图39所示较离散，所以进行差动检波的对象的有效载波的物理的间隔为1个子载波以上，相位差的残留容易变大。图44中表示邻接的有效载波的物理的子载波间隔（在图44中，表述为“物理子载波间隔”）和其个数。

如上所述，在多路径干扰环境下，存在如下问题：在差动检波中产生相位误差、误解调、不能正确地取出信息、不能稳定地接收。

此外，在P1位置检测部2001中，在P1符号的位置有误差而FFT切出位置偏离的情况下，存在如下问题：在频率轴上在各子载波中产生不同的旋转成分，该旋转成分同样在差动检波后残留而产生相位误差，P1符号的解调错误。

另外，在上述中，以DVB－T2帧的P1符号为对象，将多路径干扰环境下的差动检波时的相位误差的发生作为问题进行了说明，但接收信号（并不仅限定于差动调制后的接收信号）的接收性能的劣化在接收侧是较大的问题。

发明内容

所以，本发明的目的是提供一种能够实现包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号的OFDM符号的接收性能的提高的OFDM接收装置、OFDM接收电路、OFDM接收方法、及OFDM接收程序。

用于解决问题的手段

为了解决上述问题，本发明的一技术方案的OFDM接收装置，接收 OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置，具备：第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理。

发明效果

根据上述OFDM接收装置，由于实施了使用有效符号区间的信号和保护间隔区间的信号的解码处理，所以在噪声较严重的环境、多路径干扰环境、正交变换的切出位置发生了偏离的情况下，能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

附图说明

图1是本发明的一例的OFDM接收装置A的结构图。

图2是本发明的另一例的OFDM接收装置B的结构图。

图3是本发明的再另一例的OFDM接收装置C的结构图。

图4是第1实施方式的OFDM接收装置1的结构图。

图5是图4的解调部30的结构图。

图6是图5的P1解调部103的结构图。

图7是用来说明图6的P1正交变换部153U及P1正交变换部153G实施正交变换的P1符号的信号部分的示意图。

图8是图6的P1解码部156的结构图。

图9是图8的差动解调部202的结构图。

图10是图8的模式匹配部203的结构图。

图11是用来比较P1符号的有效符号区间的信号的频率位置和P1符号的保护间隔区间的信号的频率位置的示意图。

图12是第2实施方式的P1解码部350的结构图。

图13是图12的差动解调部202U的结构图。

图14是图12的差动解调部202G的结构图。

图15是第3实施方式的P1解码部400的结构图。

图16是图15的差动解调部401的结构图。

图17是第4实施方式的P1解码部450的结构图。

图18是第5实施方式的P1解调部500的结构图。

图19是用来说明图18的加法部501及P1正交变换部502的处理内容的示意图。

图20是图18的P1解码部504的结构图。

图21是图20的差动解调部532的结构图。

图22是第6实施方式的P1解调部600的结构图。

图23是图22的P1解码部601的结构图。

图24是第7实施方式的P1解调部610的结构图。

图25是图24的P1解码部611的结构图。

图26是第8实施方式的P1解调部620的结构图。

图27是图26的P1解码部621的结构图。

图28是第9实施方式的P1解调部630的结构图。

图29是图28的P1解码部631的结构图。

图30是第10实施方式的模式匹配部700的结构图。

图31是表示图30的权重生成部701生成的、对于物理子载波间隔的权重的一例的图。

图32是表示图30的权重生成部701生成的、对于物理子载波间隔的权重的一例的图。

图33是变形例的P1解调部800的结构图。

图34是表示DVB－T2传送规格的帧构造的示意图。

图35是表示P1符号的时间轴的发送格式的示意图。

图36是表示P1符号的频率轴的发送格式的示意图。

图37是生成P1符号的P1生成部1000的结构图。

图38是表示对S1信号及S2信号的值的变换序列的图。

图39是表示P1符号中的有效载波位置的图。

图40是表示在DVB－T2传送规格中容许的FFT大小、保护间隔比和导频模式的组合的图。

图41是表示针对FFT大小的每1帧的P2符号的符号数的图。

图42是以往的P1解调部2000的结构图。

图43是图42的P1解码部2006的结构图。

图44是表示相邻的有效载波的间隔的分布的图。

具体实施方式

作为本发明的一技术方案的第一OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：第一正交变换部，将上述有效符号区间的信号正交变换；第二正交变换部，将上述保护间隔区间的信号正交变换；以及解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第一OFDM接收电路，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收电路具备：第一正交变换电路，将上述有效符号区间的信号正交变换；第二正交变换电路，将上述保护间隔区间的信号正交变换；以及解码电路，基于上述第一正交变换电路的正交变换的结果和上述第二正交变换电路的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第一OFDM接收方法，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收方法包括：第一正交变换步骤，将上述有效符号区间的信号正交变换；第二正交变换步骤，将上述保护间隔区间的信号正交变换；以及解码步骤，基于上述第一正交变换步骤的正交变换的结果和上述第二正交变换步骤的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第一OFDM接收程序，使OFDM接收装置执行如下程序，上述OFDM接收装置接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述步骤为：第一正交变换步骤，将上 述有效符号区间的信号正交变换；第二正交变换步骤，将上述保护间隔区间的信号正交变换；以及解码步骤，基于上述第一正交变换步骤的正交变换的结果和上述第二正交变换步骤的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理。

由此，由于实施使用有效符号区间的信号和保护间隔区间的信号的解码处理，所以在噪声较严重的环境、多路径干扰环境、正交变换的切出位置中发生了偏离的情况下，能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

这里，将第一OFDM接收装置的一结构例表示在图1中。图1的OFDM接收装置A接收包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号的OFDM符号。第一正交变换部A1相当于第一OFDM接收装置的第一正交变换部，将有效符号区间的信号正交变换。此外，第二正交变换部A2相当于第一OFDM接收装置的第二正交变换部，将保护间隔区间的信号正交变换。进而，解码部A3相当于第一OFDM接收装置的解码部，基于第一正交变换部A1的正交变换的结果和第二正交变换部的正交变换的结果实施OFDM符号的解调处理。

作为本发明的一技术方案的第二OFDM接收装置，在第一OFDM接收装置中，上述保护间隔区间的信号的整体或一部分是将上述有效符号区间的信号的整体或一部分进行频移而得到的。

由此，由于保护间隔区间的信号的整体或一部分是将有效符号区间的整体或一部分进行频移而得到的，所以相同的发送信息的整体或一部分以不同的两个频率发送（以不同的两个传送路径特性发送），使用两者的信号实施OFDM符号的解码处理。因此，在噪声较严重的环境、多路径干扰环境下能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

作为本发明的一技术方案的第三OFDM接收装置，在第二OFDM接收装置中，还具备修正部，该修正部在上述第二正交变换部的前级或后级对上述保护间隔区间的信号或上述第二正交变换部的正交变换的结果实施与将上述频移抵消的反方向的频移的实施有关的修正处理；上述解码部基于上述第一正交变换部的正交变换的结果、和针对上述保护间隔区间的上述修正处理后的信号的上述第二正交变换部的正交变换的结果或上述修正 处理后的正交变换的结果，进行上述解码处理。

由此，能够实施考虑到保护间隔区间的信号的整体或一部分是将有效符号区间的整体或一部分频移而得到的信号的解码处理，在噪声较严重的环境、多路径干扰环境下能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

作为本发明的一技术方案的第四OFDM接收装置，在第一OFDM接收装置中，上述OFDM符号是DVB－T2传送方式中的P1符号；上述保护间隔区间由上述有效符号区间的前面的前保护间隔区间、和上述有效符号区间的后面的后保护间隔区间构成；上述第二正交变换部使用将上述前保护间隔区间的信号与上述后保护间隔区间的信号结合而得到的信号进行上述正交变换。

由此，能够减少DVB－T2传送方式中的P1符号的解码错误。

作为本发明的一技术方案的第五OFDM接收装置，在第一OFDM接收装置中，上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波方向上被差动调制；上述解码部具备：差动解调部，实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，推测上述发送信息。

作为本发明的一技术方案的第六OFDM接收装置，在第五OFDM接收装置中，上述差动解调部不实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理、而使用上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行上述差动解调。

作为本发明的一技术方案的第七OFDM接收装置在第五OFDM接收装置中，上述差动解调部实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理，并使用加法处理的结果进行上述差动解调。

由于，使用有效符号区间的信号和保护间隔区间的信号的两个实施差动解调，所以能够减少解码错误而实现接收性能的提高。

作为本发明的一技术方案的第八OFDM接收装置，在第一OFDM接收装置中，上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波 方向上被差动调制；上述解码部具备：差动解调部，实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、仅基于上述第一正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、以及仅基于上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调中的至少两个差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，推测上述发送信息。

作为本发明的一技术方案的第九OFDM接收装置，在第八OFDM接收装置中，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调，是不实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理而使用上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果的差动解调、以及实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理并使用加法处理的结果的差动解调中至少一方。

由此，实施所使用的信号的组合不同的多种差动解调并进行发送信息的推测，所以能够实现以OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第十OFDM接收装置，在第一OFDM接收装置中，上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波方向上被差动调制；上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号分别由多个有效载波和多个空载波构成；相邻的上述有效载波的物理子载波间隔不固定；上述解码部具备：差动解调部，实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，以物理子载波间隔越大则权重越小地方式进行加权，并推测上述发送信息。

由此，实施使错误的可能性低的差动解调的结果的权重大的发送信息的推测，所以能够实现以OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第十一OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：加法部，实施上述有效符号区间的信号与上述保护间隔区间的信号的 加法处理；正交变换部，将上述加法部的加法处理的结果正交变换；以及解码部，基于上述正交变换部的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第二OFDM接收电路，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收电路具备：加法电路，实施上述有效符号区间的信号与上述保护间隔区间的信号的加法处理；正交变换电路，将上述加法电路的加法处理的结果正交变换；以及解码电路，基于上述正交变换电路的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第二OFDM接收方法，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收方法具有：加法步骤，实施上述有效符号区间的信号与上述保护间隔区间的信号的加法处理；正交变换步骤，将上述加法步骤的加法处理的结果正交变换；以及解码步骤，基于上述正交变换步骤的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第二OFDM接收程序，使OFDM接收装置执行如下步骤，该OFDM接收装置接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述步骤为：加法步骤，实施上述有效符号区间的信号与上述保护间隔区间的信号的加法处理；正交变换步骤，将上述加法步骤的加法处理的结果正交变换；以及解码步骤，基于上述正交变换步骤的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

由此，由于实施使用有效符号区间的信号和保护间隔区间的信号的解码处理，所以在噪声较严重的环境、多路径干扰环境下能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

这里，将第十一OFDM接收装置的一结构例表示在图2中。图2的OFDM接收装置B接收包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号的OFDM符号。加 法部B1相当于第十一OFDM接收装置的加法部，执行有效符号区间的信号与保护间隔区间的信号的加法处理。此外，正交变换部B2相当于第十一OFDM接收装置的正交变换部，将加法部B1的加法处理的结果正交变换。进而，解码部B3相当于第十一OFDM接收装置的解码部，基于正交变换部B2的正交变换的结果实施OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第十二OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，上述保护间隔区间的信号的整体或一部分是将上述有效符号区间的信号的整体或一部分频移而得到的。

由此，由于保护间隔区间的信号的整体或一部分是将有效符号区间的整体或一部分频移而得到的，所以将相同的发送信息的整体或一部分以不同的两个频率发送（以不同的两个传送路径特性发送），使用两者的信号实施OFDM符号的解码处理。因此，在噪声较严重的环境、多路径干扰环境下能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

作为本发明的一技术方案的第十三OFDM接收装置，在第十二OFDM接收装置中，还具备对上述保护间隔区间的信号实施与将上述频移抵消的反方向的频移的实施有关的修正处理的修正部；上述加法部使用上述有效符号区间的信号和上述保护间隔区间的上述修正处理后的信号进行上述加法处理。

由此，能够实施考虑到保护间隔区间的信号的整体或一部分是将有效符号区间的整体或一部分频移而得到的信号的解码处理，在噪声较严重的环境、多路径干扰环境下能够减少解码错误，能够进行稳定的接收。

作为本发明的一技术方案的第十四OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，上述OFDM符号是DVB－T2传送方式中的P1符号；上述保护间隔区间由上述有效符号区间的前面的前保护间隔区间和上述有效符号区间的后面的后保护间隔区间构成；上述加法部使用将上述前保护间隔区间的信号与上述保护间隔区间的信号结合而得到的信号进行上述加法处理。

由此，能够减少DVB－T2传送方式中的P1符号的解码错误。

作为本发明的一技术方案的第十五OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载 波方向上被差动调制；上述解码部具备：差动解调部，实施仅基于上述正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果推测上述发送信息。

由此，对使用有效符号区间的信号和保护间隔区间的信号这两个进行的加法处理的结果实施差动解调，所以能够减少解码错误而实现接收性能的提高。

作为本发明的一技术方案的第十六OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，还具备将上述有效符号区间的信号正交变换的第一正交变换部；上述解码部具备：差动解调部，实施仅基于上述正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、以及仅基于上述第一正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果推测上述发送信息。

作为本发明的一技术方案的第十七OFDM接收装置，在第十六OFDM接收装置中，还具备将上述保护间隔区间的信号正交变换的第二正交变换部；上述差动解调部还实施仅基于上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调。

作为本发明的一技术方案的第十八OFDM接收装置，在第十七OFDM接收装置中，上述差动解调部还实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和基于上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调。

由此，由于实施所使用的信号的组合不同的多种差动解调而进行发送信息的推测，所以能够实现用OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第十九OFDM接收装置，在第十六OFDM接收装置中，还具备将上述保护间隔区间的信号正交变换的第二正交变换部；上述差动解调部还实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调。

由此，实施多种差动解调来进行发送信息的推测，所以能够实现用OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第二十OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，还具备将上述保护间隔区间的信号正交变换的第一正交变换 部；上述解码部具备：差动解调部，实施仅基于上述正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、以及仅基于上述第一正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果推测上述发送信息。

作为本发明的一技术方案的第二十一OFDM接收装置，在第二十OFDM接收装置中，还具备将上述有效符号区间的信号正交变换的第二正交变换部；上述差动解调部还实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调。

由此，由于实施使用的信号的组合不同的多种差动解调而进行发送信息的推测，所以能够实现用OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第二十二OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，还具备：第一正交变换部，将上述有效符号区间的信号正交变换；第二正交变换部，将上述保护间隔区间的信号正交变换；上述解码部具备：差动解调部，实施仅基于上述正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、以及基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果推测上述发送信息。

由此，实施多种差动解调来进行发送信息的推测，所以能够实现用OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第二十三OFDM接收装置，在第十一OFDM接收装置中，上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波方向上被差动调制；上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号分别由多个有效载波和多个空载波构成；相邻的上述有效载波的物理子载波间隔不固定；上述解码部还具备：差动解调部，实施基于上述正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，以物理子载波间隔越大则权重越小地进行加权，并推测上述发送信息。

由此，实施使错误的可能性低的差动解调的结果的权重大的发送信息的推测，所以能够实现用OFDM符号发送的发送信息的推测精度的提高。

作为本发明的一技术方案的第二十四OFDM接收装置，接收OFDM符 号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的由在时间方向上不连续地分割并配置的多个分割保护间隔区间构成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：正交变换部，实施进行结合以使上述多个分割保护间隔区间的信号在时间上连续的结合处理，对结合处理的结果进行正交变换；以及解码部，基于上述正交变换部的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第三OFDM接收电路，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的由在时间方向上不连续地分割并配置的多个分割保护间隔区间构成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收电路，具备：正交变换电路，实施进行结合以使上述多个分割保护间隔区间的信号在时间上连续的结合处理，对结合处理的结果进行正交变换；以及解码电路，基于上述正交变换电路的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第三OFDM接收方法，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的由在时间方向上不连续地分割并配置的多个分割保护间隔区间构成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收方法包括：正交变换步骤，实施进行结合以使上述多个分割保护间隔区间的信号在时间上连续的结合处理，对结合处理的结果进行正交变换；以及解码步骤，基于上述正交变换步骤的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

作为本发明的一技术方案的第三OFDM接收程序，使OFDM接收装置执行如下步骤，该OFDM接收装置接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的由在时间方向上不连续地分割并配置的多个分割保护间隔区间构成的保护间隔区间的信号，上述步骤为：正交变换步骤，实施进行结合以使上述多个分割保护间隔区间的信号在时间上连续的结合处理，对结合处理的结果进行正交变换；以及解码步骤，基于上述正交变换步骤的正交变换的结果实施上述OFDM符号的解码处理。

由此，实施利用基于有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号 的解码处理，所以即使在有效符号区间的信号中有妨碍那样的环境下，也能够减少OFDM符号的解码错误，能够进行稳定的接收。

这里，将第二十四OFDM接收装置的一结构例表示在图3中。图3的OFDM接收装置C接收包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的由在时间方向上不连续地分割并配置的多个分割保护间隔区间构成的保护间隔区间的信号的OFDM符号。正交变换部C1相当于第二4OFDM接收装置的正交变换部，实施进行结合以使上述多个分割保护间隔区间的信号在时间上连续的结合处理，并对结合处理的结果进行正交变换。此外，解码部C2相当于第二4OFDM接收装置的解码部，基于正交变换部的正交变换的结果实施OFDM符号的解码处理。

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

<<第1实施方式>>

以下，参照附图对有关本发明的第1实施方式的OFDM接收装置1进行说明。但是，在第1实施方式及后述的各实施方式中，以作为依据第二代欧洲地面数字广播规格即DVB－T2方式的数字广播的接收机动作的OFDM接收装置为例进行说明。另外，OFDM接收装置1接收的接收信号是由符合DVB－T2传送格式的OFDM符号构成的OFDM信号。

图4是有关第1实施方式的OFDM接收装置1的结构图。OFDM接收装置1具备天线10、调谐器20、解调部30、解码部40、和显示部50。

天线10接收从未图示的广播局发出的广播波，将接收到的广播波向调谐器20输出。调谐器20在从天线10输入的多个广播波中选择希望的接收信道的接收信号，将所选择的接收信号从RF（Radio Frequency：射频）带变换为IF（Intermediate Frequency：中频）带，将IF带的接收信号向解调部30输出。解调部30如后面详细叙述那样，将从调谐器20输入的接收信号进行解调，将解调的结果得到的信号向解码部40输出。

解码部40将从解调部30输入的信号、例如用H.264等压缩的信号解码为影像信号及声音信号，将解码后的影像信号及声音信号向显示部50输出。显示部50基于从解码部40输入的影像信号进行影像显示，基于从解码部40输入的声音信号进行声音输出。

以下，参照图5对图4的解调部30进行说明。图5是图4的解调部30 的结构图。解调部30具备A/D变换部60、解调核心部70、和控制信息收集部80。

在A/D变换部60中，从图4的调谐器20输入IF带的接收信号。A/D变换部60将从调谐器20输入的接收信号从模拟信号变换为数字信号，将变换为数字信号的接收信号（以下，称作“数字接收信号”）向解调核心部70内的后述的正交解调部101输出。

解调核心部70具备正交解调部101、fc修正部102、P1解调部103、GI判断部104、窄带fc误差计算部105、正交变换部106、宽带fc误差计算部107、传送路径特性推测部108、均衡部109、和错误纠正部110。解调核心部70内的各部根据需要而使用由控制信息收集部80收集的控制信息来进行动作。

正交解调部101将从A/D变换部60输入的IF带的数字接收信号通过固定频率进行正交解调，将正交解调的结果得到的复基带信号（由同相成分和正交成分构成的信号）向fc修正部102输出。

fc修正部102基于此前由P1解调部103检测到的窄带载波频率误差量（后述）及宽带载波频率误差量（后述）、此前由窄带fc误差计算部105计算出的窄带载波频率误差量（后述）、以及此前由宽带fc误差计算部107计算出的宽带载波频率误差量（后述），产生修正载波频率。fc修正部102基于修正载波频率，修正从正交解调部101输入的复基带信号的载波频率的偏差，将修正了载波频率的偏差后的复基带信号向P1解调部103、GI判断部104、窄带fc误差计算部105、及正交变换部106输出。

另外，设为了由正交解调部101进行使用固定频率的正交解调，由fc修正部102将载波频率的偏差修正，但并不限定于此，例如也可以是以下这样。同时进行载波频率的偏差的修正的正交解调部也可以使用将固定频率与检测到的载波频率的误差量相加后的频率来进行正交解调、得到将载波频率的偏差修正后的复基带信号。

在P1解调部103中，从fc修正部102输入将载波频率的偏差修正后的复基带信号。P1解调部103从输入的复基带信号中检测DVB－T2帧所包含的P1符号。P1解调部103根据P1符号检测P1符号的子载波间隔以内的频率误差量（窄带载波频率误差量）及P1符号的子载波间隔单位的频 率误差量（宽带载波频率误差量），基于它们修正P1符号的载波频率的偏差。并且，P1解调部103实施将载波频率的偏差修正后的P1符号的解码处理，将用P1符号发送的P1发送信息（FFT大小信息、MISO/SISO信息、FEF有无信息等）作为控制信息向控制信息收集部80输出。此外，P1解调部103将检测到的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量向fc修正部102输出。另外，关于P1解调部103的详细情况参照图6等在后面叙述。

GI判断部104从控制信息收集部80接收用P1符号发送的P2符号及数据符号的关于FFT大小是多少的信息（FFT大小信息）。GI判断部104利用由DVB－T2规定的各保护间隔比，基于接受到的FFT大小，计算从fc修正部102输入的P2符号或数据符号中的保护间隔区间的信号与有效符号区间的后部分的信号的相关（保护相关）。GI判断部104基于保护相关的计算结果，推测在实际的发送中使用的P2符号及数据符号的保护间隔比，将推测出的保护间隔比作为控制信息向控制信息收集部80输出。

另外，作为GI判断部104的保护相关的计算对象，也可以代替由DVB－T2规定的保护间隔比的全部，而例如仅设为能够基于FFT大小确定的有可能在实际的发送中使用的保护间隔比（参照图40），也可以仅设为能够基于FFT大小及是MISO还是SISO来确定的有可能在实际的发送中使用的保护间隔比（参照图40）。

窄带fc误差计算部105从控制信息收集部80接收P2符号、以及数据符号的FFT大小及它们的保护间隔比。并且，窄带fc误差计算部105使用FFT大小和保护间隔比，计算从fc修正部102输入的P2符号及数据符号中的保护间隔区间的信号与有效符号区间的后部分的信号的相关（保护相关）。并且，窄带fc误差计算部105基于计算出的保护相关，计算P2符号及数据符号的子载波间隔以内的频率误差量（窄带载波频率误差量），将计算出的窄带载波频率误差量向fc修正部102输出。

正交变换部106将从fc修正部102输入的P2符号及数据符号的有效符号区间的信号（时间域的复基带信号）进行正交变换，将正交变换的结果（频率域的复基带信号）向宽带fc误差计算部107、传送路径特性推测部108及均衡部109输出。另外，正交变换部106基于傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，假设正交变换部106使用傅立叶变换进行正交变换、在傅立叶变换中使用FFT。正交变换部106对P2符号及数据符号的有效符号区间的信号（时间域的复基带信号）实施FFT，将FFT的结果（频率域的复基带信号）向宽带fc误差计算部107、传送路径特性推测部108、及均衡部109输出。另外，正交变换部106的处理并不限定于此。

宽带fc误差计算部107使用从正交变换部106输入的频率域的复基带信号（关于P2符号及数据符号的信号），计算其中所包含的导频信号的配置序列的相关。并且，宽带fc误差计算部107利用相关的计算结果，计算P2符号及数据符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量），将计算出的宽带载波频率误差量向fc修正部102输出。

另外，也可以将P1解调部30例如变更为以下这样的结构。在正交变换部106与传送路径特性推测部108及均衡部109之间设置宽带fc修正部，宽带fc误差计算部107将计算出的宽带载波频率误差量向宽带fc修正部输出，以代替向fc修正部102输出。宽带fc修正部使用由宽带fc误差计算部107计算出的宽带载波频率误差量，修正从正交变换部106输入的P2符号及数据符号的载波频率的偏差，将修正了载波频率的偏差后的P2符号及数据符号向传送路径特性推测部108和均衡部109输出。

在传送路径特性推测部108中，从正交变换部106输入频率域的复基带信号（关于P2符号及数据符号的信号）。传送路径特性推测部108将被输入的频率域的复基带信号在传送路径中受到的振幅及相位的畸变的特性（传送路径特性），利用其中所包含的导频信号来推测，将推测出的传送路径特性向均衡部109输出。

在均衡部109中，从正交变换部106输入频率域的复基带信号（关于P2符号及数据符号的信号）。均衡部109使用由传送路径特性推测部108推测出的传送路径特性，对被输入的频率域的复基带信号实施振幅及相位的畸变的修正。并且，均衡部109将修正了振幅及相位的畸变后的信号向错误纠正部110输出。

错误纠正部110对从均衡部109输入的修正了振幅及相位的畸变的信号实施错误纠正处理，例如将传输流等的流输出给图4的解码部40，将用P2符号发送的P2发送信息（导频模式信息、传送模式信息、每帧的符号 数、调制方法、FEC码的编码率等）作为控制信息输出给控制信息收集部80。

控制信息收集部80根据从P1解调部103、GI判断部104、及错误纠正部110收集到的控制信息，将发送参数进行分类并向解调核心部70内的各部输出。解调核心部70内的各部根据需要而使用由控制信息收集部80收集的控制信息来进行动作。

另外，在第1实施方式的OFDM接收装置1中，在图4及图5中说明的各部中的解调部30内的P1解调部103与以往技术大为不同。

以下，参照图6对图5的P1解调部103进行说明。

图6是图5的P1解调部103的结构图。P1解调部103具备P1位置检测部151、P1窄带fc误差检测修正部152、P1正交变换部153U、P1正交变换部153G、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部155U、P1宽带fc误差检测修正部155G、和P1解码部156。

在P1位置检测部151中，从图5的fc修正部102输入时间域的复基带信号。P1位置检测部151使用被输入的时间域的复基带信号计算P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的信号与P1符号的有效符号区间的规定部分的信号的相关（保护相关）。并且，P1位置检测部151将计算出的相关值以保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的时间宽度进行区间积分，检测区间积分值的峰值，由此检测被输入的复基带信号中的P1符号的位置。

其中，相关的计算处理考虑在发送侧附加的f_SH量的频移来进行。所谓规定部分，针对前保护间隔区间是有效符号区间内的前部分，针对后保护间隔区间是有效符号区间内的后部分（参照图35）。另外，在由后述的P1窄带fc误差检测修正部152进行的相关的计算处理中也是同样的。

P1窄带fc误差检测修正部152计算P1符号的保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的信号与有效符号区间的规定部分的信号的相关（保护相关）。并且，P1窄带fc误差检测修正部152将计算出的相关值以保护间隔区间（前保护间隔区间、后保护间隔区间）的时间宽度进行区间积分，计算区间积分值的相位。P1窄带fc误差检测修正部152基于由P1位置检测部101检测出的P1符号的位置的定时下的相位的值，检测P1 符号的子载波间隔以内的频率误差量（窄带载波频率误差量）。P1窄带fc误差检测修正部152基于检测出的窄带载波频率误差量，修正P1符号的窄带载波频率的偏差，将修正了窄带载波频率的偏差的P1符号向P1正交变换部153U及P1正交变换部153G输出。此外，P1窄带fc误差检测修正部152将检测出的窄带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。

在P1正交变换部153U中，从P1窄带fc误差检测修正部152输入P1符号。P1正交变换部153U如图7所示，从P1符号中切出有效符号区间的信号（图7的有效符号（A）的信号），将切出的有效符号区间的信号（时间域的复基带信号）进行正交变换，将正交变换的结果（频率域的复基带信号）向P1宽带fc误差检测修正部155U输出。另外，P1正交变换部153U基于傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，假设P1正交变换部153U使用傅立叶变换进行正交变换、在傅立叶变换中使用FFT。P1正交变换部153U对P1符号的有效符号区间的信号（时间域的复基带信号）以FFT大小1k实施FFT，将FFT的结果（频率域的复基带信号）向P1宽带fc误差检测修正部155U输出。另外，P1正交变换部153U的处理并不限定于此。

CDS表生成部154生成表示有效载波的位置的序列（有效载波的配置序列），将所生成的有效载波的配置序列向P1宽带fc误差检测修正部155U及P1宽带fc误差检测修正部155G输出。这里，有效载波的配置序列是设图39所示的有效载波的位置为“1”、设其以外的空载波（不使用的载波）的位置为“0”的序列。

在P1宽带fc误差检测修正部155U中，从P1正交变换部153U输入频率域的复基带信号（P1符号的有效符号区间）。P1宽带fc误差检测修正部155U计算被输入的频率域的复基带信号的各子载波的功率。并且，P1宽带fc误差检测修正部155U一边将计算出的各子载波的功率值依次各移位1个子载波，一边计算由多个子载波的功率值构成的序列与有效载波的配置序列（来自CDS表生成部154的输入）的配置相关。并且，P1宽带fc误差检测修正部155U检测最大的相关值，将得到最大的相关值的移位量检测为P1符号的有效符号区间中的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）。

并且，P1宽带fc误差检测修正部155U基于检测出的宽带载波频率误差量，修正频率域的复基带信号（P1符号的有效符号区间）的宽带载波频率的偏差。P1宽带fc误差检测修正部155U从修正了宽带载波频率的偏差后的频率域的复基带信号（P1符号的有效符号区间）中仅提取有效载波，向P1解码部156输出。P1宽带fc误差检测修正部155U将检测出的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。

在P1正交变换部153G中，从P1窄带fc误差检测修正部152输入P1符号。P1正交变换部153G如图7所示，从P1符号中切出前保护间隔区间的信号（图7的保护间隔（C）的信号）及后保护间隔区间的信号（图7的保护间隔（B）的信号），将它们结合成在时间上连续。另外，将结合前保护间隔区间和后保护间隔区间而得到的区间称作“结合保护间隔区间”。并且，P1正交变换部153G将结合保护间隔区间的信号（时间域的复基带信号）正交变换，将正交变换的结果（频率域的复基带信号）向P1宽带fc误差检测修正部155G输出。另外，P1正交变换部153G基于傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，假设P1正交变换部153G使用傅立叶变换进行正交变换、在傅立叶变换中使用FFT。P1正交变换部153G对结合保护间隔区间的信号（时间域的复基带信号）以FFT大小1k实施FFT，将FFT的结果（频率域的复基带信号）向P1宽带fc误差检测修正部155G输出。另外，P1正交变换部153G的处理并不限定于此。

在P1宽带fc误差检测修正部155G中，从P1正交变换部153G输入频率域的复基带信号（P1符号的结合保护间隔区间）。P1宽带fc误差检测修正部155G计算被输入的频率域的复基带信号的各子载波的功率。并且，P1宽带fc误差检测修正部155G一边将计算出的各子载波的功率值依次各移位1个子载波，一边计算由多个子载波的功率值构成的序列与有效载波的配置序列（来自CDS生成部154的输入）的配置相关。并且，P1宽带fc误差检测修正部155G检测最大的相关值，将得到最大的相关值的移位量检测为P1符号的结合保护间隔区间中的P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）。

并且，P1宽带fc误差检测修正部155G基于检测出的宽带载波频率误 差量，修正频率域的复基带信号（P1符号的结合保护间隔区间）的宽带载波频率的偏差。P1宽带fc误差检测修正部155G从修正了宽带载波频率的偏差后的频率域的复基带信号（P1符号的结合保护间隔区间）中仅提取有效载波，向P1解码部156输出。

这里，前保护间隔区间的信号及后保护间隔区间的信号是如上所述将有效符号区间的规定部分的信号频移f_SH量而得到的信号（比有效符号区间的规定部分的信号高1个子载波量的频率）。这里，在基于P1符号的结合保护间隔区间的宽带载波频率误差量进行的宽带载波频率的偏差的修正中，包括将结合保护间隔区间的复基带信号频移－f_SH量的修正处理（与将f_SH量的频移抵消的反方向的频移的实施相关的修正处理）在内进行。即，P1宽带fc误差检测修正部155G还承担作为修正部的功能，该修正部对保护间隔区间的信号进行与将在发送侧实施的f_SH量的频移抵消的反方向的频移（－f_SH量的频移）的实施相关的修正处理。

另外，将结合保护间隔区间的复基带信号频移－f_SH量的修正处理并不限定于此，例如也可以是以下这样。在P1正交变换部153G的前级设置修正部，该修正部将时间域的复基带信号频移－f_SH量，将频移后的时间域的复基带信号向P1正交变换部153G输出。或者，在P1正交变换部153G的后级设置修正部，该修正部对P1正交变换部153G的输出信号（频率域的复基带信号）进行修正以使其频率变低1个子载波的量（相当于－f_SH量的频移），将降低了频率的频率域的复基带信号向P1宽带fc误差检测修正部155G输出。或者，P1正交变换部153G在实施正交变换时进行频移－f_SH量的修正处理。

在P1解码部156中，从P1宽带fc误差检测修正部155U输入P1符号的有效符号区间的有效载波，并且从P1宽带fc误差检测修正部155G输入结合保护间隔区间的有效载波。P1解码部156如参照图8等在后面叙述那样，使用P1符号的有效符号区间的有效载波和P1符号的结合保护间隔区间的有效载波来实施P1符号的解码处理，将用P1符号发送的P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，参照图8及图9对图6的P1解码部156进行说明。

图8是图6的P1解码部156的结构图。P1解码部156具备解扰部201U、 解扰部201G、差动解调部202、和模式匹配部203。另外，在P1解码部156及后述的各实施方式的P1解码部中，假设仅使用P1符号的低频率域的S1信号来实施P1符号的解码处理。

在解扰部201U中，从图6的P1宽带fc误差检测修正部155U输入P1符号的有效符号区间的有效载波的信号序列Act_U。解扰部201U对有效载波的信号序列Act_U实施下述的（数式20）所示的解扰，将解扰后的信号序列DESCR_U向差动解调部202输出。

［数式20］

DESCR_U＝DESCRAMBLING(Act_U)    …（数式20）

具体而言，解扰部201U使用在发送侧进行了乘法运算的、基于PRBS的信号PRBS_i（i=0，1，…，319）对构成有效载波的信号序列Act_U的信号Act_U，i实施下述的（数式21）所示的解扰，将解扰后的信号DESCR_U，i向差动解调部202输出。

［数式21］

…（数式21）

在解扰部201G中，从图6的P1宽带fc误差检测修正部155G输入P1符号的结合保护间隔区间的有效载波的信号序列Act_G。解扰部201G对有效载波的信号序列Act_G实施下述的（数式22）所示的解扰，将解扰后的信号序列DESCR_G向差动解调部202输出。

［数式22］

DESCR_G＝DESCRAMBLING(Act_G)    …（数式22）

具体而言，解扰部201G使用在发送侧进行了乘法运算的、基于PRBS的信号PRBS_i（i=0，1，…，319），对构成有效载波的信号序列Act_G的信号Act_G，i实施下述的（数式23）所示的解扰，将解扰后的信号DESCR_G，i向差动解调部202输出。

［数式23］

…（数式23）

在差动解调部202中，从解扰部201U输入P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U，并且从解扰部201G输入P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G。差动解调部202如参照图9在后面叙述那样，使用信号序列DESCR_U和信号序列DESCR_G实施差动解调，将差动解调后的信号序列DEMOD_UG向模式匹配部203输出。其中，差动解调部202实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

这里，参照图9对差动解调部202进行说明。图9是图8的差动解调部202的结构图。另外，在图9中，为了使差动解调部202的输入变得明确，也图示了解扰部201U及解扰部201G。

差动解调部202具备延迟部251、共轭复数运算部252、乘法器253、和硬判断部254。在差动解调部202中，从解扰部201G向延迟部251按子载波号码从小到大的顺序输入构成P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G的信号DESCR_G，i（i=0，1，…，319）。此外，从解扰部201U向乘法器253按子载波号码从小到大的顺序输入构成P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U 的信号DESCR_U，i（i=0，1，…，319）。

延迟部251使从解扰部201G输入的信号DESCR_G，i（i=0，1，…，319）按每1个有效载波延迟1个有效载波量，并向共轭复数运算部252输出。

共轭复数运算部252计算延迟部251的输出信号（使信号序列DESCR_G延迟1个有效载波量的信号序列的信号）的共轭复数，将计算出的共轭复数的信号向乘法器253输出。

乘法器253如下述的（数式24）所示，将从解扰部201U输入的信号DESCR_U，i（i=1，2，…，319）与从共轭复数运算部252输入的共轭复数的信号DESCR^* _G，i-1进行复数相乘，将复数相乘的结果得到的信号DEMOD_pre_UG，i向硬判断部254输出。

［数式24］

$\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{UG},i}={\mathrm{DESCR}}_{U,i}\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{G,i-1}^{*}$ …（数式24）

其中，由于i=0是基准，所以乘法器253不进行复数相乘，如下述的 （数式25）所示，将信号DESCR_U，0原样作为信号DEMOD_pre_UG，0向硬判断部254输出。

［数式25］

DEMOD_pre_UG，0＝DESCR_U，0…（数式25）

硬判断部254对从乘法器253输入的信号DEMOD_pre_UG，i（i=0，1，…，319），根据下述的（数式26）所示的实轴的极性实施解调（硬判断），将解调后的信号DEMOD_UG，i向图8的模式匹配部203输出。

［数式26］

${\mathrm{DEMOD}}_{\mathrm{UG},i}=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{UG},i})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{UG},i})<0\end{array}\right.$ …（数式26）

另外，作为硬判断，在信号DEMOD_pre_UG，i是“0”的情况下，将信号DEMODU_G，i设为“0”而输出，但也可以设为“1”而输出。另外，在其他硬判断中也是同样的。

图8的模式匹配部203如参照图10在后面叙述那样，使用由差动解调部202差动解调后的信号DEMODU_G，0，DEMODU_G，1，…，DEMODU_G，319实施模式匹配处理，推测用P1符号发送的S1信号及S2信号，使用推测出的S1信号及S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。另外，模式匹配部203相当于发送信息推测部的一例。

这里，参照图10对模式匹配部203进行说明。图10是图8的模式匹配部203的结构图。模式匹配部203具备序列发生部301、运算部302、和最大值检测部303。

序列发生部301依次发生图38所示的序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）及序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15），向运算部302输出。

运算部302将由差动解调部202差动解调后的信号DEMOD_UG，0，DEMOD_UG，1，…，DEMOD_UG，319如下述的（数式27）及下述的（数式28）所示那样，划分为信号序列DEMOD_CSS_UG，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_UG，S2（对应于S2信号）。

［数式27］

DEMOD_CSS_UG，S1＝(DEMOD_UG，0，…，DEMOD_UG，63)

…（数式27）

＝(DEMOD_CSS_UG，S1，0，…，DEMOD_CSS_UG，S1，63)

［数式28］

DEMOD_CSS_UG，S2＝(DEMOD_UG，64，…，DEMOD_UG，319)

＝(DEMOD_CSS_UG，S2，0，…，DEMOD_CSS_{UG，S2，255})…（数式28）

运算部302如下述的（数式29）所示，求出从序列发生部301依次输入的、图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_UG，S1的相关CORR_UG，S1，k，将求出的相关值向最大值检测部303输出。此外，运算部302如下述的（数式30）所示，求出从序列发生部301依次输入的、图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_UG，S2的相关CORR_UG，S2，k，将所求出的相关值向最大值检测部303输出。

［数式29］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{UG},S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{UG},S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$ …（数式29）

排他逻辑和

［数式30］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{UG},S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{UG},S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$ …（数式30）

排他逻辑和

最大值检测部303将与取使用上述（数式29）计算出的8个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。此外，最大值检测部303将与取使用上述（数式30）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。并且，最大值检测部303使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，对P1解调部156中的解调的精度提高的理由进行说明。

P1符号的前保护间隔区间及后保护间隔区间的信号如上述那样，是将有效符号的对应区间的信号频移了f_SH量（进行频移以使频率变高1个子载波的量）而得到的信号。即，如图11所示，在所发送的OFDM信号中，前保护间隔区间及后保护间隔区间的信号的频率位置与有效符号区间的信号的频率位置相比向频率高1个子载波的量的位置移位。另外，在图11中，在频率轴的下方记载的值是子载波号码，不是频率值本身。

因而，有效符号区间的信号的子载波号码i和前保护间隔区间及后保护间隔区间的信号的子载波号码（i－1）位于相同的频率，如果将噪声及符号间干扰成分除去，则具有相同的传送路径特性。例如，在图11中，有效符号区间的信号的子载波号码45和前保护间隔区间的子载波号码44具有相同的传送路径特性。

因此，使用有效符号区间的信号和前保护间隔区间及后保护间隔区间的信号（结合保护间隔区间的信号）来实施子载波方向上的差动解调，由此能够将在差动解调时成为问题的由子载波间的传送路径特性的差异带来的相位误差的残留成分抑制1个子载波的量。例如，在子载波号码44和子载波号码45的差动解调中，如果使用有效符号区间的载波号码45的信号和前保护间隔区间的载波号码44的信号来实施，则由于传送路径特性相同，所以没有相位误差的残留量，不再有由相位误差的残留量引起的解调错误。同样，在正交变换（例如，FFT）切出位置偏离的情况下，在各子载波受到的旋转成分中，如果使用有效符号区间的子载波号码45的信号和前保护间隔区间的子载波号码44的信号来实施，则也由于旋转成分相同，所以不再有相位误差的残留量，不再有由相位误差的残留量引起的解调错误。

这样，能够将在差动解调时成为问题的由子载波间的传送路径特性的差异带来的相位误差的残留成分抑制1个子载波的量，所以能够减少差动解调的错误。结果，能够减少模式匹配部203中的P1符号的解码错误，在多路径干扰环境下或在正交变换（例如，FFT）切出位置发生了偏离的情况下也能够正确地得到S1、S2信号。

<<第2实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第2实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，对于实质上与第1实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同 的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与在第1实施方式中说明的OFDM接收装置1的P1解码部156不同的P1解码部350这一点上与OFDM接收装置1不同。

以下，参照附图对P1解码部350进行说明。其中，P1解码部350是通过除了使用有效符号区间的信号和结合保护间隔区间的信号的差动解调以外、还进行仅使用有效符号区间的信号的差动解调及仅使用结合保护间隔区间的信号的差动解调来进行P1符号的解码处理的单元。

图12是第2实施方式的P1解码部350的结构图。P1解码部350具备解扰部201U、解扰部201G、差动解调部202、差动解调部202U、差动解调部202G、和模式匹配部351。

解扰部201U的输出信号（P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U）供给到差动解调部202及差动解调部202U中。此外，解扰部201G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G）供给到差动解调部202及差动解调部202G中。另外，差动解调部202如在第1实施方式中说明那样，使用P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U和P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G实施差动解调。

差动解调部202U如参照图13在后面叙述那样，仅使用P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U实施差动解调，将差动解调后的信号序列DEMOD_U向模式匹配部351输出。其中，差动解调部202U实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

这里，参照图13对差动解调部202U进行说明。图13是图12的差动解调部202U的结构图。另外，在图13中，为了使差动解调部202U的输入变得明确，还图示了解扰部201U。

差动解调部202U具备延迟部251U、共轭复数运算部252U、乘法器253U、和硬判断部254U。在差动解调部202U中，从解扰部201U向延迟部251U及乘法器253U按子载波号码从小到大的顺序输入构成P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U的信号DESCR_U，i（i=0，1，…，319）。

延迟部251U使从解扰部201U输入的信号DESCR_U，i（i=0，1，…，319）按每1个有效载波延迟1个有效载波的量，向共轭复数运算部252U 输出。

共轭复数运算部252U计算延迟部251U的输出信号（使信号序列DESCR_U延迟了1个有效载波量的信号序列的信号）的共轭复数，将计算出的共轭复数的信号向乘法器253U输出。

乘法器253U如下述的（数式31）所示，将从解扰部201U输入的信号DESCR_U，i（i=1，2，…，319）与从共轭复数运算部252U输入的共轭复数的信号DESCR^* _U，i－1进行复数相乘，将复数相乘的结果得到的信号DEMOD_pre_U，i向硬判断部254U输出。

［数式31］

${\mathrm{DEMOD}\_\mathrm{pre}}_{U,i}={\mathrm{DESCR}}_{U,i}\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{U,i-1}^{*}$ …（数式31）

其中，由于i=0是基准，所以乘法器253U不进行复数相乘，如下述的（数式32）所示，将信号DESCR_U，0原样作为信号DEMOD_pre_U，0向硬判断部254U输出。

［数式32］

DEMOD_pre_U，0＝DESCR_U，0…（数式32）

硬判断部254U对从乘法器253U输入的信号DEMOD_pre_U，i（i=0，1，…，319）根据下述的（数式33）所示的实轴的极性，实施解调（硬判断），将解调后的信号DEMOD_U，i向图12的模式匹配部351输出。

［数式33］

${\mathrm{DEMOD}}_{U,i}=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{U,i})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{U,i})<0\end{array}\right.$ …（数式33）

图12的差动解调部202G如参照图14在后面叙述那样，仅使用P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G实施差动解调，将差动解调后的信号序列DEMOD_G向模式匹配部351输出。其中，差动解调部202G实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

这里，参照图14对差动解调部202G进行说明。图14是图12的差动解调部202G的结构图。另外，在图14中，为了使差动解调部202G的输 入变得明确，也图示了解扰部201G。

差动解调部202G具备延迟部251G、共轭复数运算部252G、乘法器253G、和硬判断部254G。在差动解调部202G中，从解扰部201G向延迟部251G及乘法器253G以子载波号码从小到大的顺序输入构成P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G的信号DESCR_G，i（i=0，1，…，319）。

延迟部251G使从解扰部201G输入的信号DESCR_G，i（i=0，1，…，319）按每1个有效载波延迟1个有效载波的量，向共轭复数运算部252G输出。

共轭复数运算部252G计算延迟部251G的输出信号（使信号序列DESCR_G延迟1个有效载波的量的信号序列的信号）的共轭复数，将计算出的共轭复数的信号向乘法器253G输出。

乘法器253G如下述的（数式34）所示，将从解扰部201G输入的信号DESCR_G，i（i=1，2，…，319）与从共轭复数运算部252G输入的共轭复数的信号DESCR^* _G，i-1进行复数相乘，将复数相乘的结果得到的信号DEMOD_pre_G，i向硬判断部254G输出。

［数式34］

$\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{G,i}={\mathrm{DESCR}}_{G,i}\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{G,i-1}^{*}$ …（数式34）

其中，由于i=0是基准，所以乘法器253G不进行复数相乘，如下述的（数式35）所示，将信号DESCR_G，0原样作为信号DEMOD_pre_G，0向硬判断部254G输出。

［数式35］

DEMOD_pre_G，0＝DESCR_G，0…（数式35）

硬判断部254G对于从乘法器253G输入的信号DEMOD_pre_G，i（i=0，1，…，319），根据下述的（数式36）所示的实轴的极性实施解调（硬判断），将解调后的信号DEMOD_G，i向图12的模式匹配部351输出。

［数式36］

${\mathrm{DEMOD}}_{G,i}=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{G,i})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{G,i})<0\end{array}\right.$ …（数式36）

图12的模式匹配部351将由差动解调部202差动解调后的信号DEMOD_UG，0，DEMOD_UG，1，…，DEMOD_UG，319如上述（数式27）及上述（数式28）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_UG，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_UG，S2（对应于S2信号）。

此外，模式匹配部351将由差动解调部202U差动解调后的信号DEMOD_U，0，DEMOD_U，1，…，DEMOD_U，319如下述的（数式37）及下述的（数式38）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_U，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_U，S2（对应于S2信号）。

［数式37］

DEMOD_CSS_U，S1＝(DEMOD_U，0，…，DEMOD_U，63)

＝(DEMOD_OSS_U，S1，0，…，DEMOD_CSS_U，S163)…（数式37）

［数式38］

DEMOD_CSS_U，S2＝(DEMOD_U，64，…，DEMOD_U，319)

…（数式38）

＝(DEMOD_CSS_U，S2，0，…，DEMOD_CSS_U，S2，255)

进而，模式匹配部351将由差动解调部202G差动解调后的信号DEMOD_G，0，DEMOD_G，1，…，DEMOD_G，319如下述的（数式39）及下述的（数式40）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_G，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_G，S2（对应于S2信号）。

［数式39］

DEMOD_CSS_G，S1＝(DEMOD_G，0，…，DEMOD_G，63)

＝(DEMOD_CSS_G，S1，0，…，DEMOD_CSS_G，S1，63)…（数式39）

［数式40］

DEMOD_CSS_G，S2＝(DEMOD_G，64，…，DEMOD_G，319)

…（数式40）

＝(DEMOD_CSS_G，S2，0，…，DEMOD_CSS_G，S2，255)

模式匹配部351如上述（数式29）、下述的（数式41）、及下述的（数 式42）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_UG，S1，DEMOD_CSS_U，S1，DEMOD_CSS_G，S1的相关CORR_UG，S1，k，CORR_U，S1，k，CORR_G，S1，k。

［数式41］

${\mathrm{CORR}}_{U,S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{U,S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$ …（数式41）

排他逻辑和

［数式42］

${\mathrm{CORR}}_{G,S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{G,S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$ …（数式42）

排他逻辑和

此外，模式匹配部351如上述（数式30）、下述的（数式43）、及下述的（数式44）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_UG，S2，DEMOD_CSS_U，S2，DEMOD_CSS_G，S2的相关CORR_UG，S2，k，CORR_U，S2，k，CORR_G，S2，k。

［数式43］

${\mathrm{CORR}}_{U,S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{U,S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$ …（数式43）

排他逻辑和

［数式44］

${\mathrm{CORR}}_{G,S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{G,S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$ …（数式44）

排他逻辑和

并且，模式匹配部351将与取使用上述（数式29）、上述（数式41）及上述（数式42）计算出的24个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部351将与取使用上述（数式30）、上述（数式43）及上述（数式44）计算 出的48个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部351使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，不仅是多路径干扰环境下或在正交变换（例如，FFT）切出位置发生了偏离的情况，即使接收信号在有效符号区间及保护间隔区间的一部分中受到脉冲干扰等的影响，也能够进行使用最可靠的信号的P1符号的解码处理，所以P1符号的解码精度提高。

<<第3实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第3实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1到第2实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与在第1及第2实施方式中说明的OFDM接收装置的P1解码部156、350不同的P1解码部400这一点上，与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解码部400进行说明。其中，P1解码部400进行使用有效符号区间的信号和结合保护间隔区间的信号的差动解调，但其差动解调的机制与第一及第2实施方式的差动解调部202不同。

图15是第3实施方式的P1解码部400的结构图。P1解码部400具备解扰部201U、解扰部201G、差动解调部401、差动解调部202U、差动解调部202G、和模式匹配部402。

解扰部201U的输出信号（P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U）供给到差动解调部401及差动解调部202U中。此外，解扰部201G的输出信号（P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G）供给到差动解调部401及差动解调部202G中。另外，差动解调部202U如第2实施方式中说明那样，仅使用P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U实施差动解调。此外，差动解调部202G如在第2实施方式中说明那样，仅使用P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G实施差动解调。

差动解调部401如参照图16在后面叙述那样，将P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U、以及P1符号的结合保护间隔区间的信号序列 DESCR_G相加。并且，差动解调部401使用相加后的信号序列DESCRS_UG实施差动解调，将差动解调后的信号序列DEMOD_SUG向模式匹配部402输出。其中，差动解调部401实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

这里，参照图16对差动解调部401进行说明。图16是图15的差动解调部401的结构图。另外，在图16中，为了使差动解调部401的输入变得明确，也图示了解扰部201U及解扰部201G。

差动解调部401具备加法部411、延迟部412、共轭复数运算部413、乘法器414、和硬判断部415。在差动解调部401中，从解扰部201U向加法部411以子载波号码从小到大的顺序输入构成P1符号的有效符号区间的信号序列DESCR_U的信号DESCR_U，i（i=0，1，…，319）。此外，从解扰部201G向加法部411以子载波号码从小到大的顺序输入构成P1符号的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G的信号DESCR_G，i（i=0，1，…，319）。

加法部411将信号DESCR_U，i（i=0，1，…，319）与信号DESCR_G，i相加，将相加后的信号DESCR_SUG，i向延迟部412和乘法器414输出。

延迟部412使从加法部411输入的信号DESCR_SUG，i（i=0，1，…，319）按每1个有效载波延迟1个有效载波的量，向共轭复数运算部413输出。

共轭复数运算部413计算延迟部412的输出信号（使信号序列DESCR_SUG延迟1个有效载波的量的信号序列的信号）的共轭复数，将计算出的共轭复数的信号向乘法器414输出。

乘法器414如下述的（数式45）所示，将从加法部411输入的信号DESCR_SUG，i（i=1，2，…，319）与从共轭复数运算部413输入的共轭复数的信号DESCR^* _SUG，i-1进行复数相乘，将复数相乘的结果得到的信号DEMOD_pre_SUG，i向硬判断部415输出。

［数式45］

${\mathrm{DEMOD}\_\mathrm{pre}}_{\mathrm{SUG},i}={\mathrm{DESCR}}_{\mathrm{SUG},i}\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{\mathrm{SUG},i-1}^{*}$ …（数式45）

其中，由于i=0是基准，所以乘法器414不进行复数相乘，如下述的（数式46）所示，将信号DESCR_SUG，0原样作为信号DEMOD_pre_SUG，0向硬判断部415输出。

［数式46］

DEMOD_pre_SUG，0＝DESCR_SUG，0…（数式46）

硬判断部415对于从乘法器414输入的信号DEMOD_pre_SUG，i（i=0，1，…，319），根据下述的（数式47）所示的实轴的极性实施解调（硬判断），将解调后的信号DEMOD_SUG，i向图15的模式匹配部402输出。

［数式47］

${\mathrm{DEMOD}}_{\mathrm{SUG},i}=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{SUG},i})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{SUG},i})<0\end{array}\right.$ …（数式47）

图15的模式匹配部402将由差动解调部401差动解调的信号DEMOD_SUG，0，DEMOD_SUG，1，…，DEMOD_SUG，319如下述的（数式48）及下述的（数式49）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_SUG，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_SUG，S2（对应于S2信号）。

［数式48］

DEMOD_CSS_SUG，S 1＝(DEMOD_SUG，0，…，DEMOD_SUG，63)

…（数式48）

＝(DEMOD_CSS_SUG，S1，0，…，DEMOD_CSS_{SUG，S1，63})

［数式49］

DEMOD_CSS_SUG，S2＝(DEMOD_SUG，64，…，DEMOD_SUG，319)

…（数式49）

＝(DEMOD_CSS_SUG，S2，0，…，DEMOD_CSS_{SUG，S2，255})

此外，模式匹配部402将由差动解调部202U差动解调后的信号DEMOD_U，0，DEMOD_U，1，…，DEMOD_U，319如上述（数式37）及上述（数式38）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_U，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_U，S2（对应于S2信号）。

进而，模式匹配部402将由差动解调部202G差动解调后的信号DEMOD_G，0，DEMOD_G，1，…，DEMOD_G，319如上述（数式39）及上述（数式40）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_G，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_G，S2（对应于S2信号）。

模式匹配部402如下述的（数式50）、上述（数式41）、及上述（数式42）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列 DEMOD_CSS_SUG，S1，DEMOD_CSS_U，S1，DEMOD_CSS_G，S1的相关CORR_SUG，S1，k，CORR_U，S1，k，CORR_G，S1，k。

［数式50］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{SUG},S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{SUG},S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$ …（数式50）

排他逻辑和

此外，模式匹配部402如下述的（数式51）、上述（数式43）、及上述（数式44）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_SUG，S2，DEMOD_CSS_U，S2，DEMOD_CSS_G，S2的相关CORR_SUG，S2，k，CORR_U，S2，k，CORR_G，S2，k。

［数式51］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{SUG},S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_\mathrm{CS}{S}_{\mathrm{SUG},S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$ …（数式51）

排他逻辑和

并且，模式匹配部402将与取使用上述（数式50）、上述（数式41）及上述（数式42）计算出的24个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部402将与取使用上述（数式51）、上述（数式43）及上述（数式44）计算出的48个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部402使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，即使接收信号在有效符号区间或保护间隔区间的一部分中受到脉冲干扰等的影响，此外，即使在噪声较严重的环境或多路径干扰环境等的容易发生解调错误的环境下，也能够进行使用最可靠的信号的解调，所以P1符号的解调精度提高。

<<第4实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第4实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1到第3实施方式的构成单元相同的构成单元赋 予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与在第1至第3实施方式中说明的OFDM接收装置的P1解码部156、350、400不同的P1解码部450这一点上与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解码部450进行说明。其中，P1解码部450实施在第一至第3实施方式中说明的4种差动解调的全部。

图17是第4实施方式的P1解码部450的结构图。P1解码部450具备解扰部201U、解扰部201G、差动解调部202、差动解调部401、差动解调部202U、差动解调部202G、和模式匹配部451。

模式匹配部451将由差动解调部202差动解调后的信号DEMOD_UG，0，DEMOD_UG，1，…，DEMOD_UG，319如上述（数式27）及上述（数式28）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_UG，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_UG，S2（对应于S2信号）。此外，模式匹配部451将由差动解调部401差动解调后的信号DEMOD_SUG，0，DEMOD_SUG，1，…，DEMOD_SUG，319如上述（数式48）及上述（数式49）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_SUG，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_SUG，S2（对应于S2信号）。

进而，模式匹配部451将由差动解调部202U差动解调后的信号DEMOD_U，0，DEMOD_U，1，…，DEMOD_U，319如上述（数式37）及上述（数式38）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_U，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_U，S2（对应于S2信号）。进而，模式匹配部451将由差动解调部202G差动解调后的信号DEMOD_G，0，DEMOD_G，1，…，DEMOD_G，319如上述（数式39）及上述（数式40）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_G，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_G，S2（对应于S2信号）。

模式匹配部451如上述（数式29）、上述（数式50）、上述（数式41）及上述（数式42）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_UG，S1，DEMOD_CSS_SUG，S1，DEMOD_CSS_U，S1，DEMOD_CSS_G，S1的相关CORR_UG，S1，k，CORR_SUG，S1，k，CORR_U，S1，k，CORR_G，S1，k。此外，模式匹配部451如上述（数式30）、上述（数式51）、上述（数式43）及上述（数式44）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…， 15）与序列DEMOD_CSS_UG，S2，DEMOD_CSS_SUG，S2，DEMOD_CSS_U，S2，DEMOD_CSS_G，S2的相关CORR_UG，S2，k，CORR_SUG，S2，k，CORR_U，S2，k，CORR_G，S2，k。

并且，模式匹配部451将与取使用上述（数式29）、上述（数式50）、上述（数式41）及上述（数式42）计算出的32个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部451将与取使用上述（数式30）、上述（数式51）、上述（数式43）及上述（数式44）计算出的64个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部451使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，不仅是多路径干扰环境或正交变换（例如，FFT）切出位置发生了偏离的情况，即使接收信号在有效符号区间或保护间隔区间的一部分中受到脉冲干扰等的影响，也能够进行使用最可靠的信号的解调，所以P1符号的解调精度提高。

<<第5实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第5实施方式进行说明。但是，在本实施方式中，对于实质上与第1至第4实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与在第1至第4实施方式中说明的OFDM接收装置1的P1解调部103等不同的P1解调部500这一点上与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解调部500进行说明。其中，在第3及第4实施方式中，将有效符号区间的信号和保护间隔区间的信号分别正交变换，并将修正了宽带载波频率的偏差后的正交变换的结果彼此相加来进行差动解调。相对于此，在本实施方式中，将有效符号区间的信号与频移－f_SH量后的保护间隔区间的信号相加，将相加结果进行正交变换，利用修正了宽带载波频率的偏差后的正交变换的结果进行差动解调。

图18是第5实施方式的P1解调部500的结构图。P1解调部500具备P1位置检测部151、P1窄带fc误差检测修正部152、加法部501、P1正交 变换部502、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部503、和P1解码部504。另外，将P1窄带fc误差检测修正部152的输出信号（修正了窄带载波频率的偏差后的P1符号）向加法部501供给。

加法部501如图19所示，从P1符号切出有效符号区间的信号。此外，加法部501从P1符号切出有效符号的前后的保护间隔区间，将它们频移－f_SH量之后结合成在时间上连续。加法部501将有效符号区间的信号与频移－f_SH量后的结合保护间隔区间的信号相加，将相加的结果向P1正交变换部502输出。此外，加法部501也可以在将前保护间隔区间的信号与后保护间隔区间的信号结合成在时间上连续后频移－f_SH量。

P1正交变换部502如图19所示，将加法部501的输出信号（时间域的复基带信号）正交变换，将正交变换的结果（频率域的复基带信号）向P1宽带fc误差检测修正部503输出。另外，P1正交变换部502基于傅立叶变换、余弦变换、小波变换、阿达玛变换等进行正交变换。

这里，作为一例，假设P1正交变换部502使用傅立叶变换进行正交变换、在傅立叶变换中使用FFT。P1正交变换部502对加法部501的输出信号以FFT大小1k实施FFT，将FFT的结果（频率域的复基带信号）向P1宽带fc误差检测修正部503输出。另外，P1正交变换部503的处理并不限定于此。

在P1宽带fc误差检测修正部503中，从P1正交变换部502输入频率域的复基带信号（基于P1符号的有效符号区间的信号和P1符号的保护间隔区间的信号得到的信号）。P1宽带fc误差检测修正部503计算被输入的频率域的复基带信号的各子载波的功率。并且，P1宽带fc误差检测修正部503一边将计算出的各子载波的功率值依次各移位1个子载波，一边计算由多个子载波的功率值构成的序列与有效载波的配置序列（来自CDS表生成部154的输入）的配置相关。并且，P1宽带fc误差检测修正部503检测最大的相关值，将得到最大的相关值的移位量检测为P1符号的子载波间隔单位的频率误差量（宽带载波频率误差量）。

并且，P1宽带fc误差检测修正部503基于检测出的宽带载波频率误差量将频率域的复基带信号的宽带载波频率的偏差修正，从修正了宽带载波频率的偏差的频率域的复基带信号中仅提取有效载波，向P1解码部504输 出。P1宽带fc误差检测修正部503将检测出的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。

P1解码部504如参照图20等在后面叙述那样，使用从P1宽带fc误差检测修正部503输入的有效载波实施P1符号的解码处理，将P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，参照图20及图21对图18的P1解码部504进行说明。

图20是图18的P1解码部504的结构图。P1解码部504具备解扰部531、差动解调部532、和模式匹配部533。

在解扰部531中，从图18的P1宽带fc误差检测修正部503输入有效载波的信号序列Act_TUG（基于P1符号的有效符号区间的信号和P1符号的保护间隔区间的信号得到的信号）。解扰部531对有效载波的信号序列Act_TUG实施下述的（数式52）所示的解扰，将解扰后的信号序列DESCR_TUG向差动解调部532输出。

［数式52］

DESCR_TUG＝DESCRAMBLING(Act_TUG)…（数式52）

具体而言，解扰部531使用在发送侧相乘后的、基于PRBS的信号PRBS_i（i=0，1，…，319），对构成有效载波的信号序列Act_TUG的信号Act_TUG，i实施下述的（数式53）所示的解扰，将解扰后的信号DESCR_TUG，i向差动解调部532输出。

［数式53］

…（数式53）

差动解调部532如参照图21在后面叙述那样，使用从解扰部531输入的信号序列DESCR_TUG实施差动解调，将差动解调后的信号序列DEMOD_TUG向模式匹配部533输出。其中，差动解调部532实施的差动解调是对应于DBPSK的解调。

这里，参照图21对差动解调部532进行说明。图21是图20的差动解调部532的结构图。另外，在图21中，为了使差动解调部532的输入变得明确，也图示了解扰部531。

差动解调部532具备延迟部551、共轭复数运算部552、乘法器553、和硬判断部554。在差动解调部532中，从解扰部201G向延迟部551及乘法器553以子载波号码从小到大的顺序输入构成信号序列DESCR_TUG的信号DESCR_TUG，i（i=0，1，…，319）。

延迟部551使从解扰部531输入的信号DESCR_TUG，i（i=0，1，…，319）按每1个有效载波延迟1个有效载波的量，向共轭复数运算部552输出。

共轭复数运算部552计算延迟部551的输出信号（使信号序列DESCR_TUG延迟1个有效载波的量的信号序列的信号）的共轭复数，将计算出的共轭复数的信号向乘法器553输出。

乘法器553如下述的（数式54）所示，将从解扰部531输入的信号DESCR_TUG，i（i=1，2，…，319）与从共轭复数运算部552输入的共轭复数的信号DESCR^* _TUG，i-1进行复数相乘，将复数相乘的结果得到的信号DEMOD_pre_TUG，i向硬判断部554输出。

［数式54］

$\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{TUG},i}={\mathrm{DESCR}}_{\mathrm{TUG},i}\&CenterDot;{\mathrm{DESCR}}_{\mathrm{TUG},i-1}^{*}$ …（数式54）

其中，因为i=0是基准，所以乘法器553不进行复数相乘，如下述的（数式55）所示，将信号DESCR_TUG，0原样作为信号DEMOD_pre_TUG，0向硬判断部554输出。

［数式55］

DEMOD_pre_TUG，0＝DESCR_TUG，0…（数式55）

硬判断部554对于从乘法器553输入的信号DEMOD _pre_TUG，i（i=0，1，…，319），根据下述的（数式56）所示的实轴的极性实施解调（硬判断），将解调后的信号DEMOD_TUG，i向图20的模式匹配部533输出。

［数式56］

${\mathrm{DEMOD}}_{\mathrm{TUG},i}=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}}_{\mathrm{TUG},i})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_p{\mathrm{re}}_{\mathrm{TUG},i})<0\end{array}\right.$ …（数式56）

图20的模式匹配部533将由差动解调部532差动解调后的信号 DEMOD_TUG，0，DEMOD_TUG，1，…，DEMOD_TUG，319如下述的（数式57）及下述的（数式58）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_TUG，S1（对应于S1信号）和信号序列DEMOD_CSS_TUG，S2（对应于S2信号）。

［数式57］

DEMOD_CSS_TUG，S1＝(DEMOD_TUG，0，…，DEMOD_TUG，63)

…（数式57）

＝(DEMOD_CSS_TUG，S1，0，…，DEMOD_CSS_{TUG，S1，63})

［数式58］

DEMOD_CSS_TUG，S2＝(DEMOD_TUG，64，…，DEMOD_TUG，319)

…（数式58）

＝(DEMOD_CSS_TUG，S2，0，…，DEMOD_CSS_{TUG，S2，255})

模式匹配部533如下述的（数式59）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_TUG，S1的相关CORR_TUG，S1，k，如下述的（数式60）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_TUG，S2的相关CORR_TUG，S2，k。

［数式59］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{TUG},S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{TUG},S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i}$ …（数式59）

排他逻辑和

［数式60］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{TUG},S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{TUG},S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i}$ …（数式60）

排他逻辑和

并且，模式匹配部533将与取使用上述（数式59）计算出的8个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部533将与取使用上述（数式60）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部533使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收 集部80输出。

如以上这样，通过将有效符号区间的信号与实质上和该有效符号区间的信号相同的保护间隔区间的信号合成来使用，在噪声较严重的环境或多路径干扰环境等的容易发生解码错误的环境中，能够减少差动解调后的错误，结果，能够减少P1符号的解码错误，能够进行稳定的接收。

<<第6实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第6实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1至第5实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与第1至第5实施方式中说明的OFDM接收装置1的P1解调部103等不同的P1解调部600这一点上与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解调部600进行说明。其中，P1解调部600对有效符号区间的信号进行正交变换、实施基于该正交变换的结果进行的差动解调、以及对有效符号区间的信号与频移－f_SH量后的保护间隔区间的信号的相加结果进行正交变换、实施基于该正交变换的结果进行的差动解调。

图22是第6实施方式的P1解调部600的结构图。P1解调部600具备P1位置检测部151、P1窄带fc误差检测修正部152、P1正交变换部153U、加法部501、P1正交变换部502、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部155U、P1宽带fc误差检测修正部503、和P1解码部601。其中，由于本实施方式的P1宽带fc误差检测部155U将检测到的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出，所以P1宽带fc误差检测修正部503不将检测到的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。另外，也可以将向fc修正部102输出宽带载波频率误差量的模块相反设定，此外，也可以设为双方。

P1解码部601如参照图23等在后面叙述那样，使用从P1宽带fc误差检测修正部155U输入的有效载波的信号、和从P1宽带fc误差检测修正部503输入的有效载波的信号实施P1符号的解码处理，将P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，参照图23对图22的P1解码部601进行说明。图23是图22的 P1解码部601的结构图。P1解码部601具备解扰部201U、差动解调部202U、解扰部531、差动解调部532、和模式匹配部602。另外，对于解扰部201U从P1宽带fc误差检测修正部155U供给有效载波的信号，对于解扰部531从P1宽带fc误差检测修正部503供给有效载波的信号。

模式匹配部602将差动解调部202U的输出信号如上述（数式37）及上述（数式38）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_U，S1和信号序列DEMOD_CSS_U，S2。此外，模式匹配部602将差动解调部532的输出信号如上述（数式57）及上述（数式58）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_TUG，S1和信号序列DEMOD_CSS_TUG，S2。

模式匹配部602如上述（数式41）及上述（数式59）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_U，S1、DEMOD_CSS_TUG，S1的相关CORR_U，S1，k，CORR_TUG，S1，k。模式匹配部602如上述（数式43）及上述（数式60）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_U，S2、DEMOD_CSS_TUG，S2的相关CORR_U，S2，k，CORR_TUG，S2，k。

并且，模式匹配部602将与取使用上述（数式41）及上述（数式59）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部602将与取使用上述（数式43）及上述（数式60）计算出的32个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部602使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，不仅是多路径干扰环境，即使接收信号在保护间隔区间的一部分中受到脉冲干扰等的影响，也能够进行使用最可靠的信号的解调，所以P1符号的解调精度提高。

<<第7实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第7实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1至第6实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与第1至第6实施方式中说明的 OFDM接收装置1的P1解调部103等不同的P1解调部610这一点上与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解调部610进行说明。其中，P1解调部600对结合保护间隔区间的信号进行正交变换、实施基于该正交变换的结果进行的差动解调、以及对有效符号区间的信号与频移－f_SH量后的保护间隔区间的信号的相加结果进行正交变换、实施基于该正交变换的结果进行的差动解调。

图24是第7实施方式的P1解调部610的结构图。P1解调部610具备P1位置检测部151、P1窄带fc误差检测修正部152、P1正交变换部153G、加法部501、P1正交变换部502、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部155G、P1宽带fc误差检测修正部503、和P1解码部611。

P1解码部611如参照图25等在后面叙述那样，使用从P1宽带fc误差检测修正部155G输入的有效载波的信号、和从P1宽带fc误差检测修正部503输入的有效载波的信号，实施P1符号的解码处理，将P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，参照图25对图24的P1解码部611进行说明。图25是图24的P1解码部611的结构图。P1解码部611具备解扰部201G、差动解调部202G、解扰部531、差动解调部532、和模式匹配部612。另外，对于解扰部201G从P1宽带fc误差检测修正部155G供给有效载波的信号，对于解扰部531从P1宽带fc误差检测修正部503供给有效载波的信号。

模式匹配部612将差动解调部202G的输出信号如上述（数式39）及上述（数式40）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_G，S1和信号序列DEMOD_CSS_G，S2。此外，模式匹配部612将差动解调部532的输出信号如上述（数式57）及上述（数式58）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_TUG，S1和信号序列DEMOD_CSS_TUG，S2。

模式匹配部612如上述（数式42）及上述（数式59）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_G，S1、DEMOD_CSS_TUG，S1的相关CORR_G，S1，k、CORR_TUG，S1，k。模式匹配部612如上述（数式44）及上述（数式60）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_G，S2、DEMOD_CSS_TUG，S2的相关CORR_G，S2，k、CORR_TUG，S2，k。

并且，模式匹配部612将与取使用上述（数式42）及上述（数式59）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部612将与取使用上述（数式44）及上述（数式60）计算出的32个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部612使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，不仅是多路径干扰环境，即使接收信号在有效符号区间的一部分中受到脉冲干扰等的影响，也能够进行使用最可靠的信号的解调，所以P1符号的解调精度提高。

<<第8实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第8实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1至第7实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与第1至第7实施方式中说明的OFDM接收装置1的P1解调部103等不同的P1解调部620这一点上与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解调部620进行说明。其中，P1解调部620（1）对有效符号区间的信号进行正交变换，并实施基于有效符号区间的正交变换的结果进行的差动解调、（2）对保护间隔区间的信号进行正交变换，并实施基于保护间隔区间的正交变换的结果进行的差动解调、（3）实施基于有效符号区间的正交变换的结果和保护间隔区间的正交变换的结果进行的差动解调、（4）对有效符号区间的信号与频移－f_SH量后的保护间隔区间的信号的相加结果进行正交变换，并实施基于该正交变换的结果进行的差动解调。

图26是第8实施方式的P1解调部620的结构图。P1解调部620具备P1位置检测部151、P1窄带fc误差检测修正部152、P1正交变换部153U、P1正交变换部153G、加法部501、P1正交变换部502、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部155U、P1宽带fc误差检测修正部155G、P1宽 带fc误差检测修正部503、和P1解码部621。其中，由于本实施方式的P1宽带fc误差检测部155U将检测到的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出，所以P1宽带fc误差检测修正部503不将检测到的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。另外，也可以将向fc修正部102输出宽带载波频率误差量的模块相反设置，此外，也可以设为双方。

P1解码部621如参照图27等在后面叙述那样，使用从P1宽带fc误差检测修正部155U输入的有效载波的信号、从P1宽带fc误差检测修正部155G输入的有效载波的信号、和从P1宽带fc误差检测修正部503输入的有效载波的信号，实施P1符号的解码处理，将P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，参照图27对图26的P1解码部621进行说明。图27是图26的P1解码部621的结构图。P1解码部621具备解扰部201U、解扰部201G、差动解调部202、差动解调部202U、差动解调部202G、解扰部531、差动解调部532、和模式匹配部622。另外，对于解扰部201U从P1宽带fc误差检测修正部155U供给有效载波的信号，对于解扰部201G从P1宽带fc误差检测修正部155G供给有效载波的信号，对于解扰部531从P1宽带fc误差检测修正部503供给有效载波的信号。

模式匹配部622将差动解调部202的输出信号如上述（数式27）及上述（数式28）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_UG，S1和信号序列DEMOD_CSS_UG，S2。模式匹配部622将差动解调部202U的输出信号如上述（数式37）及上述（数式38）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_U，S1和信号序列DEMOD_CSS_U，S2。模式匹配部622将差动解调部202G的输出信号如上述（数式39）及上述（数式40）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_G，S1和信号序列DEMOD_CSS_G，S2。模式匹配部622将差动解调部532的输出信号如上述（数式57）及上述（数式58）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_TUG，S1和信号序列DEMOD_CSS_TUG，S2。

模式匹配部622如上述（数式29）、上述（数式41）、上述（数式42）及上述（数式59）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_UG，S1、DEMOD_CSS_U，S1、DEMOD_CSS_G，S1、DEMOD_CSS_TUG，S1的相关CORR_UG，S1，k、CORR_U，S1，k、CORR_G，S1，k、CORR_TUG，S1，k。模式匹配部622如上述（数式30）、上述（数式43）、上述（数式44）及上述（数式60）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_UG，S2、DEMOD_CSS_U，S2、DEMOD_CSS_G，S2、DEMOD_CSS_TUG，S2的相关CORR_UG，S2，k、CORR_U，S2，k、CORR_G，S2，k、CORR_TUG，S2，k。

并且，模式匹配部622将与取使用上述（数式29）、上述（数式41）、上述（数式42）及上述（数式59）计算出的32个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。模式匹配部622将与取使用上述（数式30）、上述（数式43）、上述（数式44）及上述（数式60）计算出的64个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部622使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，不仅是多路径干扰环境或正交变换（例如，FFT）切出位置发生偏离的情况，即使接收信号在有效符号区间或保护间隔区间的一部分中受到脉冲干扰等的影响，也能够进行使用最可靠的信号的解调，所以P1符号的解调精度提高。

<<第9实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第9实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1至第8实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与第1至第8实施方式中说明的OFDM接收装置1的P1解调部103等不同的P1解调部630这一点上与这些OFDM接收装置不同。

以下，参照附图对P1解调部630进行说明。其中，P1解调部630对保护间隔区间的信号进行正交变换，并实施基于保护间隔区间的正交变换的结果进行的差动解调。

图28是第9实施方式的P1解调部630的结构图。P1解调部630具备P1位置检测部151、P1窄带fc误差检测修正部152、P1正交变换部153G、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部155G、和P1解码部631。

本实施方式的P1宽带fc误差检测修正部155G除了在第1实施方式中说明的P1宽带fc误差检测修正部155G的功能以外，还将从检测到的宽带载波频率误差量减去1个子载波量而得到的值作为P1符号的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。其中，是P1宽带fc误差检测修正部155G将f_SH量的频移也一并检测的情况。另外，如果另行实施将f_SH量的频移复原的修正处理，则P1宽带fc误差检测修正部155G将检测到的宽带载波频率误差量本身作为P1符号的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。

P1解码部631如参照图29等在后面叙述那样，使用从P1宽带fc误差检测修正部155G输入的有效载波的信号，实施P1符号的解码处理，将P1发送信息作为控制信息向图5的控制信息收集部80输出。

以下，参照图29对图28的P1解码部631进行说明。图29是图28的P1解码部631的结构图。P1解码部631具备解扰部201G、差动解调部202G、和模式匹配部632。另外，对于解扰部201G从P1宽带fc误差检测修正部155G供给有效载波的信号。

模式匹配部632将差动解调部202G的输出信号如上述（数式39）及上述（数式40）所示，划分为信号序列DEMOD_CSS_G，S1和信号序列DEMOD_CSS_G，S2。

模式匹配部632如上述（数式42）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_G，S1的相关CORR_G，S1，k，如上述（数式44）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_G，S2的相关CORR_G，S2，k。

并且，模式匹配部632将与取使用上述（数式42）计算出的8个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号，将与取使用上述（数式44）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部632使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图5的控制信息收集部80输出。

由此，如在有效符号区间的信号中有妨碍的环境下，也能够减少OFDM符号的解码错误，能够进行稳定的接收。

<<第10实施方式>>

以下，参照附图对本发明的第10实施方式进行说明。其中，在本实施方式中，对于实质上与第1至第9实施方式的构成单元相同的构成单元赋予相同的标号，由于能够采用其说明，所以在本实施方式中省略其说明。

本实施方式的OFDM接收装置在具备与第1实施方式中说明的OFDM接收装置1的模式匹配部203不同的模式匹配部700这一点上与OFDM接收装置1不同。

以下，参照附图对模式匹配部700进行说明。其中，模式匹配部700是考虑有效载波的物理子载波间隔不固定的情况而进行基于物理子载波间隔的加权来进行相关计算的单元。

图30是第10实施方式的模式匹配部700的结构图。模式匹配部700具备序列发生部301、权重生成部701、运算部702、和最大值检测部703。

权重生成部701生成权重系数w_S1，i的值，以在信号DEMOD_UG，i（i=0，1，…，63）、即信号DEMOD_CSS_UG，S1，i（i=0，1，…，63）的计算中使用的两个有效载波间的物理子载波间隔越大则权重系数w_S1，i的值越小，并且将所生成的权重系数w_S1，i的值向运算部702输出。此外，权重生成部701生成权重系数w_S2，i的值，以在信号DEMOD_UG，i（i=64，65，…，319）、即信号DEMOD_CSS_UG，S2，i（i=0，1，…，255）的计算中使用的两个有效载波间的物理子载波间隔越大则权重系数w_S2，i的值越小，并且将所生成的权重系数w_S2，i的值向运算部702输出。例如，权重生成部701产生图31、图32所示的权重。其中，图31，图32的“物理子载波间隔”是在信号DEMOD_CSS_UG，S1，i，DEMOD_CSS_UG，S2，i的计算中使用的两个有效载波间的物理子载波间隔。另外，权重的值并不限于图31、图32所示的值。

运算部702将由差动解调部202差动解调后的信号DEMOD_UG，0，DEMOD_UG，1，…，DEMOD_UG，319如上述（数式27）及上述（数式28）所示，划分为信号序列DEMOD_UG_CSS_S1和信号序列DEMOD_UG_CSS_S2。

并且，运算部702使用由权重生成部701生成的权重系数w_S1，i的值，如下述的（数式61）所示，求出从序列发生部301依次输入的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列DEMOD_CSS_UG，S1的相关CORR_UG，S1，k，将相关值向最大值检测部603输出。

［数式61］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{UG},S1,k}=\underset{i=0}{\overset{63}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{UG},S1,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S1,k,i})w_{S1,i}$ …（数式61）

排他逻辑和

此外，运算部702使用由权重生成部701生成的权重系数w_S2，i的值，如下述的（数式62）所示，求出从序列发生部301依次输入的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列DEMOD_CSS_UG，S2的相关CORR_UG，S1，k，将相关值向最大值检测部703输出。

［数式62］

${\mathrm{CORR}}_{\mathrm{UG},S2,k}=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{CSS}}_{\mathrm{UG},S2,i}\&CirclePlus;{\mathrm{CSS}}_{S2,k,i})w_{S2,i}$ …（数式62）

排他逻辑和

最大值检测部703将与取使用上述（数式61）计算出的8个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。此外，最大值检测部703将与取使用上述（数式62）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。并且，最大值检测部703使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息，将所取得的P1发送信息向图2的控制信息收集部80输出。

由此，实施使错误的可能性低的差动解调的结果的权重大的P1符号的解码处理，所以进一步减少P1符号的解码错误，能够进行稳定的接收。

<<补充>>

本发明并不限定于在上述实施方式中说明的内容，在用于实现本发明的目的和与其关联或附带的目的的任何方式中都能够实施，例如，也可以是以下这样。

（1）在上述各实施方式中，在P1符号的解码处理时，仅利用低频率域的S1信号和频率域的高频率域的S1信号中的低频率域的S1信号，但并不限定于此，也可以利用双方，此外，也可以仅利用高频率域的S1信号。在前者的情况下，由于能够使用频带不同的两个S1信号进行S1信号的推 测，所以能够实现S1信号的推测精度的提高。

这里，作为具体例，说明两个对第1实施方式的P1解码部156应用上述内容的应用方法。

作为一个应用方法，有以下所述的方法。

P1解码部156的解扰部201U及解扰部201G分别以i=0，1，…，383进行上述（数式21）及上述（数式23）所示的运算。差动解调部202以i=0，1，…，383进行上述（数式24）及（数式25）所示的运算。并且，差动解调部202以i=0，1，…，63进行下述的（数式63）所示的加法运算。另外，为了说明的方便，假设在i=64，65，…，319，如下述的（数式64）所示进行了替换。并且，差动解调部202实施下述的（数式65）所示的解调（硬判断）。

［数式63］

DEMOD_pre2_UG，i

＝DEMOD_pre_UG，i+DEMOD_pre_UG，i+320：0≤i≤63…（数式63）

［数式64］

DEMOD_pre2_UG，i＝DEMOD_pre_UG，i：64≤i≤319…（数式64）

［数式65］

${\mathrm{DEMOD}}_{\mathrm{UG},i}=\left\{\begin{array}{c}0:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}2}_{\mathrm{UG},i})\&GreaterEqual;0\\ 1:\mathrm{real}(\mathrm{DEMOD}\_{\mathrm{pre}2}_{\mathrm{UG},i})<0\end{array}\right.$ …（数式65）

并且，模式匹配部203代替使用上述（数式26）所示的解调（硬判断）的结果而使用上述（数式65）所示的解调（硬判断）的结果，来进行S1信号及S2信号的推测，取得P1发送信息。

作为其他应用方法，有以下所述的方法。

P1解码部156的解扰部201U及解扰部201G分别以i=0，1，…，383进行上述（数式21）及上述（数式23）所示的运算。差动解调部202以i=0，1，…，383进行上述（数式24）及（数式25）所示的运算。

并且，模式匹配部203除了低频率域的S1信号的解调结果（DEMOD_UG，0，…DEMOD_UG，63）与序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）的相关计算以外， 还进行高频率域的S1信号的解调结果（DEMOD_UG，320，…DEMOD_UG，383）与序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）的相关计算。此外，模式匹配部203进行S2信号的解调结果（DEMOD_UG，64，…DEMOD_UG，319）与序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）的相关计算。

并且，模式匹配部203将与取8（序列CSS_S1的数量）×2（S1信号的数量）=16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。此外，模式匹配部203将与取16个（序列CSS_S2的数量）的相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。并且，模式匹配部203使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息。

（2）在上述各实施方式中，设为各差动解调部通过硬判断部实施硬判断，但并不限定于此，也可以是，各差动解调部不实施硬判断而将差动运算的结果（乘法器的输出）向模式匹配部203供给，模式匹配部取它与图38所示的序列的相关。

这里，作为具体例，说明对第1实施方式的P1解码部156应用上述内容的应用方法。

差动解调部202不具备硬判断部254，将乘法器253的输出信号原样向模式匹配部203输出。模式匹配部203如下述的（数式66）所示，求出图38的各序列CSS_S1，k（k=0，1，…，7）与序列（DEMOD_pre_UG，0，…DEMOD_pre_UG，63）的相关CORR_S1，k。模式匹配部203如下述的（数式67）所示，求出图38的各序列CSS_S2，k（k=0，1，…，15）与序列（DEMOD_pre_UG，64，…DEMOD_pre_UG，319）的相关CORR_S2，k。

［数式66］

…（数式66）

［数式67］

…（数式67）

并且，模式匹配部203将与取使用上述（数式66）计算出的8个相关 值中的最大的相关值的序列CSS_S1，k对应的3位的S1信号（参照图38）推测为所发送的S1信号。此外，模式匹配部203将与取使用上述（数式67）计算出的16个相关值中的最大的相关值的序列CSS_S2，k对应的4位的S2信号（参照图38）推测为所发送的S2信号。模式匹配部203使用推测出的S1信号和S2信号取得P1发送信息。

（3）在上述各实施方式中，对于各正交变换具备1个正交变换部或1个P1正交变换部，但并不限定于此，也可以将它们的全部或一部分共用。例如，也可以代替另外设置正交变换部106、正交变换部153U和正交变换部153G而将它们的全部或一部分共用。

（4）在上述各实施方式中，CDS表生成部154例如也可以预先保持图39所示的内容的表，基于该表生成有效载波的配置序列，此外，也可以用逻辑电路构成而生成有效载波的配置序列。另外，由CDS表生成部154进行的有效载波的配置序列的生成方法并没有特别限定。

（5）在上述各实施方式中，以DVB－T2传送规格为对象进行了说明，所以各P1解码部在差动解调后实施模式匹配。但是，并不限定于此，例如，在以进行了错误纠正编码的传送方式为对象的情况下，也可以在各差动解调后实施错误纠正、使用错误最低者来实施解码处理。

（6）在上述第1至第4实施方式中，P1解码156具备差动解调部202，P1解码350具备3个差动解调部202、202U、202G，P1解码400具备3个差动解调部202U、202G、401，P1解码450具备4个差动解调部202、202U、202G，但并不限定于此。

例如，P1解码部也可以仅具备差动解调部401。此外，P1解码部也可以具备两个差动解调部202、202U，也可以具备两个差动解调部202、202G，也可以具备两个差动解调部202U、202G。此外，P1解码部也可以具备两个差动解调部202、401，也可以具备两个差动解调部202U、401，也可以具备两个差动解调部202G、401。此外，P1解码部也可以具备3个差动解调部202、202U、401，也可以具备3个差动解调部202、202G、401。

上述第9实施方式的P1解码部621也可以代替差动解调部202而具备差动解调部401，也可以不具备差动解调部202（仅具备差动解调部202U、202G、532）。

（7）上述第3实施方式的差动解调部401将解扰部201U与解扰部201G的输出信号相加，对相加信号进行差动运算（由延迟部412、共轭复数运算部413、乘法器414进行的处理），然后进行硬判断，但并不限定于此，例如也可以是以下这样的结构。差动解调部对解扰部201U的输出信号进行差动运算（由延迟部251U、共轭复数运算部252U、乘法器253U进行的处理（参照图13）），并且对解扰部201G的输出信号进行差动运算（由延迟部251G、共轭复数运算部252G、乘法器253G进行的处理（参照图14））。并且，差动解调部将针对解扰部201U的输出信号的差动运算的结果与针对解扰部201G的输出信号的差动运算的结果相加，对相加信号进行硬判断。

（8）在上述第10实施方式中，模式匹配部700对差动解调部202的输出信号进行与有效载波间的物理的子载波间隔的大小相应的加权处理，并实施P1符号的解码处理，但例如也可以对差动解调部202U、202G、401、532的输出信号进行与有效载波间的物理的子载波间隔的大小相应的权重处理并实施P1符号的解码处理。另外，也可以对不实施上述硬判断的情况下的差动解调部的输出信号进行与有效载波间的物理的子载波间隔的大小相应的权重处理并实施P1符号的解码处理。其中，在这些情况下，权重的值的赋予方式可以使用实质上与上述第10实施方式相同的方式。

（9）在上述第1实施方式中，P1宽带fc误差检测修正部155U及P1宽带fc误差检测修正部155G分别进行宽带载波频率误差量的检测。

但是，结合保护间隔区间的信号中的宽带载波频率误差量只要除去相当于f_SH量的频移的部分，就能够期待与有效符号区间的信号中的宽带载波频率误差量相同。

所以，设为仅由P1宽带fc误差检测修正部155U及P1宽带fc误差检测修正部155G的某一个进行宽带载波频率误差量的检测。并且，也可以是，另一个（去除了宽带载波频率误差量的检测功能的构成单元）还考虑相当于f_SH量的频移的部分而实施宽带载波频率的偏差的修正。

另外，在P1宽带fc误差检测修正部155U（或P1宽带fc误差检测修正部155G）进行宽带载波频率误差量的检测的情况下，另一个（去除了宽带载波频率误差量的检测功能的构成单元）将对检测到的宽带载波频率误 差量加上1个子载波量后的值（或从检测到的宽带载波频率误差量减去1个子载波量后的值）作为宽带载波频率误差量，实施宽带载波频率的偏差的修正。此外，在仅由P1宽带fc误差检测修正部155G进行宽带载波频率误差量的检测的情况下，P1宽带fc误差检测修正部155G将从检测到的宽带载波频率误差量减去1个子载波量后的值作为P1符号的宽带载波频率误差量向图5的fc修正部102输出。其中，它们是将f_SH量的频移也一并考虑的情况。另外，如果另外实施将f_SH量的频移复原的修正处理，则在两者中检测到的宽带载波频率误差量相互相等，不需要上述加法及减法。

另外，在具有对多个宽带载波误差量进行检测的构成单元的其他实施方式中，也可以如上述那样，仅一部分的构成单元具有宽带载波频率误差量的检测功能，其他构成单元对由其他构成单元检测到的宽带载波频率误差量考虑相当于f_SH量的频移的量来实施宽带载波频率的偏差的修正。

这里，作为具体例，参照图33说明对第1实施方式的P1解调部103应用上述内容的应用方法。图33是P1解调部800的结构图。P1解调部800具备P1位置检测部151、P1窄带载波频率误差检测修正部152、P1正交变换部153U、P1正交变换部153G、CDS表生成部154、P1宽带fc误差检测修正部801U、P1宽带fc误差修正部801G、和P1解码部156。

P1宽带fc误差检测部801U是对第1实施方式中说明的P1宽带fc误差检测修正部155U的功能附加了将检测到的宽带载波频率误差量向P1宽带fc误差修正部801G输出的功能的结构。

P1宽带fc误差修正部801G根据保护间隔区间的信号是将有效符号区间的信号频移f_SH量而得到的信号，将对从P1宽带fc误差检测部801U输入的宽带载波频率误差量加上1个子载波量而得到的值推测为P1符号的结合保护间隔区间中的宽带载波频率误差量。P1宽带fc误差修正部801G基于推测出的宽带载波频率误差量，将P1符号的结合保护间隔区间的频率域的复基带信号的宽带载波频率的偏差修正。P1宽带fc误差检测修正部801G从修正了宽带载波频率的偏差后的频率域的复基带信号中仅提取有效载波，并向P1解码部156输出。

（10）在上述各实施方式中，将由各P1解调部检测出的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量向fc修正部102输出，fc修正部102在修正 载波频率的偏差时使用它们。但是，并不限定于此，fc修正部102在实施载波频率的偏差的修正时也可以仅使用由各P1解调部检测出的窄带载波频率误差量及宽带载波频率误差量的一个，也可以哪个都不使用。

此外，由窄带fc误差计算部105及宽带fc误差计算部107进行的P2符号及数据符号中的窄带载波频率误差量、宽带载波频率误差量的计算方式并没有特别限定，可以采用公知的方法。例如，也可以针对正交变换部106的输出信号，根据P2符号及数据符号中包含的导频信号的符号间的相位差来进行窄带载波频率误差量的计算。

（11）在上述各实施方式中，对符合DVB－T2传送规格的OFDM接收装置等进行了说明，但并不限定于此，例如，在DVB－T2传送规格中的使用FEF期间的传送规格中，由于P1符号被插入在FEF期间的开头，所以也可以适用于符合使用FEF期间的传送规格的OFDM接收装置等。

（12）在上述各实施方式中，对符合DVB－T2传送格式的P1符号进行了说明，但并不限定于P1符号，也可以适用于包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号的OFDM符号。

例如，保护间隔区间的信号并不限定于将有效符号区间的信号频移f_SH量的信号，也可以是不将有效符号区间的信号频移的信号，也可以是频移f_SH量以外的频移的信号。此外，保护间隔区间的信号并不限定于将有效符号区间的信号的整体频移的信号，也可以是将有效符号区间的信号的一部分频移、不将剩余的部分频移的信号。

保护间隔区间并不限定于分割为前保护间隔区间和后保护间隔区间，也可以仅由前保护间隔区间构成，也可以仅由后保护间隔区间构成。另外，保护间隔区间也可以分割为3个以上，例如，也可以将有效符号区间分割而在其之间插入保护间隔区间的被分割的区间。

保护间隔区间的时间宽度并不限定于与有效符号区间的时间宽度一致，也可以不同。

（13）在上述各实施方式中，FFT大小设为1k，但并不限定于此，FFT大小也可以是1k以外（例如，2k、4k、8k等）。

（14）上述各实施方式的P1解码部对被输入的有效载波的信号实施解 扰，但并不限定于此，例如，如果在发送侧没有实施加扰，则P1解码部不需要实施解扰。

（15）在上述各实施方式中，差动解调是对应于DBPSK的解调，但并不限定于此，也可以是对应于DQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keying：差分四相相移键控）的解调等对应于DBPSK以外的差动调制的解调。此外，在上述各实施方式中，以差动解调为例进行了说明，但也可以是差动解调以外的解调。

（16）在上述第1实施方式中，使由差动解调部202内的乘法器253进行复数相乘的两个信号中的结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G延迟1个有效载波量，但并不限定于此，也可以使有效符号区间的信号序列DESCR_U延迟1个有效载波量。

例如，在如DVB－T2传送规格那样、有效符号区间的前后的保护间隔区间（结合保护间隔区间）的信号是进行了频移以使其频率相对于有效符号区间的信号相对高的信号的情况下，优选的是使结合保护间隔区间的信号序列DESCR_G延迟1个有效载波量。

此外，在与DVB－T2传送规格不同、有效符号区间的前后的保护间隔区间的信号是进行了频移以使其频率相对于有效符号区间的信号相对低的信号的情况下，优选的是使有效符号区间的信号序列DESCR_U延迟1个有效载波量。

另外，在上述情况下，也可以使记载为延迟的信号不延迟、而使与记载为延迟的信号不同的信号先行1个有效载波量。

（17）上述各实施方式的接收装置的各构成单元也可以由作为集成电路的LSI实现。此时，各构成单元既可以单独地形成1个芯片，也可以包括一部分或全部而形成1个芯片。此外，这里设为LSI，但根据集成度的差异，有时也称为IC、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI。此外，集成电路化的方法不限于LSI，也可以利用专用电路或通用处理器实现。此外，也可以采用FPGA（Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列）、能够重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器（reconfigurable processor）。另外，如果通过半导体技术的发展或派生的其他技术而出现替换LSI的集成电路化的技术，当然也可以使用该技术进行功能模块的集成 化。可能是生物技术的适用等。

（18）也可以将在上述各实施方式中示出的接收装置的动作的次序的至少一部分记载为接收程序，例如CPU（Central Processing Unit：中央处理单元）读出存储在存储器中的该程序来执行，也可以将上述程序保存在记录媒体中进行发布等。

（19）也可以实现进行在上述各实施方式中表示的接收装置的接收处理的至少一部分的接收装置。

（20）也可以将进行实现上述各实施方式的接收处理的一部分的任何接收装置、或接收方法、或接收电路、或程序组合而实现上述各实施方式。例如，也可以将在上述各实施方式中说明的接收装置的结构的一部分用接收装置或集成电路实现、将除了该一部分以外的结构进行的动作的次序记载为接收程序、例如由CPU读出存储在存储器中的该程序并执行来实现。

（21）也可以将在上述各实施方式等中说明的内容适当组合。

工业实用性 

本发明能够在接收包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号的OFDM符号的OFDM接收装置中使用。

标号说明

30解调部

103 P1解调部

151 P1位置检测部 

152 P1窄带fc误差检测修正部

153U P1正交变换部 

153G P1正交变换部 

154CDS表生成部

155U P1宽带fc误差检测修正部

155G P1宽带fc误差检测修正部

156P1解码部

201U解扰部

201G解扰部

202差动解调部 

203模式匹配部 

251延迟部

252共轭复数运算部

253乘法器

254硬判断部

Claims (10)

1.一种OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：

第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述保护间隔区间的信号的整体或一部分是将上述有效符号区间的信号的整体或一部分进行频移而得到的；

上述OFDM接收装置还具备修正部，该修正部在上述第二正交变换部的前级或后级，对上述保护间隔区间的信号或上述第二正交变换部的正交变换的结果实施进行反方向的频移来抵消上述频移的修正处理；

上述解码部基于上述第一正交变换部的正交变换的结果、和上述第二正交变换部对上述保护间隔区间的上述修正处理后的信号进行的正交变换的结果或上述修正处理后的正交变换的结果，进行上述解码处理。

2.一种OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：

第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述OFDM符号是第二代欧洲地面数字视频广播即DVB－T2传送方式中的P1符号；

上述保护间隔区间由上述有效符号区间的前面的前保护间隔区间、和上述有效符号区间的后面的后保护间隔区间构成；

上述第二正交变换部对上述前保护间隔区间的信号与上述后保护间隔区间的信号进行结合，并使用将上述前保护间隔区间的信号与上述后保护间隔区间的信号结合而得到的信号进行上述正交变换。

3.一种OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：

第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波方向上被差动调制；

上述解码部具备：

差动解调部，实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及

发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，推测上述发送信息。

4.如权利要求3所述的OFDM接收装置，

上述差动解调部不实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理，而使用上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行上述差动解调。

5.如权利要求3所述的OFDM接收装置，

上述差动解调部实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理，并使用加法处理的结果进行上述差动解调。

6.一种OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：

第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波方向上被差动调制；

上述解码部具备：

差动解调部，实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调，并且实施仅基于上述第一正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、以及仅基于上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及

发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，推测上述发送信息。

7.如权利要求6所述的OFDM接收装置，

基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调，是不实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理而使用上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调、以及实施上述第一正交变换部的正交变换的结果与上述第二正交变换部的正交变换的结果的加法处理并使用加法处理的结果进行的差动解调中的至少一方。

8.一种OFDM接收装置，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收装置具备：

第一正交变换部，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换部，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码部，基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号在子载波方向上被差动调制；

上述有效符号区间的信号及上述保护间隔区间的信号分别由多个有效载波和多个空载波构成；

相邻的上述有效载波的物理子载波间隔不固定；

上述解码部具备：

差动解调部，实施基于上述第一正交变换部的正交变换的结果和上述第二正交变换部的正交变换的结果进行的差动解调；以及

发送信息推测部，基于上述差动解调部的差动解调的结果，以物理子载波间隔越大则权重越小的方式进行加权而推测上述发送信息。

9.一种OFDM接收电路，接收OFDM符号，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收电路具备：

第一正交变换电路，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换电路，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码电路，基于上述第一正交变换电路的正交变换的结果和上述第二正交变换电路的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述保护间隔区间的信号的整体或一部分是将上述有效符号区间的信号的整体或一部分进行频移而得到的；

上述OFDM接收电路还具备修正电路，该修正电路在上述第二正交变换电路的前级或后级，对上述保护间隔区间的信号或上述第二正交变换电路的正交变换的结果实施进行反方向的频移来抵消上述频移的修正处理；

上述解码电路基于上述第一正交变换电路的正交变换的结果、和上述第二正交变换电路对上述保护间隔区间的上述修正处理后的信号进行的正交变换的结果或上述修正处理后的正交变换的结果，进行上述解码处理。

10.一种OFDM接收方法，在接收OFDM符号的OFDM接收装置中进行，该OFDM符号包括基于发送信息生成的有效符号区间的信号、和基于该有效符号区间的信号生成的保护间隔区间的信号，上述OFDM接收方法包括：

第一正交变换步骤，对上述有效符号区间的信号进行正交变换；

第二正交变换步骤，对上述保护间隔区间的信号进行正交变换；以及

解码步骤，基于上述第一正交变换步骤的正交变换的结果和上述第二正交变换步骤的正交变换的结果，实施上述OFDM符号的解码处理；

上述保护间隔区间的信号的整体或一部分是将上述有效符号区间的信号的整体或一部分进行频移而得到的；

上述OFDM接收方法还包括修正步骤，该修正步骤在上述第二正交变换步骤的前级或后级，对上述保护间隔区间的信号或上述第二正交变换步骤的正交变换的结果实施进行反方向的频移来抵消上述频移的修正处理；

上述解码步骤基于上述第一正交变换步骤的正交变换的结果、和上述第二正交变换步骤对上述保护间隔区间的上述修正处理后的信号进行的正交变换的结果或上述修正处理后的正交变换的结果，进行上述解码处理。