JP5495976B2 - Ｏｆｄｍ信号受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ方式を用いるデジタル放送またはデジタル伝送の信号を受信するＯＦＤＭ信号受信装置に関し、特に、雑音成分を抑制した遅延プロファイルを求める技術に関する。

図１１は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１００は、受信アンテナ１０、無線部２０、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）部３０、パイロット信号抽出部４０、内挿補間処理部６０及び伝送路特性（遅延プロファイル）算出部８０を備えている。ＯＦＤＭ信号受信装置１００は、ＯＦＤＭ信号における所定のキャリア位置に配置されたパイロット信号に基づいて、遅延プロファイルを算出する（特許文献１を参照）。

無線部２０は、受信アンテナ１０を介してＯＦＤＭ信号の変調波を受信し、ＯＦＤＭ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を除去して有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を出力する。ＦＦＴ部３０は、無線部２０から有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を入力し、時間領域の信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換する。パイロット信号抽出部４０は、ＦＦＴ部３０から周波数領域の信号を入力し、パイロット信号を抽出してパイロットキャリア位置の伝送路特性を算出する。内挿補間処理部６０は、パイロット信号抽出部４０からパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、内挿補間を行う。伝送路特性算出部８０は、内挿補間処理部６０から内挿補間された伝送路特性を入力し、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）して伝送路特性（遅延プロファイル）を算出する。

このような図１１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１００の構成を基本にして、受信特性の改善を実現する手法（特許文献２を参照）、妨害波を確実に除去する手法（特許文献３を参照）等が研究開発されている。

一般に、ＯＦＤＭ信号受信装置１００が受信するＯＦＤＭ信号には、パイロット信号が挿入されている。パイロット信号は、振幅及び位相が既知の基準信号であり、受信信号から伝送路特性を算出し、受信信号を等化するために用いられる。特に、ＳＮ比が低い受信信号の場合には、雑音成分を抑制するために、複数シンボルに渡って、受信信号から抽出したパイロット信号の伝送路特性に対し加算平均処理を行う。図１１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１００の例において、内挿補間処理部６０と伝送路特性算出部８０との間に加算平均処理部を備え、加算平均処理部が、内挿補間処理部６０から入力した伝送路特性に対し加算平均処理を行う。

特開２０００−１１５０８７号公報 特開２０１０−３４９３４号公報 特開２００８−２７１２９８号公報

しかしながら、従来のＯＦＤＭ信号受信装置１００による伝送路特性の加算平均処理は、位相が揃っていない状態の複数のＯＦＤＭシンボル間にて行われる。これは、ＯＦＤＭ信号送信装置により送信されたＯＦＤＭ信号が、ＯＦＤＭ信号受信装置１００との間の伝送路の影響を受けて、例えば位相が回転したり、振幅が変化したりするからである。つまり、伝送路は時間によって変動し、環境によっても異なるから、ＯＦＤＭ信号受信装置１００が受信するＯＦＤＭ信号は、複数のＯＦＤＭシンボル間で位相が揃っていないことになる。ＯＦＤＭ信号受信装置１００がこのようなＯＦＤＭ信号を受信すると、ＯＦＤＭ信号受信装置１００の加算平均処理部は、複数のＯＦＤＭシンボル間で、位相が揃っていないパイロット信号における伝送路特性の加算平均処理を行うことになる。そして、加算平均処理部の後段に設けた伝送路特性算出部８０は、不揃いの位相によって生じる歪みを含む伝送路特性（遅延プロファイル）を算出してしまう。

このように、従来のＯＦＤＭ信号受信装置１００では、複数のＯＦＤＭシンボル間における不揃いの位相による歪みが伝送路特性に含まれてしまい、正確な遅延プロファイルを得ることができないという問題があった。また、遅延波が雑音に埋もれている場合には、不揃いの位相が原因となって、雑音レベルを十分に抑制することができず、遅延プロファイルから遅延波を検出することができないという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数のＯＦＤＭシンボル間の信号を用いて加算平均処理を行い、正確な遅延プロファイルを得ることが可能なＯＦＤＭ信号受信装置を提供することにある。

本発明者らは、上記目的を達成すべく鋭意検討を行った。その結果、複数のＯＦＤＭシンボル間において、パイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を揃えた後に、複数のＯＦＤＭシンボル間で加算平均処理を行い、遅延プロファイルを算出することを見出した。これにより、不揃いの位相によって生じる歪みが伝送路特性に反映されなくなるから、正確な遅延プロファイルを得ることができる。また、雑音レベルを十分に抑制することができ、受信信号のＳＮ比によっては雑音に埋もれる遅延波を検出することができる。

すなわち、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路特性を算出するＯＦＤＭ信号受信装置において、前記ＯＦＤＭ信号のＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、前記アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、前記デジタルのＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、前記等価ベースバンド信号からＧＩを除去して有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を出力する無線部と、前記無線部により出力された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、周波数領域の信号を出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部により出力された周波数領域の信号からパイロット信号を抽出し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号抽出部により算出されたパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を補正し、ＯＦＤＭシンボル間の位相を揃える位相補正部と、前記位相補正部によりシンボル間の位相が揃えられた信号に対し、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間を行う内挿補間処理部と、前記内挿補間処理部により内挿補間された複数の信号をＯＦＤＭシンボル間で加算平均する加算平均処理部と、前記加算平均処理部により加算平均された信号をＩＦＦＴし、遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、を備え、前記位相補正部が、前記パイロット信号抽出部により算出されたパイロットキャリア位置の伝送路特性におけるＩＱ直交平面上の信号を、振幅及び位相の信号に変換する振幅・位相変換部と、前記振幅・位相変換部により変換された位相について、隣り合うサブキャリアの位相差と所定値とを比較し、前記所定値よりも位相差が大きい場合に、前記隣り合うサブキャリアのうちのいずれか一方のサブキャリアの位相を補正し、全帯域において位相を連続化する位相連続化処理部と、前記位相連続化処理部により連続化された位相を直線近似し、前記位相の傾きを求め、各サブキャリアの一次傾斜成分を算出する一次傾斜算出部と、帯域中央のサブキャリアの位相が所定のしきい値よりも大きいと判定した場合に前記帯域中央のサブキャリアの位相を位相オフセットに設定し、前記一次傾斜算出部により算出された各サブキャリアの一次傾斜成分及び前記位相オフセットを、前記位相連続化処理部により連続化された位相から除去する傾斜成分除去部と、前記振幅・位相変換部により変換された振幅、及び前記傾斜成分除去部により一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相の信号を、ＩＱ直交平面上の信号に変換するＩＱ変換部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、遅延プロファイルを算出する際に、位相補正により位相を揃え、その後に複数のＯＦＤＭシンボル間で加算平均処理するようにした。これにより、不揃いの位相によって生じる歪みが伝送路特性に反映されなくなるから、正確な遅延プロファイルを得ることが可能となる。

本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 無線部の構成を示すブロック図である。 位相補正部の構成を示すブロック図である。 位相補正部の処理を示すフローチャートである。 振幅・位相変換部により変換された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。 位相連続化処理部の処理を説明する図である。 位相連続化処理部により連続化された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。 一次傾斜算出部の処理を説明する図である。 傾斜成分除去部により一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。 （ａ）は、加算平均処理部において、加算平均するシンボル数を１（加算平均処理なし）としたときの遅延プロファイルの例を示す図である。（ｂ）は、加算平均するシンボル数を３としたときの遅延プロファイルの例を示す図である。 従来のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について詳細に説明する。本発明の実施形態では、日本の地上デジタル放送方式である、ＩＳＤＢ−Ｔ方式によるＯＦＤＭ信号の変調波を信号波として説明するが、本発明は、信号波を、このＩＳＤＢ−Ｔ方式によるＯＦＤＭ信号の変調波に限定するものではない。

〔ＯＦＤＭ信号受信装置の全体構成〕
図１は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１は、受信アンテナ１０、無線部２０、ＦＦＴ部３０、パイロット信号抽出部４０、位相補正部５０、内挿補間処理部６０、加算平均処理部７０及び伝送路特性（遅延プロファイル）算出部８０を備えている。図１において、図１１と共通する部分には図１１と同一の符号を付してある。

図１１に示した従来のＯＦＤＭ信号受信装置１００と、図１に示す本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１とを比較すると、両ＯＦＤＭ信号受信装置１，１００は、受信アンテナ１０、無線部２０、ＦＦＴ部３０、パイロット信号抽出部４０、内挿補間処理部６０及び伝送路特性算出部８０を備えている点で同一である。これに対し、ＯＦＤＭ信号受信装置１は、ＯＦＤＭ信号受信装置１００に備えた構成部に加え、さらに、位相補正部５０及び加算平均処理部７０を備えている点で相違する。ＯＦＤＭ信号受信装置１は、ＯＦＤＭ信号受信装置１００と同様に、ＯＦＤＭ信号の変調波を受信し、遅延プロファイルを算出して出力する。

図２は、図１に示す無線部２０の構成を示すブロック図である。この無線部２０は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：無線周波数）チューナ部２１、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換部２２、直交復調部２３及びＧＩ除去部２４を備えている。無線部２０は、図１１に示した従来のＯＦＤＭ信号受信装置１００の無線部２０と同様に、有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を生成して出力する。尚、図２において、シンボルタイミングに同期した信号を出力するためのシンボル同期部、及び、周波数ずれを補正するための周波数同期部等は本発明と直接関連しないため、これらの記載及び説明は省略する。

ＲＦチューナ部２１は、受信アンテナ１０を介して、ＲＦ帯の信号（ＲＦ信号）を受信し、ＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯の信号（ＩＦ信号）に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦチューナ部２１により変換されたＩＦ信号を入力し、アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換する。

直交復調部２３は、Ａ／Ｄ変換部２２により変換されたデジタルのＩＦ信号を入力し、ＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を出力する。ＧＩ除去部２４は、直交復調部２３から等価ベースバンド信号を入力し、等価ベースバンド信号の１ＯＦＤＭシンボル期間からＧＩ期間を除去し、有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を出力する。無線部２０により出力された有効シンボル期間の等価ベースバンド信号は、ＦＦＴ部３０へ入力される。

図１に戻って、ＦＦＴ部３０は、無線部２０から有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を入力し、有効シンボル期間の等価ベースバンド信号をＦＦＴし、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。

パイロット信号抽出部４０は、ＦＦＴ部３０から周波数領域の信号を入力し、全帯域の信号からパイロット信号のみを抽出し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出する。具体的には、パイロット信号のキャリア配置及びパイロット信号の変調内容は既知であるから、パイロット信号抽出部４０は、入力した全帯域の信号からパイロット信号のみを抽出することができる。パイロット信号抽出部４０は、この抽出したパイロット信号を、そのパイロットキャリア位置の変調内容で除算し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出する。つまり、パイロット信号抽出部４０は、パイロット信号を抽出し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出して出力すると共に、パイロットキャリア位置以外のサブキャリア番号の信号には「０」を設定して出力する。

位相補正部５０は、パイロット信号抽出部４０からパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、帯域中央のパイロットキャリア（の伝送路特性）または帯域中央に最近傍のパイロットキャリア（の伝送路特性）を基準にして位相補正を行い、ＯＦＤＭシンボル間でパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を揃える（位相を一致させる）。位相補正部５０による位相補正処理の詳細については後述する。図１１に示した従来のＯＦＤＭ信号受信装置１００と、図１に示すＯＦＤＭ信号受信装置１とを比較すると、従来のＯＦＤＭ信号受信装置１００は位相補正部５０を備えておらず、後段の内挿補間処理部６０がパイロット信号抽出部４０からのパイロットキャリア位置の伝送路特性を直接入力してＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間するのに対し、このＯＦＤＭ信号受信装置１は、位相補正部５０を備えており、位相補正部５０がパイロット信号抽出部４０からのパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力して位相補正を行う点で相違する。

内挿補間処理部６０は、位相補正部５０から位相補正されたパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、０次ホールドまたは線形補間等の手法を用いてＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間を行う。ＩＳＤＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ波の場合、パイロット信号（ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ：スキャッタードパイロット）信号）は１２キャリア毎に配置されている。このままの配置で遅延プロファイルを算出すると、到来遅延時間の長いマルチパスを観測することができない。そこで、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間することにより、ＳＰ信号は３キャリア毎に配置されることになり、観測可能なマルチパスの到来遅延時間を、４倍に増大させることができる。このため、所定間隔でパイロット信号が配置されたＯＦＤＭ波の場合、パイロット信号（パイロットキャリア位置の伝送路特性）に内挿補間を行うことが一般的である。

加算平均処理部７０は、内挿補間処理部６０によりＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間された信号（パイロットキャリア位置等の伝送路特性）を入力し、同一のサブキャリア番号の信号に対し、複数のＯＦＤＭシンボル間で加算平均処理を行う。すなわち、ＯＦＤＭシンボル方向の信号にて加算平均処理を行う。加算平均処理部７０による加算平均処理の詳細については後述する。

伝送路特性算出部８０は、加算平均処理部７０により加算平均処理された信号（パイロットキャリア位置等の加算平均処理された伝送路特性）を入力し、この信号をＩＦＦＴして伝送路特性（遅延プロファイル）を求め、出力する。

〔位相補正部〕
次に、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１の位相補正部５０について詳細に説明する。図３は、位相補正部５０の構成を示すブロック図であり、図４は、位相補正部５０の処理を示すフローチャートである。前述のとおり、位相補正部５０は、入力したパイロットキャリア位置の伝送路特性に対し、帯域中央のパイロットキャリア（の伝送路特性）または帯域中央に最近傍のパイロットキャリア（の伝送路特性）を基準にして位相補正を行い、ＯＦＤＭシンボル間でパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を揃える。この位相補正部５０は、振幅・位相変換部５１、位相連続化処理部５２、一次傾斜算出部５３、傾斜成分除去部５４及びＩＱ（Ｉ：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ（同相）、Ｑ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ（直交位相））変換部５５を備えている。パイロット信号抽出部４０から出力されたパイロット信号について、シンボル番号ｉ、サブキャリア番号ｋとしたパイロット信号の実部をｆ_ｉ（ｉ，ｋ）、虚部をｆ_ｑ（ｉ，ｋ）とする。

位相補正部５０の振幅・位相変換部５１は、パイロット信号抽出部４０からパイロットキャリア位置の伝送路特性を入力し、この伝送路特性のＩＱ信号を、振幅及び位相に変換する。すなわち、直交座標系の信号を極座標系の信号に形式変換（座標変換）する。具体的には、振幅・位相変換部５１は、以下の式により、伝送路特性のＩＱ信号におけるＩＱ直交平面上の実部ｆ_ｉ（ｉ，ｋ）及び虚部ｆ_ｑ（ｉ，ｋ）を、サブキャリア番号ｋにおける信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び位相θ（ｋ）に形式変換する（ステップＳ４０１）。

図５は、振幅・位相変換部５１により変換された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。横軸はサブキャリア番号ｋにおける周波数を示し、縦軸は前記式（２）により算出された位相θ（ｋ）［ｒａｄ］を示している。図５によれば、周波数−位相特性には不連続部分が存在することがわかる。これは、伝送路による位相回転、ＯＦＤＭ信号送信装置及びＯＦＤＭ信号受信装置におけるクロックの誤差に伴って、前記式（２）により算出された位相θ（ｋ）が、ｔａｎ^−１関数によって−π〜＋π［ｒａｄ］の範囲内の値となるからである。つまり、図５の周波数−位相特性は、位相０のパイロット信号が伝送路の影響を受けて、−π〜＋π［ｒａｄ］の範囲内で−π付近と＋π付近との間で位相が変化していることを示している。

図３及び図４に戻って、位相連続化処理部５２は、振幅・位相変換部５１からサブキャリア番号ｋにおけるパイロットキャリア位置の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び位相θ（ｋ）を入力し、図５に示した周波数−位相特性における不連続部分を除去する処理を行う。具体的には、位相連続化処理部５２は、帯域中央のサブキャリアまたは帯域中央に最近傍のサブキャリア（図５において、縦の点線位置のサブキャリア）を基点として、サブキャリア番号が小さい方へ向けてまたは大きい方へ向けて処理を進め、基点となったサブキャリアの位相に近くなるように、位相θ（ｋ）を連続化する（ステップＳ４０２）。

具体的には、位相連続化処理部５２は、基点となったサブキャリアからサブキャリア番号の小さい方へ向けてまたは大きい方へ向けて、隣り合うサブキャリア番号のサンプルの位相差と、所定のしきい値（例えば、０．８π［ｒａｄ］）とを比較し、位相差が所定のしきい値以下であると判定した場合、位相θ（ｋ）を補正しない。そして、位相連続化処理部５２は、位相差が所定のしきい値よりも大きいと判定した場合、隣り合うサブキャリアのうち中央から遠いサブキャリアの位相θ（ｋ）に対し、基点となったサブキャリアの位相に近くなるように＋２πまたは−２πを加算し、位相θ（ｋ）を補正する。このようにして、位相の連続化を図る。

図６は、位相連続化処理部５２の処理を説明する図である。位相連続化処理部５２は、帯域中央のサブキャリア（または、帯域中央の最近傍のサブキャリア）を基点にして、サブキャリア番号が小さい方へ向けて処理を行う場合、帯域中央のサンプルからサブキャリア番号ｋ０のサンプルまでの間は、隣り合うサンプルの位相差が所定のしきい値以下であると判定し、位相θ（ｋ）を補正しない。そして、位相連続化処理部５２は、位相θ（ｋ１）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ１）−θ（ｋ０）｜が所定のしきい値以下であると判定し、位相θ（ｋ１）を補正しない。また、位相θ（ｋ２）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ２）−θ（ｋ１）｜が所定のしきい値よりも大きいと判定し、位相θ（ｋ２）から２πを減算して新たなθ（ｋ２）に補正する。

そして、位相θ（ｋ３）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ３）−θ（ｋ２）｜を求め、しきい値と比較・判定するが、ここで使用するθ（ｋ２）は、前記位相補正されたθ（ｋ２）とする。位相補正前のθ（ｋ２）では、位相差がしきい値以下であると判定するが、位相補正後のθ（ｋ２）を使用すると、しきい値判定により、θ（ｋ３）が基点の位相よりも離れていると判定し、位相θ（ｋ３）から２πを減算して新たなθ（ｋ３）に補正する。また、位相θ（ｋ４）についても同様に、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ４）−θ（ｋ３）｜を求める際に、位相補正後のθ（ｋ３）を使用し、所定のしきい値以下であると判定し、位相θ（ｋ４）を補正しない。また、位相θ（ｋ５）について、隣り合うサンプルの位相差｜θ（ｋ５）−θ（ｋ４）｜のθ（ｋ４）は位相補正後のθ（ｋ４）を使用することで、所定のしきい値よりも大きいと判定し、位相θ（ｋ５）から２πを減算して新たなθ（ｋ５）に補正する。このように、位相連続化処理部５２は、サブキャリアの位相θ（ｋ）を、基点の位相に近くなるように補正することにより、位相θ（ｋ）の連続化を図る。

図７は、位相連続化処理部５２により連続化された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。図７から、位相連続化処理部５２によって、図５に示した不連続の周波数−位相特性が、連続した周波数−位相特性に補正されたことがわかる。

図３及び図４に戻って、一次傾斜算出部５３は、位相連続化処理部５２から、サブキャリア番号ｋにおけるパイロットキャリア位置の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び連続化された位相θ（ｋ）を入力し、連続化された位相θ（ｋ）における周波数−位相特性の一次傾斜成分を、最小自乗法等の直線近似により算出する（ステップＳ４０３）。

図８は、一次傾斜算出部５３の処理を説明する図である。一次傾斜算出部５３は、連続化された位相θ（ｋ）に対して最小自乗法等の直線近似を行い、帯域中央のサブキャリアまたは帯域中央に最近傍のサブキャリアの位相θ（ｋｃ）点を通る直線ｌの傾きａを算出する。そして、一次傾斜算出部５３は、サブキャリア番号ｋの一次傾斜成分を以下の式により算出する。ｋｃとは、帯域中央のキャリア番号である。
サブキャリア番号ｋの一次傾斜成分＝ａ×（ｋ−ｋｃ）

図３及び図４に戻って、傾斜成分除去部５４は、一次傾斜算出部５３から、サブキャリア番号ｋにおける一次傾斜成分、並びに、サブキャリア番号ｋにおけるパイロット信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）及び連続化された位相θ（ｋ）を入力し、連続化された位相θ（ｋ）の周波数−位相特性から一次傾斜成分を減算し、一次傾斜成分を除去した位相θ’（ｋ）を生成する（ステップＳ４０４）。尚、傾斜成分除去部５４は、帯域中央のサブキャリアまたは帯域中央の最近傍のサブキャリアにおける位相θ（ｋｃ）が所定のしきい値よりも大きい場合、位相オフセットが付いていると判定し、全帯域（全サブキャリア）において位相θ（ｋ）からその位相オフセット量θ（ｋｃ）を減算し、位相オフセットを除去する（ステップＳ４０４）。

図９は、傾斜成分除去部５４により一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相の特性（周波数−位相特性）の一例を示す図である。図９から、周波数−位相特性は、０付近の位相を有する特性になっていることがわかる。これにより、傾斜成分除去部５４において、周波数−位相特性から一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された周波数−位相特性を得ることができる。

図３及び図４に戻って、ＩＱ変換部５５は、傾斜成分除去部５４から、サブキャリア番号ｋにおけるパイロット信号の振幅Ａｍｐ（ｋ）、及び、一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相θ’（ｋ）を入力し、サブキャリア番号ｋにおける振幅・位相形式の信号を、ＩＱ直交平面上の信号形式に変換する（ステップＳ４０５）。すなわち、極座標系の信号を直交座標系の信号に形式変換（座標変換）する。具体的には、ＩＱ変換部５５は、ＩＱ変換後のパイロットキャリア位置の実部（ＩＱ直交平面上の実部）をｆ’_ｉ（ｉ，ｋ）、虚部をｆ’_ｑ（ｉ，ｋ）とすると、以下の式により形式変換する。

このように、位相補正部５０は、ＩＱ直交平面上の信号から振幅及び位相を求め、周波数−位相特性の不連続部分を検出して連続化し、連続化した周波数−位相特性の一次傾斜成分を算出し、一次傾斜成分及び位相オフセットを除去することで、位相を補正するようにした。そして、位相補正部５０は、パイロットキャリア位置における伝送路特性の振幅、及び連続化して一次傾斜成分及びオフセットを除去した位相の信号を、ＩＱ直交平面上の信号に変換するようにした。これにより、パイロットキャリア位置における伝送路特性の位相は０付近の位相となるから、ＯＦＤＭシンボル間で位相を揃えることができる。

〔加算平均処理部〕
次に、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１の加算平均処理部７０について詳細に説明する。前述のとおり、加算平均処理部７０は、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間された信号（パイロットキャリア位置等の伝送路特性）を入力し、同一のサブキャリア番号の信号に対し、複数のＯＦＤＭシンボル間でＯＦＤＭシンボル方向に加算平均処理を行う。

加算平均処理部７０は、位相補正及び内挿補間された信号に対し、サブキャリア毎に複数のＯＦＤＭシンボル分を加算して平均値を算出する処理を行う。具体的には、加算平均処理部７０は、位相補正及び内挿補間された信号の実部をｆ’ _ｉ（ｉ，ｋ）、虚部をｆ’_ｑ（ｉ，ｋ）、加算平均対象のＯＦＤＭシンボル数をＮ、加算平均処理後の信号の実部をＦ_ｉ（ｉ，ｋ）、虚部をＦ_ｑ（ｉ，ｋ）とすると、以下の式により、加算平均処理後の信号を生成する。

このように、加算平均処理部７０は、加算平均処理後の信号を生成して伝送路特性算出部８０に出力し、伝送路特性算出部８０に、加算平均処理後の信号である伝送路特性をＩＦＦＴさせて遅延プロファイルを算出させるようにした。つまり、遅延プロファイルの基礎となる信号は、加算平均処理部７０において、ＯＦＤＭシンボル間で位相が揃った信号にて加算平均処理して生成され、遅延プロファイルは、伝送路特性算出部８０において、この加算平均処理された信号に基づいて算出される。これにより、加算平均処理された信号は、ＯＤＦＭシンボル間で位相が不揃いであることに伴う歪みを含むことがなく、遅延プロファイルもこのような歪みを含むことがない。したがって、伝送路特性算出部８０は、正確な遅延プロファイルを算出することができる。

図１０（ａ）は、加算平均処理部７０において加算平均するシンボル数を１としたときの（加算平均処理を行わないときの）遅延プロファイルの例を示す図であり、図１０（ｂ）は、加算平均するシンボル数を３としたときの遅延プロファイルの例を示す図である。図１０（ａ）（ｂ）において、横軸は主波に対する遅延時間［μｓｅｃ］、縦軸は主波に対する相対電力［ｄＢ］を示している。

図１０（ａ）（ｂ）によれば、（ｂ）の方が（ａ）よりも雑音レベルの相対電力が小さくなっていることがわかる。つまり、加算平均処理を行う場合の方が加算平均処理を行わない場合よりも、雑音レベルが低減していることがわかる。例えば、図１０（ａ）において、加算平均処理を行わない場合、遅延時間１０μｓｅｃ付近の約−３０ｄＢの信号（矢印にて指示）は雑音であるか、またはマルチパスによる遅延波であるかを判別することができない。これに対し、図１０（ｂ）において、加算平均処理を行う場合は、遅延プロファイルの雑音レベルが十分に抑制されるから、この遅延時間１０μｓｅｃ付近の約−３０ｄＢの信号はマルチパスによる遅延波であると判別することができる。つまり、受信信号のＳＮ比によっては雑音に埋もれてしまうマルチパスの遅延波を検出することが可能となる。

以上のように、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、位相補正部５０が、ＩＱ直交平面上のパイロットキャリア位置の伝送路特性の振幅及び位相を求め、周波数−位相特性の不連続部分を検出して連続化し、連続化した周波数−位相特性の一次傾斜成分を算出し、一次傾斜成分及び位相オフセットを除去することで位相を補正するようにした。そして、位相補正部５０が、パイロットキャリア位置の伝送路特性の振幅、及び、連続化して一次傾斜成分及び位相オフセットを除去した位相による振幅・位相形式の信号を、ＩＱ直交平面上の信号に変換するようにした。これにより、パイロットキャリア位置の伝送路特性の信号は０付近の位相を有する信号となるから、ＯＦＤＭシンボル間で位相を揃えることができる。

そして、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、加算平均処理部７０が、ＯＦＤＭシンボル間で位相が揃った信号を加算平均処理し、新たな信号を生成し、伝送路特性算出部８０は、この新たな信号をＩＦＦＴして遅延プロファイルを算出するようにした。これにより、遅延プロファイルは、ＯＦＤＭシンボル間で位相が揃った信号が加算平均処理され、この加算平均処理された信号から算出されるから、ＯＤＦＭシンボル間で位相が不揃いであることに伴う歪みを含むことがない。したがって、正確な遅延プロファイルを得ることができる。また、雑音レベルを十分に抑制し、受信信号のＳＮ比によっては雑音に埋もれてしまうマルチパスの遅延波を検出することが可能となる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、本発明を、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１を例に挙げて説明したが、本発明は、伝送路特性を測定する測定装置にも適用がある。

１，１００ ＯＦＤＭ信号受信装置
１０ 受信アンテナ
２０ 無線部
２１ ＲＦチューナ部
２２ Ａ／Ｄ変換部
２３ 直交復調部
２４ ＧＩ除去部
３０ ＦＦＴ部
４０ パイロット信号抽出部
５０ 位相補正部
５１ 振幅・位相変換部
５２ 位相連続化処理部
５３ 一次傾斜算出部
５４ 傾斜成分除去部
５５ ＩＱ変換部
６０ 内挿補間処理部
７０ 加算平均処理部
８０ 伝送路特性算出部

Claims (1)

1. ＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路特性を算出するＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ信号のＲＦ信号をＩＦ信号に変換し、前記アナログのＩＦ信号をデジタルのＩＦ信号に変換し、前記デジタルのＩＦ信号を直交復調して等価ベースバンド信号を生成し、前記等価ベースバンド信号からＧＩを除去して有効シンボル期間の等価ベースバンド信号を出力する無線部と、
   前記無線部により出力された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、周波数領域の信号を出力するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部により出力された周波数領域の信号からパイロット信号を抽出し、パイロットキャリア位置の伝送路特性を算出するパイロット信号抽出部と、
   前記パイロット信号抽出部により算出されたパイロットキャリア位置の伝送路特性の位相を補正し、ＯＦＤＭシンボル間の位相を揃える位相補正部と、
   前記位相補正部によりシンボル間の位相が揃えられた信号に対し、ＯＦＤＭシンボル方向に内挿補間を行う内挿補間処理部と、
   前記内挿補間処理部により内挿補間された複数の信号をＯＦＤＭシンボル間で加算平均する加算平均処理部と、
   前記加算平均処理部により加算平均された信号をＩＦＦＴし、遅延プロファイルを算出する遅延プロファイル算出部と、を備え、
   前記位相補正部は、
   前記パイロット信号抽出部により算出されたパイロットキャリア位置の伝送路特性におけるＩＱ直交平面上の信号を、振幅及び位相の信号に変換する振幅・位相変換部と、
   前記振幅・位相変換部により変換された位相について、隣り合うサブキャリアの位相差と所定値とを比較し、前記所定値よりも位相差が大きい場合に、前記隣り合うサブキャリアのうちのいずれか一方のサブキャリアの位相を補正し、全帯域において位相を連続化する位相連続化処理部と、
   前記位相連続化処理部により連続化された位相を直線近似し、前記位相の傾きを求め、各サブキャリアの一次傾斜成分を算出する一次傾斜算出部と、
   帯域中央のサブキャリアの位相が所定のしきい値よりも大きいと判定した場合に前記帯域中央のサブキャリアの位相を位相オフセットに設定し、前記一次傾斜算出部により算出された各サブキャリアの一次傾斜成分及び前記位相オフセットを、前記位相連続化処理部により連続化された位相から除去する傾斜成分除去部と、
   前記振幅・位相変換部により変換された振幅、及び前記傾斜成分除去部により一次傾斜成分及び位相オフセットが除去された位相の信号を、ＩＱ直交平面上の信号に変換するＩＱ変換部と、を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。

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