JP4505517B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式で変調された信号を受信する受信装置に関し、特に、パイロットキャリアのモードを判別する受信装置に関する。

近年、移動体向けデジタル伝送や地上デジタル放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ変調方式）が注目を浴びている。
ＯＦＤＭ変調方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、互いに直交する複数であるｎ本（ｎは例えば数十〜数百）の搬送波（キャリア）にそれぞれデジタル変調を施す伝送方式である。

また、各キャリアのデジタル変調方式としては、１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：１６ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）や６４ＱＡＭなどの多値変調方式がよく用いられている。
１６ＱＡＭや６４ＱＡＭの変調方式では、各キャリアの振幅及び位相に情報を持たせているため、復調時には受信キャリアの絶対振幅及び絶対位相を正確に再生する必要がある。このため、振幅と位相が一定であるパイロットキャリアを数キャリア毎に配置して、受信機ではパイロットキャリアに基づいて伝送路特性を推定して振幅及び位相の等化を行う方式が用いられている。

図２及び図３には、データキャリア及びパイロットキャリアの配置方式の例を示してある。なお、縦方向はシンボル（時間の流れ）を示しており、横方向はキャリア（周波数）を示している。
図２には、連続パイロット（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｐｉｌｏｔ）と言われるキャリア配置の一例を示してあり、この配置では、パイロットキャリアが同一キャリアに時間連続的に配置される。図２の例では、１番目、９番目、１７番目、・・・というように所定間隔毎のキャリアにパイロットキャリアが配置される。

図３には、散乱パイロット（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）と言われるキャリア配置の一例を示してあり、この配置では、パイロットキャリアの配置がシンボル毎にずらされる。図３の例では、１番目、５番目、・・・のシンボルでは１番目、９番目、１７番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが配置され、２番目、６番目、・・・のシンボルでは３番目、１１番目、１９番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが配置され、３番目、７番目、・・・のシンボルでは５番目、１３番目、２１番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが配置され、４番目、８番目、・・・のシンボルでは７番目、１５番目、２３番目、・・・のキャリアにパイロットキャリアが配置される。このように、１つのキャリアを見ると所定のシンボル間隔でパイロットキャリアが配置され、１つのシンボルを見ると所定のキャリア間隔でパイロットキャリアが配置される。

受信側では、パイロットキャリアを用いて等化処理を行う。
一般に、図２に示されるようなＣＰのパイロット配置では高速の移動伝送のように変動が激しい伝送路に適しており、一方、図３に示されるようなＳＰのパイロット配置では、時間応答性は低くなるが、等化可能なマルチパスの遅延時間が長くなるという特徴がある。
また、伝送性能を向上させるために、パイロットキャリアの振幅を通常のデータキャリアの振幅よりも大きめに設定することが多い。例えば、パイロットキャリアの振幅を、データキャリアと比較して、（４／３）倍の振幅比に設定する。

複数のキャリア（データキャリアやパイロットキャリア）は互いに直交関係を保つように加算され、これによりＯＦＤＭの時間軸波形が生成される。この加算処理は、各キャリアに対してＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の処理を行うことにより実現される。ＩＦＦＴ処理後の時間軸波形である有効シンボルと、当該有効シンボルの一部を複写して当該有効シンボルの前に付加したガードインターバルとから、ＯＦＤＭのシンボルが構成される。
このような処理により生成されたＯＦＤＭ信号は、高周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の信号へ周波数変換された後に、無線により送信される。

特開２００４−１３４８８３号公報

上述のように、使用するパイロットキャリアの配置としては、移動伝送ではＣＰモードが適しており、長遅延マルチパス環境ではＳＰモードが適しており、対象とする伝送路の特性により最適なパイロットモードを選定するのが望ましい。また、選定することが可能な伝送モード（伝送方式）としては、パイロットモード以外に、変調方式や誤り訂正符号化方式などのような他の複数の伝送モードについても伝送路特性に基づいて選定することがある。このため、正しい伝送を行うためには、送信側と受信側との間でこれらの伝送モードが全て一致する必要があるが、例えば、操作者の設定誤り（設定ミス）を避けて、速やかに伝送を完了するためには、受信側で伝送モードを自動判別する機能を設けることが望ましい。

このため、地上デジタルテレビジョン放送方式（例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１参照。）や番組素材伝送用ＯＦＤＭ方式無線伝送システム（例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３参照。）では、ＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）と言われるキャリアに種々な伝送モード情報を割り当てて送信側から受信側へ送信し、受信側で受信したＴＭＣＣを解読して伝送モードの自動認識を行う。ＴＭＣＣは、周波数選択性フェージングにより復調誤りが生じないように、ランダムに配置されている。

しかしながら、ＣＰとＳＰを切り替えて運用するシステムでは、ＴＭＣＣのキャリアの位置のランダム性を確保して、尚且つＣＰとＳＰのパイロットキャリア位置を避けた位置にＴＭＣＣのキャリアを配置させることは困難であるため、ＣＰモードとＳＰモードでＴＭＣＣの配置を切り替える必要がある。このようなシステムでは、ＣＰ／ＳＰのパイロットモード判別が完了しなければ、ＴＭＣＣのキャリア位置が確定しないため、ＴＭＣＣを解読することができない。このため、ＴＭＣＣを解読せずにＣＰ／ＳＰのモード判別を行う必要がある。

本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、例えば、ＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するに際して、ＴＭＣＣを解読せずに、パイロットキャリアのモードを判別することができる受信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明に係る受信装置では、パイロットキャリアを周波数方向（キャリアの方向）に分散的に時間方向（シンボルの方向）に連続的に配置するＣＰモードと、パイロットキャリアを周波数方向及び時間方向に分散的に配置するＳＰモードを含む２つ以上のモードのうちのいずれかのモードが使用されてＯＦＤＭ変調方式により送信された信号を受信するに際して、次のような構成により、モードを判別する。
すなわち、第１の相関手段が、受信信号とその１シンボル時間差の信号との相関結果を取得する。Ｌを２以上の整数として、第２の相関手段が、前記受信信号とそのＬシンボル時間差の信号との相関結果を取得する。判別手段が、前記第１の相関手段により取得された相関結果と前記第２の相関手段により取得された相関結果の両方が所定の閾値を超える（又は、所定の閾値以上である）場合には前記受信信号に使用されたモードがＣＰモードであると判別し、前記第２の相関手段により取得された相関結果のみが前記所定の閾値を超える（又は、前記所定の閾値以上である）場合には前記受信信号に使用されたモードがＳＰモードであると判別する。

従って、例えば、ＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するに際して、ＴＭＣＣを解読せずに、パイロットキャリアのモード（ＣＰモード、ＳＰモード）を判別することができ、送信側で選択されているモードと同じモードを受信側で設定することができる。

ここで、ＣＰモードとＳＰモードを含む２つ以上のモードとしては、例えば、ＣＰモードとＳＰモードのみが切り替えられて使用される態様が用いられてもよく、或いは、ＣＰモードとＳＰモード以外の他のモードが含まれてもよく、他のモードの判別が必要な場合には、任意の判別手法が用いられてもよい。
また、２つの信号の相関の演算としては、例えば、２つの信号を（複素）乗算して、当該乗算結果を時間的に平均化（積分でもよい）する演算が用いられる。
また、モードを判別するための所定の閾値としては、種々な値が用いられてもよく、例えば、受信信号の電力などのレベルに基づいて設定されてもよい。

本発明に係る受信装置では、パイロットキャリアを周波数方向に分散的に配置するとともに時間方向にｍ種類の時間間隔Ｌ_ｉ（ｉ＝０〜ｍ−１）で配置するｍ種類のパイロットモードのうちのいずれかのモードが使用されてＯＦＤＭ変調方式により送信された信号を受信するに際して、次のような構成により、モードを判別する。
すなわち、相関手段が、各時間間隔Ｌ_ｉ（ｉ＝０〜ｍ−１）について、前記受信信号とそれぞれのＬ_ｉシンボル時間差の信号との相関結果を取得する。判別手段が、前記相関手段によりＬ_ｉシンボル時間差の信号から取得された相関結果が所定の閾値を超える（又は、所定の閾値以上である）相関結果の内、パイロットキャリアを最も小さな時間間隔Ｌ_ｉで配置するパイロットモードであると判別する。

従って、例えば、ＯＦＤＭ変調方式で変調された信号を受信するに際して、ＴＭＣＣを解読せずに、パイロットキャリアのモード（複数種類のパイロットモード）を判別することができ、送信側で選択されているモードと同じモードを受信側で設定することができる。

ここで、複数種類のパイロットモードを含む２つ以上のモードとしては、例えば、複数種類のＳＰモードのみが切り替えられて使用される態様が用いられてもよく、或いは、ＣＰモードと複数種類のＳＰモードが切り替えられて使用される態様が用いられてもよく、或いは、ＣＰモードとＳＰモード以外の他のモードが含まれてもよく、他のモードの判別が必要な場合には、任意の判別手法が用いられてもよい。
また、複数種類のＳＰモードの数としては、種々な数が用いられてもよい。

以上説明したように、本発明に係る受信装置によると、受信信号とその所定数のシンボル分の時間差信号との相関結果の大きさに基づいて、送信側で使用されているパイロットキャリアのモード（例えば、ＣＰモード、１種類以上のＳＰモード）を判別することができ、送信側と同じモードを自動的に判別して設定することができる。

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。

本発明の第１実施例を説明する。
図１には、本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ伝送装置を構成する受信装置の構成例を示してある。なお、ＯＦＤＭ伝送装置は、送信装置（ＯＦＤＭ送信装置）と受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）から構成される。
本例の受信装置は、ミキサ１と、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器２と、直交検波器３と、周波数制御部４と、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）５と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１と、復調部１２と、４個のシンボル遅延器２１、２２、２３、２４と、複素共役器２５と、シンボルタイミング検出器２６と、受信電力検出部２７と、２個の複素乗算器２８、３１と、２個の積分器２９、３２と、２個の絶対値器３０、３３と、比較器３４を備えている。

本例のＯＦＤＭ伝送装置（無線通信システム）では、送信装置がＯＦＤＭ変調方式で変調した信号（ＯＦＤＭ変調信号）を伝送路へ無線送信し、受信装置が当該伝送路を介して当該信号を受信する。
また、パイロットキャリアのモードとして、図２に示されるようなＣＰモードと、図３に示されるようなＳＰモードが用いられる。送信装置では伝送路特性などに応じて使用するパイロットキャリアモードをＣＰモードとＳＰモードとで切り替え、受信装置では受信信号に基づいて送信装置で使用されているパイロットキャリアモードを判定する。

本例の受信装置において行われる動作の一例を示す。
アンテナにより受信された信号が無線周波数（ＲＦ）或いは中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）でミキサ１に入力される。
ミキサ１は、入力された受信信号とＶＣＯ５から入力された信号（ローカル信号）とを混合して、当該受信信号をベースバンド（ＢＢ：Ｂａｓｅ Ｂａｎｄ）信号へ変換してＡ／Ｄ変換器２へ出力する。
Ａ／Ｄ変換器２は、ミキサ１から入力された受信信号をサンプリングして、アナログ信号からデジタル信号へ変換し、その結果を直交検波器３へ出力する。
直交検波器３は、Ａ／Ｄ変換器２から入力された受信信号を直交検波して、Ｉ成分の信号（Ｉ信号）とＱ成分の信号（Ｑ信号）に分離し、その結果である受信サンプリング系列ｒ（ｔ）を周波数制御部４、ＦＦＴ部１１、シンボル遅延器２１、複素共役器２５、シンボルタイミング検出器２６及び受信電力検出部２７へ出力する。
なお、ｔは時刻を表す。

周波数制御部４は、入力信号に基づいて、ＶＣＯ５により発振する信号の周波数を制御する。
ＶＣＯ５は、発振する信号の周波数が可変であり、周波数制御部４により制御された周波数の信号を発振してミキサ１へ出力する。
ＦＦＴ部１１は、直交検波器３から出力された受信サンプリング系列ｒ（ｔ）に対してＦＦＴ処理を行い、その結果を復調部１２へ出力する。
復調部１２は、比較器３４から入力された情報に基づいてパイロットキャリアのモードを判定し、判定したモードにおけるパイロットキャリアの位置の振幅及び位相を基準として、ＦＦＴ部１１から入力された各キャリア毎の信号（データキャリア）を等化（振幅及び位相を調整）し、等化後の信号に基づいて各キャリア毎のデータを判定して出力する。

１段目のシンボル遅延器２１は、直交検波器３から出力された受信サンプリング系列ｒ（ｔ）に対して１シンボル期間長（時間Ｔｓ）の遅延を与え、その結果である１シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）を２段目のシンボル遅延器２２及び複素乗算器２８へ出力する。
２段目のシンボル遅延器２２は、１段目のシンボル遅延器２１から入力された信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）に対して１シンボル期間長（時間Ｔｓ）の遅延を与え、その結果である総じて２シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−２Ｔｓ）を３段目のシンボル遅延器２３へ出力する。

３段目のシンボル遅延器２３は、２段目のシンボル遅延器２２から入力された信号ｒ（ｔ−２Ｔｓ）に対して１シンボル期間長（時間Ｔｓ）の遅延を与え、その結果である総じて３シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−３Ｔｓ）を４段目のシンボル遅延器２４へ出力する。
４段目のシンボル遅延器２４は、３段目のシンボル遅延器２３から入力された信号ｒ（ｔ−３Ｔｓ）に対して１シンボル期間長（時間Ｔｓ）の遅延を与え、その結果である総じて４シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−４Ｔｓ）を複素乗算器３１へ出力する。

複素共役器２５は、直交検波器３から出力された受信サンプリング系列ｒ（ｔ）の複素共役信号ｒ^＊（ｔ）を生成して２個の複素乗算器２８、３１へ出力する。
シンボルタイミング検出器２６は、直交検波器３から出力された受信サンプリング系列ｒ（ｔ）に基づいて、ＯＦＤＭ変調信号におけるシンボルの遷移タイミングを検出し、その検出結果（シンボルタイミング）を２個の積分器２９、３２へ出力する。なお、シンボルの遷移タイミングを検出する方式としては、種々な方式が用いられてもよく、シンボルの遷移タイミングを検出するアルゴリズムの一例として、ＯＦＤＭ変調信号に含まれるガードインターバルの相関性を利用する方式を用いることができる。

ここで、図４には、各種の信号のタイミングの一例を示してある。なお、横軸は時刻ｔを表している。
図４において、（ａ）には受信サンプリング系列ｒ（ｔ）を示してあり、（ｂ）には１段目のシンボル遅延器２１からの出力信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）を示してあり、（ｃ）には２段目のシンボル遅延器２２からの出力信号ｒ（ｔ−２Ｔｓ）を示してあり、（ｄ）には３段目のシンボル遅延器２３からの出力信号ｒ（ｔ−３Ｔｓ）を示してあり、（ｅ）には４段目のシンボル遅延器２４からの出力信号ｒ（ｔ−４Ｔｓ）を示してある。
また、図４（ａ）には、シンボルタイミング検出器２６により検出されるシンボル遷移タイミングを矢印で示してある。これにより、受信サンプリング系列ｒ（ｔ）とシンボル遷移タイミングとの関係が把握される。
また、それぞれのＯＦＤＭシンボル波形の中に示した数字（＋４、＋３、＋２、＋１、０、−１など）は、シンボル番号である。１シンボルの期間は時間Ｔｓである。

受信電力検出部２７は、直交検波器３から出力された受信サンプリング系列ｒ（ｔ）に基づいてその電力Ｐを検出し、検出した電力Ｐに例えば予め設定された所定値αを乗算した結果を閾値ＴＨＲとして取得し、当該閾値ＴＨＲを比較器３４へ出力する。

複素乗算器２８は、複素共役器２５から入力された複素共役信号ｒ^＊（ｔ）と１段目のシンボル遅延器２１から入力された信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）との複素乗算を行い、その結果を積分器２９へ出力する。
積分器２９は、シンボルタイミング検出器２６から入力されたシンボルタイミングに基づいて、複素乗算器２８から入力された複素乗算結果の信号を積分期間長Ｎで積分し、当該積分結果を絶対値器３０へ出力する。
絶対値器３０は、積分器２９から入力された複素数である積分結果（相関結果）の絶対値を演算し、その結果を相関信号Ｃ１として比較器３４へ出力する。

複素乗算器３１は、複素共役器２５から入力された複素共役信号ｒ^＊（ｔ）と４段目のシンボル遅延器２４から入力された信号ｒ（ｔ−４Ｔｓ）との複素乗算を行い、その結果を積分器３２へ出力する。
積分器３２は、シンボルタイミング検出器２６から入力されたシンボルタイミングに基づいて、複素乗算器３１から入力された複素乗算結果の信号を積分期間長Ｎで積分し、当該積分結果を絶対値器３３へ出力する。
絶対値器３３は、積分器３２から入力された複素数である積分結果（相関結果）の絶対値を演算し、その結果を相関信号Ｃ４として比較器３４へ出力する。

ここで、本例では、複素乗算器２８、３１による複素乗算と積分器２９、３２による時間平均化（本例では、積分）により、相関演算が実現されている。なお、パイロットキャリアとデータキャリアとの相関結果やデータキャリア同士の相関結果は０（或いは、それに近い値）となり、パイロットキャリア同士の相関結果は比較的大きい値となる。
本例では、縦続接続された複素乗算器２８と積分器２９と絶対値器３０により受信信号ｒ（ｔ）と１シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）との相関演算を行っており、縦続接続された複素乗算器３１と積分器３２と絶対値器３３により受信信号ｒ（ｔ）と４シンボル遅延信号ｒ（ｔ−４Ｔｓ）との相関演算を行っている。

なお、本例では、図３に示されるＳＰモードにおけるパイロット信号の時間間隔が４シンボルであるため、４シンボル遅延信号との相関演算を行う構成としたが、パイロット信号の時間間隔がＬシンボルである場合には、Ｌシンボル遅延信号との相関演算を行う構成とする。
また、積分器２９、３２において積分を行うタイミングは、シンボルタイミング検出器２６からのタイミング信号に基づいて設定される。積分期間としては、シンボルをまたがないタイミングで設定されるのが望ましい。本例では、シンボル間の相関性に着目してパイロットキャリアモードを判定しており、例えば、シンボルをまたがったタイミングで相関演算を行うと相関度が低減するため、相関性の効果を最大限に得るために積分期間がシンボル内となるようにしている。従って、積分期間長Ｎを１＜Ｎ＜Ｔｓ（ここでは、単位はサンプリング時間）の範囲で設定する。なお、図４（ａ）には積分期間の一例を示してある。

比較器３４は、受信電力検出部２７から入力された信号の値ＴＨＲを閾値として設定し、絶対値器３０から入力された相関信号の値（相関値）Ｃ１と絶対値器３３から入力された相関信号の値（相関値）Ｃ４について閾値ＴＨＲとの大小比較を行う。そして、２個の相関値Ｃ１、Ｃ４が共に閾値ＴＨＲを超えている場合には送信側で使用されているパイロットキャリアモードはＣＰモードであると判別し、相関値Ｃ４のみが閾値ＴＨＲを超えている場合には送信側で使用されているパイロットキャリアモードはＳＰモードであると判別し、これらの判別結果（送信側で使用されているパイロットキャリアモードを識別する情報）を復調部１２へ出力する。

ここで、受信サンプリング系列ｒ（ｔ）の相関性を説明するために、ＯＦＤＭ変調信号の構成について説明する。
データキャリア及びパイロットキャリアが含まれたＯＦＤＭ変調信号ｓ（ｔ）は、（式１）に示されるように、パイロットキャリアのみを逆フーリエ変換（本例では、ＩＦＦＴ）した信号ｐ（ｔ）と、データキャリアのみを逆フーリエ変換（本例では、ＩＦＦＴ）した信号ｄ（ｔ）との重ね合わせで表される。

（数１）
ｓ（ｔ）＝ｐ（ｔ）＋ｄ（ｔ）
・・（式１）

（式２）に示されるように、受信信号ｒ（ｔ）は、このようなＯＦＤＭ変調信号ｓ（ｔ）が伝送路を経由した信号に対して雑音ｎ（ｔ）が加算された信号となっている。ここで、ｈ（ｔ）は伝送路の特性を示している。

（数２）
ｒ（ｔ）＝ｈ（ｔ）ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
＝ｈ（ｔ）ｐ（ｔ）＋ｈ（ｔ）ｄ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
・・（式２）

（式２）に示される受信信号ｒ（ｔ）と１シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）との相関演算と、（式２）に示される受信信号ｒ（ｔ）と４シンボル遅延信号ｒ（ｔ−４Ｔｓ）との相関演算について、ＣＰモードとＳＰモードの両モードについて検討する。
データ信号ｄ（ｔ）、雑音ｎ（ｔ）、パイロット信号ｐ（ｔ）はそれらの組み合わせの間での相関性は無く、相関値は０に近い値となる。
また、データ信号ｄ（ｔ）、雑音信号ｎ（ｔ）に関しても、１シンボル遅延信号と４シンボル遅延信号について共に相関性は無い。
一方、パイロット信号ｐ（ｔ）は相関性を有する成分である。

ＣＰモードでは、毎シンボルについて同一のパイロット信号ｐ（ｔ）となるため、１シンボル遅延信号及び４シンボル遅延信号の両方について相関性を有する。
これに対して、ＳＰモードでは、本例では４シンボル周期でパイロット信号が繰り返されるため、１シンボル遅延信号との間では相関性が無いが、４シンボル遅延信号との間では相関性を有する。
なお、パイロット信号ｐ（ｔ）の相関に関しては伝送路特性ｈ（ｔ）の相関性も関与するが、本例では、１シンボル或いは４シンボルの間における伝送路特性ｈ（ｔ）の変動は無視できる程に小さいとしている。

上記のことから、ＣＰモードでは絶対値器３０及び絶対値器３３からの出力値Ｃ１、Ｃ４は両方とも比較的大きい値となり、ＳＰモードでは絶対値器３０からの出力値Ｃ１は０に近い値となり、絶対値器３３からの出力値Ｃ４は比較的大きい値となる。従って、これらの絶対値器３０、３３からの出力結果の大小比較を行うことにより、パイロットキャリアモードを判別することができる。

また、受信電力検出部２７により閾値ＴＨＲを算出する方法について説明する。
閾値ＴＨＲは、パイロット信号の相関性の有無を判別するためのものであり、雑音による擾乱成分で誤検出しないような値に設定する。
また、相関値Ｃ１、Ｃ４のレベルは受信サンプリング系列ｒ（ｔ）の２乗に比例するが、本例では、伝送路の変動により受信サンプリング系列ｒ（ｔ）のレベルに変動が生じても、その変動に応じて閾値ＴＨＲを適応的に設定する構成としてあるため、パイロットキャリアモードを誤検出する可能性は極めて低くなる。

本例では、受信電力検出部２７は、受信サンプリング系列ｒ（ｔ）の２乗演算を行い、当該２乗演算結果を積分期間Ｍで積分して、Ｍサンプル期間内における受信サンプリング系列ｒ（ｔ）の電力（平均電力の一例である積分電力）Ｐを算出する。また、相関値Ｃ１、Ｃ４と電力Ｐは伝送路特性ｈ（ｔ）の２乗に比例しているため、相関値Ｃ１、Ｃ４と電力Ｐとは受信信号のレベルに係わらずに一定比率を保っている。そして、算出された電力Ｐに対して所定の係数αを乗じた値を閾値ＴＨＲとして設けることにより、受信電界が変動するような環境下においても、パイロットキャリアモードを正しく認識することができる。
なお、所定の係数αとしては、例えば、予め行われた測定などの結果に基づいて固定値を受信装置のメモリに記憶しておくことができる。

更に、本例の構成では、受信サンプリング系列ｒ（ｔ）の中心周波数が大きくずれているような場合においても正しく機能するといった効果もある。
例えば、パイロットキャリアモードを判別する方式として、受信サンプリング系列ｒ（ｔ）をフーリエ変換（本例では、ＦＦＴ）した周波数領域の信号を処理して判別する方式も考えられるが、この場合には、キャリア間干渉が生じないようにフーリエ変換前に前もって周波数の同期を取っておくことが必要となる。これに対して、本例の構成では、時間領域での相関性を利用しているため、周波数同期が確立していない状態においても、周波数がずれた信号同士で相関性を有するため、パイロットキャリアモードの判別が可能となる。なお、具体的には、本例では、ＶＣＯ５の発振周波数が最適な周波数でなくずれていても、パイロットキャリアモードを正しく判定することができる。

以上のように、本例の送信装置では、振幅及び位相が送信側と受信側とで既知であるパイロットキャリアを時間方向に連続的に配置するＣＰモードと、パイロットキャリアを時間方向にＬ（Ｌは整数）シンボル間隔で配置するＳＰモードを切り替える機能を有し、切り替えたパイロットキャリアモードを使用してＯＦＤＭ変調方式で変調した信号を送信する。

本例の受信装置では、送信装置からの送信信号を受信する機能と、受信信号を１シンボル遅延する機能と、受信信号と１シンボル遅延信号との相関演算を行う機能と、受信信号をＬシンボル遅延する機能と、受信信号とＬシンボル遅延信号との相関演算を行う機能と、前記１シンボル遅延信号から得られた相関演算結果と前記Ｌシンボル遅延信号から得られた相関演算結果をそれぞれ閾値と比較する機能と、当該比較結果に基づいてパイロットキャリアモードを判別する機能を有する。具体的には、両方の相関値が閾値を超える場合にはＣＰモードであると判別し、Ｌシンボル遅延信号との相関値のみが閾値を超える場合にはＳＰモードであると判別する。また、閾値としては、受信電界変動に対応するように、受信レベルに応じた値を適応的に設定する。

従って、本例の受信装置では、受信サンプリング系列ｒ（ｔ）と１シンボル遅延信号との相関演算及び受信サンプリング系列ｒ（ｔ）とＬシンボル遅延信号との相関演算をそれぞれ時間領域で行うことにより、受信側でＣＰ／ＳＰのパイロットキャリアモードを判別することができ、伝送モード（伝送方式）を送信側に合わせて自動的に設定することができる。
また、例えば、ＦＦＴ部１１の後段の信号を処理してパイロットキャリアモードを判定する構成では、ミキサ１での周波数変換に使用されるＶＣＯ５からの信号の周波数がずれると直交関係が崩れてキャリア間干渉が発生するために判定の精度が低くなる可能性があるが、本例では、ＦＦＴ部１１の前段の信号（時間波形の信号）を処理してパイロットキャリアモードを判定する構成であるため、ＶＣＯ５からの信号の周波数がずれたような場合においても、判定の精度を維持することができる。

なお、本例の受信装置では、シンボル遅延器２１や複素共役器２５や複素乗算器２８や積分器２９や絶対値器３０やシンボルタイミング検出器２６により受信信号と１シンボル時間差の信号との相関結果Ｃ１を取得する機能により第１の相関手段が構成されており、４個のシンボル遅延器２１〜２４や複素共役器２５や複素乗算器３１や積分器３２や絶対値器３３やシンボルタイミング検出器２６により受信信号とＬ（本例では、Ｌ＝４）シンボル時間差の信号との相関結果Ｃ４を取得する機能により第２の相関手段が構成されており、相関結果Ｃ１、Ｃ４と受信電力検出部２７により生成される閾値ＴＨＲに基づいて比較器３４がパイロットキャリアのモードを判別する機能により判別手段が構成されている。

本発明の第２実施例を説明する。
図５には、本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ伝送装置を構成する受信装置の構成例を示してある。
本例の受信装置は、ミキサ１と、Ａ／Ｄ変換器２と、直交検波器３と、周波数制御部４と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５と、ＦＦＴ部１１と、復調部１２と、シンボル遅延器２１と、複素共役器２５と、シンボルタイミング検出器２６と、受信電力検出部２７と、（Ｌ_０−１）シンボル遅延器４１と、（Ｌ_１−１）シンボル遅延器４２と、３個の複素乗算器２８、４３、４６と、３個の積分器２９、４４、４７と、３個の絶対値器３０、４５、４８と、比較器４９を備えている。

ここで、図５では、第１実施例に係る図１に示されるのと同様な処理部については同一の符号を付してある。
本例では、第１実施例に係る図１に示される受信装置とは異なる処理部及び動作について、詳しく説明する。

本例のＯＦＤＭ伝送装置では、図３に示されるようなＳＰキャリアの配置において、パイロットキャリアが配置される時間方向の間隔がＬ_０、Ｌ_１となる複数のパイロットキャリアモードを有しており、送信装置はＣＰモード或いは複数のＳＰモードのうちのいずれかのパイロットキャリアモードを使用するように切り替える。
ここで、パイロットキャリアの時間方向の間隔は時間方向の追従性能に係わり、パイロットキャリアの周波数方向の間隔は等化可能な遅延時間長に係わる。本例では、様々な伝搬路に対応するために複数のＳＰモードを有している。

本例の受信装置において行われる動作の一例を示す。
シンボル遅延器２１から出力される１シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）が（Ｌ_０−１）シンボル遅延器４１、（Ｌ_１−１）シンボル遅延器４２及び複素乗算器２８に入力される。
複素共役器２５から出力される複素共役信号ｒ^＊（ｔ）が３個の複素乗算器２８、４３、４６に入力される。
シンボルタイミング検出器２６から出力されるシンボルタイミングは、３個の積分器２９、４４、４７に入力される。
受信電力検出部２７から出力される閾値ＴＨＲが比較器４９に入力される。

（Ｌ_０−１）シンボル遅延器４１は、入力された１シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）に対して（Ｌ_０−１）シンボル期間長の遅延を与え、その結果であるＬ_０シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−Ｌ_０Ｔｓ）を複素乗算器４３へ出力する。
（Ｌ_１−１）シンボル遅延器４２は、入力された１シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）に対して（Ｌ_１−１）シンボル期間長の遅延を与え、その結果であるＬ_１シンボル長遅延した信号ｒ（ｔ−Ｌ_１Ｔｓ）を複素乗算器４６へ出力する。

複素乗算器４３は、複素共役器２５から入力された複素共役信号ｒ^＊（ｔ）と（Ｌ_０−１）シンボル遅延器４１から入力された信号ｒ（ｔ−Ｌ_０Ｔｓ）との複素乗算を行い、その結果を積分器４４へ出力する。
積分器４４は、シンボルタイミング検出器２６から入力されたシンボルタイミングに基づいて、複素乗算器４３から入力された複素乗算結果の信号を積分期間長Ｎで積分し、当該積分結果を絶対値器４５へ出力する。
絶対値器４５は、積分器４４から入力された複素数である積分結果（相関結果）の絶対値を演算し、その結果を相関信号ＣＬ_０として比較器４９へ出力する。

複素乗算器４６は、複素共役器２５から入力された複素共役信号ｒ^＊（ｔ）と（Ｌ_１−１）シンボル遅延器４２から入力された信号ｒ（ｔ−Ｌ_１Ｔｓ）との複素乗算を行い、その結果を積分器４７へ出力する。
積分器４７は、シンボルタイミング検出器２６から入力されたシンボルタイミングに基づいて、複素乗算器４６から入力された複素乗算結果の信号を積分期間長Ｎで積分し、当該積分結果を絶対値器４８へ出力する。
絶対値器４８は、積分器４７から入力された複素数である積分結果（相関結果）の絶対値を演算し、その結果を相関信号ＣＬ_１として比較器４９へ出力する。

本例では、縦続接続された複素乗算器２８と積分器２９と絶対値器３０により受信信号ｒ（ｔ）と１シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｔｓ）との相関演算を行っており、縦続接続された複素乗算器４３と積分器４４と絶対値器４５により受信信号ｒ（ｔ）とＬ_０シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｌ_０Ｔｓ）との相関演算を行っており、縦続接続された複素乗算器４６と積分器４７と絶対値器４８により受信信号ｒ（ｔ）とＬ_１シンボル遅延信号ｒ（ｔ−Ｌ_１Ｔｓ）との相関演算を行っている。

比較器４９は、受信電力検出部２７から入力された信号の値ＴＨＲを閾値として設定し、絶対値器３０から入力された相関信号の値（相関値）Ｃ１と絶対値器４５から入力された相関信号の値（相関値）ＣＬ_０と絶対値器４８から入力された相関信号の値（相関値）ＣＬ_１について閾値ＴＨＲとの大小比較を行う。そして、全ての相関値Ｃ１、ＣＬ_０、ＣＬ_１が閾値ＴＨＲを超えている場合には送信側で使用されているパイロットキャリアモードはＣＰモードであると判別し、相関値ＣＬ_０のみが閾値ＴＨＲを超えている場合には送信側で使用されているパイロットキャリアモードは時間間隔がＬ_０であるＳＰモードであると判別し、相関値ＣＬ_１のみが閾値ＴＨＲを超えている場合には送信側で使用されているパイロットキャリアモードは時間間隔がＬ_１であるＳＰモードであると判別し、これらの判別結果（送信側で使用されているパイロットキャリアモードを識別する情報）を復調部１２へ出力する。

以上のように、本例の送信装置では、振幅及び位相が送信側と受信側とで既知であるパイロットキャリアを時間方向に連続的に配置するＣＰモードと、パイロットキャリアを時間方向にＬ（Ｌは整数）シンボル間隔で配置するＳＰモードを切り替える機能を有し、ＳＰモードにおける時間間隔Ｌが複数であるｋ種類の値Ｌ_０、Ｌ_１、・・・、Ｌ_ｋ−１（Ｌ_０、Ｌ_１、・・・、Ｌ_ｋ−１は自然数）存在し、切り替えたパイロットキャリアモードを使用してＯＦＤＭ変調方式で変調した信号を送信する。

本例の受信装置では、送信装置からの送信信号を受信する機能と、受信信号を１シンボル遅延する機能と、受信信号と１シンボル遅延信号との相関演算を行う機能と、受信信号をｋ種類の値Ｌ_０、Ｌ_１、・・・、Ｌ_ｋ−１のそれぞれのシンボル分だけ遅延する機能と、受信信号と各値Ｌ_０、Ｌ_１、・・・、Ｌ_ｋ−１のシンボル遅延信号との相関演算を行う機能と、前記１シンボル遅延信号から得られた相関演算結果と前記ｋ種類のシンボル遅延信号から得られた相関演算結果をそれぞれ閾値と比較する機能と、当該比較結果に基づいてパイロットキャリアモードを判別する機能を有する。具体的には、全ての相関値が閾値を超える場合にはＣＰモードであると判別し、Ｌ_ｉ（ｉ＝０、１、・・・、ｋ−１）シンボル遅延信号との相関値のみが閾値を超える場合には時間間隔がＬ_ｉであるＳＰモードであると判別する。
言い換えれば、閾値を超えた相関値の内、最も小さな時間間隔Ｌ_ｉであるパイロットモードであると判別する。
従って、本例の受信装置では、ＣＰモード及び複数のＳＰモードのうちで送信側で選択されているパイロットキャリアモードを判別して自動的に設定することができる。

なお、本例の受信装置では、シンボル遅延器２１及び（Ｌ_０−１）シンボル遅延器４１や複素共役器２５や複素乗算器４３や積分器４４や絶対値器４５やシンボルタイミング検出器２６により受信信号とＬ_０シンボル時間差の信号との相関結果ＣＬ_０を取得する機能やシンボル遅延器２１及び（Ｌ_１−１）シンボル遅延器４２や複素共役器２５や複素乗算器４６や積分器４７や絶対値器４８やシンボルタイミング検出器２６により受信信号とＬ_１シンボル時間差の信号との相関結果ＣＬ_１を取得する機能によりk（本例では、ｋ＝２）種類のＳＰモードの相関手段が構成されており、相関結果ＣＬ_０、ＣＬ_１（及び、本例では、Ｃ１）と受信電力検出部２７により生成される閾値ＴＨＲに基づいて比較器４９がパイロットキャリアのモードを判別する機能により判別手段が構成されている。

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。

本発明の第１実施例に係るＯＦＤＭ伝送装置の受信装置の構成例を示す図である。 連続パイロット（ＣＰ）のキャリア配置の一例を示す図である。 散乱パイロット（ＳＰ）のキャリア配置の一例を示す図である。 信号のタイミングの一例を示す図である。 本発明の第２実施例に係るＯＦＤＭ伝送装置の受信装置の構成例を示す図である。

符号の説明

１・・ミキサ、 ２・・Ａ／Ｄ変換器、 ３・・直交検波器、 ４・・周波数制御部、 ５・・電圧制御発振器、 １１・・ＦＦＴ部、 １２・・復調部、 ２１〜２４、４１、４２・・シンボル遅延器、 ２５・・複素共役器、 ２６・・シンボルタイミング検出器、 ２７・・受信電力検出部、 ２８、３１、４３、４６・・複素乗算器、 ２９、３２、４４、４７・・積分器、 ３０、３３、４５、４８・・絶対値器、 ３４、４９・・比較器、

Claims (2)

1. パイロットキャリアを周波数方向に分散的に時間方向に連続的に配置するＣＰモードと、パイロットキャリアを周波数方向及び時間方向に分散的に配置するＳＰモードを含む２つ以上のモードのうちのいずれかのモードが使用されてＯＦＤＭ変調方式により送信された信号を受信する受信装置において、
   受信信号とその１シンボル時間差の信号とのシンボル内の期間における相関結果を取得する第１の相関手段と、
   Ｌを２以上の整数として、前記受信信号とそのＬシンボル時間差の信号とのシンボル内の期間における相関結果を取得する第２の相関手段と、
   前記第１の相関手段により取得された相関結果と前記第２の相関手段により取得された相関結果の両方が所定の閾値を超える又は所定の閾値以上である場合には前記受信信号に使用されたモードがＣＰモードであると判別し、前記第２の相関手段により取得された相関結果のみが前記所定の閾値を超える又は前記所定の閾値以上である場合には前記受信信号に使用されたモードがＳＰモードであると判別する判別手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。
2. パイロットキャリアを周波数方向に分散的に配置するとともに時間方向に複数であるｍ種類の時間間隔Ｌｉ（ｉ＝０〜ｍ−１）で配置するｍ種類のパイロットモードのうちのいずれかのモードが使用されてＯＦＤＭ変調方式により送信された信号を受信する受信装置において、
   各時間間隔Ｌｉ（ｉ＝０〜ｍ−１）について、前記受信信号とそれぞれのＬｉシンボル時間差の信号とのシンボル内の期間における相関結果を取得する相関手段と、
   前記相関手段によりＬｉシンボル時間差の信号から取得された相関結果が所定の閾値を超える又は所定の閾値以上である相関結果の内、パイロットキャリアを最も小さな時間間隔Ｌｉで配置するパイロットモードであると判別する判別手段と、
   を備えたことを特徴とする受信装置。

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