WO2012046393A1

WO2012046393A1 - Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信回路、ｏｆｄｍ受信方法、及びｏｆｄｍ受信プログラム

Info

Publication number: WO2012046393A1
Application number: PCT/JP2011/005201
Authority: WO
Inventors: 喜修松村
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2010-10-05
Filing date: 2011-09-15
Publication date: 2012-04-12
Also published as: US20120207250A1; EP2627018A4; EP2627018A1; JPWO2012046393A1; CN102652408B; US8699632B2; CN102652408A; EP2627018B1; JP5379310B2

Abstract

　ＯＦＤＭ受信装置は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部と、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、を備える。

Description

ＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信回路、ＯＦＤＭ受信方法、及びＯＦＤＭ受信プログラム

　本発明は、互いに直交する複数のサブキャリアを多重して送信された信号を受信する技術に関する。

　現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭ方式は、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交する複数のサブキャリアを用いて周波数多重して送信する方式であることから、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。

　また、ＯＦＤＭ方式では、１シンボル区間が有効シンボル区間とガードインターバル区間とからなり、シンボル内で周期性を有するように有効シンボル区間の一部の信号がガードインターバル区間に複写して挿入されている。このため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を削減することが可能であり、マルチパス干渉に対しても優れた耐性を有している。

　近年、各国でアナログテレビ放送が停止され、世界的に周波数再編の動きが活発化しており、欧州では、ＤＶＢ－Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　－　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）によるＳＤ（Ｓｔａｎｄａｒｄ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）放送に加え、ＨＤ（Ｈｉｇｈ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）サービスに対する需要が高まっている。これらのことから、第二世代の欧州地上デジタル放送であるＤＶＢ－Ｔ２の規格化が進められてきた。ＤＶＢ－Ｔ２方式では、図３４に示すような、ＤＶＢ－Ｔ２フレームが用いられ、ＤＶＢ－Ｔ２フレームは、Ｐ１シンボルとＰ２シンボルとデータシンボルとで構成されている。

　まず、Ｐ１シンボルについて説明する。

　Ｐ１シンボルは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）サイズが１ｋ（＝１０２４）で設定されており、図３５に示すように、有効シンボル区間の前後にガードインターバル区間が設けられている。なお、図３５は、Ｐ１シンボルを時間軸で表したものである。Ｐ１シンボルのガードインターバルは、これまでのＩＳＤＢ－Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　－　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）やＤＶＢ－Ｔにおけるガードインターバルと異なる。Ｐ１シンボルでは、有効シンボル区間より手前のガードインターバル区間（以下、「前ガードインターバル区間」と言う。）には、有効シンボル区間内の前半の５９μｓ分の信号が複写して挿入され、有効シンボル区間より後ろのガードインターバル区間（以下、「後ガードインターバル区間」と言う。）には、有効シンボル区間内の後半の５３μｓ分の信号が複写して挿入される。さらに、複写して挿入する際には、複写元の信号を所定のｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトさせてガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、又は、後ガードインターバル区間）に挿入する。ここで、ｆ_ＳＨは、Ｐ１シンボルの物理的な１サブキャリア間隔に相当する。つまり、前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は、有効シンボル区間の信号よりＰ１シンボルの１サブキャリア分周波数が高くなっている。なお、Ｐ１シンボルでは、図３５に示すように、有効シンボル全体がガードインターバルに利用されている。

　また、Ｐ１シンボルは、図３６に示すように、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリア（Ｕｎｕｓｅｄキャリア）とで構成されている。なお、図３６は、Ｐ１シンボルを周波数軸で表したものである。

　Ｐ１シンボルには、Ｐ２シンボルやデータシンボルの送信フォーマットがＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ－Ｓｉｎｇｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）であるかＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ－Ｉｎｐｕｔ－Ｓｉｎｇｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）であるかに関する情報（以下、「ＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ情報」と言う。）、Ｐ２シンボルやデータシンボルのＦＦＴサイズが何であるかに関する情報（以下、「ＦＦＴサイズ情報」と言う。）、ＦＥＦ（Ｆｕｔｕｒｅ　Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ　Ｆｒａｍｅｓ）が含まれるか否かに関する情報（以下、「ＦＥＦ有無情報」と言う。）、等の情報（以下、「Ｐ１送信情報」と言う。）が含まれる。ここで、ＦＥＦとは、将来のＤＶＢ－Ｔ２とは異なるサービス伝送のための期間であり、ＤＶＢ－Ｔ２フレームとＤＶＢ－Ｔ２フレームとの間に挿入され、ＦＥＦフレームの先頭にもＰ１シンボルが存在する。

　以下、Ｐ１シンボルの生成について説明する。

　図３７は、Ｐ１シンボルを生成するＰ１生成部１０００の構成図である。Ｐ１シンボル生成部１０００は、系列変換部１００１と、差動変調部１００２と、スクランブル部１００３と、ＣＤＳテーブル生成部１００４と、パディング部１００５と、ＩＦＦＴ部１００６と、ＧＩ付加部１００７とを備える。

　上述したように、Ｐ１シンボルによってＰ１送信情報が送信される。これらの情報は、３ビットのＳ１信号と４ビットのＳ２信号として表される。系列変換部１００１に３ビットのＳ１信号と４ビットのＳ２信号とが入力される。系列変換部１００１は、例えば、図３８に示す変換テーブルを保持し、変換テーブルを用いて３ビットのＳ１信号を下記の（数１）で表される６４ビットの系列ＣＳＳ_Ｓ１に変換し、４ビットのＳ２信号を下記の（数２）で表される２５６ビットの系列ＣＳＳ_Ｓ２に変換する。但し、図３８中の「値」が系列変換部１００１に入力される値、「系列（１６進表示）　ＣＳＳ_Ｓ１及びＣＳＳ_Ｓ２」が変換後の系列（系列変換部１００１から出力される系列）を表す。なお、図３８では、便宜上、変換後の系列ＣＳＳ_Ｓ１，ＣＳＳ_Ｓ２は１６進数で表示されている。

　そして、系列変換部１００１は、（数１）で表される系列ＣＳＳ_Ｓ１と（数２）で表される系列ＣＳＳ_Ｓ２とを用いて、下記の（数３）に示す計３８４ビットの信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱを構成し、信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱを差動変調部１００２へ出力する。なお、信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱには同一内容のＳ１信号が２つ含まれる。

　差動変調部１００２は、系列変換部１００１から入力された信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱに対して、下記の（数４）に示す差動変調を実施し、差動変調された信号系列ＭＳＳ＿ＤＩＦＦをスクランブル部１００３へ出力する。但し、差動変調部１００２が実施する差動変調はＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）である。

　具体的には、差動変調部１００２は、下記の（数５）に示すように基準信号ＭＳＳ＿ＤＩＦＦ_－１を１として、系列変換部１００１から入力された信号系列ＭＳＳ＿ＳＥＱを構成する信号ＭＳＳ＿ＳＥＱ_ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３８３）に対して下記の（数６）を基に差動変調を実施し、差動変調された信号ＭＳＳ＿ＤＩＦＦ_ｉをスクランブル部１００３へ出力する。

　スクランブル部１００３は、差動変調部１００２からの差動変調された信号系列ＭＳＳ＿ＤＩＦＦに対し、下記の（数７）に示すスクランブルを実施し、スクランブルされた信号系列ＭＳＳ＿ＳＣＲをパディング部１００５へ出力する。

　具体的には、スクランブル部１００３は、疑似ランダムバイナリシーケンス（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ：ＰＲＢＳ）に基づく信号ＰＲＢＳ_ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３８３）を用いて、差動変調された信号ＭＳＳ＿ＤＩＦＦ_ｉに対し、下記の（数８）に示すスクランブルを実施し、スクランブルされた信号ＭＳＳ＿ＳＣＲ_ｉをパディング部１００５へ出力する。

　ＣＤＳテーブル生成部１００４は、図３９に示す、Ｐ１シンボルにおけるＡｃｔｉｖｅキャリアの位置ｋ（ｉ）（ｉ＝０，１，・・・，３８３）を示すＣＤＳ（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）テーブルを生成する。なお、図３９に示す通り、１つのＰ１シンボルでは、同一内容のＳ１信号が周波数領域の高い部分と低い部分との２箇所で送信され、Ｓ２信号が周波数領域の中央部分で送信される。

　パディング部１００５は、ＣＤＳテーブル生成部１００４のＣＤＳテーブル（図３９参照）で示されるサブキャリア位置ｋ（ｉ）のサブキャリアをＡｃｔｉｖｅキャリアとし、サブキャリア位置ｋ（ｉ）のサブキャリアに対してスクランブルされた信号ＭＳＳ＿ＳＣＲ_ｉをマッピングしてＩＦＦＴ部１００６へ出力する。また、パディング部１００５は、図３９に列挙されていないサブキャリア位置のサブキャリアはＮｕｌｌキャリアとして、ＩＦＦＴ部１００６へ出力する。

　ＩＦＦＴ部１００６は、パディング部１００５の出力信号に対して、ＦＦＴサイズ１ｋでＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を実施し、ＩＦＦＴの結果（図３５の有効シンボル区間の時間領域の信号）をＧＩ付加部１００７へ出力する。

　ＧＩ付加部１００７は、ＩＦＦＴ部１００６から入力された有効シンボル区間の信号を用いて、前ガードインターバル区間に有効シンボル区間内の前部分の信号をｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトした上で挿入し、後ガードインターバル区間に有効シンボル区間内の後ろ部分の信号をｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトした上で挿入する（図３５参照）。このようにして、Ｐ１シンボルが生成される。

　続いて、Ｐ２シンボルとデータシンボルについて説明する。

　Ｐ２シンボルとデータシンボルには、共通のＦＦＴサイズ及びガードインターバル比（有効シンボル区間の時間幅に対するガードインターバル区間の時間幅の比）が用いられる。但し、Ｐ２シンボル及びデータシンボルにおけるガードインターバル区間は、ＤＶＢ－ＴやＩＳＤＢ－Ｔと同じく、有効シンボル区間より手前に設けられている。有効シンボル区間の手前に設けられたガードインターバル区間には、有効シンボル区間内の後ろ部分の信号が複写されて挿入される。

　ＤＶＢ－Ｔ２で用いられるＦＦＴサイズとガードインターバル比との組合せ、及びそれらの組合せで設定可能なパイロットパターンを図４０に示す。パイロットパターンとして、ＰＰ１からＰＰ８までの８種類がある。図４０において、「ＮＡ」という記載は、規格上設定不可のＦＦＴサイズとガードインターバル比との組合せを示している。

　Ｐ２シンボルでは、等間隔のパイロット（以下、「Ｐ２パイロット」と言う）が挿入されている。ＦＦＴサイズが３２ｋで、ＳＩＳＯモードである場合には、６サブキャリア毎にＰ２パイロットが存在し、それ以外では３サブキャリア毎にＰ２パイロットが存在する。

　Ｐ２シンボルには、データシンボルのパイロットパターンが何であるかに関する情報（以下、「パイロットパターン情報」と言う。）、キャリア拡張モードがＥｘｔｅｎｄｅｄモードかＮｏｒｍａｌモードかに関する情報（以下、「伝送モード情報」と言う。）、フレーム当たりのシンボル数、変調方法、前方誤り訂正（Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｅｒｒｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＦＥＣ）符号の符号化率等、受信のために必要なあらゆる送信パラメータ情報（以下、「Ｐ２送信情報」と言う。）が含まれている。なお、Ｐ２シンボルのシンボル数は、Ｐ２シンボルのＦＦＴサイズによって、図４１に示すように設定される。

　以上のようなＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットにおけるＰ１シンボルの復調技術として、非特許文献１に開示されている手法がある。

　Ｐ１シンボルの復調を実施するＰ１復調部２０００の構成を図４２に示す。Ｐ１復調部２０００は、Ｐ１位置検出部２００１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２と、ＦＦＴ部２００３と、ＣＤＳテーブル生成部２００４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５と、Ｐ１デコード部２００６とを備える。

　Ｐ１位置検出部２００１は、入力信号を用いて、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号とＰ１シンボルの有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していく。そして、Ｐ１位置検出部２００１は、算出した相関値をガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の時間幅で区間積分していき、区間積分値のピークを検出することによって入力信号でのＰ１シンボルの位置を検出する。

　但し、相関の算出処理は、送信側で付加されたｆ_ＳＨ分の周波数シフトを考慮して行われる。また、所定の部分とは、前ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の前部分であり、後ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の後ろ部分である（図３５参照）。なお、後述するＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２による相関の算出処理においても同様である。

　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２は、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号とＰ１シンボルの有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していき、その相関からＰ１シンボルのサブキャリア間隔以下の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。そして、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部２００２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの狭帯域キャリア周波数のずれを補正し、狭帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルをＦＦＴ部２００３へ出力する。

　ＦＦＴ部２００３は、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の時間領域の信号に対してＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の周波数領域の信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５へ出力する。

　ＣＤＳテーブル生成部２００４は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの位置を示す系列（以下、「Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列」と言う。）を生成し、生成したＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５へ出力する。ここで、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列は、図３９に示すＡｃｔｉｖｅキャリアの位置を「１」とし、それ以外のＮｕｌｌキャリアの位置を「０」とした系列である。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は、ＣＤＳテーブル生成部２００４から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を用いて、ＦＦＴ部２００３の出力信号でのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの広帯域キャリア周波数のずれを補正し、広帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリアをＰ１デコード部２００６へ出力する。

　ここで、Ｐ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量の検出について説明する。Ｐ１シンボルを構成するサブキャリアには、上述したように、ＡｃｔｉｖｅキャリアとＮｕｌｌキャリアとが存在する。これを利用し、各サブキャリアのパワーを演算し、その演算結果を１サブキャリアずつシフトしながら、演算結果と既知のＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列（ＣＤＳテーブル生成部２００４からの入力）との相関を算出する。

　ＡｃｔｉｖｅキャリアにはＤＢＰＳＫされた信号がマッピングされているため、広帯域キャリア周波数誤差量が０となるシフト量での相関値は、全てのＡｃｔｉｖｅキャリアのパワーの総和となり、Ｎｕｌｌキャリアを含んでしまう他のシフト量での相関値に比べて大きな値になる。このことから、最大となる相関値を得るシフト量が広帯域キャリア周波数誤差量となり、広帯域キャリア周波数誤差量の検出が可能である。なお、シフト量は、入力信号に広帯域キャリア周波数誤差がない場合のシフト量を基準（シフト量「０」）とする（以下において、同様）。

　図４２のＰ１デコード部２００６は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５から入力されたＰ１シンボルのＡｃｔｉｖｅキャリアを基にＰ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を取り出す。

　ここで、Ｐ１デコード部２００６について図４３を参照して説明する。図４３は図４２のＰ１デコード部２００６の構成図である。Ｐ１デコード部２００６は、デスクランブル部２１０１と、差動復調部２１０２と、パターンマッチング部２１０３とを備える。なお、ここでは、Ｐ１シンボルの低い周波数領域のＳ１信号のみを用いてＰ１シンボルのデコード処理を実施するものとする。

　デスクランブル部２１０１には、図４２のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部２００５からＡｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔが入力される。デスクランブル部２１０１は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔに対して、下記の（数９）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号系列ＤＥＳＣＲを差動復調部２１０２へ出力する。

　具体的には、デスクランブル部２１０１は、送信側で乗算された、ＰＲＢＳに基づく信号ＰＲＢＳ_ｉ（ｉ＝０，１，２，・・・，３１９）を用いて、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号Ａｃｔ_ｉに対して、下記の（数１０）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲ_ｉを差動復調部２１０２へ出力する。

　差動復調部２１０２には、デスクランブル部２０５１から信号ＤＥＳＣＲ_ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）が入力される。差動復調部２１０２は、信号ＤＥＳＣＲ_ｉ（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、１Ａｃｔｉｖｅキャリアずらした信号ＤＥＳＣＲ_ｉ－１の共役複素の信号ＤＥＳＣＲ^＊ _ｉ－１との複素乗算を実施することで差動検波を実施する。なお、上付きの添え字「＊」は共役複素を表す（以下において、同様）。そして、差動復調部２１０２は、差動検波の結果の実軸の極性から、信号ＤＥＳＣＲ_ｉの復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_ｉをパターンマッチング部２１０３へ出力する。この差動復調部２１０２の処理は、下記の（数１１）で表され、差動復調部２１０２が実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。

　但し、差動復調部２１０２は、ｉ＝０は基準であるため、信号ＤＥＳＣＲ_０の実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_０をパターンマッチング部２１０３へ出力する。

　パターンマッチング部２１０３は、差動復調部２１０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_０，ＤＥＭＯＤ_１，・・・，ＤＥＭＯＤ_３１９を、下記の（数１２）及び（数１３）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　そして、パターンマッチング部２１０３は、図３８に示した系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）のうちどれが一番確からしいかを求めるために、また、図３８に示した系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）のうちどれが一番確からしいかを求めるために、次の処理を行う。ここでは、インデックスｋは、図３８に示した８個の系列ＣＳＳ_Ｓ１を区別するために、また、図３８に示した１６個の系列ＣＳＳ_Ｓ２を区別するために、用いている（以下において、同様）。

　パターンマッチング部２１０３は、下記の（数１４）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋと系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｓ１との相関ＣＯＲＲ_Ｓ１，ｋを求め、下記の（数１５）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋと系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｓ２との相関ＣＯＲＲ_Ｓ２，ｋを求める。

　そして、パターンマッチング部２１０３は、（数１４）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、パターンマッチング部２１０３は、（数１５）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部２１０３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得する。

Ｄｒａｆｔ　ＥＴＳＩ　ＴＲ　１０２　８３１　ｖ０．１０．０４　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（ＤＶＢ）；Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｇｕｉｄｅｌｉｎｅｓ　ｆｏｒ　ａ　ｓｅｃｏｎｄ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｄｉｇｉｔａｌ　ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　ｓｙｓｔｅｍ（ＤＶＢ－Ｔ２）

　しかしながら、Ｐ１シンボルはキャリア方向へ差動変調されているため、マルチパス干渉環境下において、以下の課題を有する。

　受信信号Ｙ（ｎ）は、送信信号Ｘ（ｎ）と伝送路特性Ｈ（ｎ）とを用いて下記の（数１６）で表される。送信信号Ｘ（ｎ）は、ＤＢＰＳＫされた信号であり、実数のみの信号である。なお、ｎはサブキャリア番号である。

　この場合、図４３の差動復調部２１０２が行う差動検波は下記の（数１７）で表される。

　なお、上記の（数１１）では、Ａｃｔｉｖｅキャリアのみの信号系列を対象としたため、サブキャリア番号を「ｉ」及び「ｉ－１」と表記している。しかしながら、上記の（数１７）では、ＦＦＴ後の物理サブキャリアのサブキャリア番号を用いており、Ａｃｔｉｖｅキャリアは１物理サブキャリア離れているとは限らないことから、隣接するＡｃｔｉｖｅキャリアの物理サブキャリア間隔「ｋ」を用い、サブキャリア番号を「ｎ」及び「ｎ－ｋ」と表記している。

　Ｈ（ｎ）≒Ｈ（ｎ－ｋ）である場合、伝送路特性成分Ｈ（ｎ）・Ｈ^＊（ｎ－ｋ）はほぼ実軸成分のみとなるため、ＤＢＰＳＫの復号において、位相情報（０°、１８０°）の判定を誤ることがなく、正しく復号することができる。

　しかしながら、マルチパス干渉環境下では、差動検波を行う対象のＡｃｔｉｖｅキャリア同士の伝送路特性の位相に差が生じるため、その位相差が差動検波後に残留する。例えば、主波と同電力で、遅延τ（ｓ）の遅延波が存在した場合、簡単のため、シンボル間干渉成分とノイズを無視して伝送路特性を表現すると、下記の（数１８）となる。

　但し、（数１８）のＴは、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の時間幅（有効シンボル長）である。

　この場合に、差動検波を実施すると、下記の（数１９）に示すように、マルチパス干渉による伝送路特性の位相差が差動検波後に残留し、その位相差に伴い、復調誤りが発生する。

　特に、Ｐ１シンボルのＦＦＴサイズは１ｋであり、３２ｋなどが用いられるデータシンボルよりもサブキャリア間隔が広く、さらにはＡｃｔｉｖｅキャリアの配置が図３９に示したように離散的であるため、差動検波を行う対象のＡｃｔｉｖｅキャリアの物理的な間隔が１サブキャリア以上となり、位相差の残留が大きくなりやすい。図４４に隣接するＡｃｔｉｖｅキャリアの物理的なサブキャリア間隔（図４４では、「物理サブキャリア間隔」と表記）とその個数を示す。

　以上のように、マルチパス干渉環境下において、差動検波に位相誤差が発生し、復調を誤り、正しく情報を取り出せず、安定して受信ができなくなるという問題がある。

　また、Ｐ１位置検出部２００１において、Ｐ１シンボルの位置に誤差があってＦＦＴ切り出し位置がずれた場合、周波数軸において各サブキャリアに異なる回転成分が生じ、この回転成分が同様に差動検波後に残留して位相誤差が発生し、Ｐ１シンボルの復調が誤るという問題がある。

　なお、上記では、ＤＶＢ－Ｔ２フレームのＰ１シンボルを対象とし、マルチパス干渉環境下での差動検波時の位相誤差の発生を課題として説明したが、受信信号（差動変調された受信信号だけに限定されない）の受信性能の劣化は受信側において大きな問題である。

　そこで、本発明は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルの受信性能の向上を図ることができるＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信回路、ＯＦＤＭ受信方法、及びＯＦＤＭ受信プログラムを提供することを目的とする。

　上記課題を解決するために、本発明の一態様のＯＦＤＭ受信装置は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部と、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、を備える。

　上記のＯＦＤＭ受信装置によれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号とを用いたデコード処理が実施されているため、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下や直交変換の切り出し位置にずれが生じた場合においてデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

本発明の一例のＯＦＤＭ受信装置Ａの構成図。本発明の他の例のＯＦＤＭ受信装置Ｂの構成図。本発明のさらに他の例のＯＦＤＭ受信装置Ｃの構成図。第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ受信装置１の構成図。図４の復調部３０の構成図。図５のＰ１復調部１０３の構成図。図６のＰ１直交変換部１５３Ｕ及びＰ１直交変換部１５３Ｇが直交変換を実施するＰ１シンボルの信号部分を説明するための模式図。図６のＰ１デコード部１５６の構成図。図８の差動復調部２０２の構成図。図８のパターンマッチング部２０３の構成図。Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号の周波数位置とＰ１シンボルのガードインターバル区間の信号の周波数位置とを比較するための模式図。第２の実施の形態のＰ１デコード部３５０の構成図。図１２の差動復調部２０２Ｕの構成図。図１２の差動復調部２０２Ｇの構成図。第３の実施の形態のＰ１デコード部４００の構成図。図１５の差動復調部４０１の構成図。第４の実施の形態のＰ１デコード部４５０の構成図。第５の実施の形態のＰ１復調部５００の構成図。図１８の加算部５０１及びＰ１直交変換部５０２の処理内容を説明するための模式図。図１８のＰ１デコード部５０４の構成図。図２０の差動復調部５３２の構成図。第６の実施の形態のＰ１復調部６００の構成図。図２２のＰ１デコード部６０１の構成図。第７の実施の形態のＰ１復調部６１０の構成図。図２４のＰ１デコード部６１１の構成図。第８の実施の形態のＰ１復調部６２０の構成図。図２６のＰ１デコード部６２１の構成図。第９の実施の形態のＰ１復調部６３０の構成図。図２８のＰ１デコード部６３１の構成図。第１０の実施の形態のパターンマッチング部７００の構成図。図３０の重み付け生成部７０１が生成する、物理サブキャリア間隔に対する重み付けの一例を示す図。図３０の重み付け生成部７０１が生成する、物理サブキャリア間隔に対する重み付けの一例を示す図。変形例におけるＰ１復調部８００の構成図。ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格のフレーム構造を表す模式図。Ｐ１シンボルの時間軸の送信フォーマットを表す模式図。Ｐ１シンボルの周波数軸の送信フォーマットを表す模式図。Ｐ１シンボルを生成するＰ１生成部１０００の構成図。Ｓ１信号及びＳ２信号の値に対する変換系列を表す図。Ｐ１シンボルにおけるＡｃｔｉｖｅキャリア位置を表す図。ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格で許容されるＦＦＴサイズとガードインターバル比とパイロットパターンの組合せを示す図。ＦＦＴサイズに対する１フレーム当たりのＰ２シンボルのシンボル数を示す図。従来のＰ１復調部２０００の構成図。図４２のＰ１デコード部２００６の構成図。隣接するＡｃｔｉｖｅキャリアの間隔の分布を表す図。

　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信装置は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部と、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、を備える。

　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信回路は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換回路と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換回路と、前記第１直交変換回路による直交変換の結果と前記第２直交変換回路による直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード回路と、を備える。

　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信方法は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、前記第１直交変換ステップにおける直交変換の結果と前記第２直交変換ステップにおける直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、を有する。

　本発明の一態様である第１のＯＦＤＭ受信プログラムは、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、前記第１直交変換ステップにおける直交変換の結果と前記第２直交変換ステップにおける直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、を実行させる。

　これらによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号とを用いたデコード処理が実施されているため、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下や直交変換の切り出し位置にずれが生じた場合においてデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

　ここで、第１のＯＦＤＭ受信装置の一構成例を図１に示す。図１のＯＦＤＭ受信装置Ａは、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信する。第１直交変換部Ａ１は、第１のＯＦＤＭ受信装置の第１直交変換部に当たり、有効シンボル区間の信号を直交変換する。また、第２直交変換部Ａ２は、第１のＯＦＤＭ受信装置の第２直交変換部に当たり、ガードインターバル区間の信号を直交変換する。更に、デコード部Ａ３は、第１のＯＦＤＭ受信装置のデコード部に当たり、第１直交変換部Ａ１による直交変換の結果と第２直交変換部による直交変換の結果とに基づいてＯＦＤＭシンボルの復調処理を実施する。

　本発明の一態様である第２のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号の全体又は一部は、前記有効シンボル区間の信号の全体又は一部を周波数シフトしたものである。

　これによれば、ガードインターバル区間の信号の全体又は一部は有効シンボル区間の全体又は一部を周波数シフトしたものであるため、同じ送信情報の全体又は一部が異なる２つの周波数で送信され（異なる２つの伝送路特性で送信され）、両方の信号を用いてＯＦＤＭシンボルのデコード処理が実施されている。このため、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下においてデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

　本発明の一態様である第３のＯＦＤＭ受信装置は、第２のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号又は前記第２直交変換部による直交変換の結果に対して前記周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を前記第２直交変換部の前段又は後段において実施する補正部を更に備え、前記デコード部は、前記デコード処理を、前記第１直交変換部による直交変換の結果と、前記ガードインターバル区間の前記補正処理後の信号に対する前記第２直交変換部による直交変換の結果又は前記補正処理後の直交変換の結果と、に基づいて行う。

　これによれば、ガードインターバル区間の信号の全体又は一部が有効シンボル区間の全体又は一部を周波数シフトしたものであることを考慮したデコード処理を実施でき、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下においてデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

　本発明の一態様である第４のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルであり、前記ガードインターバル区間は、前記有効シンボル区間より手前の前ガードインターバル区間と、前記有効シンボル区間より後ろの後ガードインターバル区間とからなり、前記第２直交変換部は、前記直交変換を、前記前ガードインターバル区間の信号と前記後ガードインターバル区間の信号とを結合した信号を用いて行う。

　これによれば、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルのデコード誤りを低減することができる。

　本発明の一態様である第５のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、前記デコード部は、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　本発明の一態様である第６のＯＦＤＭ受信装置は、第５のＯＦＤＭ受信装置において、前記差動復調部は、前記差動復調を、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施することなく、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とを用いて行う。

　本発明の一態様である第７のＯＦＤＭ受信装置は、第５のＯＦＤＭ受信装置において、前記差動復調部は、前記差動復調を、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施し、加算処理の結果を用いて行う。

　これらによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号との２つを用いて差動復調が実施されるので、デコード誤りを低減して、受信性能の向上が図られる。

　本発明の一態様である第８のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、前記デコード部は、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調、前記第１直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第２直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、の少なくとも２つの差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　本発明の一態様である第９のＯＦＤＭ受信装置は、第８のＯＦＤＭ受信装置において、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調は、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施することなく、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とを用いた差動復調、及び、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施し、加算処理の結果を用いた差動復調、の少なくとも一方である。

　これらによれば、使用する信号の組合せが異なる複数種類の差動復調を実施して送信情報の推定を行っているため、ＯＦＤＭシンボルで送信されている送信情報の推定精度の向上が図られる。

　本発明の一態様である第１０のＯＦＤＭ受信装置は、第１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号は、夫々、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとからなり、隣り合う前記Ａｃｔｉｖｅキャリアの物理サブキャリア間隔は一定ではなく、前記デコード部は、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて物理サブキャリア間隔が大きい程重み付けが小さくなるように重み付けを行って前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　これによれば、誤っている可能性が低い差動復調の結果の重み付けを大きくした送信情報の推定が実施されるので、ＯＦＤＭシンボルで送信されている送信情報の推定精度の向上が図られる。

　本発明の一態様である第１１のＯＦＤＭ受信装置は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算部と、前記加算部による加算処理の結果を直交変換する直交変換部と、前記直交変換部による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、を備える。

　本発明の一態様である第２のＯＦＤＭ受信回路は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算回路と、前記加算回路による加算処理の結果を直交変換する直交変換回路と、前記直交変換回路による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード回路と、を備える。

　本発明の一態様である第２のＯＦＤＭ受信方法は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算ステップと、前記加算ステップにおける加算処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、を有する。

　本発明の一態様である第２のＯＦＤＭ受信プログラムは、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算ステップと、前記加算ステップにおける加算処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、を実行させる。

　これらによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号とを用いたデコード処理が実施されているため、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下においてデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

　ここで、第１１のＯＦＤＭ受信装置の一構成例を図２に示す。図２のＯＦＤＭ受信装置Ｂは、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信する。加算部Ｂ１は、第１１のＯＦＤＭ受信装置の加算部に当たり、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号との加算処理を実行する。また、直交変換部Ｂ２は、第１１のＯＦＤＭ受信装置の直交変換部に当たり、加算部Ｂ１による加算処理の結果を直交変換する。更に、デコード部Ｂ３は、第１１のＯＦＤＭ受信装置のデコード部に当たり、直交変換部Ｂ２による直交変換の結果に基づいてＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施する。

　本発明の一態様である第１２のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号の全体又は一部は、前記有効シンボル区間の信号の全体又は一部を周波数シフトしたものである。

　本発明の一態様である第１３のＯＦＤＭ受信装置は、第１２のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号に対して前記周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を実施する補正部を更に備え、前記加算部は、前記加算処理を、前記有効シンボル区間の信号と、前記ガードインターバル区間の前記補正処理後の信号とを用いて行う。

　本発明の一態様である第１４のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルであり、前記ガードインターバル区間は、前記有効シンボル区間より手前の前ガードインターバル区間と、前記有効シンボル区間より後ろの後ガードインターバル区間とからなり、前記加算部は、前記加算処理を、前記前ガードインターバル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号とを結合した信号を用いて行う。

　本発明の一態様である第１５のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、前記デコード部は、前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　これらによれば、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号との２つを用いて行われた加算処理の結果に対して差動復調が実施されるので、デコード誤りを低減して、受信性能の向上が図られる。

　本発明の一態様である第１６のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部を更に備え、前記デコード部は、前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第１直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　本発明の一態様である第１７のＯＦＤＭ受信装置は、第１６のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部を更に備え、前記差動復調部は、更に、前記第２直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する。

　本発明の一態様である第１８のＯＦＤＭ受信装置は、第１７のＯＦＤＭ受信装置において、前記差動復調部は、更に、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する。

　本発明の一態様である第１９のＯＦＤＭ受信装置は、第１６のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部を更に備え、前記差動復調部は、更に、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する。

　これによれば、複数種類の差動復調を実施して送信情報の推定を行っているため、ＯＦＤＭシンボルで送信されている送信情報の推定精度の向上が図られる。

　本発明の一態様である第２０のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第１直交変換部を更に備え、前記デコード部は、前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第１直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　本発明の一態様である第２１のＯＦＤＭ受信装置は、第２０のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第２直交変換部を更に備え、前記差動復調部は、更に、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する。

　本発明の一態様である第２２のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部と、前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部と、を更に備え、前記デコード部は、前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を備える。

　これらによれば、複数種類の差動復調を実施して送信情報の推定を行っているため、ＯＦＤＭシンボルで送信されている送信情報の推定精度の向上が図られる。

　本発明の一態様である第２３のＯＦＤＭ受信装置は、第１１のＯＦＤＭ受信装置において、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号は、夫々、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとからなり、隣り合う前記Ａｃｔｉｖｅキャリアの物理サブキャリア間隔は一定ではなく、前記デコード部は、前記直交変換部による直交変換の結果に基づく差動復調を実施する差動復調部と、前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて物理サブキャリア間隔が大きい程重み付けが小さくなるように重み付けを行って前記送信情報を推定する送信情報推定部と、を更に備える。

　本発明の一態様である第２４のＯＦＤＭ受信装置は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換部と、前記直交変換部による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、を備える。

　本発明の一態様である第３のＯＦＤＭ受信回路は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換回路と、前記直交変換回路による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード回路と、を備える。

　本発明の一態様である第３のＯＦＤＭ受信方法は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、を有する。

　本発明の一態様である第３のＯＦＤＭ受信プログラムは、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、を実行させる。

　これらによれば、有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号を利用したデコード処理が実施されるため、有効シンボル区間の信号に妨害があるような環境下においても、ＯＦＤＭシンボルのデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

　ここで、第２４のＯＦＤＭ受信装置の一構成例を図３に示す。図３のＯＦＤＭ受信装置Ｃは、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信する。直交変換部Ｃ１は、第２４のＯＦＤＭ受信装置の直交変換部に当たり、前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する。また、デコード部Ｃ２は、第２４のＯＦＤＭ受信装置のデコード部に当たり、直交変換部による直交変換の結果に基づいてＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施する。

　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。

　≪第１の実施の形態≫
　以下、本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１について、図面を参照しつつ説明する。但し、第１の実施の形態及び後述する各実施の形態では、第二世代の欧州地上デジタル放送規格であるＤＶＢ－Ｔ２方式に準拠したデジタル放送の受像機として動作するＯＦＤＭ受信装置を例に挙げて説明を行う。なお、ＯＦＤＭ受信装置１が受信する受信信号は、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに則ったＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号である。

　図４は、第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１の構成図である。ＯＦＤＭ受信装置１は、アンテナ１０と、チューナ２０と、復調部３０と、デコード部４０と、表示部５０とを備える。

　アンテナ１０は、不図示の放送局から発せられた放送波を受信し、受信した放送波をチューナ２０へ出力する。チューナ２０は、アンテナ１０から入力された複数の放送波の中から所望の受信チャンネルの受信信号を選択し、選択した受信信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯からＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯に変換し、ＩＦ帯の受信信号を復調部３０へ出力する。復調部３０は、後に詳述するように、チューナ２０から入力された受信信号を復調し、復調の結果得られた信号をデコード部４０へ出力する。

　デコード部４０は、復調部３０から入力された信号、例えばＨ．２６４等で圧縮された信号を映像信号や音声信号にデコードし、デコードした映像信号や音声信号を表示部５０へ出力する。表示部５０は、デコード部４０から入力された映像信号に基づいて映像表示を行い、デコード部４０から入力された音声信号に基づいて音声出力を行う。

　以下、図４の復調部３０について図５を参照しつつ説明する。図５は図４の復調部３０の構成図である。復調部３０は、Ａ／Ｄ変換部６０と、復調中核部７０と、制御情報収集部８０とを備える。

　Ａ／Ｄ変換部６０には、図４のチューナ２０からＩＦ帯の受信信号が入力される。Ａ／Ｄ変換部６０は、チューナ２０から入力された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、デジタル信号に変換された受信信号（以下、「デジタル受信信号」と言う。）を復調中核部７０内の後述する直交復調部１０１へ出力する。

　復調中核部７０は、直交復調部１０１と、ｆｃ補正部１０２と、Ｐ１復調部１０３と、ＧＩ判定部１０４と、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５と、直交変換部１０６と、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７と、伝送路特性推定部１０８と、等化部１０９と、誤り訂正部１１０とを備える。復調中核部７０内の各部は、必要に応じて制御情報収集部８０によって収集された制御情報を用いて動作する。

　直交復調部１０１は、Ａ／Ｄ変換部６０から入力されたＩＦ帯のデジタル受信信号を固定周波数により直交復調し、直交復調の結果得られた複素ベースバンド信号（同相成分と直交成分とからなる信号）をｆｃ補正部１０２へ出力する。

　ｆｃ補正部１０２は、これまでに、Ｐ１復調部１０３によって検出された狭帯域キャリア周波数誤差量（後述）及び広帯域キャリア周波数誤差量（後述）、これまでに狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５によって算出された狭帯域キャリア周波数誤差量（後述）、及び、これまでに広帯域ｆｃ誤差算出部１０７によって算出された広帯域キャリア周波数誤差量（後述）に基づいて、補正キャリア周波数を発生する。ｆｃ補正部１０２は、補正キャリア周波数を基に、直交復調部１０１から入力された複素ベースバンド信号のキャリア周波数のずれを補正し、キャリア周波数のずれが補正された複素ベースバンド信号をＰ１復調部１０３、ＧＩ判定部１０４、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５、及び直交変換部１０６へ出力する。

　なお、直交復調部１０１で固定周波数を用いた直交復調を行い、ｆｃ補正部１０２でキャリア周波数のずれを補正するようにしているが、これに限定されるものではなく、例えば次のようなものであってもよい。キャリア周波数のずれの補正を同時に行う直交復調部は、固定周波数と検出されたキャリア周波数の誤差量とを足し合わせた周波数を用いた直交復調を行い、キャリア周波数のずれが補正された複素ベースバンド信号を得るようにしてもよい。

　Ｐ１復調部１０３にはｆｃ補正部１０２からキャリ周波数のずれが補正された複素ベースバンド信号が入力される。Ｐ１復調部１０３は、入力された複素ベースバンド信号から、ＤＶＢ－Ｔ２フレームに含まれるＰ１シンボルを検出する。Ｐ１復調部１０３は、Ｐ１シンボルから、Ｐ１シンボルのサブキャリア間隔以内の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）及びＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を検出し、それらを基にＰ１シンボルのキャリア周波数のずれを補正する。そして、Ｐ１復調部１０３は、キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１シンボルで送信されたＰ１送信情報（ＦＦＴサイズ情報、ＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ情報、ＦＥＦ有無情報など）を制御情報として制御情報収集部８０へ出力する。また、Ｐ１復調部１０３は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する。なお、Ｐ１復調部１０３の詳細については図６等を参照して後述する。

　ＧＩ判定部１０４は、Ｐ１シンボルで送信されたＰ２シンボルやデータシンボルのＦＦＴサイズが何であるかに関する情報（ＦＦＴサイズ情報）を制御情報収集部８０から受け取る。ＧＩ判定部１０４は、ＤＶＢ－Ｔ２で規定されている各ガードインターバル比で、受け取ったＦＦＴサイズを基に、ｆｃ補正部１０２から入力されたＰ２シンボル又はデータシンボルにおけるガードインターバル区間の信号と有効シンボル区間の後ろ部分の信号との相関（ガード相関）を算出する。ＧＩ判定部１０４は、ガード相関の算出結果を基に、実際の送信に用いられている、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのガードインターバル比を推定し、推定したガードインターバル比を制御情報として制御情報収集部８０へ出力する。

　なお、ＧＩ判定部１０４におけるガード相関の算出対象を、ＤＶＢ－Ｔ２で規定されているガードインターバル比の全てとする代わりに、例えば、ＦＦＴサイズを基に特定できる実際の送信に用いられる可能性があるガードインターバル比（図４０参照）のみとしてもよく、ＦＦＴサイズ及びＭＩＳＯかＳＩＳＯかを基に特定できる実際の送信に用いられる可能性があるガードインターバル比（図４０参照）のみとしてもよい。

　狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５は、制御情報収集部８０からＰ２シンボル及びデータシンボルのＦＦＴサイズやそれらのガードインターバル比を受け取る。そして、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５は、ＦＦＴサイズとガードインターバル比とを用いて、ｆｃ補正部１０２から入力されたＰ２シンボル及びデータシンボルにおけるガードインターバル区間の信号と有効シンボル区間の後ろ部分の信号との相関（ガード相関）を算出する。そして、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５は、算出したガード相関に基づいて、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのサブキャリア間隔以内の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、算出した狭帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する。

　直交変換部１０６は、ｆｃ補正部１０２から入力されたＰ２シンボル及びデータシンボルの有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）を、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７、伝送路特性推定部１０８及び等化部１０９へ出力する。なお、直交変換部１０６は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。

　ここでは、一例として、直交変換部１０６は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。直交変換部１０６は、Ｐ２シンボル及びデータシンボルの有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）に対してＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）を広帯域ｆｃ誤差算出部１０７、伝送路特性推定部１０８、及び等化部１０９へ出力する。なお、直交変換部１０６の処理はこれに限定されるものではない。

　広帯域ｆｃ誤差算出部１０７は、直交変換部１０６から入力された周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ２シンボル及びデータシンボルに関する信号）を用いて、それに含まれるパイロット信号の配置系列の相関を算出する。そして、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７は、相関の算出結果を利用して、Ｐ２シンボル及びデータシンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）を算出し、算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する。

　なお、Ｐ１復調部３０を、例えば、次のような構成に変更してもよい。直交変換部１０６と伝送路特性推定部１０８及び等化部１０９との間に広帯域ｆｃ補正部を設け、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７は算出した広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力する代わりに広帯域ｆｃ補正部へ出力する。広帯域ｆｃ補正部は、広帯域ｆｃ誤差算出部１０７によって算出された広帯域キャリア周波数誤差量を用いて、直交変換部１０６から入力されるＰ２シンボル及びデータシンボルのキャリア周波数のずれを補正し、キャリア周波数のずれが補正されたＰ２シンボルやデータシンボルを伝送路特性推定部１０８と等化部１０９とへ出力する。

　伝送路特性推定部１０８には、直交変換部１０６から周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ２シンボル及びデータシンボルに関する信号）が入力される。伝送路特性推定部１０８は、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪みの特性（伝送路特性）を、それに含まれるパイロット信号を利用して推定し、推定した伝送路特性を等化部１０９へ出力する。

　等化部１０９には、直交変換部１０６から周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ２シンボル及びデータシンボルに関する信号）が入力される。等化部１０９は、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号に対して、伝送路特性推定部１０８によって推定された伝送路特性を用いて、振幅及び位相の歪みの補正を実施する。そして、等化部１０９は、振幅及び位相の歪みが補正された信号を誤り訂正部１１０へ出力する。

　誤り訂正部１１０は、等化部１０９から入力された振幅及び位相の歪みが補正された信号に対し誤り訂正処理を実施し、例えばトランスポートストリーム等のストリームを図４のデコード部４０へ出力し、Ｐ２シンボルで送信されたＰ２送信情報（パイロットパターン情報、伝送モード情報、フレーム当たりのシンボル数、変調方法、ＦＥＣ符号の符号化率など）を制御情報として制御情報収集部８０へ出力する。

　制御情報収集部８０は、Ｐ１復調部１０３、ＧＩ判定部１０４、及び誤り訂正部１１０から収集した制御情報から送信パラメータを分類して復調中核部７０内の各部へ出力する。復調中核部７０内の各部は、必要に応じて制御情報収集部８０によって収集された制御情報を用いて動作する。

　なお、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、図４及び図５で説明した各部のうち復調部３０内のＰ１復調部１０３が従来技術と大きく異なる。

　以下、図５のＰ１復調部１０３について図６を参照して説明する。

　図６は図５のＰ１復調部１０３の構成図である。Ｐ１復調部１０３は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｕと、Ｐ１直交変換部１５３Ｇと、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕと、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇと、Ｐ１デコード部１５６とを備える。

　Ｐ１位置検出部１５１には、図５のｆｃ補正部１０２から時間領域の複素ベースバンド信号が入力される。Ｐ１位置検出部１５１は、入力された時間領域の複素ベースバンド信号を用いて、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号とＰ１シンボルの有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していく。そして、Ｐ１位置検出部１５１は、算出した相関値をガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の時間幅で区間積分していき、区間積分値のピークを検出することによって入力された複素ベースバンド信号でのＰ１シンボルの位置を検出する。

　但し、相関の算出処理は、送信側で付加されたｆ_ＳＨ分の周波数シフトを考慮して行われる。所定の部分とは、前ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の前部分であり、後ガードインターバル区間に対しては、有効シンボル区間内の後ろ部分である（図３５参照）。なお、後述するＰ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２による相関の算出処理においても同様である。

　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、Ｐ１シンボルのガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の信号と有効シンボル区間の所定の部分の信号との相関（ガード相関）を算出していく。そして、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、算出した相関値をガードインターバル区間（前ガードインターバル区間、後ガードインターバル区間）の時間幅で区間積分していき、区間積分値の位相を算出していく。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、Ｐ１位置検出部１０１により検出されたＰ１シンボルの位置のタイミングでの位相の値を基にＰ１シンボルのサブキャリア間隔以内の周波数誤差量（狭帯域キャリア周波数誤差量）を検出する。Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの狭帯域キャリア周波数のずれを補正し、狭帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボルをＰ１直交変換部１５３Ｕ及びＰ１直交変換部１５３Ｇへ出力する。また、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２は、検出した狭帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力する。

　Ｐ１直交変換部１５３Ｕには、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２からＰ１シンボルが入力される。Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、図７に示すように、Ｐ１シンボルから有効シンボル区間の信号（図７の有効シンボル（Ａ）の信号）を切り出し、切り出した有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕへ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。

　ここでは、一例として、Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。Ｐ１直交変換部１５３Ｕは、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）に対してＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕへ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｕの処理はこれに限定されるものではない。

　ＣＤＳテーブル生成部１５４は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの位置を示す系列（Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列）を生成し、生成したＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕ及びＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇへ出力する。ここで、Ａｃｔｉｖｅキャリアの配置系列は、図３９に示すＡｃｔｉｖｅキャリアの位置を「１」とし、それ以外のＮｕｌｌキャリア（Ｕｎｕｓｅｄキャリア）の位置を「０」とした系列である。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕには、Ｐ１直交変換部１５３Ｕから周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間）が入力される。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕは、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号の各サブキャリアのパワーを算出する。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕは、算出した各サブキャリアのパワー値を順次１サブキャリアずつシフトしながら、複数のサブキャリアのパワー値によって構成される系列とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列（ＣＤＳテーブル生成部１５４からの入力）との配置相関を算出していく。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕは、最大となる相関値を検出し、最大となる相関値を得るシフト量をＰ１シンボルの有効シンボル区間でのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）として検出する。

　そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕは、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間）の広帯域キャリア周波数のずれを補正する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕは、広帯域キャリア周波数のずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間）からＡｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出してＰ１デコード部１５６へ出力する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕは、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力する。

　Ｐ１直交変換部１５３Ｇには、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２からＰ１シンボルが入力される。Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、図７に示すように、Ｐ１シンボルから前ガードインターバル区間の信号（図７のガードインターバル（Ｃ）の信号）及び後ガードインターバル区間の信号（図７のガードインターバル（Ｂ）の信号）を切り出し、時間的に連続となるようにそれらを結合する。なお、前ガードインターバル区間と後ガードインターバル区間とを結合した区間を、「結合ガードインターバル区間」と呼ぶことにする。そして、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、結合ガードインターバル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇへ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。

　ここでは、一例として、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。Ｐ１直交変換部１５３Ｇは、結合ガードインターバル区間の信号（時間領域の複素ベースバンド信号）に対してＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇへ出力する。なお、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの処理はこれに限定されるものではない。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇには、Ｐ１直交変換部１５３Ｇから周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間）が入力される。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号の各サブキャリアのパワーを算出する。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、算出した各サブキャリアのパワー値を順次１サブキャリアずつシフトしながら、複数のサブキャリアのパワー値によって構成される系列とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列（ＣＤＳ生成部１５４からの入力）との配置相関を算出していく。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、最大となる相関値を検出し、最大となる相関値を得るシフト量をＰ１シンボルの結合ガードインターバル区間でのＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）として検出する。

　そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間）の広帯域キャリア周波数のずれを補正する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、広帯域キャリア周波数のずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間）からＡｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出してＰ１デコード部１５６へ出力する。

　ここで、前ガードインターバル区間の信号及び後ガードインターバル区間の信号は、上述したように、有効シンボル区間の所定部分の信号をｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトしたものである（有効シンボル区間の所定部分の信号より１サブキャリア分周波数が高くなっている）。ここでは、結合ガードインターバル区間の複素ベースバンド信号を－ｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトする補正処理（ｆ_ＳＨ分だけの周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理）を、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の広帯域キャリア周波数誤差量に基づく広帯域キャリア周波数のずれの補正に含めて行っている。つまり、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、ガードインターバル区間の信号に対して送信側で施されたｆ_ＳＨ分だけの周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフト（－ｆ_ＳＨ分だけの周波数シフト）の実施に係る補正処理を行う補正部としての機能も担っている。

　なお、結合ガードインターバル区間の複素ベースバンド信号を－ｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトする補正処理は、これに限定されるものではなく、例えば次のようなものであってもよい。Ｐ１直交変換部１５３Ｇの前段に補正部を設け、この補正部は時間領域の複素ベースバンド信号に対して－ｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトさせ、周波数シフトさせた時間領域の複素ベースバンド信号をＰ１直交変換部１５３Ｇへ出力する。或いは、Ｐ１直交変換部１５３Ｇの後段に補正部を設け、この補正部はＰ１直交変換部１５３Ｇの出力信号（周波数領域の複素ベースバンド信号）に対して１サブキャリア分だけ周波数が低くなるように補正し（－ｆ_ＳＨ分だけの周波数シフトに相当）、周波数を低くした周波数領域の複素ベースバンド信号をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇへ出力する。或いは、Ｐ１直交変換部１５３Ｇは直交変換を実施する際に－ｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトする補正処理を行う。

　Ｐ１デコード部１５６には、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕから、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアが入力されるとともに、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇから結合ガードインターバル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアが入力される。Ｐ１デコード部１５６は、図８等を参照して後述するように、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアと、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアとを用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１シンボルで送信されたＰ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、図６のＰ１デコード部１５６について図８及び図９を参照して説明する。

　図８は図６のＰ１デコード部１５６の構成図である。Ｐ１デコード部１５６は、デスクランブル部２０１Ｕと、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部２０２と、パターンマッチング部２０３とを備える。なお、Ｐ１デコード部１５６及び後述する各実施の形態のＰ１デコード部では、Ｐ１シンボルの低い周波数領域のＳ１信号のみを用いてＰ１シンボルのデコード処理を実施するものとする。

　デスクランブル部２０１Ｕには、図６のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕから、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_Ｕが入力される。デスクランブル部２０１Ｕは、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_Ｕに対して、下記の（数２０）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを差動復調部２０２へ出力する。

　具体的には、デスクランブル部２０１Ｕは、送信側で乗算された、ＰＲＢＳに基づく信号ＰＲＢＳ_ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を用いて、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_Ｕを構成する信号Ａｃｔ_Ｕ，ｉに対して、下記の（数２１）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉを差動復調部２０２へ出力する。

　デスクランブル部２０１Ｇには、図６のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇから、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間のＡｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_Ｇが入力される。デスクランブル部２０１Ｇは、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_Ｇに対して、下記の（数２２）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを差動復調部２０２へ出力する。

　具体的には、デスクランブル部２０１Ｇは、送信側で乗算された、ＰＲＢＳに基づく信号ＰＲＢＳ_ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を用いて、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_Ｇを構成する信号Ａｃｔ_Ｇ，ｉに対して、下記の（数２３）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉを差動復調部２０２へ出力する。

　差動復調部２０２には、デスクランブル部２０１ＵからＰ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕが入力されるとともに、デスクランブル部２０１ＧからＰ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇが入力される。差動復調部２０２は、図９を参照して後述するように、信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕと信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇとを用いて差動復調を実施し、差動復調された信号系列ＤＥＭＯＤ_ＵＧをパターンマッチング部２０３へ出力する。但し、差動復調部２０２が実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。

　ここで、差動復調部２０２について図９を参照して説明する。図９は図８の差動復調部２０２の構成図である。なお、図９では、差動復調部２０２の入力を明確にするため、デスクランブル部２０１Ｕ及びデスクランブル部２０１Ｇも図示している。

　差動復調部２０２は、遅延部２５１と、共役複素演算部２５２と、乗算器２５３と、硬判定部２５４とを備える。差動復調部２０２では、デスクランブル部２０１Ｇから遅延部２５１に、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを構成する信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。また、デスクランブル部２０１Ｕから乗算器２５３に、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを構成する信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。

　遅延部２５１は、デスクランブル部２０１Ｇから入力された信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を１Ａｃｔｉｖｅキャリア毎に１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させて共役複素演算部２５２へ出力する。

　共役複素演算部２５２は、遅延部２５１の出力信号（信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させた信号系列の信号）の共役複素を算出し、算出された共役複素の信号を乗算器２５３へ出力する。

　乗算器２５３は、下記の（数２４）に示すように、デスクランブル部２０１Ｕから入力された信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、共役複素演算部２５２から入力された共役複素の信号ＤＥＳＣＲ^＊ _{Ｇ，ｉ－１}とを複素乗算し、複素乗算の結果得られた信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_ＵＧ，ｉを硬判定部２５４へ出力する。

　但し、乗算器２５３は、ｉ＝０は基準のため、複素乗算を行わず、下記の（数２５）に示すように、信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，０をそのまま信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_ＵＧ，０として硬判定部２５４へ出力する。

　硬判定部２５４は、乗算器２５３から入力された信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_ＵＧ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）に対して、下記の（数２６）に示す実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，ｉを図８のパターンマッチング部２０３へ出力する。

　なお、硬判定として、信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_ＵＧ，ｉが「０」である場合、信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，ｉを「０」として出力しているが、「１」として出力してもよい。なお、他の硬判定においても同様である。

　図８のパターンマッチング部２０３は、図１０を参照して後述するように、差動復調部２０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，０，ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３１９}を用いてパターンマッチング処理を実施して、Ｐ１シンボルで送信されたＳ１信号及びＳ２信号を推定し、推定したＳ１信号及びＳ２信号を用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。なお、パターンマッチング部２０３は、送信情報推定部の一例に当たる。

　ここで、パターンマッチング部２０３について図１０を参照して説明する。図１０は図８のパターンマッチング部２０３の構成図である。パターンマッチング部２０３は、系列発生部３０１と、演算部３０２と、最大値検出部３０３とを備える。

　系列発生部３０１は、図３８に示した系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）及び系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）を順次発生して演算部３０２へ出力する。

　演算部３０２は、差動復調部２０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，０，ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３１９}を、下記の（数２７）及び下記の（数２８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　演算部３０２は、下記の（数２９）に示すように、系列発生部３０１から順次入力される、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求め、求めた相関値を最大値検出部３０３へ出力する。また、演算部３０２は、下記の（数３０）に示すように、系列発生部３０１から順次入力される、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ２，ｋ}を求め、求めた相関値を最大値検出部３０３へ出力する。

　最大値検出部３０３は、上記の（数２９）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、最大値検出部３０３は、上記の（数３０）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。そして、最大値検出部３０３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、Ｐ１復調部１５６での復調の精度が向上する理由について説明する。

　Ｐ１シンボルの前ガードインターバル区間及び後ガードインターバル区間の信号は、上述したように、有効シンボルの対応区間の信号をｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトした（１サブキャリア分周波数が高くなるように周波数シフトした）ものである。つまり、図１１に示すように、送信したＯＦＤＭ信号において、前ガードインターバル区間及び後ガードインターバル区間の信号の周波数位置が、有効シンボル区間の信号の周波数位置より、１サブキャリア分、周波数の高い方にシフトしている。なお、図１１において、周波数軸の下に記載した値は、サブキャリア番号であり、周波数の値そのものではない。

　従って、有効シンボル区間の信号のサブキャリア番号ｉと、前ガードインターバル区間及び後ガードインターバル区間の信号のサブキャリア番号（ｉ－１）とは、同じ周波数に位置し、ノイズやシンボル間干渉成分を除けば、同じ伝送路特性を持つことになる。例えば、図１１において、有効シンボル区間の信号のサブキャリア番号４５と前ガードインターバル区間のサブキャリア番号４４とが同じ伝送路特性を有する。

　このことから、サブキャリア方向での差動復調を、有効シンボル区間の信号と、前ガードインターバル区間及び後ガードインターバル区間の信号（結合ガードインターバル区間の信号）とを用いて実施することで、差動復調時に課題となったサブキャリア間での伝送路特性の差異による位相誤差の残留成分を１サブキャリア分抑制することができる。例えば、サブキャリア番号４４とサブキャリア番号４５との差動復調において、有効シンボル区間のキャリア番号４５の信号と前ガードインターバル区間のキャリア番号４４の信号とを用いて実施すると、伝送路特性が同じため、位相誤差の残留分がなくなり、位相誤差の残留分に起因する復調誤りが無くなる。同様に、直交変換（例えば、ＦＦＴ）切り出し位置がずれた場合に各サブキャリアが受ける回転成分においても、有効シンボル区間のサブキャリア番号４５の信号と前ガードインターバル区間のサブキャリア番号４４の信号とを用いて実施すると、回転成分が同じため、位相誤差の残留分がなくなり、位相誤差の残留分に起因する復調誤りが無くなる。

　このように、差動復調時に課題となったサブキャリア間の伝送路特性の差異による位相誤差の残留成分を１サブキャリア分抑制することができるため、差動復調の誤りを低減できる。この結果、パターンマッチング部２０３におけるＰ１シンボルのデコード誤りを軽減し、マルチパス干渉環境下や直交変換（例えば、ＦＦＴ）切り出し位置にずれが生じた場合においても正しくＳ１、Ｓ２信号を得ることが可能となる。

　≪第２の実施の形態≫
　以下、本発明の第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１デコード部１５６と異なるＰ１デコード部３５０を備える点で、ＯＦＤＭ受信装置１と異なる。

　以下、Ｐ１デコード部３５０について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１デコード部３５０は、有効シンボル区間の信号と結合ガードインターバル区間の信号とを用いた差動復調に加え、有効シンボル区間の信号のみを用いた差動復調及び結合ガードインターバル区間の信号のみを用いた差動復調を行うことによって、Ｐ１シンボルのデコード処理を行うものである。

　図１２は、第２の実施の形態のＰ１デコード部３５０の構成図である。Ｐ１デコード部３５０は、デスクランブル部２０１Ｕと、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部２０２と、差動復調部２０２Ｕと、差動復調部２０２Ｇと、パターンマッチング部３５１とを備える。

　デスクランブル部２０１Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕ）は、差動復調部２０２及び差動復調部２０２Ｕに供給される。また、デスクランブル部２０１Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇ）は、差動復調部２０２及び差動復調部２０２Ｇに供給される。なお、差動復調部２０２は、第１の実施の形態で説明した通り、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_ＵとＰ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇとを用いて差動復調を実施する。

　差動復調部２０２Ｕは、図１３を参照して後述するように、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕのみを用いて差動復調を実施し、差動復調された信号系列ＤＥＭＯＤ_Ｕをパターンマッチング部３５１へ出力する。但し、差動復調部２０２Ｕが実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。

　ここで、差動復調部２０２Ｕについて図１３を参照して説明する。図１３は図１２の差動復調部２０２Ｕの構成図である。なお、図１３では、差動復調部２０２Ｕの入力を明確にするため、デスクランブル部２０１Ｕも図示している。

　差動復調部２０２Ｕは、遅延部２５１Ｕと、共役複素演算部２５２Ｕと、乗算器２５３Ｕと、硬判定部２５４Ｕとを備える。差動復調部２０２Ｕでは、デスクランブル部２０１Ｕから遅延部２５１Ｕ及び乗算器２５３Ｕに、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを構成する信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。

　遅延部２５１Ｕは、デスクランブル部２０１Ｕから入力された信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を１Ａｃｔｉｖｅキャリア毎に１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させて共役複素演算部２５２Ｕへ出力する。

　共役複素演算部２５２Ｕは、遅延部２５１Ｕの出力信号（信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させた信号系列の信号）の共役複素を算出し、算出された共役複素の信号を乗算器２５３Ｕへ出力する。

　乗算器２５３Ｕは、下記の（数３１）に示すように、デスクランブル部２０１Ｕから入力された信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、共役複素演算部２５２Ｕから入力された共役複素の信号ＤＥＳＣＲ^＊ _{Ｕ，ｉ－１}とを複素乗算し、複素乗算の結果得られた信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_Ｕ，ｉを硬判定部２５４Ｕへ出力する。

　但し、乗算器２５３Ｕは、ｉ＝０は基準のため、複素乗算を行わず、下記の（数３２）に示すように、信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，０をそのまま信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_Ｕ，０として硬判定部２５４Ｕへ出力する。

　硬判定部２５４Ｕは、乗算器２５３Ｕから入力された信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_Ｕ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）に対して、下記の（数３３）に示す実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｕ，ｉを図１２のパターンマッチング部３５１へ出力する。

　図１２の差動復調部２０２Ｇは、図１４を参照して後述するように、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇのみを用いて差動復調を実施し、差動復調された信号系列ＤＥＭＯＤ_Ｇをパターンマッチング部３５１へ出力する。但し、差動復調部２０２Ｇが実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。

　ここで、差動復調部２０２Ｇについて図１４を参照して説明する。図１４は図１２の差動復調部２０２Ｇの構成図である。なお、図１４では、差動復調部２０２Ｇの入力を明確にするため、デスクランブル部２０１Ｇも図示している。

　差動復調部２０２Ｇは、遅延部２５１Ｇと、共役複素演算部２５２Ｇと、乗算器２５３Ｇと、硬判定部２５４Ｇとを備える。差動復調部２０２Ｇでは、デスクランブル部２０１Ｇから遅延部２５１Ｇ及び乗算器２５３Ｇに、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを構成する信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。

　遅延部２５１Ｇは、デスクランブル部２０１Ｇから入力された信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を１Ａｃｔｉｖｅキャリア毎に１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させて共役複素演算部２５２Ｇへ出力する。

　共役複素演算部２５２Ｇは、遅延部２５１Ｇの出力信号（信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させた信号系列の信号）の共役複素を算出し、算出された共役複素の信号を乗算器２５３Ｇへ出力する。

　乗算器２５３Ｇは、下記の（数３４）に示すように、デスクランブル部２０１Ｇから入力された信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉ（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、共役複素演算部２５２Ｇから入力された共役複素の信号ＤＥＳＣＲ^＊ _{Ｇ，ｉ－１}とを複素乗算し、複素乗算の結果得られた信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_Ｇ，ｉを硬判定部２５４Ｇへ出力する。

　但し、乗算器２５３Ｇは、ｉ＝０は基準のため、複素乗算を行わず、下記の（数３５）に示すように、信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，０をそのまま信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_Ｇ，０として硬判定部２５４Ｇへ出力する。

　硬判定部２５４Ｇは、乗算器２５３Ｇから入力された信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_Ｇ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）に対して、下記の（数３６）に示す実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｇ，ｉを図１２のパターンマッチング部３５１へ出力する。

　図１２のパターンマッチング部３５１は、差動復調部２０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，０，ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３１９}を、上記の（数２７）及び上記の（数２８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　また、パターンマッチング部３５１は、差動復調部２０２Ｕによって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｕ，０，ＤＥＭＯＤ_Ｕ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{Ｕ，３１９}を、下記の（数３７）及び下記の（数３８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　さらに、パターンマッチング部３５１は、差動復調部２０２Ｇによって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｇ，０，ＤＥＭＯＤ_Ｇ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{Ｇ，３１９}を、下記の（数３９）及び下記の（数４０）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　パターンマッチング部３５１は、上記の（数２９）、下記の（数４１）、及び下記の（数４２）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ１，ｋ}を求める。

　また、パターンマッチング部３５１は、上記の（数３０）、下記の（数４３）、及び下記の（数４４）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部３５１は、上記の（数２９）、上記の（数４１）及び上記の（数４２）を用いて算出された２４個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部３５１は、上記の（数３０）、上記の（数４３）及び上記の（数４４）を用いて算出された４８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部３５１は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、マルチパス干渉環境下や直交変換（例えば、ＦＦＴ）切り出し位置にずれが生じた場合だけでなく、受信信号が有効シンボル区間やガードインターバル区間の一部でインパルス雑音等の影響を受けていても、一番信頼のある信号を使ったＰ１シンボルのデコード処理ができるため、Ｐ１シンボルのデコード精度が向上する。

　≪第３の実施の形態≫
　以下、本発明の第３の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第２の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１及び第２の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１デコード部１５６，３５０と異なるＰ１デコード部４００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１デコード部４００について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１デコード部４００は、有効シンボル区間の信号と結合ガードインターバル区間の信号とを用いた差動復調を行うものであるが、その差動復調の仕組みが第１及び第２の実施の形態の差動復調部２０２と異なっている。

　図１５は、第３の実施の形態のＰ１デコード部４００の構成図である。Ｐ１デコード部４００は、デスクランブル部２０１Ｕと、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部４０１と、差動復調部２０２Ｕと、差動復調部２０２Ｇと、パターンマッチング部４０２とを備える。

　デスクランブル部２０１Ｕの出力信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕ）は、差動復調部４０１及び差動復調部２０２Ｕに供給される。また、デスクランブル部２０１Ｇの出力信号（Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇ）は、差動復調部４０１及び差動復調部２０２Ｇに供給される。なお、差動復調部２０２Ｕは、第２の実施の形態で説明した通り、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕのみを用いて差動復調を実施する。また、差動復調部２０２Ｇは、第２の実施の形態で説明した通り、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇのみを用いて差動復調を実施する。

　差動復調部４０１は、図１６を参照して後述するように、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_ＵとＰ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇとを加算する。そして、差動復調部４０１は、加算後の信号系列ＤＥＳＣＲ_ＳＵＧを用いて差動復調を実施し、差動復調された信号系列ＤＥＭＯＤ_ＳＵＧをパターンマッチング部４０２へ出力する。但し、差動復調部４０１が実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。

　ここで、差動復調部４０１について図１６を参照して説明する。図１６は図１５の差動復調部４０１の構成図である。なお、図１６では、差動復調部４０１の入力を明確にするため、デスクランブル部２０１Ｕ及びデスクランブル部２０１Ｇも図示している。

　差動復調部４０１は、加算部４１１と、遅延部４１２と、共役複素演算部４１３と、乗算器４１４と、硬判定部４１５とを備える。差動復調部４０１では、デスクランブル部２０１Ｕから加算部４１１に、Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを構成する信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。また、デスクランブル部２０１Ｇから加算部４１１に、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを構成する信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。

　加算部４１１は、信号ＤＥＳＣＲ_Ｕ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）と信号ＤＥＳＣＲ_Ｇ，ｉとを加算し、加算された信号ＤＥＳＣＲ_{ＳＵＧ，ｉ}を遅延部４１２と乗算器４１４とへ出力する。

　遅延部４１２は、加算部４１１から入力された信号ＤＥＳＣＲ_{ＳＵＧ，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を１Ａｃｔｉｖｅキャリア毎に１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させて共役複素演算部４１３へ出力する。

　共役複素演算部４１３は、遅延部４１２の出力信号（信号系列ＤＥＳＣＲ_ＳＵＧを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させた信号系列の信号）の共役複素を算出し、算出された共役複素の信号を乗算器４１４へ出力する。

　乗算器４１４は、下記の（数４５）に示すように、加算部４１１から入力された信号ＤＥＳＣＲ_{ＳＵＧ，ｉ}（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、共役複素演算部４１３から入力された共役複素の信号ＤＥＳＣＲ^＊ _{ＳＵＧ，ｉ－１}とを複素乗算し、複素乗算の結果得られた信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＳＵＧ，ｉ}を硬判定部４１５へ出力する。

　但し、乗算器４１４は、ｉ＝０は基準のため、複素乗算を行わず、下記の（数４６）に示すように、信号ＤＥＳＣＲ_{ＳＵＧ，０}をそのまま信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＳＵＧ，０}として硬判定部４１５へ出力する。

　硬判定部４１５は、乗算器４１４から入力された信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＳＵＧ，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，３１９）に対して、下記の（数４７）に示す実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，ｉ}を図１５のパターンマッチング部４０２へ出力する。

　図１５のパターンマッチング部４０２は、差動復調部４０１によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，０}，ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，１}，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，３１９}を、下記の（数４８）及び下記の（数４９）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ１}（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ２}（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　また、パターンマッチング部４０２は、差動復調部２０２Ｕによって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｕ，０，ＤＥＭＯＤ_Ｕ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{Ｕ，３１９}を、上記の（数３７）及び上記の（数３８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　さらに、パターンマッチング部４０２は、差動復調部２０２Ｇによって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｇ，０，ＤＥＭＯＤ_Ｇ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{Ｇ，３１９}を、上記の（数３９）及び上記の（数４０）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　パターンマッチング部４０２は、下記の（数５０）、上記の（数４１）、及び上記の（数４２）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ１}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１との相関ＣＯＲＲ_{ＳＵＧ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ１，ｋ}を求める。

　また、パターンマッチング部４０２は、下記の（数５１）、上記の（数４３）、及び上記の（数４４）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ２}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２との相関ＣＯＲＲ_{ＳＵＧ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部４０２は、上記の（数５０）、上記の（数４１）及び上記の（数４２）を用いて算出された２４個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部４０２は、上記の（数５１）、上記の（数４３）及び上記の（数４４）を用いて算出された４８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部４０２は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、受信信号が有効シンボル区間やガードインターバル区間の一部でインパルス雑音等の影響を受けていても、また、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境下といった復調誤りの起きやすい環境下においても、一番信頼のある信号を使った復調ができるため、Ｐ１シンボルの復調精度が向上する。

　≪第４の実施の形態≫
　以下、本発明の第４の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第３の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素に同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第３の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置のＰ１デコード部１５６，３５０，４００と異なるＰ１デコード部４５０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１デコード部４５０について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１デコード部４５０は、第１から第３の実施の形態で説明した４種類の差動復調の全てを実施するものである。

　図１７は、第４の実施の形態のＰ１デコード部４５０の構成図である。Ｐ１デコード部４５０は、デスクランブル部２０１Ｕと、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部２０２と、差動復調部４０１と、差動復調部２０２Ｕと、差動復調部２０２Ｇと、パターンマッチング部４５１とを備える。

　パターンマッチング部４５１は、差動復調部２０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，０，ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３１９}を、上記の（数２７）及び上記の（数２８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}（Ｓ２信号に対応）とに分ける。また、パターンマッチング部４５１は、差動復調部４０１によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，０}，ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，１}，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＳＵＧ，３１９}を、上記の（数４８）及び上記の（数４９）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ１}（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ２}（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　さらに、パターンマッチング部４５１は、差動復調部２０２Ｕによって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｕ，０，ＤＥＭＯＤ_Ｕ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{Ｕ，３１９}を、上記の（数３７）及び上記の（数３８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。さらに、パターンマッチング部４５１は、差動復調部２０２Ｇによって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_Ｇ，０，ＤＥＭＯＤ_Ｇ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{Ｇ，３１９}を、上記の（数３９）及び上記の（数４０）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　パターンマッチング部４５１は、上記の（数２９）、上記の（数５０）、上記の（数４１）及び上記の（数４２）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ１}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＳＵＧ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ１，ｋ}を求める。また、パターンマッチング部４５１は、上記の（数３０）、上記の（数５１）、上記の（数４３）及び上記の（数４４）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＳＵＧ，Ｓ２}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＳＵＧ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部４５１は、上記の（数２９）、上記の（数５０）、上記の（数４１）及び上記の（数４２）を用いて算出された３２個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部４５１は、上記の（数３０）、上記の（数５１）、上記の（数４３）及び上記の（数４４）を用いて算出された６４個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部４５１は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、マルチパス干渉環境下や直交変換（例えば、ＦＦＴ）切り出し位置にずれが生じた場合だけでなく、受信信号が有効シンボル区間やガードインターバル区間の一部でインパルス雑音等の影響を受けていても、一番信頼のある信号を使った復調ができるため、Ｐ１シンボルの復調精度が向上する。

　≪第５の実施の形態≫
　以下、本発明の第５の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第４の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第４の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１復調部１０３などと異なるＰ１復調部５００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１復調部５００について図面を参照しつつ説明する。但し、第３及び第４の実施の形態では、有効シンボル区間の信号とガードインターバル区間の信号とを別々に直交変換し、広帯域キャリア周波数のずれが補正された直交変換の結果同士を加算して差動復調を行う。これに対して、本実施の形態では、有効シンボル区間の信号と－ｆ_ＳＨ分だけ周波数シフトされた後のガードインターバル区間の信号とを加算し、加算結果を直交変換し、広帯域キャリア周波数のずれが補正された直交変換の結果を利用して差動復調を行う。

　図１８は、第５の実施の形態のＰ１復調部５００の構成図である。Ｐ１復調部５００は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、加算部５０１と、Ｐ１直交変換部５０２と、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３と、Ｐ１デコード部５０４とを備える。なお、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２の出力信号（狭帯域キャリア周波数のずれが補正されたＰ１シンボル）は加算部５０１に供給される。

　加算部５０１は、図１９に示すように、Ｐ１シンボルから有効シンボル区間の信号を切り出す。また、加算部５０１は、Ｐ１シンボルから有効シンボルの前後のガードインターバル区間を切り出し、それらを－ｆ_ＳＨ分周波数シフトしてから時間的に連続となるように結合する。加算部５０１は、有効シンボル区間の信号と、－ｆ_ＳＨ分周波数シフト後の結合ガードインターバル区間の信号とを加算し、加算の結果をＰ１直交変換部５０２へ出力する。また、加算部５０１は、前ガードインターバル区間の信号と後ガードインターバル区間の信号とを時間的に連続となるように結合してから－ｆ_ＳＨ分周波数シフトするようにしてもよい。

　Ｐ１直交変換部５０２は、図１９に示すように、加算部５０１の出力信号（時間領域の複素ベースバンド信号）を直交変換し、直交変換の結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部５０２は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換などに基づいて直交変換を行う。

　ここでは、一例として、Ｐ１直交変換部５０２は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとし、フーリエ変換にＦＦＴを用いるものとする。Ｐ１直交変換部５０２は、加算部５０１の出力信号に対してＦＦＴサイズ１ｋでＦＦＴを実施し、ＦＦＴの結果（周波数領域の複素ベースバンド信号）をＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３へ出力する。なお、Ｐ１直交変換部５０３の処理はこれに限定されるものではない。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３には、Ｐ１直交変換部５０２から周波数領域の複素ベースバンド信号（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号とＰ１シンボルのガードインターバル区間の信号とを基に得られた信号）が入力される。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、入力された周波数領域の複素ベースバンド信号の各サブキャリアのパワーを算出する。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、算出した各サブキャリアのパワー値を順次１サブキャリアずつシフトしながら、複数のサブキャリアのパワー値によって構成される系列とＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列（ＣＤＳテーブル生成部１５４からの入力）との配置相関を算出していく。そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、最大となる相関値を検出し、最大となる相関値を得るシフト量をＰ１シンボルのサブキャリア間隔単位の周波数誤差量（広帯域キャリア周波数誤差量）として検出する。

　そして、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、周波数領域の複素ベースバンド信号の広帯域キャリア周波数のずれを補正し、広帯域キャリア周波数のずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号からＡｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出してＰ１デコード部５０４へ出力する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力する。

　Ｐ１デコード部５０４は、図２０等を参照して後述するように、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアを用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、図１８のＰ１デコード部５０４について図２０及び図２１を参照して説明する。

　図２０は図１８のＰ１デコード部５０４の構成図である。Ｐ１デコード部５０４は、デスクランブル部５３１と、差動復調部５３２と、パターンマッチング部５３３とを備える。

　デスクランブル部５３１には、図１８のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３から、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_ＴＵＧ（Ｐ１シンボルの有効シンボル区間の信号とＰ１シンボルのガードインターバル区間の信号とを基に得られた信号）が入力される。デスクランブル部５３１は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_ＴＵＧに対して、下記の（数５２）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号系列ＤＥＳＣＲ_ＴＵＧを差動復調部５３２へ出力する。

　具体的には、デスクランブル部５３１は、送信側で乗算された、ＰＲＢＳに基づく信号ＰＲＢＳ_ｉ（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を用いて、Ａｃｔｉｖｅキャリアの信号系列Ａｃｔ_ＴＵＧを構成する信号Ａｃｔ_{ＴＵＧ，ｉ}に対して、下記の（数５３）に示すデスクランブルを実施し、デスクランブルされた信号ＤＥＳＣＲ_{ＴＵＧ，ｉ}を差動復調部５３２へ出力する。

　差動復調部５３２は、図２１を参照して後述するように、デスクランブル部５３１から入力された信号系列ＤＥＳＣＲ_ＴＵＧを用いて差動復調を実施し、差動復調された信号系列ＤＥＭＯＤ_ＴＵＧをパターンマッチング部５３３へ出力する。但し、差動復調部５３２が実施する差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調である。

　ここで、差動復調部５３２について図２１を参照して説明する。図２１は図２０の差動復調部５３２の構成図である。なお、図２１では、差動復調部５３２の入力を明確にするため、デスクランブル部５３１も図示している。

　差動復調部５３２は、遅延部５５１と、共役複素演算部５５２と、乗算器５５３と、硬判定部５５４とを備える。差動復調部５３２では、デスクランブル部２０１Ｇから遅延部５５１及び乗算器５５３に、信号系列ＤＥＳＣＲ_ＴＵＧを構成する信号ＤＥＳＣＲ_{ＴＵＧ，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，３１９）がサブキャリア番号の小さい順に入力される。

　遅延部５５１は、デスクランブル部５３１から入力された信号ＤＥＳＣＲ_{ＴＵＧ，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，３１９）を１Ａｃｔｉｖｅキャリア毎に１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させて共役複素演算部５５２へ出力する。

　共役複素演算部５５２は、遅延部５５１の出力信号（信号系列ＤＥＳＣＲ_ＴＵＧを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させた信号系列の信号）の共役複素を算出し、算出された共役複素の信号を乗算器５５３へ出力する。

　乗算器５５３は、下記の（数５４）に示すように、デスクランブル部５３１から入力された信号ＤＥＳＣＲ_{ＴＵＧ，ｉ}（ｉ＝１，２，・・・，３１９）と、共役複素演算部５５２から入力された共役複素の信号ＤＥＳＣＲ^＊ _{ＴＵＧ，ｉ－１}とを複素乗算し、複素乗算の結果得られた信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＴＵＧ，ｉ}を硬判定部５５４へ出力する。

　但し、乗算器５５３は、ｉ＝０は基準のため、複素乗算を行わず、下記の（数５５）に示すように、信号ＤＥＳＣＲ_{ＴＵＧ，０}をそのまま信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＴＵＧ，０}として硬判定部５５４へ出力する。

　硬判定部５５４は、乗算器５５３から入力された信号ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＴＵＧ，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，３１９）に対して、下記の（数５６）に示す実軸の極性から復調（硬判定）を実施し、復調された信号ＤＥＭＯＤ_{ＴＵＧ，ｉ}を図２０のパターンマッチング部５３３へ出力する。

　図２０のパターンマッチング部５３３は、差動復調部５３２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_{ＴＵＧ，０}，ＤＥＭＯＤ_{ＴＵＧ，１}，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＴＵＧ，３１９}を、下記の（数５７）及び下記の（数５８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}（Ｓ１信号に対応）と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}（Ｓ２信号に対応）とに分ける。

　パターンマッチング部５３３は、下記の（数５９）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}との相関ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求め、下記の（数６０）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}との相関ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部５３３は、上記の（数５９）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部５３３は、上記の（数６０）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部５３３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以上のように、有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号と実質的に同じガードインターバル区間の信号とを合成して利用することで、ノイズの厳しい環境やマルチパス干渉環境といったデコード誤りの起きやすい環境において、差動復調後の誤りを低減することができ、結果、Ｐ１シンボルのデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能となる。

　≪第６の実施の形態≫
　以下、本発明の第６の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第５の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第５の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１復調部１０３などと異なるＰ１復調部６００を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１復調部６００について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１復調部６００は、有効シンボル区間の信号を直交変換し、この直交変換の結果に基づく差動復調、及び、有効シンボル区間の信号と－ｆ_ＳＨ分周波数シフト後のガードインターバル区間の信号との加算結果を直交変換し、この直交変換の結果に基づく差動復調を実施するものである。

　図２２は、第６の実施の形態のＰ１復調部６００の構成図である。Ｐ１復調部６００は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｕと、加算部５０１と、Ｐ１直交変換部５０２と、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕと、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３と、Ｐ１デコード部６０１とを備える。但し、本実施の形態のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出部１５５Ｕが検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力するので、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力しないものとする。なお、広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力するブロックを逆にしてもよく、また、双方としてもよい。

　Ｐ１デコード部６０１は、図２３等を参照して後述するように、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕから入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号とを用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、図２２のＰ１デコード部６０１について図２３を参照して説明する。図２３は図２２のＰ１デコード部６０１の構成図である。Ｐ１デコード部６０１は、デスクランブル部２０１Ｕと、差動復調部２０２Ｕと、デスクランブル部５３１と、差動復調部５３２と、パターンマッチング部６０２とを備える。なお、デスクランブル部２０１ＵにはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５ＵからＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給され、デスクランブル部５３１にはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３からＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給される。

　パターンマッチング部６０２は、差動復調部２０２Ｕの出力信号を上記の（数３７）及び上記の（数３８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２とに分ける。また、パターンマッチング部６０２は、差動復調部５３２の出力信号を上記の（数５７）及び上記の（数５８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}とに分ける。

　パターンマッチング部６０２は、上記の（数４１）及び上記の（数５９）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}との相関ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求める。パターンマッチング部６０２は、上記の（数４３）及び上記の（数６０）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}との相関ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部６０２は、上記の（数４１）及び上記の（数５９）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部６０２は、上記の（数４３）及び上記の（数６０）を用いて算出された３２個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部６０２は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、マルチパス干渉環境下だけでなく、受信信号がガードインターバル区間の一部でインパルス雑音等の影響を受けていても、一番信頼のある信号を使った復調ができるため、Ｐ１シンボルの復調精度が向上する。

　≪第７の実施の形態≫
　以下、本発明の第７の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第６の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第６の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１復調部１０３などと異なるＰ１復調部６１０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１復調部６１０について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１復調部６００は、結合ガードインターバル区間の信号を直交変換し、この直交変換の結果に基づく差動復調、及び、有効シンボル区間の信号と－ｆ_ＳＨ分周波数シフト後のガードインターバル区間の信号との加算結果を直交変換し、この直交変換の結果に基づく差動復調を実施するものである。

　図２４は、第７の実施の形態のＰ１復調部６１０の構成図である。Ｐ１復調部６１０は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｇと、加算部５０１と、Ｐ１直交変換部５０２と、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇと、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３と、Ｐ１デコード部６１１とを備える。

　Ｐ１デコード部６１１は、図２５等を参照して後述するように、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇから入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号とを用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、図２４のＰ１デコード部６１１について図２５を参照して説明する。図２５は図２４のＰ１デコード部６１１の構成図である。Ｐ１デコード部６１１は、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部２０２Ｇと、デスクランブル部５３１と、差動復調部５３２と、パターンマッチング部６１２とを備える。なお、デスクランブル部２０１ＧにはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５ＧからＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給され、デスクランブル部５３１にはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３からＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給される。

　パターンマッチング部６１２は、差動復調部２０２Ｇの出力信号を上記の（数３９）及び上記の（数４０）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２とに分ける。また、パターンマッチング部６１２は、差動復調部５３２の出力信号を上記の（数５７）及び上記の（数５８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}とに分ける。

　パターンマッチング部６１２は、上記の（数４２）及び上記の（数５９）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}との相関ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求める。パターンマッチング部６１２は、上記の（数４４）及び上記の（数６０）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}との相関ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部６１２は、上記の（数４２）及び上記の（数５９）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部６１２は、上記の（数４４）及び上記の（数６０）を用いて算出された３２個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部６１２は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、マルチパス干渉環境下だけでなく、受信信号が有効シンボル区間の一部でインパルス雑音等の影響を受けていても、一番信頼のある信号を使った復調ができるため、Ｐ１シンボルの復調精度が向上する。

　≪第８の実施の形態≫
　以下、本発明の第８の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第７の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第７の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１復調部１０３などと異なるＰ１復調部６２０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１復調部６２０について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１復調部６２０は、（１）有効シンボル区間の信号を直交変換して有効シンボル区間の直交変換の結果に基づく差動復調、（２）ガードインターバル区間の信号を直交変換してガードインターバル区間の直交変換の結果に基づく差動復調、（３）有効シンボル区間の直交変換の結果とガードインターバル区間の直交変換の結果とに基づく差動復調、（４）有効シンボル区間の信号と－ｆ_ＳＨ分周波数シフト後のガードインターバル区間の信号との加算結果を直交変換してこの直交変換の結果に基づく差動復調を実施するものである。

　図２６は、第８の実施の形態のＰ１復調部６２０の構成図である。Ｐ１復調部６２０は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｕと、Ｐ１直交変換部１５３Ｇと、加算部５０１と、Ｐ１直交変換部５０２と、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕと、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇと、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３と、Ｐ１デコード部６２１とを備える。但し、本実施の形態のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３は、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出部１５５Ｕが検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力するので、検出した広帯域キャリア周波数誤差量を図５のｆｃ補正部１０２へ出力しないものとする。なお、広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力するブロックを逆にしてもよく、また、双方としてもよい。

　Ｐ１デコード部６２１は、図２７等を参照して後述するように、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕから入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇから入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３から入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号とを用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、図２６のＰ１デコード部６２１について図２７を参照して説明する。図２７は図２６のＰ１デコード部６２１の構成図である。Ｐ１デコード部６２１は、デスクランブル部２０１Ｕと、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部２０２と、差動復調部２０２Ｕと、差動復調部２０２Ｇと、デスクランブル部５３１と、差動復調部５３２と、パターンマッチング部６２２とを備える。なお、デスクランブル部２０１ＵにはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５ＵからＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給され、デスクランブル部２０１ＧにはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５ＧからＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給され、デスクランブル部５３１にはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部５０３からＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給される。

　パターンマッチング部６２２は、差動復調部２０２の出力信号を上記の（数２７）及び上記の（数２８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}とに分ける。パターンマッチング部６２２は、差動復調部２０２Ｕの出力信号を上記の（数３７）及び上記の（数３８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２とに分ける。パターンマッチング部６２２は、差動復調部２０２Ｇの出力信号を上記の（数３９）及び上記の（数４０）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２とに分ける。パターンマッチング部６２２は、差動復調部５３２の出力信号を上記の（数５７）及び上記の（数５８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}とに分ける。

　パターンマッチング部６２２は、上記の（数２９）、上記の（数４１）、上記の（数４２）及び上記の（数５９）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ１}との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ１，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求める。パターンマッチング部６２２は、上記の（数３０）、上記の（数４３）、上記の（数４４）及び上記の（数６０）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｕ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２，ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＴＵＧ，Ｓ２}との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｕ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ２，ｋ}，ＣＯＲＲ_{ＴＵＧ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部６２２は、上記の（数２９）、上記の（数４１）、上記の（数４２）及び上記の（数５９）を用いて算出された３２個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。パターンマッチング部６２２は、上記の（数３０）、上記の（数４３）、上記の（数４４）及び上記の（数６０）を用いて算出された６４個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部６２２は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　≪第９の実施の形態≫
　以下、本発明の第９の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第８の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１から第８の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のＰ１復調部１０３などと異なるＰ１復調部６３０を備える点で、それらのＯＦＤＭ受信装置と異なる。

　以下、Ｐ１復調部６３０について図面を参照しつつ説明する。但し、Ｐ１復調部６３０は、ガードインターバル区間の信号を直交変換してガードインターバル区間の直交変換の結果に基づく差動復調を実施するものである。

　図２８は、第９の実施の形態のＰ１復調部６３０の構成図である。Ｐ１復調部６３０は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｇと、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇと、Ｐ１デコード部６３１とを備える。

　本実施の形態のＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、第１の実施の形態で説明したＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇの機能に加え、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に１サブキャリア分減算した値をＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量として図５のｆｃ補正部１０２へ出力する。但し、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇがｆ_ＳＨ分の周波数シフトも併せて検出した場合である。なお、ｆ_ＳＨ分の周波数シフトを元に戻す補正処理を別途実施しているとすれば、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは検出した広帯域キャリア周波数誤差量そのものをＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量として図５のｆｃ補正部１０２へ出力する。

　Ｐ１デコード部６３１は、図２９等を参照して後述するように、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇから入力されたＡｃｔｉｖｅキャリアの信号を用いて、Ｐ１シンボルのデコード処理を実施し、Ｐ１送信情報を制御情報として図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　以下、図２８のＰ１デコード部６３１について図２９を参照して説明する。図２９は図２８のＰ１デコード部６３１の構成図である。Ｐ１デコード部６３１は、デスクランブル部２０１Ｇと、差動復調部２０２Ｇと、パターンマッチング部６３２とを備える。なお、デスクランブル部２０１ＧにはＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５ＧからＡｃｔｉｖｅキャリアの信号が供給される。

　パターンマッチング部６３２は、差動復調部２０２Ｇの出力信号を上記の（数３９）及び上記の（数４０）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１と信号系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２とに分ける。

　パターンマッチング部６３２は、上記の（数４２）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ１との相関ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ１，ｋ}を求め、上記の（数４４）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_Ｇ，Ｓ２との相関ＣＯＲＲ_{Ｇ，Ｓ２，ｋ}を求める。

　そして、パターンマッチング部６３２は、上記の（数４２）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定し、上記の（数４４）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部６３２は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図５の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、有効シンボル区間の信号に妨害があるような環境下においても、ＯＦＤＭシンボルのデコード誤りを低減でき、安定した受信が可能になる。

　≪第１０の実施の形態≫
　以下、本発明の第１０の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。但し、本実施の形態において、第１から第９の実施の形態の構成要素と実質的に同じ構成要素には同じ符号を付し、その説明が適用できるため、本実施の形態ではその説明を省略する。

　本実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、第１の実施の形態で説明したＯＦＤＭ受信装置１のパターンマッチング部２０３と異なるパターンマッチング部７００を備える点で、ＯＦＤＭ受信装置１と異なる。

　以下、パターンマッチング部７００について図面を参照しつつ説明する。但し、パターンマッチング部７００は、Ａｃｔｉｖｅキャリアの物理サブキャリア間隔が一定でないことを考慮して、物理サブキャリア間隔に基づく重み付けを行って相関算出を行うものである。

　図３０は、第１０の実施の形態のパターンマッチング部７００の構成図である。パターンマッチング部７００は、系列発生部３０１と、重み付け生成部７０１と、演算部７０２と、最大値検出部７０３とを備える。

　重み付け生成部７０１は、信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，ｉ（ｉ＝０，１，・・・，６３）、つまり、信号ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，６３）の算出に利用された２つのＡｃｔｉｖｅキャリア間の物理サブキャリア間隔が大きくなる程、重み付け係数ｗ_Ｓ１，ｉの値が小さくなるように重み付け係数ｗ_Ｓ１，ｉの値を生成し、生成した重み付け係数ｗ_Ｓ１，ｉの値を演算部７０２へ出力する。また、重み付け生成部７０１は、信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，ｉ（ｉ＝６４，６５，・・・，３１９）、つまり、信号ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２，ｉ}（ｉ＝０，１，・・・，２５５）の算出に利用された２つのＡｃｔｉｖｅキャリア間の物理サブキャリア間隔が大きくなる程、重み付け係数ｗ_Ｓ２，ｉの値が小さくなるように重み付け係数ｗ_Ｓ２，ｉの値を生成し、生成した重み付け係数ｗ_Ｓ２，ｉの値を演算部７０２へ出力する。例えば、重み付け生成部７０１は、図３１、図３２に示す重み付けを発生する。但し、図３１、図３２の「物理サブキャリア間隔」は、信号ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１，ｉ}、ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２，ｉ}の算出に利用された２つのＡｃｔｉｖｅキャリア間の物理サブキャリア間隔である。なお、重み付けの値は図３１、図３２に示すものに限られるものではない。

　演算部７０２は、差動復調部２０２によって差動復調された信号ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，０，ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，１，・・・，ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３１９}を、上記の（数２７）及び上記の（数２８）に示すように、信号系列ＤＥＭＯＤ_ＵＧ＿ＣＳＳ_Ｓ１と信号系列ＤＥＭＯＤ_ＵＧ＿ＣＳＳ_Ｓ２とに分ける。

　そして、演算部７０２は、重み付け生成部７０１によって生成された重み付け係数ｗ_Ｓ１，ｉの値を用いて、下記の（数６１）に示すように、系列発生部３０１から順次入力される各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ１}との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求め、相関値を最大値検出部６０３へ出力する。

　また、演算部７０２は、重み付け生成部７０１によって生成された重み付け係数ｗ_Ｓ２，ｉの値を用いて、下記の（数６２）に示すように、系列発生部３０１から順次入力される各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列ＤＥＭＯＤ＿ＣＳＳ_{ＵＧ，Ｓ２}との相関ＣＯＲＲ_{ＵＧ，Ｓ１，ｋ}を求め、相関値を最大値検出部７０３へ出力する。

　最大値検出部７０３は、上記の（数６１）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、最大値検出部７０３は、上記の（数６２）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。そして、最大値検出部７０３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得し、取得したＰ１送信情報を図２の制御情報収集部８０へ出力する。

　これによれば、誤っている可能性が低い差動復調の結果の重み付けを大きくしたＰ１シンボルのデコード処理が実施されるので、Ｐ１シンボルのデコード誤りを更に低減し、安定した受信が可能になる。

　≪捕足≫
　本発明は上記の実施の形態で説明した内容に限定されず、本発明の目的とそれに関連又は付随する目的を達成するためのいかなる形態においても実施可能であり、例えば、以下であってもよい。

　（１）　上記の各実施の形態では、Ｐ１シンボルのデコード処理の際に、低い周波数領域のＳ１信号と周波数領域の高い周波数領域のＳ１信号のうち低い周波数領域のＳ１信号のみを利用しているが、これに限定されるものではなく、双方を利用するようにしてもよく、また、高い周波数領域のＳ１信号のみを利用するようにしてもよい。前者の場合には、周波数帯域の異なる２つのＳ１信号を用いてＳ１信号の推定を行うことができるので、Ｓ１信号の推定精度の向上が図られる。

　ここで、具体例として、第１の実施の形態のＰ１デコード部１５６への上記内容の適用方法を２つ説明する。

　一つの適用方法として、次に記載するものがある。

　Ｐ１デコード部１５６のデスクランブル部２０１Ｕ及びデスクランブル部２０１Ｇは、夫々、ｉ＝０，１，・・・，３８３で上記の（数２１）及び上記の（数２３）に示す演算を行う。差動復調部２０２は、ｉ＝０，１，・・・，３８３で上記の（数２４）及び（数２５）に示す演算を行う。そして、差動復調部２０２は、ｉ＝０，１，・・・，６３で下記の（数６３）に示す加算演算を行う。なお、説明の便宜上、ｉ＝６４，６５，・・・，３１９では、下記の（数６４）に示すように置き換えが行われたものとする。そして、差動復調部２０２は、下記の（数６５）に示す復調（硬判定）を実施する。

　そして、パターンマッチング部２０３は、上記の（数２６）に示す復調（硬判定）の結果を用いる代わりに上記の（数６５）に示す復調（硬判定）の結果を用いて、Ｓ１信号及びＳ２信号の推定を行ってＰ１送信情報を取得する。

　他の適用方法として、次に記載するものがある。

　Ｐ１デコード部１５６のデスクランブル部２０１Ｕ及びデスクランブル部２０１Ｇは、夫々、ｉ＝０，１，・・・，３８３で上記の（数２１）及び上記の（数２３）に示す演算を行う。差動復調部２０２は、ｉ＝０，１，・・・，３８３で上記の（数２４）及び（数２５）に示す演算を行う。

　そして、パターンマッチング部２０３は、低い周波数領域のＳ１信号の復調結果（ＤＥＭＯＤ_ＵＧ，０，・・・ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，６３}）と系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）との相関算出に加え、高い周波数領域のＳ１信号の復調結果（ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３２０}，・・・ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３８３}）と系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）との相関算出を行う。また、パターンマッチング部２０３は、Ｓ２信号の復調結果（ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，６４}，・・・ＤＥＭＯＤ_{ＵＧ，３１９}）と系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）との相関算出を行う。

　そして、パターンマッチング部２０３は、８（系列ＣＳＳ_Ｓ１の数）×２（Ｓ１信号の数）＝１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、パターンマッチング部２０３は、１６個（系列ＣＳＳ_Ｓ２の数）の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。そして、パターンマッチング部２０３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得する。

　（２）　上記の各実施の形態では、各差動復調部は硬判定部で硬判定を実施するものとしたが、これに限定されるものではなく、各差動復調部は硬判定を実施せずに差動演算の結果（乗算器の出力）をパターンマッチング部２０３に供給し、パターンマッチング部は、これと図３８に示す系列との相関をとるようにしてもよい。

　ここで、具体例として、第１の実施の形態のＰ１デコード部１５６への上記内容の適用方法を説明する。

　差動復調部２０２は、硬判定部２５４を備えず、乗算器２５３の出力信号をそのままパターンマッチング部２０３へ出力する。パターンマッチング部２０３は、下記の（数６６）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，７）と系列（ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_ＵＧ，０，・・・ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＵＧ，６３}）との相関ＣＯＲＲ_Ｓ１，ｋを求める。パターンマッチング部２０３は、下記の（数６７）に示すように、図３８の各系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋ（ｋ＝０，１，・・・，１５）と系列（ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＵＧ，６４}，・・・ＤＥＭＯＤ＿ｐｒｅ_{ＵＧ，３１９}）との相関ＣＯＲＲ_Ｓ２，ｋを求める。

　そして、パターンマッチング部２０３は、上記の（数６６）を用いて算出された８個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ１，ｋに対応する３ビットのＳ１信号（図３８参照）を送信されたＳ１信号と推定する。また、パターンマッチング部２０３は、上記の（数６７）を用いて算出された１６個の相関値のうちの最大の相関値をとる系列ＣＳＳ_Ｓ２，ｋに対応する４ビットのＳ２信号（図３８参照）を送信されたＳ２信号と推定する。パターンマッチング部２０３は、推定したＳ１信号とＳ２信号とを用いてＰ１送信情報を取得する。

　（３）　上記の各実施の形態では、各直交変換に対して１つの直交変換部又は１つのＰ１直交変換部を備えるようになっているが、これに限定されるものではなく、それらの全て又は一部を共用するようにしてもよい。例えば、直交変換部１０６と直交変換部１５３Ｕと直交変換部１５３Ｇとを別途設ける代わりに、それらの全て又は一部を共用するようにしてもよい。

　（４）　上記の各実施の形態において、ＣＤＳテーブル生成部１５４は、例えば、図３９に示す内容のテーブルを予め保持しておき、そのテーブルを基にＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を生成するようにしてもよく、また、論理回路で構成してＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列を生成するようにしてもよい。なお、ＣＤＳテーブル生成部１５４によるＡｃｔｉｖｅキャリアの配置系列の生成方法は特に限定されるものではない。

　（５）　上記の各実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格を対象として説明したため、各Ｐ１デコード部は差動復調後にパターンマッチングを実施するものとした。しかしながら、これに限定されるものではなく、例えば、誤り訂正符号化されている伝送方式を対象とする場合には、各差動復調後に誤り訂正を実施して、誤りの最も低いものを用いてデコード処理を実施するとよい。

　（６）　上記の第１から第４の実施の形態では、Ｐ１デコード１５６は差動復調部２０２を備え、Ｐ１デコード３５０は３つの差動復調部２０２，２０２Ｕ，２０２Ｇを備え、Ｐ１デコード４００は３つの差動復調部２０２Ｕ，２０２Ｇ，４０１を備え、Ｐ１デコード４５０は４つの差動復調部２０２，２０２Ｕ，２０２Ｇを備えるとしたが、これに限定されるものではない。

　例えば、Ｐ１デコード部は差動復調部４０１のみを備えるようにしてもよい。また、Ｐ１デコード部は、２つの差動復調部２０２，２０２Ｕを備えるようにしてもよく、２つの差動復調部２０２，２０２Ｇを備えるようにしてもよく、２つの差動復調部２０２Ｕ，２０２Ｇを備えるようにしてもよい。また、Ｐ１デコード部は、２つの差動復調部２０２，４０１を備えるようにしてもよく、２つの差動復調部２０２Ｕ，４０１を備えるようにしてもよく、２つの差動復調部２０２Ｇ，４０１を備えるようにしてもよい。また、Ｐ１デコード部は、３つの差動復調部２０２，２０２Ｕ，４０１を備えるようにしてもよく、３つの差動復調部２０２，２０２Ｇ，４０１を備えるようにしてもよい。

　上記の第９の実施の形態のＰ１デコード部６２１は、差動復調部２０２の代わりに差動復調部４０１を備えるようにしてもよく、差動復調部２０２を備えない（差動復調部２０２Ｕ，２０２Ｇ，５３２のみを備える）ようにしてもよい。

　（７）　上記の第３の実施の形態の差動復調部４０１は、デスクランブル部２０１Ｕとデスクランブル部２０１Ｇの出力信号を加算し、加算信号に対して差動演算（遅延部４１２、共役複素演算部４１３、乗算器４１４による処理）を行い、その後硬判定を行うようにしているが、これに限定されるものではなく、例えば、次のようなものであってもよい。差動復調部は、デスクランブル部２０１Ｕの出力信号に対して差動演算（遅延部２５１Ｕ、共役複素演算部２５２Ｕ、乗算器２５３Ｕによる処理（図１３参照））を行うとともに、デスクランブル部２０１Ｇの出力信号に対して差動演算（遅延部２５１Ｇ、共役複素演算部２５２Ｇ、乗算器２５３Ｇによる処理（図１４参照））を行う。そして、差動復調部は、デスクランブル部２０１Ｕの出力信号に対する差動演算の結果とデスクランブル部２０１Ｇの出力信号に対する差動演算の結果とを加算し、加算信号に対して硬判定を行う。

　（８）　上記の第１０の実施の形態では、パターンマッチング部７００は、差動復調部２０２の出力信号に対してＡｃｔｉｖｅキャリア間の物理的なサブキャリア間隔の大きさに応じた重み付け処理を行ってＰ１シンボルのデコード処理を実施するとしたが、例えば、差動復調部２０２Ｕ，２０２Ｇ，４０１，５３２の出力信号に対してＡｃｔｉｖｅキャリア間の物理的なサブキャリア間隔の大きさに応じた重み付け処理を行ってＰ１シンボルのデコード処理を実施するようにしてもよい。なお、上述した硬判定を実施しない場合の差動復調部の出力信号に対してＡｃｔｉｖｅキャリア間の物理的なサブキャリア間隔の大きさに応じた重み付け処理を行ってＰ１シンボルのデコード処理を実施するようにしてもよい。但し、これらの場合において、重み付けの値の付与の仕方は上記の第１０の実施の形態と実質的に同じものを使用できる。

　（９）　上記の第１の実施の形態では、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕ及びＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇが夫々広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行うようにしている。

　しかしながら、結合ガードインターバル区間の信号での広帯域キャリア周波数誤差量は、ｆ_ＳＨ分の周波数シフトに相当する分を除けば、有効シンボル区間の信号での広帯域キャリア周波数誤差量と同一になることが期待できる。

　そこで、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕ及びＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇの何れか一方だけが、広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行うようにする。そして、他方（広帯域キャリア周波数誤差量の検出機能を除いた構成要素）はそれにｆ_ＳＨ分の周波数シフトに相当する分を考慮して広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施するようにしてもよい。

　なお、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕ（又はＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇ）が広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行う場合、他方（広帯域キャリア周波数誤差量の検出機能を除いた構成要素）は、検出された広帯域キャリア周波数誤差量から１サブキャリア分加算した値（又は検出された広帯域キャリア周波数誤差量に１サブキャリア分減算した値）を広帯域キャリア周波数誤差量として、広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施するようにする。また、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇのみが広帯域キャリア周波数誤差量の検出を行う場合、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｇは、検出した広帯域キャリア周波数誤差量に１サブキャリア分減算した値をＰ１シンボルの広帯域キャリア周波数誤差量として図５のｆｃ補正部１０２へ出力する。但し、これらは、ｆ_ＳＨ分の周波数シフトも併せて考えた場合である。なお、ｆ_ＳＨ分の周波数シフトを元に戻す補正処理を別途実施しているとすれば、両者で検出される広帯域キャリア周波数誤差量はお互い等しくなり、上記の加算や減算は不要である。

　なお、複数の広帯域キャリア誤差量を検出する構成要素を有する他の実施の形態においても、上記のように一部の構成要素のみが広帯域キャリア周波数誤差量の検出機能を有し、他の構成要素は、他の構成要素で検出された広帯域キャリア周波数誤差量にｆ_ＳＨ分の周波数シフトに相当する分を考慮して広帯域キャリア周波数のずれの補正を実施するようにしてもよい。

　ここで、具体例として、第１の実施の形態のＰ１復調部１０３への上記内容の適用方法について図３３を参照しつつ説明する。図３３はＰ１復調部８００の構成図である。Ｐ１復調部８００は、Ｐ１位置検出部１５１と、Ｐ１狭帯域キャリア周波数誤差検出補正部１５２と、Ｐ１直交変換部１５３Ｕと、Ｐ１直交変換部１５３Ｇと、ＣＤＳテーブル生成部１５４と、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部８０１Ｕと、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差補正部８０１Ｇと、Ｐ１デコード部１５６とを備える。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出部８０１Ｕは、第１の実施の形態で説明したＰ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部１５５Ｕの機能に、検出した広帯域キャリア周波数誤差量をＰ１広帯域ｆｃ誤差補正部８０１Ｇへ出力する機能を付加したものである。

　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差補正部８０１Ｇは、ガードインターバル区間の信号は有効シンボル区間の信号をｆ_ＳＨ分周波数シフトしたものであることを踏まえ、Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出部８０１Ｕから入力された広帯域キャリア周波数誤差量に１サブキャリア分加算した値をＰ１シンボルの結合ガードインターバル区間での広帯域キャリア周波数誤差量と推定する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差補正部８０１Ｇは、推定した広帯域キャリア周波数誤差量に基づいて、Ｐ１シンボルの結合ガードインターバル区間の周波数領域の複素ベースバンド信号の広帯域キャリア周波数のずれを補正する。Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部８０１Ｇは、広帯域キャリア周波数のずれが補正された周波数領域の複素ベースバンド信号からＡｃｔｉｖｅキャリアのみを抽出してＰ１デコード部１５６へ出力する。

　（１０）　上記の各実施の形態では、各Ｐ１復調部で検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量をｆｃ補正部１０２へ出力して、ｆｃ補正部１０２は、キャリア周波数のずれを補正する際にこれらを利用している。しかしながら、これに限定されるものではなく、ｆｃ補正部１０２は、キャリア周波数のずれの補正を実施する際に、各Ｐ１復調部で検出した狭帯域キャリア周波数誤差量及び広帯域キャリア周波数誤差量の一方のみを用いるようにしてもよく、いずれも用いなくてもよい。

　また、狭帯域ｆｃ誤差算出部１０５や広帯域ｆｃ誤差算出部１０７によるＰ２シンボルやデータシンボルでの狭帯域キャリア周波数誤差量や広帯域キャリア周波数誤差量の算出の仕方は、特に限定されるものではなく、公知の手法を適用することができる。例えば、直交変換部１０６の出力信号に対し、Ｐ２シンボルやデータシンボル中に含まれるパイロット信号のシンボル間の位相差から狭帯域キャリア周波数誤差量の算出を行うようにしてもよい。

　（１１）上記の各実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格に則ったＯＦＤＭ受信装置などについて説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格におけるＦＥＦ期間を用いた伝送規格においてＰ１シンボルがＦＥＦ期間の先頭に挿入されるため、ＦＥＦ期間を用いた伝送規格に則ったＯＦＤＭ受信装置などに対しても適用可能である。

　（１２）上記の各実施の形態では、ＤＶＢ－Ｔ２伝送フォーマットに則ったＰ１シンボルを用いて説明したが、Ｐ１シンボルに限定されるものではなく、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルに対して適用可能である。

　例えば、ガードインターバル区間の信号は、有効シンボル区間の信号をｆ_ＳＨ分周波数シフトした信号に限定されるものではなく、有効シンボル区間の信号を周波数シフトしていない信号であってもよく、ｆ_ＳＨ分周波数シフト以外の周波数シフトした信号であってもよい。また、ガードインターバル区間の信号は、有効シンボル区間の信号の全体を周波数シフトした信号に限定されるものではなく、有効シンボル区間の信号の一部を周波数シフトし、残りの部分を周波数シフトしていない信号であってもよい。

　ガードインターバル区間は、前ガードインターバル区間と後ガードインターバル区間とに分割されたものに限定されるものではなく、前ガードインターバル区間のみからなるものであってもよく、後ガードインターバル区間のみからなるものであってもよい。なお、ガードインターバル区間は３つ以上に分割されていてもよく、例えば、有効シンボル区間を分割してその間にガードインターバル区間の分割された区間を挿入するようにしてもよい。

　ガードインターバル区間の時間幅は、有効シンボル区間の時間幅に一致しているものに限定されず、異なっていても良い。

　（１３）上記の各実施の形態では、ＦＦＴサイズが１ｋとしたが、これに限定されるものではなく、ＦＦＴサイズが１ｋ以外（例えば、２ｋ、４ｋ、８ｋなど）であってもよい。

　（１４）上記の各実施の形態のＰ１デコード部は入力されるＡｃｔｉｖｅキャリの信号に対してデスクランブルを施しているが、これに限定されるものではなく、例えば、送信側でスクランブルが施されていなければＰ１デコード部はデスクランブルを施す必要はない。

　（１５）上記の各実施の形態では、差動復調はＤＢＰＳＫに対応する復調であるとしたが、これに限定されず、ＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）に対応する復調などＤＢＰＳＫ以外の差動変調に対応する復調であってもよい。また、上記の各実施の形態では、差動復調を例に挙げて説明したが、差動復調以外の復調であってもよい。

　（１６）　上記の第１の実施の形態では、差動復調部２０２内の乗算器２５３が複素乗算する２つの信号のうち、結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させているが、これに限定されるものではなく、有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させるようにしてもよい。

　例えば、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格のように、有効シンボル区間の前後のガードインターバル区間（結合ガードインターバル区間）の信号が、有効シンボル区間の信号に対して相対的に周波数が高くなるように周波数シフトした信号である場合、結合ガードインターバル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｇを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させることが望ましい。

　また、ＤＶＢ－Ｔ２伝送規格とは異なり、有効シンボル区間の前後のガードインターバル区間の信号が、有効シンボル区間の信号に対して相対的に周波数が低くなるように周波数シフトした信号である場合、有効シンボル区間の信号系列ＤＥＳＣＲ_Ｕを１Ａｃｔｉｖｅキャリア分遅延させることが望ましい。

　なお、上記の場合において、遅延させると記載した信号を遅延させず、遅延させると記載した信号と違う方の信号を１Ａｃｔｉｖｅキャリア分先行させるようにしてもよい。

　（１７）上記の各実施の形態における受信装置の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩで実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。

　（１８）上記の各実施の形態で示した受信装置の動作の手順の少なくとも一部を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。

　（１９）上記の各実施の形態で示した受信装置の受信処理の少なくとも一部を行う受信装置を実現してもよい。

　（２０）上記の各実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は受信回路、又はプログラムを組み合わせて上記の各実施の形態を実現してもよい。例えば、上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。
（２１）上記の各実施の形態などで説明した内容を適宜組み合わせるようにしてもよい。

　本発明は、送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に利用できる。

　３０　復調部
　１０３　Ｐ１復調部
　１５１　Ｐ１位置検出部
　１５２　Ｐ１狭帯域ｆｃ誤差検出補正部
　１５３Ｕ　Ｐ１直交変換部
　１５３Ｇ　Ｐ１直交変換部
　１５４　ＣＤＳテーブル生成部
　１５５Ｕ　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部
　１５５Ｇ　Ｐ１広帯域ｆｃ誤差検出補正部
　１５６　Ｐ１デコード部
　２０１Ｕ　デスクランブル部
　２０１Ｇ　デスクランブル部
　２０２　差動復調部
　２０３　パターンマッチング部
　２５１　遅延部
　２５２　共役複素演算部
　２５３　乗算器
　２５４　硬判定部

Claims

　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部と、
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部と、
　前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、
　を備えるＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号の全体又は一部は、前記有効シンボル区間の信号の全体又は一部を周波数シフトしたものである
　請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号又は前記第２直交変換部による直交変換の結果に対して前記周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を前記第２直交変換部の前段又は後段において実施する補正部
　を更に備え、
　前記デコード部は、前記デコード処理を、前記第１直交変換部による直交変換の結果と、前記ガードインターバル区間の前記補正処理後の信号に対する前記第２直交変換部による直交変換の結果又は前記補正処理後の直交変換の結果と、に基づいて行う
　請求項２記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルであり、
　前記ガードインターバル区間は、前記有効シンボル区間より手前の前ガードインターバル区間と、前記有効シンボル区間より後ろの後ガードインターバル区間とからなり、
　前記第２直交変換部は、前記直交変換を、前記前ガードインターバル区間の信号と前記後ガードインターバル区間の信号とを結合した信号を用いて行う
　請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、
　前記デコード部は、
　前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記差動復調部は、前記差動復調を、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施することなく、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とを用いて行う
　請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記差動復調部は、前記差動復調を、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施し、加算処理の結果を用いて行う
　請求項５記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、
　前記デコード部は、
　前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調、前記第１直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第２直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、の少なくとも２つの差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調は、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施することなく、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とを用いた差動復調、及び、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果との加算処理を実施し、加算処理の結果を用いた差動復調、の少なくとも一方である
　請求項８記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号は、夫々、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとからなり、
　隣り合う前記Ａｃｔｉｖｅキャリアの物理サブキャリア間隔は一定ではなく、
　前記デコード部は、
　前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて物理サブキャリア間隔が大きい程重み付けが小さくなるように重み付けを行って前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
　前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算部と、
　前記加算部による加算処理の結果を直交変換する直交変換部と、
　前記直交変換部による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、
　を備えるＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号の全体又は一部は、前記有効シンボル区間の信号の全体又は一部を周波数シフトしたものである
　請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号に対して前記周波数シフトを相殺する逆方向の周波数シフトの実施に係る補正処理を実施する補正部
　を更に備え、
　前記加算部は、前記加算処理を、前記有効シンボル区間の信号と、前記ガードインターバル区間の前記補正処理後の信号とを用いて行う
　請求項１２記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ＯＦＤＭシンボルは、ＤＶＢ－Ｔ２伝送方式におけるＰ１シンボルであり、
　前記ガードインターバル区間は、前記有効シンボル区間より手前の前ガードインターバル区間と、前記有効シンボル区間より後ろの後ガードインターバル区間とからなり、
　前記加算部は、前記加算処理を、前記前ガードインターバル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号とを結合した信号を用いて行う
　請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、
　前記デコード部は、
　前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部を更に備え、
　前記デコード部は、
　前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第１直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部を更に備え、
　前記差動復調部は、更に、前記第２直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する
　請求項１６記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記差動復調部は、更に、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する
　請求項１７記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部を更に備え、
　前記差動復調部は、更に、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する
　請求項１６記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第１直交変換部を更に備え、
　前記デコード部は、
　前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第１直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第２直交変換部を更に備え、
　前記差動復調部は、更に、前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する
　請求項２０記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換部と、
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換部と、
　を更に備え、
　前記デコード部は、
　前記直交変換部による直交変換の結果のみに基づく差動復調、及び前記第１直交変換部による直交変換の結果と前記第２直交変換部による直交変換の結果とに基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を備える請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号はサブキャリア方向に差動変調されており、
　前記有効シンボル区間の信号及び前記ガードインターバル区間の信号は、夫々、複数のＡｃｔｉｖｅキャリアと複数のＮｕｌｌキャリアとからなり、
　隣り合う前記Ａｃｔｉｖｅキャリアの物理サブキャリア間隔は一定ではなく、
　前記デコード部は、
　前記直交変換部による直交変換の結果に基づく差動復調を実施する差動復調部と、
　前記差動復調部による差動復調の結果に基づいて物理サブキャリア間隔が大きい程重み付けが小さくなるように重み付けを行って前記送信情報を推定する送信情報推定部と、
　を更に備える請求項１１記載のＯＦＤＭ受信装置。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
　前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換部と、
　前記直交変換部による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード部と、
　を備えるＯＦＤＭ受信装置。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換回路と、
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換回路と、
　前記第１直交変換回路による直交変換の結果と前記第２直交変換回路による直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード回路と、
　を備えるＯＦＤＭ受信回路。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、
　前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算回路と、
　前記加算回路による加算処理の結果を直交変換する直交変換回路と、
　前記直交変換回路による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード回路と、
　を備えるＯＦＤＭ受信回路。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信回路であって、
　前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換回路と、
　前記直交変換回路による直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコード回路と、
　を備えるＯＦＤＭ受信回路。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、
　前記第１直交変換ステップにおける直交変換の結果と前記第２直交変換ステップにおける直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、
　を有するＯＦＤＭ受信方法。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、
　前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算ステップと、
　前記加算ステップにおける加算処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、
　前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、
　を有するＯＦＤＭ受信方法。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置において行われるＯＦＤＭ受信方法であって、
　前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、
　前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、
　を有するＯＦＤＭ受信方法。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、
　前記有効シンボル区間の信号を直交変換する第１直交変換ステップと、
　前記ガードインターバル区間の信号を直交変換する第２直交変換ステップと、
　前記第１直交変換ステップにおける直交変換の結果と前記第２直交変換ステップにおける直交変換の結果とに基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、
　を実行させるＯＦＤＭ受信プログラム。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成されたガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、
　前記有効シンボル区間の信号と前記ガードインターバル区間の信号との加算処理を実施する加算ステップと、
　前記加算ステップにおける加算処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、
　前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、
　を実行させるＯＦＤＭ受信プログラム。
　送信情報を基に生成された有効シンボル区間の信号と、当該有効シンボル区間の信号を基に生成された、時間方向に不連続に分割して配置された複数の分割ガードインターバル区間からなるガードインターバル区間の信号とを含むＯＦＤＭシンボルを受信するＯＦＤＭ受信装置に、
　前記複数の分割ガードインターバル区間の信号が時間的に連続するように結合する結合処理を実施し、結合処理の結果を直交変換する直交変換ステップと、
　前記直交変換ステップにおける直交変換の結果に基づいて前記ＯＦＤＭシンボルのデコード処理を実施するデコードステップと、
　を実行させるＯＦＤＭ受信プログラム。