JP2010278550A

JP2010278550A - Ｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP2010278550A
Application number: JP2009126713A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Sugimoto; 雅彦杉本
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2009-05-26
Filing date: 2009-05-26
Publication date: 2010-12-09
Also published as: US8289834B2; US20100302931A1

Abstract

【課題】品質判定に用いるパイロット信号の種類を再検討し、例えばＦＦＴ窓を最適位置に制御し、良好な受信品質を得るようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することである。
【解決手段】ＯＦＤＭ受信装置１００は、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する信号受信部１と、信号受信部の出力である時間波形信号に所定の演算を施す時間波形演算部２０と、時間波形演算部の出力に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部１６と、フーリエ変換部の出力から特定の周波数成分だけを抽出する周波数成分抽出部３０と、周波数成分抽出部によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部３４と、逆フーリエ変換部の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する受信品質測定部５と、受信品質データに基づいて時間波形演算部を制御する時間波形制御部２１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交周波数分割多重(以下、ＯＦＤＭという)受信装置に係り、特にＯＦＤＭ復調における受信品質測定技術を用いたＯＦＤＭ受信装置に関する。

ＯＦＤＭ信号を劣化させる要因として白色雑音、位相雑音、マルチパスによるシンボル間干渉や符号間干渉、高速移動によるフェージング現象、スプリアス妨害、同一チャンネル妨害などがあり、これらに対する受信装置での対策が各分野で研究されている。
この劣化要因への対策には、高速フーリエ変換(以下、ＦＦＴという)前の時間領域での対策と、ＦＦＴ後の周波数領域での対策とに二分されるが、いずれの場合もその効果の判定基準となる受信品質の測定が必要である。

従来のＯＦＤＭ受信装置には、ＦＦＴ前後での受信データのＳ／Ｎ(信号対雑音比)又はビット誤り率を受信品質判定に用いて、ＦＦＴ窓を最適位置に制御し、良好な受信品質を得るようにした装置又は方法が開示されている(例えば特許文献１及び２参照)。
受信品質の測定には、受信信号の例えばＳ／Ｎを測定することが行われており、受信装置では復調された個々のデータに対して本来の基準点から分散を算出することでＳ／Ｎデータを測定する場合もある。

ここで、受信品質を示すデータは送信側で設定された本来の基準点からの分散を算出して求めるため、キャリア選択回路では６４ＱＡＭのような変調度の高い変調方式で変調されたサブキャリアよりも、ＢＰＳＫあるいは無変調のような変調度の低いサブキャリアを選択することが一般的である。
ところが、変調度が低いキャリアはパイロット信号(ＡＣ,ＴＭＣＣ信号及びＳＰ信号)に限定されることが多い。しかし、パイロット信号はデータ伝送効率の観点からＯＦＤＭ信号全体に占める割合が少なく、取得できる信号の割合も少ないため、品質判定に用いて受信品質を高い精度で測定することは難しい。

また、バッファメモリで遅延させるシンボル数を増加すれば、より多くのパイロット信号を取得して活用できる場合もあるが、この場合には受信するＯＦＤＭ信号の時間変動に対する追従性の悪化が問題になる。

特開２００４−３３６２７９号公報特開２００８−１１８５６７号公報

そこで、本発明は上記の問題に鑑み、品質判定に用いるパイロット信号の種類を再検討し、受信信号に対して各種の劣化要因への対策となる所定の演算を施し、例えばＦＦＴ窓を最適位置に制御し、良好な受信品質を得るようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することを目的とするものである。

本発明の一態様によれば、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する信号受信部と、前記信号受信部の出力である時間波形信号に所定の演算を施す時間波形演算部と、前記時間波形演算部の出力に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力から特定の周波数成分だけを抽出する周波数成分抽出部と、前記周波数成分抽出部によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する受信品質測定部と、前記受信品質データに基づいて前記時間波形演算部を制御する時間波形制御部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置が提供される。

本発明の他の態様によれば、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する信号受信部と、前記信号受信部の出力に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力である周波数波形信号に所定の演算を施す周波数波形演算部と、前記周波数波形演算部の出力から特定の周波数成分だけを抽出する周波数成分抽出部と、前記周波数成分抽出部によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する受信品質測定部と、前記受信品質データに基づいて前記周波数波形演算部を制御する周波数波形制御部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置が提供される。

本発明によれば、品質判定に用いるパイロット信号の種類を再検討し、受信信号に対して各種の劣化要因への対策となる所定の演算を施し、例えばＦＦＴ窓を最適位置に制御し、良好な受信品質を得るようにしたＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。ＦＦＴウインドウサーチによるＳＰ信号抽出を行い、干渉成分なしの場合と干渉成分ありの場合について、周波数成分に対する信号振幅の分布を観測した状態を示す図。図２(b)及び図２(c)に示すウインドウサーチの２つの場合における、ＳＰ信号の逆フーリエ変換後に得られる遅延プロファイルを示す図。本発明の第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。本発明の第３の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。本発明の第４の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。本発明の実施形態による新規方式と従来方式とを切替え可能に構成したＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するフローチャート。従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。主波と、その主波の径路とは別の径路で反射物に当たって受信側に到達する遅延波と、ＦＦＴウインドウとの関係を示す図。主波に対する遅延波の関係が性能劣化となる遅延プロファイルの例を示す図。Ｓ／Ｎ検出のために用いる信号を検討した結果を示す図。ＳＰ信号の配置を示す図。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
ＯＦＤＭ信号を劣化させる要因として白色雑音、位相雑音、マルチパスによるシンボル間干渉や符号間干渉、高速移動によるフェージング現象、スプリアス妨害、同一チャンネル妨害などがあり、これらに対する受信装置での対策が研究されている。
この劣化要因への対策には、その効果の判定基準となる受信品質の測定が必要である。

受信品質の測定には、受信信号の例えばＳ／Ｎを測定することが行われており、受信装置では復調された個々のデータに対して本来の基準点から分散を算出することでＳ／Ｎデータを測定する。

図８は従来の受信品質測定技術が時間領域での劣化対策に活用されたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
図８のＯＦＤＭ受信装置は、信号受信部１と、時間波形処理部２と、ＦＦＴ部１６と、データ復調部１７と、受信品質処理部３Ｄとを備えている。

信号受信部１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、自動利得制御(以下、ＡＧＣ)回路１３と、Ａ／Ｄ変換部１４と、直交検波回路１５と、を備えている。また、時間波形処理部２は、時間波形演算部２０と、時間波形制御部２１とを備えている。さらに、受信品質処理部３Ｄは、キャリア選択回路３０と、バッファメモリ３１と、遅延検波回路３２と、Ｓ／Ｎ算出回路３３と、を備えている。

まず、アンテナ１１で受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２へ入力され、チューナ１２において無線周波数帯から中間周波数(以下、ＩＦ)帯へ周波数変換される。チューナ１２の出力信号は、ＡＧＣ回路１３にて出力信号レベルが一定になるよう制御され、Ａ／Ｄ変換部１４に入力される。Ａ／Ｄ変換部１４でデジタル信号に変換された信号は直交検波回路１５に入力され、直交検波回路１５においてベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。

時間波形演算部２０は、直交検波回路１５で変換されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対し、各種の劣化要因への対策となる所定の演算を行う。この演算は時間波形制御部２１によって制御される。
各種の劣化要因への対策となる所定の演算とは、フーリエ変換処理(ＦＦＴ)を行う際の誤差を少なくし受信性能劣化を軽減するために、例えばＦＦＴ前の時間領域のＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ窓位置を設定するためのＦＦＴウインドウサーチが行われるが、その際に最適なＦＦＴ窓位置を検出するための演算などが該当する。

時間波形制御部２１は受信品質処理部３Ｄからの出力される受信品質データに応じて時間波形演算部２０での演算を制御する。時間波形演算部２０の出力はＦＦＴ部１６に供給される。

ＦＦＴ部１６は、ＦＦＴ演算を行ってＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、データ復調部１７に供給する。データ復調部１７は入力された信号に対して、送信側において施された変調処理の逆処理を行って、元のデータを復元する。例えば、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアはＰＳＫ変調やＱＡＭ変調等の変調方式によって変調されており、データ復調部１７はこれらの変調方式に対応した復調処理によって元のデータを復元する。

受信品質処理部３では、まずＦＦＴ部１６の出力である周波数領域のＯＦＤＭ信号がキャリア選択回路３０に供給される。キャリア選択回路３０では受信品質を測定するサブキャリアを周波数領域のＯＦＤＭ信号から選択し、バッファメモリ３１と遅延検波回路３２に出力する。

バッファメモリ３１ではキャリア選択回路３０で選択されたサブキャリアを保持し、所定のシンボル期間遅延させて遅延検波回路３２に出力する。遅延検波回路３２では現在のシンボルのサブキャリアと所定のシンボル期間遅延したサブキャリアを複素除算する。これにより周波数領域のＯＦＤＭ信号に残る位相回転が補正され、本来の基準点から分散が算出可能になる。なお、遅延検波に適したパイロット信号としてＡＣ,ＴＭＣＣ信号がある。このＡＣ,ＴＭＣＣ信号は、１シンボル毎に周波数軸上の同じ周波数位置に存在しているので、シンボル間で遅延検波してＳ／Ｎ検出するのに好都合である。これに対して、もう１つのパイロット信号としてのＳＰ信号は、４シンボル毎に周波数軸上の同じ周波数位置に存在しているので、４つ前のシンボルと遅延検波してＳ／Ｎ検出すると時間変動への追従性が低いという問題を生じる。

Ｓ／Ｎ算出回路３３では、遅延検波回路３２の出力に対して、本来の基準点から分散を算出し、キャリア選択回路３０で選択されたキャリアの分散値を積分する。積分して得られたデータは受信品質を示しており、時間波形制御部２１に供給される。

ここで、本発明の実施形態を説明する前に、上述したＦＦＴウインドウサーチについて図９〜図１２を参照して説明する。
図９は、主波(直接波)と、主波に対して主波の径路とは別の径路で反射物に当たって受信側に到達する遅延波(反射波)と、ＦＦＴウインドウとを示している。このときの遅延波は、その遅延時間τが主波のガード期間ｔｇ内に存在する場合の遅延波を示している。

ＦＦＴウインドウを時間軸方向に移動させ、ＦＦＴウインドウサーチを行うことによってＦＦＴ出力のＳ／Ｎが最良となる復調タイミング(ＦＦＴウインドウ位置)をサーチによって求めることができる。ＦＦＴウインドウ設定が範囲ＮＧに入るときは受信性能の劣化が大きく、範囲ＯＫに入るときは受信性能の劣化が小さい。

図１０は、主波に対する遅延波の関係が性能劣化となる遅延プロファイルの例を示している。このときの受信環境は、モード３、ガード１／８(ガード期間１２６μｓ)、かつ主波の信号振幅ピークに対してＤ／Ｕ＝３０ｄＢの強さを持った遅延波が２３波存在し、これらの２３波の遅延時間が１５０μｓから５μｓごとに等間隔に現れた場合を示している。この環境は実際に観測された実例に基づいている。

ＦＦＴウインドウサーチのサーチ範囲は主波のガード期間の範囲とされ、この範囲で最適なウインドウ位置をサーチに基づいて検出することが必要となる。ウインドウ内に含まれる干渉成分量(隣りの別のシンボル成分量)が最小であれば、最適なＦＦＴウインドウ位置である。最適なウインドウ位置以外は性能劣化に直結する。

図９及び図１０の各場合とも、最適なＦＦＴウインドウ位置を見つけるためには、受信したＯＦＤＭ信号をサーチし、各サーチごとに受信信号のＳ／Ｎを測定し、Ｓ／Ｎの最大のときが最良のウインドウ位置であるとして受信設定することが行われる。

図１１はＳ／Ｎ検出のために用いる信号としてはどのような信号が適当であるかを検討した結果を示している。地上デジタル伝送信号として１３セグメントのＯＦＤＭ信号を考えた場合、対象となるのがパイロット信号(ＡＣ信号，ＴＭＣＣ信号及びＳＰ信号)とデータ信号である。信号本数の観点からはデータ信号とＳＰ信号が候補となるが、データ信号は変調度が高いため、Ｓ／Ｎ検出精度の確保が困難である。従って、無変調のＳＰ信号によるＳ／Ｎ検出方法が良いと考えられる。但し、ＳＰ信号は周波数軸上で一定間隔(１２キャリア毎)に配置されているが、時間軸上では４シンボル間隔で同一周波数のキャリアが繰り返されている。従って、ＳＰ信号をＳ／Ｎ検出に用いるには工夫が必要である。図１１にあるように、ＳＰ信号については、挿入間隔が４シンボル毎であっても、信号本数が４６８本と多いので、ＯＦＤＭ信号に干渉成分があった場合でも、干渉成分に対する検出精度を他のパイロット信号(ＡＣ,ＴＭＣＣ信号)に比べて上げることができる利点がある。

図１２はＳＰ信号の配置を示している。１２キャリア毎に一定の間隔で存在しているために、ＳＰ信号をＯＦＤＭ信号から１／１２にサブサンプルすることにより、ＳＰ信号を抽出することができ、しかも無変調信号であるからマルチパスの干渉成分の情報の存在も見つけやすいと推定される。また、ＳＰ信号から直接Ｓ／Ｎを求めなくても、ＦＦＴウインドウ毎の相対評価ができればよいので、ＳＰ信号は干渉成分の検出に最適であると考えられる。

［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図８の従来例と同一部分には同一符号を付してある。
図１のＯＦＤＭ受信装置１００は、信号受信部１と、時間波形処理部２と、ＦＦＴ部１６と、データ復調部１７と、受信品質処理部３とを備える。

信号受信部１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、ＡＧＣ回路１３と、Ａ／Ｄ変換部１４と、直交検波回路１５と、を備える。また、時間波形処理部２は、時間波形演算部２０と、時間波形制御部２１とを備える。さらに、受信品質処理部３は、キャリア選択回路３０と、逆フーリエ変換部(以下、ＩＦＦＴ部)３４と、受信品質測定部５と、を備える。受信品質測定部５は、振幅制限回路３５と、電力積分回路３６と、を備える。

信号受信部１は、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する機能を有する。
信号受信部１においては、アンテナ１１で受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２へ入力され、チューナ１２において無線周波数帯からＩＦ帯へ周波数変換される。チューナ１２の出力信号は、ＡＧＣ回路１３にて出力信号レベルが一定になるよう制御され、Ａ／Ｄ変換部１４に入力される。Ａ／Ｄ変換部１４でデジタル信号に変換された信号は直交検波回路１５に入力され、直交検波回路１５においてベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。

時間波形演算部２０は、信号受信部１の出力である時間波形信号に所定の演算を施す機能を有する。具体的には、時間波形演算部２０は、直交検波回路１５で変換されたベースバンドのＯＦＤＭ信号に対し、各種の劣化要因への対策となる所定の演算を行う。この演算は時間波形制御部２１によって制御される。

各種の劣化要因への対策となる所定の演算とは、フーリエ変換処理(ＦＦＴ)を行う際の誤差を少なくし受信性能劣化を軽減するために、例えばＦＦＴ前の時間領域のＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ窓位置を設定するためのＦＦＴウインドウサーチが行われるが、その際に最適なＦＦＴ窓位置を検出するための演算などが該当する。

時間波形制御部２１は、受信品質処理部３からの出力される受信品質データに応じて時間波形演算部２０での演算を制御する。時間波形演算部２０の出力はＦＦＴ部１６に供給される。
ＦＦＴ部１６は、時間波形演算部２０の出力に対しＦＦＴ演算を行ってＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、データ復調部１７に供給する。

データ復調部１７は、入力された信号に対して、送信側において施された変調処理の逆処理を行って、元のデータを復元する。例えば、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアはＰＳＫ変調やＱＡＭ変調等の変調方式によって変調されており、データ復調部１７はこれらの変調方式に対応した復調処理によって元のデータを復元する。

受信品質処理部３では、まずＦＦＴ部１６の出力である周波数領域のＯＦＤＭ信号が周波数成分抽出部としてのキャリア選択回路３０に供給される。
キャリア選択回路３０では、ＦＦＴ部１６の出力から特定の周波数成分だけを抽出するもので、受信品質を測定するサブキャリアを周波数領域のＯＦＤＭ信号から選択し、ＩＦＦＴ部３４に出力する。このとき、特定の周波数成分を例えば等間隔で抜き出す。キャリア選択回路３０では、特定の周波数成分として例えばＳＰ信号を抽出する場合には、ＳＰ信号は周波数軸上で１２キャリア毎に存在しているので、１／１２にサブサンプルすることによって抽出できる。

ＩＦＦＴ部３４は、キャリア選択回路３０によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う。
受信品質測定部５は、ＩＦＦＴ部３４の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する機能を有する。振幅制限回路３５は、ＩＦＦＴ部３４の出力信号の振幅を所定の大きさまでに振幅制限する。これによって鋭く立った信号振幅ピークについては切り取り、干渉成分の多い信号レベルのみを残す。

電力積分回路３６は、振幅制限回路３５で振幅制限した信号の電力和を算出する。積分して得られたデータは受信品質を示しており、時間波形制御部２１に供給される。振幅制限した信号が干渉成分の場合は、積分して得られたデータは雑音成分を積分したものとなり、積分値が大きいほど受信品質が悪いことを表している。

図２はＦＦＴウインドウサーチによるＳＰ信号抽出を行い、干渉成分なしの場合と干渉成分ありの場合について、周波数成分に対する信号振幅の分布を観測した状態を示している。
図２(a)は、主波とそのガード期間内での遅延波とが存在する場合における、ウインドウサーチによるＦＦＴウインドウが干渉成分を含まない良好な範囲にある場合Ａと、ウインドウサーチによるＦＦＴウインドウが干渉成分を含んだＮＧの範囲にある場合Ｂとを示している。図２(b)及び(c)はウインドウサーチＡとウインドウサーチＢの各場合における、ＳＰ信号抽出後のＳＰ信号の周波数成分(横軸)に対する信号振幅の分布(縦軸)を観測した状態を示している。

図２(b)はウインドウサーチＡに対応した干渉成分がない場合の周波数成分に対する信号振幅の分布であって、主波と遅延波の２つの正弦波が重ね合わされており規則性のある分布となっている。これに対して、図２(c)はウインドウサーチＢに対応した干渉成分がある場合の周波数成分に対する信号振幅の分布であって、主波と遅延波の重ね合わせのほかにさらに干渉成分が重ね合わされており図２(b)の場合と比べてランダムな分布となっている。

図３は図２(b)及び(c)のウインドウサーチＡとウインドウサーチＢの各場合における、ＳＰ信号の逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)後に得られる遅延プロファイルを示している。図３(a)はウインドウサーチＡの干渉成分なしの場合、図３(b)はウインドウサーチＢの干渉成分ありの場合を示している。

ウインドウサーチＡとウインドウサーチＢの各場合とも、それらの遅延プロファイルには鋭い信号振幅ピークとして主波及び遅延波並びに折り返しの各成分が含まれている。なお、折り返しは、図１２に示したように、ＳＰ信号を抽出するために、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアを１／１２にサブサンプルしたときに発生した折り返しである。

鋭い信号振幅ピークを持った主波及び遅延波並びに折り返しの各成分については、ウインドウサーチＡとウインドウサーチＢの各場合ともほぼ同様であるが、信号ピークが立たない区間にはウインドウサーチＡとウインドウサーチＢとでは干渉成分の多少に違いが生じる。

そこで、ＳＰ信号をＩＦＦＴした後に得られる遅延プロファイルの干渉成分の多少を検出するために、ＳＰ信号のＩＦＦＴ後に得られる遅延プロファイルに対して振幅制限をかける。これによって、ＩＦＦＴ後の出力信号の振幅が振幅制限回路３５で所定の大きさまでに振幅制限され(信号振幅ピーク部分を切り取られ)、主として干渉成分が残る。そして、この干渉成分信号の電力和を電力積分回路３６で算出する。干渉成分のあるウインドウサーチＢの方が、干渉成分のないウインドウサーチＡに比べて電力が大きくなる。従って、電力和が小さい方が干渉成分が少なく、Ｓ／Ｎが大きく良好な受信状態であると判定することが可能となる。逆に、電力和が大きい方が干渉成分が多く、Ｓ／Ｎが小さく悪い受信状態であると判定することができる。

第１の実施形態によれば、品質判定に用いるパイロット信号の種類を例えばＳＰ信号とし、ＳＰ信号のＩＦＦＴ後の出力信号の振幅を所定の大きさまでに振幅制限した信号の電力和検出結果に基づいて時間波形信号に各種の劣化要因への対策となる所定の演算を施し、例えばＦＦＴ窓を最適位置に制御し、良好な受信品質を得ることができるＯＦＤＭ受信装置を提供できる。

［第２の実施形態］
図４は本発明の第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付してある。
図４のＯＦＤＭ受信装置１００Ａは、信号受信部１と、ＦＦＴ部１６と、周波数波形処理部４と、データ復調部１７と、受信品質処理部３とを備える。

信号受信部１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、ＡＧＣ(自動利得制御)回路１３と、Ａ／Ｄ変換部１４と、直交検波回路１５と、を備える。また、周波数波形処理部４は、周波数波形演算部４０と、周波数波形制御部４１とを備える。さらに、受信品質処理部３は、キャリア選択回路３０と、ＩＦＦＴ部３４と、受信品質測定部５と、を備える。受信品質測定部５は、振幅制限回路３５と、電力積分回路３６と、を備える。

図４で図１と異なる点は、ＦＦＴ部１６が直交検波回路１５の後段に配設されていることである。ＦＦＴ部１６は時間軸波形から周波数軸波形への変換処理であるから、ＦＦＴ部１６の後段に配置する処理は周波数変換処理となる。従って、ＦＦＴ部１６の後段に周波数波形処理部４が配設されている。それ以外の構成は図１と同様である。

信号受信部１は、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する機能を有する。
信号受信部１においては、アンテナ１１で受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２へ入力され、チューナ１２において無線周波数帯からＩＦ(中間周波数)帯へ周波数変換される。チューナ１２の出力信号は、ＡＧＣ回路１３にて出力信号レベルが一定になるよう制御され、Ａ／Ｄ変換部１４に入力される。Ａ／Ｄ変換部１４でデジタル信号に変換された信号は直交検波回路１５に入力され、直交検波回路１５においてベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。

ＦＦＴ部１６は、直交検波回路１５の出力に対しＦＦＴ演算を行ってＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、データ復調部１７に供給する。
周波数波形演算部４０は、ＦＦＴ部１６の出力である周波数波形信号に所定の演算を施す機能を有する。具体的には、周波数波形演算部４０は、ＦＦＴ部１６の出力である周波数波形信号に対し、各種の劣化要因への対策となる所定の演算を行う。この演算は周波数波形制御部４１によって制御される。

周波数波形制御部４１は、受信品質処理部３からの出力される受信品質データに応じて周波数波形演算部４０での演算を制御する。周波数波形演算部４０の出力はデータ復調部１７に供給される。
データ復調部１７は、入力された信号に対して、送信側において施された変調処理の逆処理を行って、元のデータを復元する。例えば、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアはＰＳＫ変調やＱＡＭ変調等の変調方式によって変調されており、データ復調部１７はこれらの変調方式に対応した復調処理によって元のデータを復元する。

受信品質処理部３では、まず周波数波形演算部４０の出力である周波数領域のＯＦＤＭ信号が周波数成分抽出部としてのキャリア選択回路３０に供給される。
キャリア選択回路３０では、ＦＦＴ部１６の出力から特定の周波数成分だけを抽出するもので、受信品質を測定するサブキャリアを周波数領域のＯＦＤＭ信号から選択し、ＩＦＦＴ部３４に出力する。このとき、特定の周波数成分を例えば等間隔で抜き出す。キャリア選択回路３０では、特定の周波数成分として例えばＳＰ信号を抽出する場合には、ＳＰ信号は周波数軸上で１２キャリア毎に存在しているので、１／１２にサブサンプルすることによって抽出できる。

電力積分回路３６は、振幅制限回路３５で振幅制限した信号の電力和を算出する。積分して得られたデータは受信品質を示しており、周波数波形制御部４１に供給される。振幅制限した信号が干渉成分の場合は、積分して得られたデータは雑音成分を積分したものとなり、積分値が大きいほど受信品質が悪いことを表している。

第２の実施形態によれば、品質判定に用いるパイロット信号の種類を例えばＳＰ信号とし、ＳＰ信号のＩＦＦＴ後の出力信号の振幅を所定の大きさまでに振幅制限した信号の電力和検出結果に基づいて周波数波形信号に各種の劣化要因への対策となる所定の演算を施し、良好な受信品質を得ることができるＯＦＤＭ受信装置を提供できる。

［第３の実施形態］
図５は本発明の第３の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図１と同一部分には同一符号を付してある。
図５のＯＦＤＭ受信装置１００Ｂは、信号受信部１と、時間波形処理部２と、ＦＦＴ部１６と、データ復調部１７と、受信品質処理部３Ａとを備える。

信号受信部１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、ＡＧＣ(自動利得制御)回路１３と、Ａ／Ｄ変換部１４と、直交検波回路１５と、を備える。また、時間波形処理部２は、時間波形演算部２０と、時間波形制御部２１とを備える。さらに、受信品質処理部３Ａは、キャリア選択回路３０と、ＩＦＦＴ部３４と、受信品質測定部５Ａと、を備える。受信品質測定部５Ａは、電力算出回路３７と、最大値検出回路３８と、を備える。

図５で図１と異なる点は、受信品質処理部３Ａ内の受信品質測定部５Ａの構成が異なっていることである。それ以外の構成は図１と同様である。
信号受信部１は、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する機能を有する。

信号受信部１においては、アンテナ１１で受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２へ入力され、チューナ１２において無線周波数帯からＩＦ(中間周波数)帯へ周波数変換される。チューナ１２の出力信号は、ＡＧＣ回路１３にて出力信号レベルが一定になるよう制御され、Ａ／Ｄ変換部１４に入力される。Ａ／Ｄ変換部１４でデジタル信号に変換された信号は直交検波回路１５に入力され、直交検波回路１５においてベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。

各種の劣化要因への対策となる所定の演算とは、フーリエ変換処理(ＦＦＴ)を行う際の誤差を少なくし受信性能劣化を軽減するために、例えばＦＦＴ前の時間領域のＯＦＤＭ信号に対してＦＦＴ窓位置を設定するためのＦＦＴウインドウサーチが行われるが、その際に適切なＦＦＴ切り出し窓位置を検出するための演算などが該当する。

時間波形制御部２１は、受信品質処理部３からの出力される受信品質データに応じて時間波形演算部２０での演算を制御する。時間波形演算部２０の出力はＦＦＴ部１６に供給される。
ＦＦＴ部１６は、時間波形演算部２０の出力に対しＦＦＴ演算を行ってＯＦＤＭ信号を時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、データ復調部１７に供給する。
データ復調部１７は、入力された信号に対して、送信側において施された変調処理の逆処理を行って、元のデータを復元する。例えば、ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアはＰＳＫ変調やＱＡＭ変調等の変調方式によって変調されており、データ復調部１７はこれらの変調方式に対応した復調処理によって元のデータを復元する。

受信品質処理部３Ａでは、まずＦＦＴ部１６の出力である周波数領域のＯＦＤＭ信号が周波数成分抽出部としてのキャリア選択回路３０に供給される。
キャリア選択回路３０は、ＦＦＴ部１６の出力から特定の周波数成分だけを抽出するもので、受信品質を測定するサブキャリアを周波数領域のＯＦＤＭ信号から選択し、ＩＦＦＴ部３４に出力する。このとき、特定の周波数成分を例えば等間隔で抜き出す。キャリア選択回路３０では、例えばＳＰ信号を抽出する場合には、ＳＰ信号は周波数軸上で１２キャリア毎に存在しているので、１／１２にサブサンプルすることによって抽出できる。

ＩＦＦＴ部３４は、キャリア選択回路３０によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う。
受信品質測定部５Ａは、ＩＦＦＴ部３４の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する機能を有する。電力算出回路３７は、ＩＦＦＴ部３４の出力信号の電力を算出する。

最大値検出回路３８は、電力算出回路３７で算出した信号の最大値を検出する。検出された最大電力は受信品質を示しており、時間波形制御部２１に供給される。算出された最大電力は、主波及び遅延波を含む最大電力であり、最大電力値が大きいほど受信品質が良好なことを表している。

第３の実施形態によれば、品質判定に用いるパイロット信号の種類を例えばＳＰ信号とし、ＳＰ信号のＩＦＦＴ後の出力信号の最大電力検出結果に基づいて時間波形信号に各種の劣化要因への対策となる所定の演算を施し、例えばＦＦＴ窓を最適位置に制御し、良好な受信品質を得ることができるＯＦＤＭ受信装置を提供できる。

［第４の実施形態］
図６は本発明の第４の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。図５と同一部分には同一符号を付してある。
図６のＯＦＤＭ受信装置１００Ｃは、信号受信部１と、ＦＦＴ部１６と、周波数波形処理部４と、データ復調部１７と、受信品質処理部３Ａとを備える。

信号受信部１は、アンテナ１１と、チューナ１２と、ＡＧＣ(自動利得制御)回路１３と、Ａ／Ｄ変換部１４と、直交検波回路１５と、を備える。また、周波数波形処理部４は、周波数波形演算部４０と、周波数波形制御部４１とを備える。さらに、受信品質処理部３Ａは、キャリア選択回路３０と、ＩＦＦＴ部３４と、受信品質測定部５Ａと、を備える。受信品質測定部５Ａは、電力算出回路３７と、最大値検出回路３８と、を備える。

図６で図５と異なる点は、ＦＦＴ部１６が直交検波回路１５の後段に配設されていることである。従って、ＦＦＴ部１６の後段に周波数波形処理部４が配設されている。それ以外の構成は図５と同様である。
信号受信部１は、ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する機能を有する。

受信品質処理部３では、まず周波数波形演算部４０の出力である周波数領域のＯＦＤＭ信号が周波数成分抽出部としてのキャリア選択回路３０に供給される。
キャリア選択回路３０では、ＦＦＴ部１６の出力から特定の周波数成分だけを抽出するもので、受信品質を測定するサブキャリアを周波数領域のＯＦＤＭ信号から選択し、ＩＦＦＴ部３４に出力する。このとき、特定の周波数成分を例えば等間隔で抜き出す。キャリア選択回路３０では、例えばＳＰ信号を抽出する場合には、ＳＰ信号は周波数軸上で１２キャリア毎に存在しているので、１／１２にサブサンプルすることによって抽出できる。

最大値検出回路３８は、電力算出回路３７で算出した信号の最大値を検出する。検出された最大電力は受信品質を示しており、周波数波形制御部４１に供給される。算出された最大電力は、主波及び遅延波を含む最大電力であり、最大電力値が大きいほど受信品質が良好なことを表している。

第４の実施形態によれば、品質判定に用いるパイロット信号の種類を例えばＳＰ信号とし、ＳＰ信号のＩＦＦＴ後の出力信号の最大電力検出結果に基づいて周波数波形信号に各種の劣化要因への対策となる所定の演算を施し、良好な受信品質を得ることができるＯＦＤＭ受信装置を提供できる。
なお、本発明の第１乃至第４の実施形態のＳＰ信号使用の新規方式と図８に示したＡＣ,ＴＭＣＣ使用が好ましいとされる従来方式とを、ＯＦＤＭ受信装置の置かれた受信環境に応じて受信装置内で切り替えて使用できるようにしてもよい。例えば、図１に示したＯＦＤＭ受信装置内に、受信品質処理部３のほかに、図８に示した受信品質処理部３Ｄを配設し、受信品質処理部３と受信品質処理部３ＤをＯＦＤＭ受信装置の外部又は内部で操作可能なスイッチにて切り替える構成とすることによって容易に実現することができる。

図７は、本発明の実施形態による新規方式と従来方式とを切替え可能に構成したＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するフローチャートを示している。
ステップＳ１〜Ｓ5、ステップＳ13〜Ｓ17が新旧両方の方式に共通な動作ステップであり、ステップＳ6で新旧方式を切り替えて、ステップＳ6で新規方式を選択すると、ステップＳ7〜Ｓ10におけるＳＰ信号抽出，遅延プロファイル算出，振幅制限及び電力和算出及びその保存といったステップを経て共通ステップＳ13〜Ｓ17へ移行し、ステップＳ6で従来方式を選択すると、ステップＳ11〜Ｓ12における遅延検波，Ｓ／Ｎ検出及びその保存といったステップを経て共通ステップＳ13〜Ｓ17へ移行する動作となる。

ステップＳ1〜Ｓ17における各ステップの動作は、１シンボル当たりの復調キャリア本数の設定(ステップＳ1)、１３セグメント信号保存(ステップＳ2)、窓位置初期設定(ステップＳ3)、１３セグメント復調(ステップＳ4)、Ｓ／Ｎ検出方式選択(ステップＳ5)、新規方式(ステップＳ6)と進む。ステップＳ6でイエスを選択すると、ＳＰ信号抽出(ステップＳ7)、遅延プロファイル算出(ステップＳ8)、振幅制限(ステップＳ9)、電力和算出＆保存(ステップＳ10)と進む。ステップＳ6でノーを選択すると、遅延検波(ステップＳ11)、Ｓ／Ｎ検出＆保存(ステップＳ12)と進む。ステップＳ10又はステップＳ12に至ると、方式選択終了(ステップＳ13)へ進み、ステップＳ13でノーならばステップＳ5へリターンし、ステップＳ13でイエスならば窓位置終了(ステップＳ14)と進む。ステップＳ14でノーならば窓位置変更(ステップＳ15)へ進んで後、ステップＳ4へリターンする。ステップＳ14でイエスならば復調キャリア本数終了(ステップＳ16)へ進み、ステップＳ16でノーならばステップＳ2へリターンし、ステップＳ16でイエスならば窓位置選択(ステップＳ17)へ進み、終了する。

１…信号受信部
５，５Ａ…受信品質測定部
１６…フーリエ変換部
２０…時間波形演算部
２１…時間波形制御部
３０…キャリア選択回路(周波数成分抽出部)
３４…逆フーリエ変換部
３５…振幅制限回路
３６…電力積分回路
３７…電力算出回路
３８…最大値検出回路
４０…周波数波形演算部
４１…周波数波形制御部
１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ…ＯＦＤＭ受信装置

Claims

ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する信号受信部と、
前記信号受信部の出力である時間波形信号に所定の演算を施す時間波形演算部と、
前記時間波形演算部の出力に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力から特定の周波数成分だけを抽出する周波数成分抽出部と、
前記周波数成分抽出部によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する受信品質測定部と、
前記受信品質データに基づいて前記時間波形演算部を制御する時間波形制御部と、
を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
ＯＦＤＭ信号を受信してベースバンドのＯＦＤＭ信号へ変換する信号受信部と、
前記信号受信部の出力に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力である周波数波形信号に所定の演算を施す周波数波形演算部と、
前記周波数波形演算部の出力から特定の周波数成分だけを抽出する周波数成分抽出部と、
前記周波数成分抽出部によって抽出された周波数成分に対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部の出力信号の品質を測定して受信品質データを生成する受信品質測定部と、
前記受信品質データに基づいて前記周波数波形演算部を制御する周波数波形制御部と、を具備することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
前記受信品質測定部は、前記逆フーリエ変換部の出力信号の振幅を所定の大きさまでに振幅制限した信号の電力和を算出することを特徴とする請求項１又は２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記受信品質測定部は、前記逆フーリエ変換部の出力信号の最大電力を算出することを特徴とする請求１又は２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
前記周波数成分抽出部は、周波数成分を等間隔で抜き出すことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１つに記載のＯＦＤＭ受信装置。