JP2015050716A - Ｏｆｄｍ波測定装置及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】信号電力が低レベルであっても、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出することができ、ＯＦＤＭ信号を精度高く測定する。
【解決手段】ＯＦＤＭ波測定装置１の広帯域周波数誤差検出部２７は、キャリア毎に、ＦＦＴ出力信号であるＩＱ信号を差動復調し、差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、算出した角度に基づいて、ＤＢＰＳＫで変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置をキャリア単位で特定する。広帯域周波数誤差検出部２７は、特定したパイロット信号のキャリア位置と当該パイロット信号の正しいキャリア位置との間の相関値を算出し、広帯域周波数誤差を検出する。これにより、信号電力が低レベルであっても、キャリア間隔以上の周波数誤差を広帯域周波数誤差として検出することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、地上デジタル放送、地上デジタル音声放送、マルチメディア放送等の信号を検出及び測定する技術に関し、特に、パイロット信号を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号の受信電力等を測定するＯＦＤＭ波測定装置及びプログラムに関する。

従来、地上デジタル放送、地上デジタル音声放送、マルチメディア放送等の分野において、ＯＦＤＭ信号からパイロット信号を抽出し、受信電力、スペクトル、遅延プロファイル等を測定する装置が知られている。例えば、特許文献１には、受信したＯＦＤＭ信号から伝送モード及びＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）を検出し、ローカル周波数補正及びサンプリング周波数補正を行い、フレーム同期を捕捉することなくパイロット信号を抽出し、遅延プロファイルを算出するＯＦＤＭ信号解析装置が記載されている。また、特許文献２には、受信したＯＦＤＭ信号からＳＰ（Scattered Pilot：スキャッタードパイロット）信号を抽出し、ＳＰ信号に基づいて従来よりも多数のＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）点数によって遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル測定装置が記載されている。

一方、ホワイトスペースを活用したサービス及びシステムの制度化が進められ、そのビジネス展開を促進するための研究開発も積極的に行われている。ホワイトスペースは、特定の電波利用サービスに割り当てられている周波数領域のうち、地理的及び時間的に使用されていない周波数領域の電波をいう。このホワイトスペースを活用するサービス等において、ホワイトスペース利用局から放送波への干渉許容レベルは、熱雑音以下である必要があり、例えば干渉許容レベルがＩ（Interference）／Ｎ（Noise）＝−１０ｄＢのように、熱雑音以下の低レベルの信号を測定する技術が求められる。

そこで、熱雑音以下の低レベルの信号を測定する装置として、特許文献３のＯＦＤＭ波測定装置が知られている。このＯＦＤＭ波測定装置は、時間軸上にて所定数のシンボル単位でループフィルタ処理または移動平均処理を行った後に、ＧＩ相関によって有効シンボルの位置を検出し、その後、ＦＦＴを行って得られたキャリアシンボルを所定番目のシンボル毎に同期加算することにより、パイロット信号を抽出し、受信電力等を算出するものである。一方で、このＯＦＤＭ波測定装置では、時間軸上にてループフィルタ処理または移動平均処理及び同期加算処理を行うため、送受信機間のクロック誤差または周波数誤差が存在する場合には、受信電力等を精度良く算出することができない。そこで、特許文献３には、粗い補正としてＧＩ相関の値からクロック誤差を算出すると共に、さらに精度を上げるため、同期加算後のＳＰ信号の電力が時間軸上でピーク値となる計算シンボル数から周波数誤差を換算する表または計算式を用いて、受信電力等を算出する例が示されている。

ところで、ホワイトスペースを活用するシステムの１つとしてエリア放送がある。非特許文献１のエリア放送の標準規格では、送信周波数の許容周波数誤差が最大±２０ｋＨｚであると示されている。前述の特許文献３には、周波数誤差を精度良く検出する手法の例が示されているが、この手法は、ＯＦＤＭキャリア間隔の±１／２（モード３の場合、キャリア間隔は約９９２Ｈｚ（＝１／１．００８ｅ−３）の範囲の周波数誤差（以下、狭帯域周波数誤差という。））しか検出することができない。

一方、ＯＦＤＭキャリア間隔の±１／２以上の周波数誤差を検出する手法として、非特許文献２には、パイロット信号とデータ信号との間の電力差によりキャリア間隔単位の周波数誤差（以下、広帯域周波数誤差という。）を検出する手法が提案されている。

この手法は、設定したシンボル数でキャリア毎の平均電力を算出し、ＣＰ（Continual Pilot：コンティニュアルパイロット）に割り当てられたキャリアの電力が他のキャリアよりも大きくなることを利用し、その結果と予め規定したパイロット配置情報の相関を算出することで周波数誤差を検出する。

特開２００２−３３５２２６号公報 特開２００７−２８３６７号公報 特開２０１２−２５３５５３号公報

ARIB STD-B55、「エリア放送の伝送方式」 林他、「ＯＦＤＭ復調における広帯域周波数同期方式の検討」、1997年電気情報通信学会総合大会、B-5-244

しかしながら、前述の非特許文献２の手法を、信号電力が熱雑音以下の低レベルの信号に適用した場合を想定すると、受信信号に熱雑音の電力が加わるため、ＣＰの判別が困難になる。このため、非特許文献２の手法では、周波数誤差を精度高く検出することができないという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、信号電力が低レベルであっても、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出することができ、ＯＦＤＭ信号を精度高く測定可能なＯＦＤＭ波測定装置及びプログラムを提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明によるＯＦＤＭ波測定装置は、パイロット信号を含むＯＦＤＭ波を受信し、前記パイロット信号を抽出して前記ＯＦＤＭ波の信号を測定するＯＦＤＭ波測定装置において、前記受信したＯＦＤＭ波の信号を直交復調し、ベースバンド信号を生成する直交復調部と、前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、時間軸上にて所定数のシンボル単位で加算を行い、ガード相関によりシンボル先頭位置、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する誤差検出部と、前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出された狭帯域周波数誤差を補正する狭帯域周波数誤差補正部と、前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第１のシンボル切出部と、前記第１のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第１のＦＦＴ部と、前記第１のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルのＩＱ信号を差動復調し、前記差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、所定シンボル数において前記角度を用いた累積処理を行い、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定し、前記特定した広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置と予め設定された広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置との間の相関値を算出し、前記相関値に基づいて広帯域周波数誤差を検出する広帯域周波数誤差検出部と、前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記広帯域周波数誤差検出部により検出された広帯域周波数誤差を補正する広帯域周波数誤差補正部と、前記広帯域周波数誤差補正部により広帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第２のシンボル切出部と、前記第２のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第２のＦＦＴ部と、前記第２のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルを、所定番目のシンボル毎に同期加算し、同期加算結果を生成するシンボル加算部と、前記シンボル加算部により生成された同期加算結果と、予め設定された複数のパターンとの間の相関値を算出し、前記相関値が最大のパターンを検出するパターン検出部と、前記パターン検出部により検出されたパターンに基づいて、前記同期加算結果のキャリアシンボルからパイロット信号を抽出するパイロット抽出部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ波測定装置は、前記広帯域周波数誤差検出部が、前記第１のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルのＩＱ信号を、キャリア毎に差動復調し、差動復調信号を生成する差動復調部と、前記差動復調部により生成された差動復調信号のＩＱ信号とＩ軸との間の角度をキャリア毎に算出し、前記算出した角度のコサイン値からサイン値を減算した結果を、シンボル方向へ前記所定シンボル数分累積して平均し、前記平均の結果を係数として算出する係数算出部と、前記係数算出部により算出されたキャリア毎の係数、及び前記広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置が予め設定された配置情報を用いて、前記キャリア毎の係数及び前記配置情報との間の相関値を算出し、前記相関値に基づいて広帯域周波数誤差を検出する相関算出部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ波測定装置は、前記広帯域周波数誤差検出用パイロット信号を、ＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫの変調方式で変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号とする、ことを特徴とする。

さらに、本発明によるプログラムは、パイロット信号を含むＯＦＤＭ波の信号から前記パイロット信号を抽出し、前記ＯＦＤＭ波の信号を測定するコンピュータに、前記ＯＦＤＭ波の信号を直交復調し、ベースバンド信号を生成する直交復調部の機能と、前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、時間軸上にて所定数のシンボル単位で加算を行い、ガード相関によりシンボル先頭位置、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する誤差検出部の機能と、前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出された狭帯域周波数誤差を補正する狭帯域周波数誤差補正部の機能と、前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第１のシンボル切出部の機能と、前記第１のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第１のＦＦＴ部の機能と、前記第１のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルのＩＱ信号を差動復調し、前記差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、所定シンボル数において前記角度を用いた累積処理を行い、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定し、前記特定した広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置と予め設定された広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置との間の相関値を算出し、前記相関値に基づいて広帯域周波数誤差を検出する広帯域周波数誤差検出部の機能と、前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記広帯域周波数誤差検出部により検出された広帯域周波数誤差を補正する広帯域周波数誤差補正部の機能と、前記広帯域周波数誤差補正部により広帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第２のシンボル切出部の機能と、前記第２のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第２のＦＦＴ部の機能と、前記第２のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルを、所定番目のシンボル毎に同期加算し、同期加算結果を生成するシンボル加算部の機能と、前記シンボル加算部により生成された同期加算結果と、予め設定された複数のパターンとの間の相関値を算出し、前記相関値が最大のパターンを検出するパターン検出部の機能と、前記パターン検出部により検出されたパターンに基づいて、前記同期加算結果のキャリアシンボルからパイロット信号を抽出するパイロット抽出部の機能と、を実現させることを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、信号電力が低レベルであっても、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出することができ、ＯＦＤＭ信号を精度高く測定することが可能となる。

実施例１によるＯＦＤＭ波測定装置の構成を示すブロック図である。 広帯域周波数誤差検出部の構成を示すブロック図である。 広帯域周波数誤差検出部の処理を示すフローチャートである。 誤差検出部がＳＰ抽出部から入力したＳＰ信号の推移イメージを示す図である。 送受信機間の周波数誤差及びクロック誤差とパイロットキャリアの中心周波数の関係を示す図である。 （１）は、ＯＦＤＭ波の左端の最も周波数の低いＳＰ信号（左端ＳＰ信号）におけるＩＱ軸上の推移例を示す図であり、（２）は、ＯＦＤＭ波の右端の最も周波数の高いＣＰ信号（右端ＣＰ信号）におけるＩＱ軸上の推移例を示す図であり、（３）は、左端ＳＰ信号における偏角の変化量θの推移例を示す図である。 実施例１において観測対象となる左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号を説明する図である。 実施例１による誤差検出部の処理を示すフローチャートである。 実施例２において選択されるＳＰ１信号及びＳＰ２信号を説明する図である。 実施例２による誤差検出部の処理を示すフローチャートである。 角度θ_m,nと（ｃｏｓθ_m,n−ｓｉｎθ_m,n）の関係を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。以下に説明する第１の実施形態（実施例１）及び第２の実施形態（実施例２）は、広帯域周波数誤差を検出する際に、ＩＱ信号を差動復調してＩ軸との間の角度を算出し、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置を特定し、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出することを特徴とする。

また、実施例１は、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する際に、周波数軸上でシンボルの同期加算により狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号を抽出し、抽出した狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号の偏角を時間軸上で観測し、その変化量から、正負の方向を含む周波数誤差及びクロック誤差を検出する。実施例２は、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する際に、周波数軸上でシンボルの同期加算により狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号を抽出し、抽出した狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号の中から振幅値の高い狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号を選択し、選択した狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号の偏角を時間軸上で観測し、その変化量から、正負の方向を含む周波数誤差及びクロック誤差を検出する。以下、実施例１，２について説明する。

〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。前述のとおり、実施例１は、ＩＱ信号を差動復調してＩ軸との間の角度を算出し、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置を特定し、キャリア間隔以上の広帯域周波数誤差を検出すると共に、周波数軸上でシンボルの同期加算により狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号を抽出し、抽出した狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号の偏角を時間軸上で観測し、その変化量から、正負の方向を含む狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する。

図１は、実施例１によるＯＦＤＭ波測定装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ波測定装置１は、周波数変換部１１、Ａ／Ｄ（Analog／Digital）変換部１２、直交復調部１３、誤差検出部１４、狭帯域周波数誤差補正部１５−１，１５−２、シンボル切出部１６−１，１６−２，１６−３，１６−４、ＦＦＴ部１７−１，１７−２，１７−３，１７−４、シンボル加算部１８−１，１８−２，１８−３、ＳＰパターン検出部（パターン検出部）１９、クロック誤差補正部２０−１，２０−２、ＳＰ抽出部（パイロット抽出部）２１−１，２１−２、誤差検出部２２、受信電力算出部２３、スペクトル算出部２４、遅延プロファイル算出部２５、広帯域周波数誤差補正部２６及び広帯域周波数誤差検出部２７を備えている。

周波数変換部１１は、受信アンテナにて受信したＯＦＤＭ信号のＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）信号を入力し、周波数変換してＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）信号を生成し、Ａ／Ｄ変換部１２に出力する。Ａ／Ｄ変換部１２は、周波数変換部１１からＩＦ信号を入力し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、直交復調部１３に出力する。直交復調部１３は、Ａ／Ｄ変換部１２からデジタルのＩＦ信号を入力し、直交復調してＩ（In-phase：同相），Ｑ（Quadrature：直交位相）のベースバンド信号を生成し、誤差検出部１４及び狭帯域周波数誤差補正部１５−１に出力する。

誤差検出部１４は、直交復調部１３からＩＱのベースバンド信号を入力し、時間軸上の所定のデータ先頭位置を基準にして、４シンボル単位に加算を順次行い、加算結果にガードインターバル相間を施してガードインターバル相関値を算出し、ガードインターバル相関値に基づいてシンボル先頭位置、クロック誤差及び周波数誤差を検出する。ここで、所定のデータ先頭位置は、ＩＱのベースバンド信号の時間軸上における任意の位置を示す。また、誤差検出部１４により検出される周波数誤差の範囲は、キャリア間隔の±１／２である。

そして、誤差検出部１４は、検出したシンボル先頭位置をシンボル切出部１６−１，１６−２，１６−３，１６−４に出力し、検出したクロック誤差（時間軸上のシンボル加算にて検出したクロック誤差）をクロック誤差補正部２０−１に出力し、検出した周波数誤差（時間軸上のシンボル加算にて検出した周波数誤差）を狭帯域周波数誤差として狭帯域周波数誤差補正部１５−１に出力する。ここで、誤差検出部１４によるシンボル先頭位置、クロック誤差及び周波数誤差の検出処理は既知であり、その詳細については前述の特許文献３を参照されたい。

狭帯域周波数誤差補正部１５−１は、直交復調部１３からＩＱのベースバンド信号を入力すると共に、誤差検出部１４から狭帯域周波数誤差を入力し、入力した狭帯域周波数誤差に基づいて、ベースバンド信号（ＩＱ信号）における周波数の誤差を補正する。そして、狭帯域周波数誤差補正部１５−１は、狭帯域周波数誤差を補正したベースバンド信号を広帯域周波数誤差補正部２６及びシンボル切出部１６−４に出力する。

シンボル切出部１６−４は、狭帯域周波数誤差補正部１５−１から狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号を入力すると共に、誤差検出部１４からシンボル先頭位置を入力する。そして、シンボル切出部１６−４は、誤差検出部１４において４シンボル単位の加算の基準としたデータ先頭位置からシンボル先頭位置分シフトした位置を基準にして、ベースバンド信号からＧＩを除去し有効シンボルの信号を切り出す。そして、シンボル切出部１６−４は、有効シンボルの信号をＦＦＴ部１７−４に出力する。

ＦＦＴ部１７−４は、シンボル切出部１６−４から有効シンボルの信号を入力し、ＦＦＴしてキャリアシンボルを生成し、キャリアシンボルのＦＦＴ出力信号を広帯域周波数誤差検出部２７に出力する。

広帯域周波数誤差検出部２７は、ＦＦＴ部１７−４からＦＦＴ出力信号を入力し、キャリア毎に、ＦＦＴ出力信号であるＩＱ信号を差動復調し、差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、算出した角度に基づいて、ＤＢＰＳＫ（Differential Binary Phase Shift Keying：差動２相位相変調）で変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置をキャリア単位で特定し、特定したパイロット信号のキャリア位置と当該パイロット信号の正しいキャリア位置（送信装置が配置した当該パイロット信号のキャリア位置）との間の相関値を算出し、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出する。そして、広帯域周波数誤差検出部２７は、検出した周波数誤差を広帯域周波数誤差として広帯域周波数誤差補正部２６に出力する。毎シンボル同じキャリア位置に配置され、広帯域周波数誤差を検出するために用いるパイロット信号としては、例えばＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号、ＡＣ（Auxiliary Channel）信号が用いられる。広帯域周波数誤差検出部２７の処理の詳細については後述する。

ここで、ＯＦＤＭ波測定装置１が受信するＯＦＤＭ波には、当該ＯＦＤＭ波を送信する送信装置がＤＢＰＳＫの変調方式にて変調し毎シンボル同じキャリア位置に配置したパイロット信号が含まれるものとする。

広帯域周波数誤差補正部２６は、狭帯域周波数誤差補正部１５−１から狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号を入力すると共に、広帯域周波数誤差検出部２７から広帯域周波数誤差を入力し、入力した広帯域周波数誤差に基づいて、入力したベースバンド信号（狭帯域周波数誤差が補正されたＩＱ信号）における周波数の誤差を補正する。そして、広帯域周波数誤差補正部２６は、広帯域周波数誤差を補正したベースバンド信号を狭帯域周波数誤差補正部１５−２及びシンボル切出部１６−１に出力する。

シンボル切出部１６−１は、広帯域周波数誤差補正部２６から広帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号を入力すると共に、誤差検出部１４からシンボル先頭位置を入力する。そして、シンボル切出部１６−１は、シンボル切出部１６−４と同様の処理を行って有効シンボルの信号を切り出し、切り出した有効シンボルの信号をＦＦＴ部１７−１に出力する。

ＦＦＴ部１７−１は、シンボル切出部１６−１から有効シンボルの信号を入力し、ＦＦＴしてキャリアシンボルを生成し、キャリアシンボルのＦＦＴ出力信号をシンボル加算部１８−１に出力する。この場合、ＦＦＴ部１７−１は、シンボル番号が４ｎ番目のキャリアシンボル、シンボル番号が４ｎ＋１番目のキャリアシンボル、シンボル番号が４ｎ＋２番目のキャリアシンボル及びシンボル番号が４ｎ＋３番目のキャリアシンボルの４グループに分け、そのグループ毎にＦＦＴ出力信号をシンボル加算部１８−１に出力する。ｎは、０以上の整数である。

シンボル加算部１８−１は、ＦＦＴ部１７−１からＦＦＴ出力信号である４グループのキャリアシンボル（シンボル番号が４ｎ番目のキャリアシンボル、シンボル番号が４ｎ＋１番目のキャリアシンボル、シンボル番号が４ｎ＋２番目のキャリアシンボル及びシンボル番号が４ｎ＋３番目のキャリアシンボル）を入力し、グループ毎にキャリアシンボルの同期加算を行う。すなわち、シンボル加算部１８−１は、各グループについて、サブキャリア毎にベクトル加算を行う。そして、シンボル加算部１８−１は、グループ毎の同期加算結果であるシンボル番号が４ｎ番目のキャリアシンボルの同期加算結果、シンボル番号が４ｎ＋１番目のキャリアシンボルの同期加算結果、シンボル番号が４ｎ＋２番目のキャリアシンボルの同期加算結果及びシンボル番号が４ｎ＋３番目のキャリアシンボルの同期加算結果をＳＰパターン検出部１９に出力する。具体的には、シンボル加算部１８−１は、同期加算の処理として、ループフィルタによる加算処理、または移動平均による加算処理を行う。ここで、シンボル加算部１８−１による加算処理は既知であり、その詳細については前述の特許文献３を参照されたい。

ＳＰパターン検出部１９は、シンボル加算部１８−１から４グループの同期加算結果（シンボル番号が４ｎ番目のキャリアシンボルの同期加算結果、シンボル番号が４ｎ＋１番目のキャリアシンボルの同期加算結果、シンボル番号が４ｎ＋２番目のキャリアシンボルの同期加算結果及びシンボル番号が４ｎ＋３番目のキャリアシンボルの同期加算結果）を入力する。そして、ＳＰパターン検出部１９は、これらの同期加算結果と、予め設定された４つのＳＰパターンとの間の相関値を算出し、４つの相関値に基づいて、ＳＰの抽出が可能か否かを判定し、ＳＰ抽出可またはＳＰ抽出不可の信号を生成し、ＳＰ抽出可のときの最大相関値を有するＳＰパターンを検出する。そして、ＳＰパターン検出部１９は、ＳＰ抽出不可能であると判定した場合、ＳＰ抽出不可の信号をＳＰ抽出部２１−１，２１−２に出力し、ＳＰ抽出可能であると判定した場合、ＳＰ抽出可の信号及びＳＰパターンをＳＰ抽出部２１−１，２１−２に出力する。ここで、ＳＰパターン検出部１９によるＳＰパターン検出処理は既知であり、その詳細については前述の特許文献３を参照されたい。

ここで、ＳＰパターン検出部１９において、受信信号の電力が低レベルの場合、ＳＰパターンの検出処理開始直後は、同期加算結果と４つのＳＰパターンとの間の相関値の差はさほど無い。これは、受信信号の電力が低レベルの場合には、１シンボル内にそれぞれ存在する異なる４種類のＳＰ信号（振幅及び位相が異なるＳＰ信号）を、明確に区別することができないからである。同期加算されるシンボル数が増加してＳＰパターンの検出処理が進むことで、４つの相関値のうちの１つの相関値が他の３つの相関値よりも大きくなる。すなわち、同期加算結果は、同期加算処理が進むに従って、４つのＳＰパターンのうちの１つのＳＰパターンに近くなる。これは、受信信号の電力が低レベルの場合であっても、同期加算処理が進むことで、１シンボル内に存在する異なる４種類のＳＰ信号を明確に区別することができるからである。この相関値の違いに基づいて、ＳＰ抽出可能及びＳＰパターン、またはＳＰ抽出不可能が判定される。

シンボル切出部１６−２及びＦＦＴ部１７−２は、前述のシンボル切出部１６−１及びＦＦＴ部１７−１と同様の処理をそれぞれ行う。

クロック誤差補正部２０−１は、ＦＦＴ部１７−２からＦＦＴ出力信号である４グループのキャリアシンボルを入力すると共に、誤差検出部１４からクロック誤差（時間軸上のシンボル加算にて検出されたクロック誤差）を入力し、グループ毎に、クロック誤差に基づいて、現在のシンボル位置と理想的なシンボル位置との間の時間差に対応するクロック数を示す差分τを算出し、ＳＰ信号の位相を２πｆ_ｋτ逆回転させることで、クロック誤差を補正し、クロック誤差が補正された４グループのキャリアシンボルをシンボル加算部１８−２に出力する。ここで、ｆ_ｋは、サブキャリア番号ｋにおけるＳＰ信号の中心キャリア周波数を示す。クロック誤差補正部２０−１によるクロック誤差補正処理は既知であり、その詳細については前述の特許文献３を参照されたい。

シンボル加算部１８−２は、クロック誤差補正部２０−１からクロック誤差（時間軸上のシンボル加算にて検出されたクロック誤差）が補正された４グループのキャリアシンボルを入力し、シンボル加算部１８−１と同様の処理を行い、シンボル番号が４ｎ番目のキャリアシンボルの同期加算結果、シンボル番号が４ｎ＋１番目のキャリアシンボルの同期加算結果、シンボル番号が４ｎ＋２番目のキャリアシンボルの同期加算結果及びシンボル番号が４ｎ＋３番目のキャリアシンボルの同期加算結果をＳＰ抽出部２１−１に出力する。また、シンボル加算部１８−２は、同期加算の回数をカウントし、これを計算シンボル数として誤差検出部２２に出力する。

ＳＰ抽出部２１−１は、シンボル加算部１８−２から４グループの同期加算結果を入力すると共に、ＳＰパターン検出部１９からＳＰ抽出不可、またはＳＰ抽出可及びＳＰパターンを入力する。そして、ＳＰ抽出部２１−１は、ＳＰ抽出不可を入力した場合、ＳＰ抽出処理を行わない。一方、ＳＰ抽出部２１−１は、ＳＰ抽出可を入力した場合、ＳＰパターンに基づいて４グループの同期加算結果からＳＰ信号を抽出すると共に、ＣＰ信号を抽出し、抽出したＳＰ信号及びＣＰ信号を誤差検出部２２に出力する。

誤差検出部２２は、ＳＰ抽出部２１−１からＳＰ信号及びＣＰ信号を入力すると共に、シンボル加算部１８−２から同期加算の回数を示す計算シンボル数を入力し、ＯＦＤＭ波の左端の最も周波数の低いＳＰ信号及び右端の最も周波数の高いＣＰ信号を観測し、これらのＳＰ信号及びＣＰ信号の１シンボルあたりの偏角変化量が安定する計算シンボル数以上になった段階で、これらのＳＰ信号及びＣＰ信号について時間軸上で偏角を算出し、周波数誤差及びクロック誤差を検出する。そして、誤差検出部２２は、検出した周波数誤差（周波数軸上のシンボル加算及び時間軸上の偏角算出にて検出した周波数誤差）を狭帯域周波数誤差として狭帯域周波数誤差補正部１５−２に出力すると共に、検出したクロック誤差（周波数軸上のシンボル加算及び時間軸上の偏角算出にて検出したクロック誤差）をクロック誤差補正部２０−２に出力する。誤差検出部２２の処理の詳細については後述する。

狭帯域周波数誤差補正部１５−２は、広帯域周波数誤差補正部２６から広帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号を入力すると共に、誤差検出部２２から狭帯域周波数誤差（周波数軸上のシンボル加算及び時間軸上の偏角算出にて検出された狭帯域周波数誤差）を入力し、入力した狭帯域周波数誤差に基づいて、再度、狭帯域周波数誤差補正部１５−１と同様の処理を行い、入力したベースバンド信号における周波数誤差を補正する。そして、狭帯域周波数誤差補正部１５−２は、狭帯域周波数誤差（周波数軸上のシンボル加算及び時間軸上の偏角算出にて検出された周波数誤差）を補正したベースバンド信号をシンボル切出部１６−３に出力する。

シンボル切出部１６−３及びＦＦＴ部１７−３は、シンボル切出部１６−１及びＦＦＴ部１７−１と同様の処理を行う。クロック誤差補正部２０−２は、ＦＦＴ部１７−３からＦＦＴ出力信号である４グループのキャリアシンボルを入力すると共に、誤差検出部２２からクロック誤差（周波数軸上のシンボル加算及び時間軸上の偏角算出にて検出したクロック誤差）を入力し、クロック誤差補正部２０−１と同様の処理を行い、グループ毎に、キャリアシンボルのクロック誤差を補正する。そして、クロック誤差補正部２０−２は、クロック誤差（周波数軸上のシンボル加算及び時間軸上の偏角算出にて検出したクロック誤差）を補正した４グループのキャリアシンボルをシンボル加算部１８−３に出力する。

シンボル加算部１８−３及びＳＰ抽出部２１−２は、シンボル加算部１８−１及びＳＰ抽出部２１−１と同様の処理を行う。受信電力算出部２３、スペクトル算出部２４及び遅延プロファイル算出部２５は、ＳＰ抽出部２１−２からＳＰ信号を入力し、ＯＦＤＭ信号の受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルをそれぞれ算出する。尚、ＯＦＤＭ信号の受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルの算出手法は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。また、ＳＰ抽出部２１−２は、ＳＰ信号以外のパイロット信号を抽出し、受信電力算出部２３、スペクトル算出部２４及び遅延プロファイル算出部２５は、そのパイロット信号を用いて、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルをそれぞれ算出するようにしてもよい。

（広帯域周波数誤差検出部）
次に、図１に示した広帯域周波数誤差検出部２７について詳細に説明する。前述のとおり、広帯域周波数誤差検出部２７は、キャリア毎に、ＦＦＴ出力信号であるＩＱ信号を差動復調し、差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、算出した角度に基づいて、ＤＢＰＳＫで変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置をキャリア単位で特定し、特定したパイロット信号のキャリア位置と当該パイロット信号の正しいキャリア位置（送信装置が配置した当該パイロット信号のキャリア位置）との間の相関値を算出し、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出する。

図２は、広帯域周波数誤差検出部２７の構成を示すブロック図であり、図３は、広帯域周波数誤差検出部２７の処理を示すフローチャートである。図２を参照して、この広帯域周波数誤差検出部２７は、差動復調部２８、係数算出部２９、配置情報メモリ３０及び相関算出部３１を備えている。

図３を参照して、広帯域周波数誤差検出部２７の差動復調部２８は、ＦＦＴ部１７−４から入力したＦＦＴ出力信号を差動復調することで、キャリア毎に、現在のシンボルのＩＱ信号及び１つ手前のシンボルのＩＱ信号を用いて差動復調信号を生成する（ステップＳ３０１）。そして、差動復調部２８は、差動復調信号を係数算出部２９に出力する。

ここで、シンボル数をＭ、キャリア本数をＮ、シンボル番号をｍ（０≦ｍ＜Ｍ）、キャリア番号をｎ（０≦ｎ＜Ｎ）とする。また、シンボル番号ｍ及びキャリア番号ｎのＦＦＴ信号であるＩＱ信号を、ａ_m,n＋ｊｂ_m,nと表す。差動復調部２８は、現在のシンボル番号をｍとすると、キャリア毎に、現在のシンボルのＩＱ信号ａ_m,n＋ｊｂ_m,n、及び１つ手前のシンボルのＩＱ信号ａ_m-1,n＋ｊｂ_m-1,nを用いて、以下の式により差動復調信号ａ’_m,n＋ｊｂ’_m,nを求める。

係数算出部２９は、差動復調部２８から差動復調信号を入力し、キャリア毎に、差動復調信号であるＩＱ信号とＩ軸との間の角度を算出する（ステップＳ３０２）。ＤＢＰＳＫの変調方式にて変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されたパイロット信号のキャリアについては、角度は０度に近くなる。

そして、係数算出部２９は、算出した角度のコサイン値からサイン値を減算した結果を用いて、シンボル方向へ累積して平均した係数RxTMCC（ｎ）を算出する（ステップＳ３０３）。ＤＢＰＳＫの変調方式にて変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されたパイロット信号のキャリアについては、係数RxTMCC（ｎ）は１に近くなる。

具体的には、係数算出部２９は、以下の式により、差動復調信号ａ’_m,n＋ｊｂ’_m,nとＩ軸との間の角度θ_m,nを算出する。

角度θ_m,nは、０〜９０ｄｅｇ（度）の値となる。

そして、係数算出部２９は、算出した角度θ_m,nを用いて、以下の式により、係数RxTMCC（ｎ）を計算する。

係数RxTMCC（ｎ）は、０〜１の値となる。

図１１は、角度θ_m,nと（ｃｏｓθ_m,n−ｓｉｎθ_m,n）の関係を示す図である。図１１に示すように、角度θ_m,nと（ｃｏｓθ_m,n−ｓｉｎθ_m,n）とは、角度θ_m,n＝０〜９０ｄｅｇに対して（ｃｏｓθ_m,n−ｓｉｎθ_m,n）＝１〜−１となり、ほぼ直線の関係になっている。ＤＢＰＳＫの変調方式にて変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されたパイロット信号のキャリアについては、その角度θ_m,nは０ｄｅｇに近い値をとり、図１１に示すように、係数RxTMCC（ｎ）は１に近くなる。一方、このパイロット信号以外のキャリアについては、ランダムな角度θ_m,nをとるから、係数RxTMCC（ｎ）は０に近くなる。

これにより、１に近い係数RxTMCC（ｎ）におけるｎの値を、前記パイロット信号のキャリア位置として特定することができる。また、測定対象のシンボル数Ｍを増やすことにより、前記パイロット信号のキャリア位置はさらに特定し易くなるから、信号電力が熱雑音以下の低レベルであっても、前記パイロット信号のキャリア位置を特定することができる。そして、後述の相関算出部３１において、キャリア間隔以上の周波数誤差を検出することができる。

配置情報メモリ３０には、ＤＢＰＳＫの変調方式にて変調され、毎シンボル同じキャリア位置に配置されたパイロット信号のキャリア位置（キャリア番号）が定義された配置情報TxTMCC（ｎ）が格納されている。TxTMCC（ｎ）には、当該パイロット信号のキャリア番号ｉのときに１（TxTMCC（ｉ）＝１）、それ以外のキャリア番号では０が設定されているものとする。

相関算出部３１は、係数算出部２９からキャリア毎の係数RxTMCC（ｎ）を入力すると共に、配置情報メモリ３０から配置情報TxTMCC（ｎ）を読み出し、係数RxTMCC（ｎ）と配置情報TxTMCC（ｎ）との間の相関値Corr（ｋ）を算出する（ステップＳ３０４）。ここで、検出する最大周波数誤差をキャリア間隔の±Ｋ倍（整数倍）とすると、相関値Corr（ｋ）（−Ｋ≦ｋ≦Ｋとする）は、以下の式により算出される。

そして、相関算出部３１は、算出した相関値Corr（ｋ）が−Ｋ≦ｋ≦Ｋの範囲で最大となるｋを特定し、特定したｋにキャリア間隔を乗算することで、広帯域周波数誤差を検出する（ステップＳ３０５）。検出された広帯域周波数誤差は、広帯域周波数誤差補正部２６へ出力される。

このように、広帯域周波数誤差検出部２７におけるステップＳ３０１〜ステップＳ３０５の処理により、ＤＢＰＳＫの変調方式にて変調され、毎シンボル同じキャリア位置に配置されたパイロット信号について累積処理を行い、配置情報との相関関係を求めることでパイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定することができ、キャリア間隔以上の広帯域周波数誤差を検出することができる。

（誤差検出部）
次に、図１に示した誤差検出部２２について詳細に説明する。前述のとおり、誤差検出部２２は、ＳＰ抽出部２１−１からＳＰ信号及びＣＰ信号を入力すると共に、シンボル加算部１８−２から同期加算の回数を示す計算シンボル数を入力し、ＯＦＤＭ波の左端の最も周波数の低いＳＰ信号及び右端の最も周波数の高いＣＰ信号を観測し、これらのＳＰ信号及びＣＰ信号の１シンボルあたりの偏角変化量が安定する計算シンボル数以上になった段階で、これらのＳＰ信号及びＣＰ信号について時間軸上で偏角を算出し、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する。

図４は、誤差検出部２２がＳＰ抽出部２１−１から入力したＳＰ信号の推移イメージを示す。具体的には、誤差検出部２２がＳＰ抽出部２１−１から入力したＳＰ信号について、同じキャリア位置のＳＰ信号を時系列に観測し、ＩＱ軸上にプロットしたイメージ（Ｍ番目のシンボルにおけるＳＰ信号の位置及びＮ番目のシンボルにおけるＳＰ信号の位置）を示している。Ｎ＞Ｍとする。（１）は狭帯域周波数誤差及びクロック誤差（以下、総称して誤差という。）がない場合、（２）は誤差がある場合を示す。

図４（１）に示すように、誤差がない場合、ＳＰ信号は、ＩＱ軸の原点を通る直線上にプロットされ、ＳＰ信号の偏角α１は、どの時間（シンボル）で観測しても変わらない。これに対し、図４（２）に示すように、誤差がある場合、ＳＰ信号は直線上にプロットされず、ＳＰ信号の偏角α１，α２は、時間の経過と共に変化する。また、この場合のＳＰ信号の偏角の変化量（１つのＯＦＤＭシンボル間に変化する偏角の量）は、キャリアシンボルによって異なる。

図５は、送受信機間の周波数誤差及びクロック誤差とパイロットキャリアの中心周波数の関係を示す図である。図５（１）における縦の実線及び図５（２）〜（４）における縦の点線は、各ＯＦＤＭキャリアにおける中心周波数の位置を示す。図５（２）に示すように、ＯＦＤＭキャリアが周波数誤差Δｆcのみを含む場合、全てのキャリアシンボルの中心周波数は、一律にΔｆcだけずれる。このため、全てのキャリアシンボルについて、偏角の変化量は同じとなる。図５（３）に示すように、ＯＦＤＭキャリアがクロック誤差Δｆclkのみを含む場合、中央の位置（０）にあるキャリアシンボルから周波数位置が離れるほど、キャリアシンボルのクロック誤差Δｆclkは大きくなる。したがって、図５（４）に示すように、ＯＦＤＭキャリアが周波数誤差及びクロック誤差を含む場合、誤差は周波数誤差Δｆcとクロック誤差Δｆclkの和となる。このため、キャリアシンボルの偏角の変化量は、キャリアシンボルの周波数位置によって異なることになる。そこで、誤差検出部２２は、複数のキャリアシンボルについて、それぞれの偏角の変化量を算出し、その変化量から狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する。

図６（１）は、ＯＦＤＭ波の左端の最も周波数の低いＳＰ信号（左端ＳＰ信号）におけるＩＱ軸上の推移例を示す図であり、図６（２）は、ＯＦＤＭ波の右端の最も周波数の高いＣＰ信号（右端ＣＰ信号）におけるＩＱ軸上の推移例を示す図であり、図６（３）は、左端ＳＰ信号における偏角の変化量θの推移例を示す図である。図６（１）（２）に示すように、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号共に、シンボルが進むに従い、その位置は誤差によって回転するが、所定シンボル以上の計算シンボルになると、それ以降は、ＩＱ軸上の原点を中心とした円周上を回転するようになる。また、図６（３）に示すように、左端ＳＰ信号は、所定シンボル以上の計算シンボルになると、１シンボルあたりの偏角の変化量θが安定するようになる。これは、右端ＣＰ信号についても同様である。したがって、誤差検出部２２は、１シンボルあたりの偏角の変化量θが安定した段階で（所定の計算シンボル数以上になった段階で）、誤差検出に用いる偏角の変化量として、１シンボルあたりの偏角の変化量θを求めればよい。

図７は、実施例１において観測対象となる左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号を説明する図である。図７に示すように、左端ＳＰ信号は、周波数軸上の中心キャリアの位置から周波数が低い方向へ２８０８本目のキャリア位置の信号であり、最も周波数の低いＳＰ信号である。また、右端ＣＰ信号は、周波数軸上の中心キャリアの位置から周波数が高い方向へ２８０８本目のキャリア位置の信号であり、最も周波数が高いＣＰ信号である。誤差検出部２２は、ＳＰ抽出部２１−１から入力したＳＰ信号及びＣＰ信号のうち、図７に示した位置の左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号を観測し、図６に示したように、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号の１シンボルあたりの偏角変化量が安定した段階で、それぞれの偏角の変化量を算出し、それらの変化量から狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する。

図８は、実施例１による誤差検出部２２の処理を示すフローチャートである。まず、誤差検出部２２は、ＳＰ抽出部２１−１からＳＰ信号及びＣＰ信号を入力すると共に、シンボル加算部１８−２から同期加算の回数を示す計算シンボル数を入力する（ステップＳ８０１）。そして、誤差検出部２２は、入力した計算シンボル数から予め設定されたＭ番目のシンボル（Ｍシンボル目）を判定すると、Ｍシンボル目のＳＰ信号及びＣＰ信号のうちの左端ＳＰ信号におけるＩＱ値（Ｉ_SP（Ｍ），Ｑ_SP（Ｍ））及び右端ＣＰ信号におけるＩＱ値（Ｉ_CP（Ｍ），Ｑ_CP（Ｍ））をメモリに格納する（ステップＳ８０２）。ここで、Ｍは、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号において１シンボルあたりの偏角変化量が安定する計算シンボル数以上になった段階のシンボル数であり、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号が配置されたシンボルを指定するための、予め設定された値が用いられる。後述する実施例２においても同様である。

誤差検出部２２は、入力した計算シンボル数から予め設定されたＮ（＞Ｍ）番目のシンボル（Ｎシンボル目）を判定すると、Ｎシンボル目のＳＰ信号及びＣＰ信号のうちの左端ＳＰ信号におけるＩＱ値（Ｉ_SP（Ｎ），Ｑ_SP（Ｎ））及び右端ＣＰ信号におけるＩＱ値（Ｉ_CP（Ｎ），Ｑ_CP（Ｎ））をメモリに格納する（ステップＳ８０３）。ここで、Ｎは、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号において１シンボルあたりの偏角変化量が安定する計算シンボル数以上になった段階の前記Ｍよりも大きいシンボル数であり、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号が配置されたシンボルを指定するための、予め設定された値が用いられる。後述する実施例２においても同様である。

尚、誤差検出部２２は、ステップＳ８０２及びステップＳ８０３において、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号の１シンボルあたりの偏角変化量が安定する計算シンボル数以上になった段階として、入力した計算シンボル数から予め設定されたＭ，Ｎシンボル目を判定するようにしたが、図６に示したように、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号の１シンボルあたりの偏角変化量が安定した段階を判定し、その後の左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号が配置されたシンボルをＭシンボル目とし、Ｍよりも大きく、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号が配置されたシンボルをＮシンボル目として判定するようにしてもよい。例えば、誤差検出部２２は、所定数のシンボル毎に、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号の１シンボルあたりの偏角変化量を算出し、その偏角変化量の変化が一定のしきい値以下になったときに、前述の安定した段階であると判定してもよい。また、誤差検出部２２は、入力した計算シンボル数を用いて、所定数のシンボル毎に、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号の振幅値を算出し、その振幅値の平均値についてその変化が一定のしきい値以下になったときに、前述の安定した段階であると判定してもよい。後述する実施例２においても同様である。

誤差検出部２２は、メモリから、Ｍシンボル目の左端ＳＰ信号のＩＱ値（Ｉ_SP（Ｍ），Ｑ_SP（Ｍ））及び右端ＣＰ信号のＩＱ値（Ｉ_CP（Ｍ），Ｑ_CP（Ｍ））、並びに、Ｎシンボル目の左端ＳＰ信号のＩＱ値（Ｉ_SP（Ｎ），Ｑ_SP（Ｎ））及び右端ＣＰ信号のＩＱ値（Ｉ_CP（Ｎ），Ｑ_CP（Ｎ））を読み出し、以下の式により、これらのＩＱ値を用いて、左端ＳＰ信号における１シンボルあたりの偏角変化量（回転量）θ_SP及び右端ＣＰ信号における１シンボルあたりの偏角変化量θ_CPを算出する（ステップＳ８０４）。
［数５］
θ_SP＝｛ａｔａｎ（Ｑ_SP（Ｎ）／Ｉ_SP（Ｎ））−ａｔａｎ（Ｑ_SP（Ｍ）／Ｉ_SP（Ｍ））｝／（Ｎ−Ｍ） ・・・（５）
［数６］
θ_CP＝｛ａｔａｎ（Ｑ_CP（Ｎ）／Ｉ_CP（Ｎ））−ａｔａｎ（Ｑ_CP（Ｍ）／Ｉ_CP（Ｍ））｝／（Ｎ−Ｍ） ・・・（６）

誤差検出部２２は、ステップＳ８０４にて算出した左端ＳＰ信号の偏角変化量θ_SP及び右端ＣＰ信号の偏角変化量θ_CPを、以下の式により、左端ＳＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP及び右端ＣＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_CPに変換する（ステップＳ８０５）。
［数７］
ΔＦ_SP＝θ_SP／１．００８ｅ^-3／２／π ・・・（７）
［数８］
ΔＦ_CP＝θ_CP／１．００８ｅ^-3／２／π ・・・（８）
ここで、１．００８ｅ^-3はＯＦＤＭシンボル長（ｓｅｃ）を示す。

誤差検出部２２は、以下の式により、ステップＳ８０５にて変換した左端ＳＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP及び右端ＣＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_CPを用いて、周波数誤差Δｆc及びクロック誤差Δｆclkを算出し、周波数誤差Δｆcを狭帯域周波数誤差として狭帯域周波数誤差補正部１５−２に出力し、クロック誤差Δｆclkをクロック誤差補正部２０−２に出力する（ステップＳ８０６）。
［数９］
Δｆc＝（ΔＦ_CP＋ΔＦ_SP）／２ ・・・（９）
［数１０］
Δｆclk＝（ΔＦ_CP−ΔＦ_SP）×８１９２／５６１６ ・・・（１０）
ここで、ＦＦＴサイズを８１９２とし、サブキャリア本数を５６１７とする。これにより、周波数誤差Δｆc及びクロック誤差Δｆclkは、同時に算出される。

ステップＳ８０６における前記数式（９）（１０）について詳細に説明する。右端ＣＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_CPは、全てのキャリアにおける一定の周波数誤差Δｆcと、ＦＦＴ時のクロック誤差の成分とによって定まる。ＦＦＴ時にはクロックは中央キャリアに合わせられており、右端ＣＰ信号は中央キャリアの位置から周波数が高い方向へ２８０８本目のキャリア位置にあることから、右端ＣＰ信号のクロック誤差の成分は、Δｆclk×２８０８／８１９２となる。したがって、右端ＣＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_CPは、以下の式で表される。
［数１１］
ΔＦ_CP＝Δｆc＋Δｆclk×２８０８／８１９２ ・・・（１１）

左端ＳＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SPも、右端ＣＰ信号と同様に、全てのキャリアにおける一定の周波数誤差Δｆcと、ＦＦＴ時のクロック誤差の成分とによって定まる。また、左端ＳＰ信号は中心キャリアの位置から周波数が低い方向へ２８０８本目のキャリア位置にあることから、左端ＳＰ信号のクロック誤差の成分は、右端ＣＰ信号とは異なり負の値となり、Δｆclk×（−２８０８）／８１９２となる。したがって、左端ＳＰ信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SPは、以下の式で表される。
［数１２］
ΔＦ_SP＝Δｆc＋Δｆclk×（−２８０８）／８１９２ ・・・（１２）
これにより、前記数式（１１）（１２）から前記数式（９）（１０）が導出される。

このように、実施例１の誤差検出部２２におけるステップＳ８０１〜ステップＳ８０６の処理により、ＳＰ抽出部２１−１により抽出されたＳＰ信号及びＣＰ信号のうち、左端ＳＰ信号及び右端ＣＰ信号を観測し、所定の計算シンボル数以上になった段階で、これらのＳＰ信号及びＣＰ信号について時間軸上で偏角を算出し、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出するようにした。

従来は、絶対値の周波数誤差を検出した後、周波数誤差の方向を判定するために、ＳＰ信号電力がピーク値となる計算シンボル数を求める等の複雑な処理が必要であった。これに対し、誤差検出部２２は、ＳＰ信号等の偏角を時間軸上で観測し、その変化量から正負の方向を含む狭帯域周波数誤差を算出するようにしたから、従来よりも少ない計算量にて簡易な手法で、精度の高い狭帯域周波数誤差を算出することができる。また、従来は、時間軸上の加算処理及びガード相関処理によりクロック誤差を算出していたのに対し、誤差検出部２２は、周波数軸上でシンボル加算によりパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号の偏角を時間軸上で観測し、その変化量からクロック誤差を算出するようにした。これにより、従来よりも精度の高いクロック誤差を算出することができる。したがって、受信電力が低レベルであっても、精度の高い狭帯域周波数誤差及びクロック誤差が算出され、これらの誤差が補正されるから、ＯＦＤＭ波の信号を精度高く測定することが可能となる。つまり、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルを精度高く測定することが可能となる。

以上のように、実施例１のＯＦＤＭ波測定装置１によれば、広帯域周波数誤差検出部２７は、キャリア毎に、ＦＦＴ出力信号であるＩＱ信号を差動復調し、差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、算出した角度に基づいて、ＤＢＰＳＫで変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置をキャリア単位で特定し、特定したパイロット信号のキャリア位置と当該パイロット信号の正しいキャリア位置との間の相関値を算出し、キャリア間隔以上の広帯域周波数誤差を検出するようにした。

これにより、信号電力が熱雑音以下の低レベルであっても、ＤＢＰＳＫの変調方式にて変調され、毎シンボル同じキャリア位置に配置されたパイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定することができ、キャリア間隔以上の広帯域周波数誤差を検出することができる。したがって、キャリア間隔以上の周波数誤差がある熱雑音以下の低レベルの信号においても、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルを精度高く測定することが可能となる。また、実施例１の誤差検出部２２が狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出し、狭帯域周波数誤差補正部１５−２及びクロック誤差補正部２０−２がこれらを補正することで、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルを一層精度高く測定することが可能となる。

〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。前述のとおり、実施例２は、ＩＱ信号を差動復調してＩ軸との間の角度を算出し、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号を累積処理することで、そのキャリア位置を特定し、キャリア間隔以上の広帯域周波数誤差を検出すると共に、周波数軸上でシンボルの同期加算により狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号を抽出し、抽出した狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号の中から振幅値の高い狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号を選択し、選択した狭帯域周波数誤差検出用パイロット信号の偏角を時間軸上で観測し、その変化量から、正負の方向を含む狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する。

実施例２によるＯＦＤＭ波測定装置１は、図１に示した実施例１によるＯＦＤＭ波測定装置１と同じ構成であり、実施例１と同じ処理により広帯域周波数誤差を検出するが、実施例１の誤差検出部２２とは異なる処理を行う。誤差検出部２２以外の構成部は、実施例１と同様であるので、ここでは説明を省略する。

実施例２の誤差検出部２２は、ＳＰ抽出部２１−１からＳＰ信号及びＣＰ信号を入力すると共に、シンボル加算部１８−２から同期加算の回数を示す計算シンボル数を入力し、予め設定された範囲Ａ，Ｂ内で最も振幅値が高いＳＰ１信号及びＳＰ２信号をそれぞれ選択し、ＳＰ１信号及びＳＰ２信号の１シンボルあたりの偏角変化量が安定する計算シンボル数以上になった段階で、選択したＳＰ１信号及びＳＰ２信号について時間軸上の偏角を算出し、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する。

（誤差検出部）
次に、実施例２の誤差検出部２２について詳細に説明する。図９は、実施例２において選択されるＳＰ１信号及びＳＰ２信号を説明する図である。図９に示すように、周波数軸上で、ＳＰ１信号が選択される範囲Ａ及びＳＰ２信号が選択される範囲Ｂが予め設定されている。ここで、ＳＰ１信号の中心周波数は、ＳＰ２信号の中心周波数よりも低いものとする。範囲Ａ内の複数のＳＰ信号のうち、最も振幅値が高いＳＰ信号としてＳＰ１信号が選択され、範囲Ｂ内の複数のＳＰ信号のうち、最も振幅値が高いＳＰ信号としてＳＰ２信号が選択される。選択されたＳＰ１信号が、周波数軸上の中心キャリアの位置から周波数が低い方向へａ本目のキャリア位置の信号であり、ＳＰ２信号が、周波数軸上の中心キャリアの位置から周波数が高い方向へｂ本目のキャリア位置の信号であるとすると、ＳＰ１信号は、中心キャリアから周波数が低い方向へａ×Δｆ（Ｈｚ）離れた位置にあり、ＳＰ２信号は、中心キャリアから周波数が高い方向へｂ×Δｆ（Ｈｚ）離れた位置にある。ここで、Δｆはキャリア間隔の周波数を示す。

例えば、周波数軸上でキャリアが配置されている周波数領域において、ＳＰ１信号が選択される範囲Ａとして、最も周波数の低いＳＰ信号を含む範囲であって、最も周波数の低いキャリア位置から１／４の範囲が予め設定され、ＳＰ２信号が選択される範囲Ｂとして、最も周波数の高いＳＰ信号を含む範囲であって、最も周波数の高いキャリア位置から１／４の範囲が予め設定される。これにより、周波数が近い範囲Ａ，Ｂが設定されている場合に比べ、ＳＰ１信号の中心周波数とＳＰ２信号の中心周波数とが離れることになり、偏角の差が大きくなるから、精度の高い狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を算出することができる。

図１０は、実施例２による誤差検出部２２の処理を示すフローチャートである。まず、誤差検出部２２は、図８に示したステップＳ８０１と同様に、ＳＰ抽出部２１−１からＳＰ信号及びＣＰ信号を入力すると共に、シンボル加算部１８−２から同期加算の回数を示す計算シンボル数を入力する（ステップＳ１００１）。

誤差検出部２２は、入力した計算シンボル数から予め設定されたＭシンボル目を判定すると、Ｍシンボル目において、予め設定された範囲Ａ内の複数のＳＰ信号について振幅値をそれぞれ算出し、最も振幅値が高いＳＰ信号としてＳＰ１信号（中心キャリアからａ本目のキャリア、図９を参照）を選択すると共に、予め設定された範囲Ｂ内の複数のＳＰ信号について振幅値をそれぞれ算出し、最も振幅値が高いＳＰ信号としてＳＰ２信号（中心キャリアからｂ本目のキャリア）を選択する（ステップＳ１００２）。

尚、誤差検出部２２は、予め設定されたＭシンボル目よりも前のシンボルにおいて、前記と同様の処理により、ＳＰ１信号及びＳＰ２信号を選択するようにしてもよい。

誤差検出部２２は、Ｍシンボル目において、ステップＳ１００２にて選択したＳＰ１信号のＩＱ値（Ｉ_SP1（Ｍ），Ｑ_SP1（Ｍ））及びＳＰ２信号のＩＱ値（Ｉ_SP2（Ｍ），Ｑ_SP2（Ｍ））をメモリに格納する（ステップＳ１００３）。そして、誤差検出部２２は、入力した計算シンボル数から予め設定されたＮ（＞Ｍ）シンボル目を判定すると、ステップＳ１００２にて選択した同じキャリア位置のＳＰ１信号のＩＱ値（Ｉ_SP1（Ｎ），Ｑ_SP1（Ｎ））、及び同じキャリア位置のＳＰ２信号のＩＱ値（Ｉ_SP2（Ｎ），Ｑ_SP2（Ｎ））をメモリに格納する（ステップＳ１００４）。

誤差検出部２２は、メモリから、Ｍシンボル目のＳＰ１信号のＩＱ値（Ｉ_SP1（Ｍ），Ｑ_SP1（Ｍ））及びＳＰ２信号のＩＱ値（Ｉ_SP2（Ｍ），Ｑ_SP2（Ｍ））、並びに、Ｎシンボル目のＳＰ１信号のＩＱ値（Ｉ_SP1（Ｎ），Ｑ_SP1（Ｎ））及びＳＰ２信号のＩＱ値（Ｉ_SP2（Ｎ），Ｑ_SP2（Ｎ））を読み出し、以下の式により、これらのＩＱ値を用いて、ＳＰ１信号における１シンボルあたりの偏角変化量（回転量）θ_SP1及びＳＰ２信号における１シンボルあたりの偏角変化量θ_SP2を算出 する（ステップＳ１００５）。
［数１３］
θ_SP1＝｛ａｔａｎ（Ｑ_SP1（Ｎ）／Ｉ_SP1（Ｎ））−ａｔａｎ（Ｑ_SP1（Ｍ）／Ｉ_SP1（Ｍ））｝／（Ｎ−Ｍ） ・・・（１３）
［数１４］
θ_SP2＝｛ａｔａｎ（Ｑ_SP2（Ｎ）／Ｉ_SP2（Ｎ））−ａｔａｎ（Ｑ_SP2（Ｍ）／Ｉ_SP2（Ｍ））｝／（Ｎ−Ｍ） ・・・（１４）

誤差検出部２２は、ステップＳ１００５にて算出したＳＰ１信号の偏角変化量θ_SP1及びＳＰ２信号の偏角変化量θ_SP2を、以下の式により、ＳＰ１信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP1及びＳＰ２信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP2に変換する（ステップＳ１００６）。
［数１５］
ΔＦ_SP1＝θ_SP1／１．００８ｅ^-3／２／π ・・・（１５）
［数１６］
ΔＦ_SP2＝θ_SP2／１．００８ｅ^-3／２／π ・・・（１６）
ここで、１．００８ｅ^-3はＯＦＤＭシンボル長（ｓｅｃ）を示す。

誤差検出部２２は、以下の式により、ステップＳ１００６にて変換したＳＰ１信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP1及びＳＰ２信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP2を用いて、周波数誤差Δｆc及びクロック誤差Δｆclkを算出し、周波数誤差Δｆcを狭帯域周波数誤差として狭帯域周波数誤差補正部１５−２に出力し、クロック誤差Δｆclkをクロック誤差補正部２０−２に出力する（ステップＳ１００７）。
［数１７］
Δｆc＝（ａ×ΔＦ_SP2＋ｂ×ΔＦ_SP1）／（ａ＋ｂ） ・・・（１７）
［数１８］
Δｆclk＝（ΔＦ_SP2−ΔＦ_SP1）×８１９２／（ａ＋ｂ） ・・・（１８）
ここで、ＦＦＴサイズを８１９２とし、サブキャリア本数を５６１７とする。これにより、周波数誤差Δｆc及びクロック誤差Δｆclkは、同時に算出される。

ステップＳ１００７における前記数式（１７）（１８）について詳細に説明する。ＳＰ１信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP1は、全てのキャリアにおける一定の周波数誤差Δｆcと、ＦＦＴ時のクロック誤差の成分とによって定まる。ＦＦＴ時にはクロックは中央キャリアに合わせられており、ＳＰ１信号は中心キャリアの位置から周波数が低い方向へａ本目のキャリア位置にあることから、ＳＰ１信号のクロック誤差の成分は、Δｆclk×（−ａ）／８１９２となる。したがって、ＳＰ１信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP1は、以下の式で表される。
[数１９]
ΔＦ_SP1＝Δｆc＋Δｆclk×（−ａ）／８１９２ ・・・（１９）

ＳＰ２信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP2も、ＳＰ１信号と同様に、全てのキャリアにおける一定の周波数誤差Δｆcと、ＦＦＴ時のクロック誤差の成分とによって定まる。また、ＳＰ２信号は中心キャリアの位置から周波数が高い方向へｂ本目のキャリア位置にあることから、ＳＰ２信号のクロック誤差の成分は、ＳＰ１信号とは異なり正の値となり、Δｆclk×ｂ／８１９２となる。したがって、ＳＰ２信号の中心周波数のずれ量ΔＦ_SP2は、以下の式で表される。
[数２０]
ΔＦ_SP2＝Δｆc＋Δｆclk×ｂ／８１９２ ・・・（２０）
これにより、前記数式（１９）（２０）から前記数式（１７）（１８）が導出される。

このように、実施例２の誤差検出部２２におけるステップＳ１００１〜ステップＳ１００７の処理により、ＳＰ抽出部２１−１により抽出されたＳＰ信号であって、所定範囲Ａ，Ｂ内のＳＰ信号のうち最も振幅値が高いＳＰ１信号及びＳＰ２信号をそれぞれ選択し、選択したＳＰ１信号及びＳＰ２信号を観測し、所定の計算シンボル数以上になった段階で、これらのＳＰ１信号及びＳＰ２信号について時間軸上で偏角を算出し、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出するようにした。これにより、受信状態の良いＳＰ１信号及びＳＰ２信号を用いて狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を算出するようにしたから、実施例１の効果に加え、受信したＯＦＤＭ信号が、特定の周波数においてキャリアの振幅値が低い、いわゆるマルチパス等を含む場合であっても、ＯＦＤＭ波の信号を精度高く測定することが可能となる。つまり、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルを精度高く測定することが可能となる。

以上のように、実施例２のＯＦＤＭ波測定装置１によれば、実施例１と同様に、パイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定することができ、キャリア間隔以上の広帯域周波数誤差を検出することができる。したがって、キャリア間隔以上の周波数誤差がある熱雑音以下の低レベルの信号においても、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルを精度高く測定することが可能となる。また、実施例２の誤差検出部２２が狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出し、狭帯域周波数誤差補正部１５−２及びクロック誤差補正部２０−２がこれらを補正することで、受信電力、スペクトル及び遅延プロファイルを一層精度高く測定することが可能となる。

以上、実施例１，２を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例１，２に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施例１，２では、ＯＦＤＭ波測定装置１の広帯域周波数誤差検出部２７は、ＤＢＰＳＫで変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定するようにしたが、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying：差動４相位相変調）で変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号のキャリア位置を特定するようにしてもよい。この場合、ＯＦＤＭ波測定装置１が受信するＯＦＤＭ波には、当該ＯＦＤＭ波を送信する送信装置がＤＱＰＳＫの変調方式にて変調して毎シンボル同じキャリア位置に配置したパイロット信号が含まれるものとする。本発明では、差動復調した信号とＩ軸との間の角度に基づいて、パイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定するために、当該パイロット信号は差動変調されていればよい。

また、本発明は、前記実施例１，２の他、パイロット信号に基づいてＯＦＤＭ信号を測定するＯＦＤＭ波測定装置であれば適用することができる。例えば、特許文献３の図１〜図４に記載されたＯＦＤＭ波測定装置にも適用がある。具体的には、ＯＦＤＭ波測定装置は、特許文献３の図１〜図４において、本発明と同様に、周波数誤差補正部（狭帯域周波数誤差補正部）の後段に、広帯域周波数誤差補正部２６、シンボル切出部１６−４、ＦＦＴ部１７−４及び広帯域周波数誤差検出部２７を備えるように構成される。

また、前記実施例１，２による誤差検出部２２では、ＳＰ信号及びＣＰ信号、またはＳＰ信号を用いて狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出するようにしたが、ＳＰ信号及びＣＰ信号以外のパイロット信号を用いるようにしてもよい。例えば、実施例２による誤差検出部２２は、予め設定された範囲Ａ（周波数の低い領域）内で複数のＳＰ信号から最も振幅値の高いＳＰ信号を選択し、予め設定された範囲Ｂ（周波数の高い領域）内で複数のＳＰ信号から最も振幅値の高いＳＰ信号を選択するようにしたが、範囲Ｂ内で複数のＳＰ信号及びＣＰ信号から最も振幅値の高いＳＰ信号またはＣＰ信号を選択するようにしてもよい。

また、実施例１による誤差検出部２２は、異なる２つのＳＰ信号及びＣＰ信号を用いて狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出するようにしたが、異なる２つのＳＰ信号を用いるようにしてもよいし、異なる３つ以上のＳＰ信号等を用いるようにしてもよい。また、実施例２による誤差検出部２２は、異なる２つのＳＰ信号等を用いて狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出するようにしたが、異なる３つ以上のＳＰ信号等を用いるようにしてもよい。例えば、実施例１，２による誤差検出部２２は、２本のＳＰ信号の組み合わせにより第１の周波数誤差及びクロック誤差を検出し、他の２本のＳＰ信号の組み合わせにより第２の周波数誤差及びクロック誤差を検出し、検出した第１の周波数誤差及びクロック誤差と第２の周波数誤差及びクロック誤差からそれぞれの中央値を求め、周波数誤差の中央値を狭帯域周波数誤差として狭帯域周波数誤差補正部１５−２に出力し、クロック誤差の中央値をクロック誤差補正部２０−２に出力するようにしてもよい。また、２本のＳＰ信号についての３組以上の組み合わせについて、それぞれの周波数誤差及びクロック誤差を検出し、これらの平均値を求めて狭帯域周波数誤差補正部１５−２及びクロック誤差補正部２０−２にそれぞれ出力するようにしてもよい。

尚、ＯＦＤＭ波測定装置１のハードウェア構成としては、通常のコンピュータを使用することができる。ＯＦＤＭ波測定装置１は、ＣＰＵ、ＲＡＭ等の揮発性の記憶媒体、ＲＯＭ等の不揮発性の記憶媒体、及びインターフェース等を備えたコンピュータによって構成される。ＯＦＤＭ波測定装置１に備えた直交復調部１３、誤差検出部１４、狭帯域周波数誤差補正部１５−１，１５−２、シンボル切出部１６−１，１６−２，１６−３，１６−４、ＦＦＴ部１７−１，１７−２，１７−３，１７−４、シンボル加算部１８−１，１８−２，１８−３、ＳＰパターン検出部１９、クロック誤差補正部２０−１，２０−２、ＳＰ抽出部２１−１，２１−２、誤差検出部２２、受信電力算出部２３、スペクトル算出部２４、遅延プロファイル算出部２５、広帯域周波数誤差補正部２６及び広帯域周波数誤差検出部２７の各機能は、これらの機能を記述したプログラムをＣＰＵに実行させることによりそれぞれ実現される。

また、図１のＯＦＤＭ波測定装置１に備えた周波数変換部１１及びＡ／Ｄ変換部１２以外の構成部、すなわち直交復調部１３、誤差検出部１４、狭帯域周波数誤差補正部１５−１，１５−２、シンボル切出部１６−１，１６−２，１６−３，１６−４、ＦＦＴ部１７−１，１７−２，１７−３，１７−４、シンボル加算部１８−１，１８−２，１８−３、ＳＰパターン検出部１９、クロック誤差補正部２０−１，２０−２、ＳＰ抽出部２１−１，２１−２、誤差検出部２２、受信電力算出部２３、スペクトル算出部２４、遅延プロファイル算出部２５、広帯域周波数誤差補正部２６及び広帯域周波数誤差検出部２７を備えた測定装置を構成することができる。この測定装置も、通常のコンピュータを使用することができ、前述のＯＦＤＭ波測定装置１と同様に、ＣＰＵ、ＲＡＭ等の揮発性の記憶媒体、ＲＯＭ等の不揮発性の記憶媒体、及びインターフェース等を備えたコンピュータによって構成される。この測定装置に備えた直交復調部１３等の各機能は、これらの機能を記述したプログラムをＣＰＵに実行させることによりそれぞれ実現される。

この場合、図１に示した周波数変換部１１及びＡ／Ｄ変換部１２を備えた受信装置は、受信アンテナにてＯＦＤＭ信号を受信し、Ａ／Ｄ変換部１２により変換したデジタルのＩＦ信号を受信ＯＦＤＭ信号データとしてメモリに格納する。そして、測定装置は、受信装置のメモリに格納された受信ＯＦＤＭ信号データをダウンロードし、または記憶装置を介して読み出すことで、受信ＯＦＤＭ信号データをメモリに格納する。そして、測定装置は、メモリから受信ＯＦＤＭデータを読み出し、直交復調部１３等の機能を記述したプログラムを実行する。これにより、受信装置にて受信したＯＦＤＭ信号を、測定装置にて処理することができ、受信電力等を算出することができる。

これらのプログラムは、磁気ディスク（フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク等）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等）、半導体メモリ等の記憶媒体に格納して頒布することもでき、ネットワークを介して送受信することもできる。

１ ＯＦＤＭ波測定装置
１１ 周波数変換部
１２ Ａ／Ｄ変換部
１３ 直交復調部
１４，２２ 誤差検出部
１５ 狭帯域周波数誤差補正部
１６ シンボル切出部
１７ ＦＦＴ部
１８ シンボル加算部
１９ ＳＰパターン検出部
２０ クロック誤差補正部
２１ ＳＰ抽出部
２３ 受信電力算出部
２４ スペクトル算出部
２５ 遅延プロファイル算出部
２６ 広帯域周波数誤差補正部
２７ 広帯域周波数誤差検出部
２８ 差動復調部
２９ 係数算出部
３０ 配置情報メモリ
３１ 相関算出部

Claims (4)

1. パイロット信号を含むＯＦＤＭ波を受信し、前記パイロット信号を抽出して前記ＯＦＤＭ波の信号を測定するＯＦＤＭ波測定装置において、
   前記受信したＯＦＤＭ波の信号を直交復調し、ベースバンド信号を生成する直交復調部と、
   前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、時間軸上にて所定数のシンボル単位で加算を行い、ガード相関によりシンボル先頭位置、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する誤差検出部と、
   前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出された狭帯域周波数誤差を補正する狭帯域周波数誤差補正部と、
   前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第１のシンボル切出部と、
   前記第１のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第１のＦＦＴ部と、
   前記第１のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルのＩＱ信号を差動復調し、前記差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、所定シンボル数において前記角度を用いた累積処理を行い、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定し、前記特定した広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置と予め設定された広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置との間の相関値を算出し、前記相関値に基づいて広帯域周波数誤差を検出する広帯域周波数誤差検出部と、
   前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記広帯域周波数誤差検出部により検出された広帯域周波数誤差を補正する広帯域周波数誤差補正部と、
   前記広帯域周波数誤差補正部により広帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第２のシンボル切出部と、
   前記第２のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第２のＦＦＴ部と、
   前記第２のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルを、所定番目のシンボル毎に同期加算し、同期加算結果を生成するシンボル加算部と、
   前記シンボル加算部により生成された同期加算結果と、予め設定された複数のパターンとの間の相関値を算出し、前記相関値が最大のパターンを検出するパターン検出部と、
   前記パターン検出部により検出されたパターンに基づいて、前記同期加算結果のキャリアシンボルからパイロット信号を抽出するパイロット抽出部と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ波測定装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ波測定装置において、
   前記広帯域周波数誤差検出部は、
   前記第１のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルのＩＱ信号を、キャリア毎に差動復調し、差動復調信号を生成する差動復調部と、
   前記差動復調部により生成された差動復調信号のＩＱ信号とＩ軸との間の角度をキャリア毎に算出し、前記算出した角度のコサイン値からサイン値を減算した結果を、シンボル方向へ前記所定シンボル数分累積して平均し、前記平均の結果を係数として算出する係数算出部と、
   前記係数算出部により算出されたキャリア毎の係数、及び前記広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置が予め設定された配置情報を用いて、前記キャリア毎の係数及び前記配置情報との間の相関値を算出し、前記相関値に基づいて広帯域周波数誤差を検出する相関算出部と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ波測定装置。
3. 請求項１または２に記載のＯＦＤＭ波測定装置において、
   前記広帯域周波数誤差検出用パイロット信号を、ＤＢＰＳＫまたはＤＱＰＳＫの変調方式で変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されているパイロット信号とする、ことを特徴とするＯＦＤＭ波測定装置。
4. パイロット信号を含むＯＦＤＭ波の信号から前記パイロット信号を抽出し、前記ＯＦＤＭ波の信号を測定するコンピュータに、
   前記ＯＦＤＭ波の信号を直交復調し、ベースバンド信号を生成する直交復調部の機能と、
   前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、時間軸上にて所定数のシンボル単位で加算を行い、ガード相関によりシンボル先頭位置、狭帯域周波数誤差及びクロック誤差を検出する誤差検出部の機能と、
   前記直交復調部により生成されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出された狭帯域周波数誤差を補正する狭帯域周波数誤差補正部の機能と、
   前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第１のシンボル切出部の機能と、
   前記第１のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第１のＦＦＴ部の機能と、
   前記第１のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルのＩＱ信号を差動復調し、前記差動復調した信号とＩ軸との間の角度を算出し、所定シンボル数において前記角度を用いた累積処理を行い、差動変調され毎シンボル同じキャリア位置に配置されている広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置をキャリア単位で特定し、前記特定した広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置と予め設定された広帯域周波数誤差検出用パイロット信号のキャリア位置との間の相関値を算出し、前記相関値に基づいて広帯域周波数誤差を検出する広帯域周波数誤差検出部の機能と、
   前記狭帯域周波数誤差補正部により狭帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記広帯域周波数誤差検出部により検出された広帯域周波数誤差を補正する広帯域周波数誤差補正部の機能と、
   前記広帯域周波数誤差補正部により広帯域周波数誤差が補正されたベースバンド信号に対し、前記誤差検出部により検出されたシンボル先頭位置に基づいて、ＧＩを除去し有効シンボルを切り出す第２のシンボル切出部の機能と、
   前記第２のシンボル切出部により切り出された有効シンボルをＦＦＴし、キャリアシンボルを生成する第２のＦＦＴ部の機能と、
   前記第２のＦＦＴ部により生成されたキャリアシンボルを、所定番目のシンボル毎に同期加算し、同期加算結果を生成するシンボル加算部の機能と、
   前記シンボル加算部により生成された同期加算結果と、予め設定された複数のパターンとの間の相関値を算出し、前記相関値が最大のパターンを検出するパターン検出部の機能と、
   前記パターン検出部により検出されたパターンに基づいて、前記同期加算結果のキャリアシンボルからパイロット信号を抽出するパイロット抽出部の機能と、
   を実現させるためのプログラム。

Images