JPH11112460A - 直交周波数分割多重信号復調装置 - Google Patents
直交周波数分割多重信号復調装置Info
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- JPH11112460A JPH11112460A JP10019892A JP1989298A JPH11112460A JP H11112460 A JPH11112460 A JP H11112460A JP 10019892 A JP10019892 A JP 10019892A JP 1989298 A JP1989298 A JP 1989298A JP H11112460 A JPH11112460 A JP H11112460A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ信号復調装置において、引き込み時
間が短いキャリア周波数同期を実現すると共に、チュー
ナの位相雑音等による全サブキャリアに共通な位相変動
の影響を除去する。 【解決手段】 差動検波回路２６はＦＦＴ回路２５の出
力をシンボル間差動検波し、相関算出回路２７は差動検
波出力とパイロット伝送用サブキャリアの配置情報との
相関値を算出し、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２
８は相関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周
波数誤差を算出し、これを用いてキャリア周波数補正回
路２３はキャリア周波数を補正する。また、位相平均回
路２９はパイロット伝送用サブキャリアに対応する差動
検波出力の位相を平均化し、これを用いて位相変動補正
回路３０は全サブキャリアに共通な位相変動を補正す
る。
間が短いキャリア周波数同期を実現すると共に、チュー
ナの位相雑音等による全サブキャリアに共通な位相変動
の影響を除去する。 【解決手段】 差動検波回路２６はＦＦＴ回路２５の出
力をシンボル間差動検波し、相関算出回路２７は差動検
波出力とパイロット伝送用サブキャリアの配置情報との
相関値を算出し、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２
８は相関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周
波数誤差を算出し、これを用いてキャリア周波数補正回
路２３はキャリア周波数を補正する。また、位相平均回
路２９はパイロット伝送用サブキャリアに対応する差動
検波出力の位相を平均化し、これを用いて位相変動補正
回路３０は全サブキャリアに共通な位相変動を補正す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重伝送方式によるデジタル放送やデジタル通信に用いら
れる直交周波数分割多重信号復調装置に関し、特に受信
側において復調に用いる再生キャリアの周波数同期技
術，及びチューナの位相雑音等による全サブキャリアに
共通な位相変動の影響を除去する技術に関する。
重伝送方式によるデジタル放送やデジタル通信に用いら
れる直交周波数分割多重信号復調装置に関し、特に受信
側において復調に用いる再生キャリアの周波数同期技
術，及びチューナの位相雑音等による全サブキャリアに
共通な位相変動の影響を除去する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動体向けのデジタル音声放送
や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直
交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex ））伝送方式が注目されてい
る。
や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直
交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplex ））伝送方式が注目されてい
る。
【０００３】このＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタ
ルデータによって互いに直交する多数のサブキャリアを
変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式であ
る。この方式は、使用するサブキャリアの数が数百から
数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極め
て長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいと
いう特徴を有している。
ルデータによって互いに直交する多数のサブキャリアを
変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式であ
る。この方式は、使用するサブキャリアの数が数百から
数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極め
て長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいと
いう特徴を有している。
【０００４】以下、ＯＦＤＭ伝送方式の原理について、
図２０を用いて説明する。
図２０を用いて説明する。
【０００５】図２０は、ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構
成を示すブロック図である。尚、図２０において、太線
の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を
表わす。
成を示すブロック図である。尚、図２０において、太線
の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を
表わす。
【０００６】まず、送信側において、被伝送信号はＯＦ
ＤＭ信号変調装置１１に入力されたデータ信号は，マッ
ピング回路１１１により各サブキャリアの変調方式に応
じた複素平面上の信号点にマッピングされた後、フーリ
エ逆変換（以下、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Tra
nsform））回路１１２に供給される。このＩＦＦＴ回路
１１２は、１シンボル分の被伝送信号をＩＦＦＴ処理
し、時間領域に変換することによって有効シンボル期間
信号を生成するものであるが、さらに、各シンボル毎に
有効シンボル期間信号の後部をガード期間信号として有
効シンボル期間信号の前に付加することにより、ベース
バンドのＯＦＤＭ信号を生成する機能を有する。ここで
生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号は直交変調回路１
１３に供給される。この直交変調回路１１３は、ベース
バンドＯＦＤＭ信号でキャリアを直交変調することによ
り、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を中間周波数（以
下、ＩＦ（Intermediate Frequency））帯域の信号に周
波数変換するもので、そのＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号はア
ップコンバータ１１４によって無線周波数（以下、ＲＦ
（Radio Frequency ））帯域の信号に周波数変換され、
伝送路１２に出力される。
ＤＭ信号変調装置１１に入力されたデータ信号は，マッ
ピング回路１１１により各サブキャリアの変調方式に応
じた複素平面上の信号点にマッピングされた後、フーリ
エ逆変換（以下、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Tra
nsform））回路１１２に供給される。このＩＦＦＴ回路
１１２は、１シンボル分の被伝送信号をＩＦＦＴ処理
し、時間領域に変換することによって有効シンボル期間
信号を生成するものであるが、さらに、各シンボル毎に
有効シンボル期間信号の後部をガード期間信号として有
効シンボル期間信号の前に付加することにより、ベース
バンドのＯＦＤＭ信号を生成する機能を有する。ここで
生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号は直交変調回路１
１３に供給される。この直交変調回路１１３は、ベース
バンドＯＦＤＭ信号でキャリアを直交変調することによ
り、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を中間周波数（以
下、ＩＦ（Intermediate Frequency））帯域の信号に周
波数変換するもので、そのＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号はア
ップコンバータ１１４によって無線周波数（以下、ＲＦ
（Radio Frequency ））帯域の信号に周波数変換され、
伝送路１２に出力される。
【０００７】一方、受信側において伝送路１２からＯＦ
ＤＭ復調装置１３に入力されたＯＦＤＭ信号は、チュー
ナ１３１によりＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換され
た後、直交復調回路１３２に供給される。この直交復調
回路１３２は、入力されたＩＦ帯域信号を直交復調する
ことによってベースバンドＯＦＤＭ信号に復調するもの
で、その復調出力はフーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast
Fourier Transform））回路１３３に供給される。この
ＦＦＴ回路１３３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中から
有効シンボル期間信号を取り出してＦＦＴ処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は検波回路１３４に
供給される。この検波回路１３４は、各サブキャリアを
変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることに
よりデータ信号を復元する。
ＤＭ復調装置１３に入力されたＯＦＤＭ信号は、チュー
ナ１３１によりＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換され
た後、直交復調回路１３２に供給される。この直交復調
回路１３２は、入力されたＩＦ帯域信号を直交復調する
ことによってベースバンドＯＦＤＭ信号に復調するもの
で、その復調出力はフーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast
Fourier Transform））回路１３３に供給される。この
ＦＦＴ回路１３３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中から
有効シンボル期間信号を取り出してＦＦＴ処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は検波回路１３４に
供給される。この検波回路１３４は、各サブキャリアを
変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることに
よりデータ信号を復元する。
【０００８】しかしながら、上記のような原理的な構成
では、送受で用いるキャリアの周波数の間に誤差がある
場合に、正確にデータを復調することができなくなる。
そこで、従来から、サブキャリア間隔以内及びサブキャ
リア間隔単位の二つの自動周波数制御（以下、ＡＦＣ
（Auto Frequency Control））回路を組み合わせ、広範
囲の周波数同期を得る手法が開示されている（例えば、
１９９６年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会予稿
集、Ｂ−５１２、第５１２頁）。
では、送受で用いるキャリアの周波数の間に誤差がある
場合に、正確にデータを復調することができなくなる。
そこで、従来から、サブキャリア間隔以内及びサブキャ
リア間隔単位の二つの自動周波数制御（以下、ＡＦＣ
（Auto Frequency Control））回路を組み合わせ、広範
囲の周波数同期を得る手法が開示されている（例えば、
１９９６年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会予稿
集、Ｂ−５１２、第５１２頁）。
【０００９】上記文献に開示されているＡＦＣ方式にお
いて、サブキャリア間隔以内の周波数誤差は、ＯＦＤＭ
信号中のガード期間信号が有効シンボル期間信号の後部
のコピーであることから、それらの間の相関を利用して
算出している。また、サブキャリア間隔単位の周波数誤
差は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同
期用の基準シンボルを用いて算出している。
いて、サブキャリア間隔以内の周波数誤差は、ＯＦＤＭ
信号中のガード期間信号が有効シンボル期間信号の後部
のコピーであることから、それらの間の相関を利用して
算出している。また、サブキャリア間隔単位の周波数誤
差は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同
期用の基準シンボルを用いて算出している。
【００１０】以下、上記文献に開示されているＡＦＣ方
式を用いた従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成及び動作
について、図２１から図２２を用いて説明する。
式を用いた従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成及び動作
について、図２１から図２２を用いて説明する。
【００１１】図２２は、周波数同期用基準シンボルの構
成の一例を示す模式図である。図２２において、横軸は
周波数、縦軸は振幅を表わし、図中の実線はその周波数
にサブキャリアが存在することを示し、破線はその周波
数にサブキャリアが存在しないことを示す。この例で
は、サブキャリアの有無を所定の疑似ランダム（以下、
ＰＮ（Pseudo Noise））系列に対応させている。
成の一例を示す模式図である。図２２において、横軸は
周波数、縦軸は振幅を表わし、図中の実線はその周波数
にサブキャリアが存在することを示し、破線はその周波
数にサブキャリアが存在しないことを示す。この例で
は、サブキャリアの有無を所定の疑似ランダム（以下、
ＰＮ（Pseudo Noise））系列に対応させている。
【００１２】図２１は、従来のＯＦＤＭ信号復調装置の
構成を示すブロック図である。図２１において、太線の
矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表
わす。また、各構成要素の動作に必要なクロック等の一
般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略し
ている。
構成を示すブロック図である。図２１において、太線の
矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表
わす。また、各構成要素の動作に必要なクロック等の一
般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略し
ている。
【００１３】図２１において、チューナ２１は伝送路か
ら入力されたＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周
波数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供
給される。この直交復調回路２２は、その内部で発生す
る固定的なキャリアを用いてＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号を
ベースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復
調出力は、キャリア周波数（ｆｃ）補正回路２３の第１
の入力端に供給される。このキャリア周波数補正回路２
３は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位
の広帯域キャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給
されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤
差信号とに基づいて発生する補正キャリアを、第１の入
力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗じるこ
とにより、キャリア周波数誤差を補正するもので、その
出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４及びＦＦ
Ｔ回路２５に供給される。
ら入力されたＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周
波数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供
給される。この直交復調回路２２は、その内部で発生す
る固定的なキャリアを用いてＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号を
ベースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復
調出力は、キャリア周波数（ｆｃ）補正回路２３の第１
の入力端に供給される。このキャリア周波数補正回路２
３は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位
の広帯域キャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給
されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤
差信号とに基づいて発生する補正キャリアを、第１の入
力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗じるこ
とにより、キャリア周波数誤差を補正するもので、その
出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４及びＦＦ
Ｔ回路２５に供給される。
【００１４】狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４
は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガード期間信号と有
効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキ
ャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出
力はキャリア周波数補正回路２３の第３の入力端に供給
される。また、ＦＦＴ回路２５は、ベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号中の有効シンボル期間信号をＦＦＴ処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は電力算出回路４１
および検波回路３１に供給される。
は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガード期間信号と有
効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキ
ャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出
力はキャリア周波数補正回路２３の第３の入力端に供給
される。また、ＦＦＴ回路２５は、ベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号中の有効シンボル期間信号をＦＦＴ処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は電力算出回路４１
および検波回路３１に供給される。
【００１５】この電力算出回路４１は、ＦＦＴ回路２５
から出力される各々のサブキャリアに対応した信号の電
力を算出するもので、その算出結果は相関算出回路４２
に供給される。この相関算出回路４２は、電力算出回路
４１の出力と、図２２に示す周波数同期基準シンボルの
サブキャリアの有無に対応したＰＮ系列との相関値を算
出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差
算出回路２８に供給される。この広帯域キャリア周波数
誤差算出回路２８は、相関値のピーク位置からサブキャ
リア間隔単位の周波数誤差を算出するもので、その出力
はキャリア周波数補正回路２３の第２の入力端に供給さ
れる。検波回路３１は、各サブキャリアを変調方式に応
じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信
号を復元する。
から出力される各々のサブキャリアに対応した信号の電
力を算出するもので、その算出結果は相関算出回路４２
に供給される。この相関算出回路４２は、電力算出回路
４１の出力と、図２２に示す周波数同期基準シンボルの
サブキャリアの有無に対応したＰＮ系列との相関値を算
出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差
算出回路２８に供給される。この広帯域キャリア周波数
誤差算出回路２８は、相関値のピーク位置からサブキャ
リア間隔単位の周波数誤差を算出するもので、その出力
はキャリア周波数補正回路２３の第２の入力端に供給さ
れる。検波回路３１は、各サブキャリアを変調方式に応
じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信
号を復元する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
ような従来の手法では、送信側において所定の周期（例
えばフレーム）で挿入された周波数同期用の基準シンボ
ルを用いて、サブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出
しているために、周波数同期の引き込み時間が比較的長
くなってしまう。
ような従来の手法では、送信側において所定の周期（例
えばフレーム）で挿入された周波数同期用の基準シンボ
ルを用いて、サブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出
しているために、周波数同期の引き込み時間が比較的長
くなってしまう。
【００１７】また従来の手法では、定常状態におけるキ
ャリア周波数の誤差を小さくするために、例えば図２１
の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４の内部に設け
られるループフィルタの時定数を数百シンボル期間程度
に設定する必要がある。したがって、チューナの位相雑
音等の速い変動には追従することができない（この例に
限らず、一般的なＡＦＣ回路では、チューナの位相雑音
等の速い変動に追従できない）。このため、その残留周
波数誤差は、サブキャリア間の干渉（以下、ＩＣＩ（In
ter Carrier Interference））、及び全サブキャリアに
共通な位相変動（以下、ＣＰＥ（Common Phase Erro
r））を起こし、誤り率劣化の要因となる。
ャリア周波数の誤差を小さくするために、例えば図２１
の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４の内部に設け
られるループフィルタの時定数を数百シンボル期間程度
に設定する必要がある。したがって、チューナの位相雑
音等の速い変動には追従することができない（この例に
限らず、一般的なＡＦＣ回路では、チューナの位相雑音
等の速い変動に追従できない）。このため、その残留周
波数誤差は、サブキャリア間の干渉（以下、ＩＣＩ（In
ter Carrier Interference））、及び全サブキャリアに
共通な位相変動（以下、ＣＰＥ（Common Phase Erro
r））を起こし、誤り率劣化の要因となる。
【００１８】そこで本発明は、上記の問題を解決し、周
波数同期の引き込み時間がより短縮され、かつチューナ
の位相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することのでき
るＯＦＤＭ信号復調装置を提供することを目的とする。
波数同期の引き込み時間がより短縮され、かつチューナ
の位相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することのでき
るＯＦＤＭ信号復調装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明に係わるＯＦＤＭ信号復調装置は、以下の
ように構成される。
めに、本発明に係わるＯＦＤＭ信号復調装置は、以下の
ように構成される。
【００２０】（１）毎シンボル同じ周波数に配置された
第１のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を
復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号を
フーリエ変換することにより、周波数軸信号に変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシ
ンボル間差動検波することにより、シンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記第１のパイロット信号の
配置情報と、前記差動検波手段の出力との相関を算出す
る相関算出手段と、前記相関算出手段の出力のピーク位
置を検出することにより、サブキャリア間隔単位のキャ
リア周波数誤差を推定する広帯域キャリア周波数誤差算
出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出
力に基づいて、キャリア周波数を補正する広帯域キャリ
ア周波数補正手段とを具備して構成される。
第１のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を
復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号を
フーリエ変換することにより、周波数軸信号に変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシ
ンボル間差動検波することにより、シンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記第１のパイロット信号の
配置情報と、前記差動検波手段の出力との相関を算出す
る相関算出手段と、前記相関算出手段の出力のピーク位
置を検出することにより、サブキャリア間隔単位のキャ
リア周波数誤差を推定する広帯域キャリア周波数誤差算
出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出
力に基づいて、キャリア周波数を補正する広帯域キャリ
ア周波数補正手段とを具備して構成される。
【００２１】（２）毎シンボル同じ周波数に配置された
第１のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を
復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号を
フーリエ変換することにより、周波数軸信号に変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシ
ンボル間差動検波することにより、シンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記第１のパイロット信号に
対応した前記差動検波手段の出力の位相を、シンボル内
で平均化することにより、全サブキャリアに共通な位相
変動を推定する位相平均手段と、前記位相平均手段の出
力からシンボル毎の補正ベクトルを算出し、前記補正ベ
クトルに基づいて、全サブキャリアに共通な位相変動を
補正する位相変動補正手段とを具備して構成される。
第１のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を
復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号を
フーリエ変換することにより、周波数軸信号に変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシ
ンボル間差動検波することにより、シンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記第１のパイロット信号に
対応した前記差動検波手段の出力の位相を、シンボル内
で平均化することにより、全サブキャリアに共通な位相
変動を推定する位相平均手段と、前記位相平均手段の出
力からシンボル毎の補正ベクトルを算出し、前記補正ベ
クトルに基づいて、全サブキャリアに共通な位相変動を
補正する位相変動補正手段とを具備して構成される。
【００２２】（３）毎シンボル同じ周波数に配置された
第１のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を
復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号を
フーリエ変換することにより、周波数軸信号に変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシ
ンボル間差動検波することにより、シンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記第１のパイロット信号の
配置情報と、前記差動検波手段の出力との相関を算出す
る相関算出手段と、前記相関算出手段の出力のピーク位
置を検出することにより、サブキャリア間隔単位のキャ
リア周波数誤差を推定する広帯域キャリア周波数誤差算
出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出
力に基づいて、キャリア周波数を補正する広帯域キャリ
ア周波数補正手段と、前記第１のパイロット信号に対応
した前記差動検波手段の出力の位相を、シンボル内で平
均化することにより、全サブキャリアに共通な位相変動
を推定する位相平均手段と、前記位相平均手段の出力か
らシンボル毎の補正ベクトルを算出し、前記補正ベクト
ルに基づいて、全サブキャリアに共通な位相変動を補正
する位相変動補正手段とを具備して構成される。
第１のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を
復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号を
フーリエ変換することにより、周波数軸信号に変換する
フーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシ
ンボル間差動検波することにより、シンボル間の変動を
算出する差動検波手段と、前記第１のパイロット信号の
配置情報と、前記差動検波手段の出力との相関を算出す
る相関算出手段と、前記相関算出手段の出力のピーク位
置を検出することにより、サブキャリア間隔単位のキャ
リア周波数誤差を推定する広帯域キャリア周波数誤差算
出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出
力に基づいて、キャリア周波数を補正する広帯域キャリ
ア周波数補正手段と、前記第１のパイロット信号に対応
した前記差動検波手段の出力の位相を、シンボル内で平
均化することにより、全サブキャリアに共通な位相変動
を推定する位相平均手段と、前記位相平均手段の出力か
らシンボル毎の補正ベクトルを算出し、前記補正ベクト
ルに基づいて、全サブキャリアに共通な位相変動を補正
する位相変動補正手段とを具備して構成される。
【００２３】（４）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力（複
素ベクトル信号）との相関の大きさを算出する構成とす
る。
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力（複
素ベクトル信号）との相関の大きさを算出する構成とす
る。
【００２４】（５）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力をシ
ンボル方向に平均化した信号（複素数信号）との相関の
大きさを算出する構成とする。
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力をシ
ンボル方向に平均化した信号（複素数信号）との相関の
大きさを算出する構成とする。
【００２５】（６）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力をシ
ンボル方向に平均化した信号の大きさ（実数信号）との
相関を算出する構成とする。
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力をシ
ンボル方向に平均化した信号の大きさ（実数信号）との
相関を算出する構成とする。
【００２６】（７）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力をシ
ンボル方向に平均化した信号の大きさを所定の閾値と大
小比較し２値化した信号（２値信号）との相関を算出す
る構成とする。
は、前記相関算出手段は、前記第１のパイロット信号の
配置情報（２値信号）と、前記差動検波手段の出力をシ
ンボル方向に平均化した信号の大きさを所定の閾値と大
小比較し２値化した信号（２値信号）との相関を算出す
る構成とする。
【００２７】（８）（７）の構成にあっては、前記相関
算出手段は、前記閾値を受信信号の大きさにより制御す
る構成とする。
算出手段は、前記閾値を受信信号の大きさにより制御す
る構成とする。
【００２８】（９）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域
キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、チュー
ナの局部発振周波数を制御する構成とする。
は、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域
キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、チュー
ナの局部発振周波数を制御する構成とする。
【００２９】（１０）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域
キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、直交復
調手段の局部発振周波数を制御する構成とする。
は、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域
キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて、直交復
調手段の局部発振周波数を制御する構成とする。
【００３０】（１１）（１）及び（３）の構成にあって
は、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域
キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて補正キャ
リアを生成し、この補正キャリアを前記フーリエ変換手
段の入力信号に乗じる構成とする。
は、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域
キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて補正キャ
リアを生成し、この補正キャリアを前記フーリエ変換手
段の入力信号に乗じる構成とする。
【００３１】（１２）（１）の構成にあっては、前記広
帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周
波数誤差算出手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換
手段の出力信号を周波数方向にシフトすると共に、ガー
ド期間長に依存して発生するシンボル間の位相回転を補
正する構成とする。
帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周
波数誤差算出手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換
手段の出力信号を周波数方向にシフトすると共に、ガー
ド期間長に依存して発生するシンボル間の位相回転を補
正する構成とする。
【００３２】（１３）（３）の構成にあっては、前記広
帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周
波数誤差算出手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換
手段の出力信号を周波数方向にシフトする構成とする。
帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周
波数誤差算出手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換
手段の出力信号を周波数方向にシフトする構成とする。
【００３３】（１４）（２）及び（３）の構成にあって
は、前記位相変動補正手段を検波手段に組み込み、その
検波手段は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基づい
て、全サブキャリアに共通な位相変動を補正すると同時
に、各々のサブキャリアの１次変調方式に応じて検波す
る構成とする。
は、前記位相変動補正手段を検波手段に組み込み、その
検波手段は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基づい
て、全サブキャリアに共通な位相変動を補正すると同時
に、各々のサブキャリアの１次変調方式に応じて検波す
る構成とする。
【００３４】（１５）（１４）の構成にあっては、前記
第１のパイロット信号に加えて、サブキャリア−シンボ
ル領域において分散的かつ周期的に配置された第２のパ
イロット信号を伝送する直交周波数分割多重信号を復調
する装置であって、前記検波手段は、前記補正ベクトル
算出手段の出力に基づいて、全サブキャリアに共通な位
相変動を補正すると同時に、前記第２のパイロット信号
を用いて各々のサブキャリアを同期検波する構成とす
る。
第１のパイロット信号に加えて、サブキャリア−シンボ
ル領域において分散的かつ周期的に配置された第２のパ
イロット信号を伝送する直交周波数分割多重信号を復調
する装置であって、前記検波手段は、前記補正ベクトル
算出手段の出力に基づいて、全サブキャリアに共通な位
相変動を補正すると同時に、前記第２のパイロット信号
を用いて各々のサブキャリアを同期検波する構成とす
る。
【００３５】（１６）（１４）の構成にあっては、デー
タ信号をシンボル間の差動変調して伝送する直交周波数
分割多重信号を復調する装置であって、前記検波手段
は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基づいて、全サ
ブキャリアに共通な位相変動を補正すると同時に、各々
のサブキャリアをシンボル間の差動検波する構成とす
る。
タ信号をシンボル間の差動変調して伝送する直交周波数
分割多重信号を復調する装置であって、前記検波手段
は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基づいて、全サ
ブキャリアに共通な位相変動を補正すると同時に、各々
のサブキャリアをシンボル間の差動検波する構成とす
る。
【００３６】（１７）（２）及び（３）の構成にあって
は、前記位相平均手段は、前記第１のパイロット信号に
対応した前記差動検波手段の出力複素ベクトルを、シン
ボル内で平均化し、その位相を算出することにより、全
サブキャリアに共通な位相変動を推定する構成とする。
は、前記位相平均手段は、前記第１のパイロット信号に
対応した前記差動検波手段の出力複素ベクトルを、シン
ボル内で平均化し、その位相を算出することにより、全
サブキャリアに共通な位相変動を推定する構成とする。
【００３７】（１８）（３）の構成にあっては、前記相
関算出手段は、前記位相平均手段を包含し、前記第１の
パイロット信号の２値信号による配置情報と前記差動検
波手段から出力される複素ベクトル信号との相関を算出
して前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段に供給する
と共に、前記相関演算で得られるベクトルの位相角度か
ら全サブキャリアに共通な位相変動を推定して前記位相
変動補正手段に供給する構成とする。
関算出手段は、前記位相平均手段を包含し、前記第１の
パイロット信号の２値信号による配置情報と前記差動検
波手段から出力される複素ベクトル信号との相関を算出
して前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段に供給する
と共に、前記相関演算で得られるベクトルの位相角度か
ら全サブキャリアに共通な位相変動を推定して前記位相
変動補正手段に供給する構成とする。
【００３８】（１９）（１）から（１８）の構成にあっ
ては、前記第１のパイロット信号は、毎シンボル同じ周
波数に配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ
位相で変調した信号を含む構成とする。
ては、前記第１のパイロット信号は、毎シンボル同じ周
波数に配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ
位相で変調した信号を含む構成とする。
【００３９】（２０）（１）、（３）から（１３）、
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力をｍ乗し、前記相
関算出手段に供給するべき乗手段を備える構成とする。
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力をｍ乗し、前記相
関算出手段に供給するべき乗手段を備える構成とする。
【００４０】（２１）（２）、（３）、（１４）から
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力をｍ乗し、前記位
相平均手段に供給するべき乗手段と，前記位相平均手段
の出力を１／ｍ倍する係数手段とを備える構成とする。
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力をｍ乗し、前記位
相平均手段に供給するべき乗手段と，前記位相平均手段
の出力を１／ｍ倍する係数手段とを備える構成とする。
【００４１】（２２）（２）、（３）、（１４）から
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ
個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれる
かを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出
力複素ベクトルをπ／ｍの整数倍だけ回転させることに
より、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにし
た後、前記位相平均手段に供給するベクトル回転手段を
備える構成とする。
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ
個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれる
かを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出
力複素ベクトルをπ／ｍの整数倍だけ回転させることに
より、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにし
た後、前記位相平均手段に供給するベクトル回転手段を
備える構成とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係わるＯＦＤＭ伝
送方式として、欧州の地上波デジタルテレビジョン放送
方式であるＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-T
errestrial）規格の２ｋモード（伝送に使用するサブキ
ャリア数が１７０５本）を例にとり、本発明の実施の形
態について、図１から図１９を用いて説明する。
送方式として、欧州の地上波デジタルテレビジョン放送
方式であるＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-T
errestrial）規格の２ｋモード（伝送に使用するサブキ
ャリア数が１７０５本）を例にとり、本発明の実施の形
態について、図１から図１９を用いて説明する。
【００４３】上記の規格においては、所定のサブキャリ
アを用いて、スキャッタド（分散）パイロット（以下、
ＳＰ（Scattered Pilots））とコンティニュアル（連
続）パイロット（以下、ＣＰ（Continual Pilots））と
呼ばれる２種類のパイロット信号を伝送する。
アを用いて、スキャッタド（分散）パイロット（以下、
ＳＰ（Scattered Pilots））とコンティニュアル（連
続）パイロット（以下、ＣＰ（Continual Pilots））と
呼ばれる２種類のパイロット信号を伝送する。
【００４４】図１９は上記ＤＶＢ−Ｔ規格のパイロット
信号配置を示す模式図である。図１９において、横軸の
ｋはサブキャリアのインデックスを表わし、縦軸のｎは
シンボルのインデックスを表わす。また、黒丸はパイロ
ット信号を伝送するサブキャリアを表わし、白丸は他の
データを伝送するサブキャリアを表わす。
信号配置を示す模式図である。図１９において、横軸の
ｋはサブキャリアのインデックスを表わし、縦軸のｎは
シンボルのインデックスを表わす。また、黒丸はパイロ
ット信号を伝送するサブキャリアを表わし、白丸は他の
データを伝送するサブキャリアを表わす。
【００４５】スキャッタド・パイロットは、以下の
（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋpのサブキャリア
を用いて伝送する。（１）式において、ｍｏｄは剰余演
算を表わし、ｐは任意の非負整数である。
（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋpのサブキャリア
を用いて伝送する。（１）式において、ｍｏｄは剰余演
算を表わし、ｐは任意の非負整数である。
【００４６】
【数１】 また、コンティニュアル・パイロットは、ｋ＝｛０，４
８，５４，８７，１４１，１５６，１９２，２０１，２
５５，２７９，２８２，３３３，４３２，４５０，４８
３，５２５，５３１，６１８，６３６，７１４，７５
９，７６５，７８０，８０４，８７３，８８８，９１
８，９３９，９４２，９６９，９８４，１０５０，１１
０１，１１０７，１１１０，１１３７，１１４０，１１
４６，１２０６，１２６９，１３２３，１３７７，１４
９１，１６８３，１７０４｝を満たす４５本のサブキャ
リアを用いて伝送する。
８，５４，８７，１４１，１５６，１９２，２０１，２
５５，２７９，２８２，３３３，４３２，４５０，４８
３，５２５，５３１，６１８，６３６，７１４，７５
９，７６５，７８０，８０４，８７３，８８８，９１
８，９３９，９４２，９６９，９８４，１０５０，１１
０１，１１０７，１１１０，１１３７，１１４０，１１
４６，１２０６，１２６９，１３２３，１３７７，１４
９１，１６８３，１７０４｝を満たす４５本のサブキャ
リアを用いて伝送する。
【００４７】これらのパイロット信号は、それぞれ配置
されるサブキャリア・インデックスｋに対応したＰＮ系
列ｗk に基づいて変調されており、（２）式に示すよう
に毎シンボル同じ振幅及び同じ位相で多重される。
（２）式において、Ｒｅ｛ｃk,n｝はサブキャリア・イ
ンデックスｋ、シンボル・インデックスｎのサブキャリ
アに対応する複素ベクトルｃk,n の実数部を表わし、Ｉ
ｍ｛ｃk,n ｝は虚数部を表わす。
されるサブキャリア・インデックスｋに対応したＰＮ系
列ｗk に基づいて変調されており、（２）式に示すよう
に毎シンボル同じ振幅及び同じ位相で多重される。
（２）式において、Ｒｅ｛ｃk,n｝はサブキャリア・イ
ンデックスｋ、シンボル・インデックスｎのサブキャリ
アに対応する複素ベクトルｃk,n の実数部を表わし、Ｉ
ｍ｛ｃk,n ｝は虚数部を表わす。
【００４８】
【数２】 さらに上記規格においては、所定のサブキャリアを用い
て、伝送パラメータ信号（以下、ＴＰＳ（Transmission
Parameter Signaling））を伝送する。
て、伝送パラメータ信号（以下、ＴＰＳ（Transmission
Parameter Signaling））を伝送する。
【００４９】ＴＰＳは、ｋ＝｛３４，５０，２０９，３
４６，４１３，５６９，５９５，６８８，７９０，９０
１，１０７３，１２１９，１２６２，１２８６，１４６
９，１５９４，１６８７｝を満たす１７本のサブキャリ
アを用いて伝送し、同一シンボル内のサブキャリアでは
同じ情報ビットを伝送する。
４６，４１３，５６９，５９５，６８８，７９０，９０
１，１０７３，１２１９，１２６２，１２８６，１４６
９，１５９４，１６８７｝を満たす１７本のサブキャリ
アを用いて伝送し、同一シンボル内のサブキャリアでは
同じ情報ビットを伝送する。
【００５０】このとき、インデックスｎのシンボルで伝
送する情報ビットをＳn とすると、ＴＰＳは（３）式に
示すようにシンボル間の差動２相ＰＳＫ（Phase Shift
Keying）変調される。
送する情報ビットをＳn とすると、ＴＰＳは（３）式に
示すようにシンボル間の差動２相ＰＳＫ（Phase Shift
Keying）変調される。
【００５１】
【数３】 但し、フレームの先頭シンボル（シンボル・インデック
スｎ＝０）に関しては、（４）式に示すように、上記の
ＰＮ系列ｗk に基づいて絶対位相変調される。
スｎ＝０）に関しては、（４）式に示すように、上記の
ＰＮ系列ｗk に基づいて絶対位相変調される。
【００５２】
【数４】 （第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形
態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック
図である。図１において、図２１と同一部分には同一符
号を付して示す。尚、同図においても、太線の矢印は複
素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。ま
た、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制
御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。
態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック
図である。図１において、図２１と同一部分には同一符
号を付して示す。尚、同図においても、太線の矢印は複
素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。ま
た、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制
御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。
【００５３】図１において、チューナ２１は伝送路から
入力されたＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波
数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供給
される。この直交復調回路２２は、その内部で発生する
固定的なキャリアを用いてＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベ
ースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復調
出力はキャリア周波数（ｆｃ）補正回路２３の第１の入
力端に供給される。
入力されたＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波
数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供給
される。この直交復調回路２２は、その内部で発生する
固定的なキャリアを用いてＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベ
ースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復調
出力はキャリア周波数（ｆｃ）補正回路２３の第１の入
力端に供給される。
【００５４】このキャリア周波数補正回路２３は、第２
の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キ
ャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブ
キャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに
基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを第
１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗
じることにより、キャリア周波数誤差を補正するもの
で、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４
及びＦＦＴ回路２５に供給される。
の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キ
ャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブ
キャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに
基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを第
１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗
じることにより、キャリア周波数誤差を補正するもの
で、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４
及びＦＦＴ回路２５に供給される。
【００５５】狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４
は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガード期間信号と有
効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキ
ャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出
力はキャリア周波数補正回路２３の第３の入力端に供給
される。また、ＦＦＴ回路２５は、ベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号中の有効シンボル期間信号をＦＦＴ処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は差動検波回路２６
と位相変動補正回路３０の第１の入力端とに供給され
る。
は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガード期間信号と有
効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキ
ャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出
力はキャリア周波数補正回路２３の第３の入力端に供給
される。また、ＦＦＴ回路２５は、ベースバンドＯＦＤ
Ｍ信号中の有効シンボル期間信号をＦＦＴ処理し、周波
数領域に変換するもので、その出力は差動検波回路２６
と位相変動補正回路３０の第１の入力端とに供給され
る。
【００５６】差動検波回路２６は、ＦＦＴ回路２５から
出力される各々のサブキャリアに対応した信号をシンボ
ル間差動検波することにより、シンボル間の位相変動を
算出するもので、その算出結果は相関算出回路２７と位
相平均回路２９とに供給される。相関算出回路２７は、
差動検波回路２６の出力と、ＣＰを伝送するサブキャリ
アの配置情報との相関値を算出するもので、その相関値
は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給され
る。この広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相
関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周波数誤
差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回
路２３の第２の入力端に供給される。
出力される各々のサブキャリアに対応した信号をシンボ
ル間差動検波することにより、シンボル間の位相変動を
算出するもので、その算出結果は相関算出回路２７と位
相平均回路２９とに供給される。相関算出回路２７は、
差動検波回路２６の出力と、ＣＰを伝送するサブキャリ
アの配置情報との相関値を算出するもので、その相関値
は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給され
る。この広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相
関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周波数誤
差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回
路２３の第２の入力端に供給される。
【００５７】位相平均回路２９は、ＣＰに対応した差動
検波回路２６の出力の位相をシンボル内で平均化するこ
とにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は位相変
動補正回路３０の第２の入力端に供給される。この位相
変動補正回路３０は、第２の入力端に供給される位相平
均回路２９の出力に基づいて発生する補正ベクトルを、
第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力に乗じ
ることにより、ＣＰＥを補正するもので、その出力は検
波回路３１に供給される。検波回路３１は、各サブキャ
リアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングする
ことによりデータ信号を復元する。
検波回路２６の出力の位相をシンボル内で平均化するこ
とにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は位相変
動補正回路３０の第２の入力端に供給される。この位相
変動補正回路３０は、第２の入力端に供給される位相平
均回路２９の出力に基づいて発生する補正ベクトルを、
第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力に乗じ
ることにより、ＣＰＥを補正するもので、その出力は検
波回路３１に供給される。検波回路３１は、各サブキャ
リアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングする
ことによりデータ信号を復元する。
【００５８】差動検波回路２６は、具体的には図２に示
すように構成され、ＦＦＴ回路２５の出力が１シンボル
期間遅延回路２６１及び複素乗算器２６３に供給される
ようになっている。１シンボル期間遅延回路２６１は、
ＦＦＴ回路２５の出力を１シンボル期間遅延するもの
で、その遅延出力は共役回路２６２に供給される。この
共役回路２６２は、１シンボル期間遅延回路２６１の出
力の虚数部の符号を反転して複素共役を算出するするも
ので、その算出結果は複素乗算器２６３に供給される。
この複素乗算器２６３は、ＦＦＴ回路２５の出力に共役
回路２６２の出力を乗じるもので、その演算結果は差動
検波回路２６の出力として相関算出回路２７と位相平均
回路２９とに供給される。
すように構成され、ＦＦＴ回路２５の出力が１シンボル
期間遅延回路２６１及び複素乗算器２６３に供給される
ようになっている。１シンボル期間遅延回路２６１は、
ＦＦＴ回路２５の出力を１シンボル期間遅延するもの
で、その遅延出力は共役回路２６２に供給される。この
共役回路２６２は、１シンボル期間遅延回路２６１の出
力の虚数部の符号を反転して複素共役を算出するするも
ので、その算出結果は複素乗算器２６３に供給される。
この複素乗算器２６３は、ＦＦＴ回路２５の出力に共役
回路２６２の出力を乗じるもので、その演算結果は差動
検波回路２６の出力として相関算出回路２７と位相平均
回路２９とに供給される。
【００５９】図３は、図１における相関算出回路２７の
第１の構成例を示すものである。この相関算出回路２７
では、差動検波回路２６からの差動検波出力がシフトレ
ジスタ２７０１に供給されるようになっている。このシ
フトレジスタ２７０１はＣＰを伝送するサブキャリアの
配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタッ
プ出力は総和回路２７０２の入力端に供給される。この
総和回路２７０２はシフトレジスタ２７０１のタップ出
力の総和を演算するもので、その演算結果は電力算出回
路２７０３に供給される。この電力算出回路２７０３は
総和回路２７０２の出力の電力を算出するもので、その
算出結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路２８に供給される。
第１の構成例を示すものである。この相関算出回路２７
では、差動検波回路２６からの差動検波出力がシフトレ
ジスタ２７０１に供給されるようになっている。このシ
フトレジスタ２７０１はＣＰを伝送するサブキャリアの
配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタッ
プ出力は総和回路２７０２の入力端に供給される。この
総和回路２７０２はシフトレジスタ２７０１のタップ出
力の総和を演算するもので、その演算結果は電力算出回
路２７０３に供給される。この電力算出回路２７０３は
総和回路２７０２の出力の電力を算出するもので、その
算出結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路２８に供給される。
【００６０】図３に示す構成によれば、シフトレジスタ
２７０１の全タップ出力にＣＰを伝送するサブキャリア
が出力されるとき、相関算出回路２７の出力はピーク値
を示す。したがって、広帯域キャリア周波数誤差算出回
路２８において、相関算出回路２７の出力のピーク値を
検出し、所定のタイミングからのずれを求めることによ
り、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推定
することができる。
２７０１の全タップ出力にＣＰを伝送するサブキャリア
が出力されるとき、相関算出回路２７の出力はピーク値
を示す。したがって、広帯域キャリア周波数誤差算出回
路２８において、相関算出回路２７の出力のピーク値を
検出し、所定のタイミングからのずれを求めることによ
り、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推定
することができる。
【００６１】図４は、図１における相関算出回路２７の
第２の構成例を示すものである。図４において、図３と
同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部
分について説明する。
第２の構成例を示すものである。図４において、図３と
同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部
分について説明する。
【００６２】この相関算出回路２７では、差動検波回路
２６からの差動検波出力がシンボル間フィルタ回路２７
０４に供給されるようになっている。このシンボル間フ
ィルタ回路２７０４は、差動検波回路２６の出力をシン
ボル方向に平均化するもので、その出力はシフトレジス
タ２７０１に供給される。このシフトレジスタ２７０１
以降の構成及び動作は、図３に示した第１の構成例の場
合と同じである。
２６からの差動検波出力がシンボル間フィルタ回路２７
０４に供給されるようになっている。このシンボル間フ
ィルタ回路２７０４は、差動検波回路２６の出力をシン
ボル方向に平均化するもので、その出力はシフトレジス
タ２７０１に供給される。このシフトレジスタ２７０１
以降の構成及び動作は、図３に示した第１の構成例の場
合と同じである。
【００６３】図４におけるシンボル間フィルタ回路２７
０４は、具体的には図５に示すように構成され、差動検
波回路２６の出力が減算器２７０４１に供給されるよう
になっている。この減算器２７０４１は、差動検波回路
２６の出力から１シンボル期間遅延回路２７０４４の出
力を減じるもので、その出力は係数器２７０４２に供給
される。この係数器２７０４２は、減算器２７０４１の
出力に係数α（０≦α≦１）を乗じるもので、その演算
結果は加算器２７０４３に供給される。この加算器２７
０４３は、係数器２７０４２の出力と１シンボル期間遅
延回路２７０４４の出力とを加え合わせるもので、その
演算結果はシンボル間フィルタ回路２７０４の出力とし
てシフトレジスタ２７０１に供給される。１シンボル期
間遅延回路２７０４４は、加算器２７０４３の出力を１
シンボル期間遅延する。
０４は、具体的には図５に示すように構成され、差動検
波回路２６の出力が減算器２７０４１に供給されるよう
になっている。この減算器２７０４１は、差動検波回路
２６の出力から１シンボル期間遅延回路２７０４４の出
力を減じるもので、その出力は係数器２７０４２に供給
される。この係数器２７０４２は、減算器２７０４１の
出力に係数α（０≦α≦１）を乗じるもので、その演算
結果は加算器２７０４３に供給される。この加算器２７
０４３は、係数器２７０４２の出力と１シンボル期間遅
延回路２７０４４の出力とを加え合わせるもので、その
演算結果はシンボル間フィルタ回路２７０４の出力とし
てシフトレジスタ２７０１に供給される。１シンボル期
間遅延回路２７０４４は、加算器２７０４３の出力を１
シンボル期間遅延する。
【００６４】図５のように構成されたシンボル間フィル
タ回路２７０４は、無限インパルス応答（以下、ＩＩＲ
（Infinite Impulse Response ））型のローパスフィル
タとして動作し、差動検波回路２６から出力される各々
のサブキャリアに対応した複素ベクトルをシンボル方向
に平均化する。差動検波回路２６において、ＣＰを伝送
するサブキャリアをシンボル間差動検波した信号は、Ｃ
ＰＥ成分を無視すると、毎シンボル同じ振幅及び同じ位
相の直流信号であるとみなせるので、その大部分はシン
ボル間フィルタ回路２７０４を通過する。その他のサブ
キャリアをシンボル間差動検波した信号は、毎シンボ
ル、振幅及び位相がランダムな信号であるので、シンボ
ル間フィルタ回路２７０４によって阻止される。また、
雑音成分も毎シンボルランダムな信号であるので、シン
ボル間フィルタ回路２７０４によって阻止される。
タ回路２７０４は、無限インパルス応答（以下、ＩＩＲ
（Infinite Impulse Response ））型のローパスフィル
タとして動作し、差動検波回路２６から出力される各々
のサブキャリアに対応した複素ベクトルをシンボル方向
に平均化する。差動検波回路２６において、ＣＰを伝送
するサブキャリアをシンボル間差動検波した信号は、Ｃ
ＰＥ成分を無視すると、毎シンボル同じ振幅及び同じ位
相の直流信号であるとみなせるので、その大部分はシン
ボル間フィルタ回路２７０４を通過する。その他のサブ
キャリアをシンボル間差動検波した信号は、毎シンボ
ル、振幅及び位相がランダムな信号であるので、シンボ
ル間フィルタ回路２７０４によって阻止される。また、
雑音成分も毎シンボルランダムな信号であるので、シン
ボル間フィルタ回路２７０４によって阻止される。
【００６５】したがって、図３に示した相関算出回路２
７にシンボル間フィルタ回路２７０４を追加することに
より、相関算出回路２７の出力のフロアが抑制され、広
帯域キャリア周波数誤差算出回路２８における誤差の推
定誤りを軽減することができる。
７にシンボル間フィルタ回路２７０４を追加することに
より、相関算出回路２７の出力のフロアが抑制され、広
帯域キャリア周波数誤差算出回路２８における誤差の推
定誤りを軽減することができる。
【００６６】図６は、図１における相関算出回路２７の
第３の構成例である。図６において、図３及び図４と同
一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分
について説明する。
第３の構成例である。図６において、図３及び図４と同
一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分
について説明する。
【００６７】この相関算出回路２７では、差動検波回路
２６の出力がシンボル間フィルタ回路２７０４にてシン
ボル方向に平均化された後、電力算出回路２７０３に直
接供給されるようになっている。すなわち、この場合の
電力算出回路２７０３は、シンボル間フィルタ回路２７
０４の出力の電力を算出する。その算出結果はシフトレ
ジスタ２７０５に供給される。このシフトレジスタ２７
０５はＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複
数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路
２７０６の入力端に供給される。この総和回路２７０６
はシフトレジスタ２７０５のタップ出力の総和を演算す
るもので、その演算結果は相関算出回路２７の出力とし
て広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給され
る。
２６の出力がシンボル間フィルタ回路２７０４にてシン
ボル方向に平均化された後、電力算出回路２７０３に直
接供給されるようになっている。すなわち、この場合の
電力算出回路２７０３は、シンボル間フィルタ回路２７
０４の出力の電力を算出する。その算出結果はシフトレ
ジスタ２７０５に供給される。このシフトレジスタ２７
０５はＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複
数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路
２７０６の入力端に供給される。この総和回路２７０６
はシフトレジスタ２７０５のタップ出力の総和を演算す
るもので、その演算結果は相関算出回路２７の出力とし
て広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給され
る。
【００６８】図６においては、シフトレジスタ２７０５
は実数信号を保持し、総和回路２７０６も実数信号の総
和を演算するので、図３及び図４におけるシフトレジス
タ２７０１及び総和回路２７０２に比して、その規模を
削減することができる。
は実数信号を保持し、総和回路２７０６も実数信号の総
和を演算するので、図３及び図４におけるシフトレジス
タ２７０１及び総和回路２７０２に比して、その規模を
削減することができる。
【００６９】図７は、図１における相関算出回路２７の
第４の構成例を示すものである。図７において、図６と
同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
第４の構成例を示すものである。図７において、図６と
同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
【００７０】図７における比較回路２７０７は、電力算
出回路２７０３の出力と閾値設定回路２７０８で設定さ
れた閾値とを比較することでＣＰを伝送するサブキャリ
アを抽出するもので、電力算出回路２７０３の出力の方
が大きい場合には「１」を出力し、閾値設定回路２７０
８の出力の方が大きい場合には「０」を出力する。この
比較回路２７０７の出力はシフトレジスタ２７０９に供
給される。このシフトレジスタ２７０９はＣＰを伝送す
るサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備
え、それらのタップ出力は総和回路２７１０の入力端に
供給される。この総和回路２７１０はシフトレジスタ２
７０９のタップ出力の総和を演算するもので、その演算
結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリア周
波数誤差算出回路２８に供給される。
出回路２７０３の出力と閾値設定回路２７０８で設定さ
れた閾値とを比較することでＣＰを伝送するサブキャリ
アを抽出するもので、電力算出回路２７０３の出力の方
が大きい場合には「１」を出力し、閾値設定回路２７０
８の出力の方が大きい場合には「０」を出力する。この
比較回路２７０７の出力はシフトレジスタ２７０９に供
給される。このシフトレジスタ２７０９はＣＰを伝送す
るサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備
え、それらのタップ出力は総和回路２７１０の入力端に
供給される。この総和回路２７１０はシフトレジスタ２
７０９のタップ出力の総和を演算するもので、その演算
結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリア周
波数誤差算出回路２８に供給される。
【００７１】図７においては、シフトレジスタ２７０９
は２値信号を保持し、総和回路２７１０も２値信号の総
和を演算するので、図３及び図４におけるシフトレジス
タ２７０１及び総和回路２７０２に比して、その規模を
大幅に削減することができる。また、閾値設定回路２７
０８から出力する閾値を受信信号の大きさにより制御す
れば、電力算出回路２７０３の出力レベルの変動に起因
する誤判定を防ぐことができる。
は２値信号を保持し、総和回路２７１０も２値信号の総
和を演算するので、図３及び図４におけるシフトレジス
タ２７０１及び総和回路２７０２に比して、その規模を
大幅に削減することができる。また、閾値設定回路２７
０８から出力する閾値を受信信号の大きさにより制御す
れば、電力算出回路２７０３の出力レベルの変動に起因
する誤判定を防ぐことができる。
【００７２】図８は、図１における位相変動補正回路３
０の構成例を示すものである。この位相変動補正回路３
０では、位相平均回路２９の出力が加算器３０１に供給
されるようになっている。この加算器３０１は、信号を
１シンボル期間保持するレジスタ３０２と共に累積加算
器を構成し、位相平均回路２９の出力を毎シンボル累積
加算することにより、演算開始からのシンボル間位相変
動の累積を算出するもので、その算出結果（加算器３０
１の出力）は補正ベクトル算出回路（ｅ-jφ）３０３に
供給される。この補正ベクトル算出回路３０３は、加算
器３０１の出力の−１倍を位相角とし、振幅が１である
複素ベクトルを算出するもので、その算出結果は乗算器
３０４に供給される。この乗算器３０４は、補正ベクト
ル算出回路３０３の出力とＦＦＴ回路２５の出力とを乗
じる。この演算により、ＣＰＥを補正することができ
る。
０の構成例を示すものである。この位相変動補正回路３
０では、位相平均回路２９の出力が加算器３０１に供給
されるようになっている。この加算器３０１は、信号を
１シンボル期間保持するレジスタ３０２と共に累積加算
器を構成し、位相平均回路２９の出力を毎シンボル累積
加算することにより、演算開始からのシンボル間位相変
動の累積を算出するもので、その算出結果（加算器３０
１の出力）は補正ベクトル算出回路（ｅ-jφ）３０３に
供給される。この補正ベクトル算出回路３０３は、加算
器３０１の出力の−１倍を位相角とし、振幅が１である
複素ベクトルを算出するもので、その算出結果は乗算器
３０４に供給される。この乗算器３０４は、補正ベクト
ル算出回路３０３の出力とＦＦＴ回路２５の出力とを乗
じる。この演算により、ＣＰＥを補正することができ
る。
【００７３】以上の構成により、本実施の形態の構成に
よれば、毎シンボルに含まれるＣＰを伝送するサブキャ
リアの配置情報からサブキャリア間隔単位のキャリア周
波数誤差を算出するようにしているので、従来例に比べ
て周波数同期の引き込み時間を短縮することができる。
よれば、毎シンボルに含まれるＣＰを伝送するサブキャ
リアの配置情報からサブキャリア間隔単位のキャリア周
波数誤差を算出するようにしているので、従来例に比べ
て周波数同期の引き込み時間を短縮することができる。
【００７４】また、毎シンボル、ＣＰを用いてシンボル
間の位相変動を算出し補正するので、チューナ２１の位
相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することができる。
間の位相変動を算出し補正するので、チューナ２１の位
相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することができる。
【００７５】（第２の実施の形態）図９は、本発明の第
２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図９において、図１と同一
部分には同一符号を付して示す。また、同図において
も、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実
数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等
の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省
略する。
２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を
示すブロック図である。尚、図９において、図１と同一
部分には同一符号を付して示す。また、同図において
も、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実
数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等
の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省
略する。
【００７６】図９に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図１
におけるキャリア周波数補正回路２３の代わりに、チュ
ーナ３２においてキャリア周波数誤差を補正するように
したものである。このチューナ３２は、第２の入力端に
供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波
数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブキャリア間
隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて局
部発振周波数を制御し、第１の入力端に供給されるＯＦ
ＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換するもの
で、その出力は直交復調回路２２に供給される。他の構
成及び動作は、図１と同一であるので省略する。
におけるキャリア周波数補正回路２３の代わりに、チュ
ーナ３２においてキャリア周波数誤差を補正するように
したものである。このチューナ３２は、第２の入力端に
供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波
数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブキャリア間
隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて局
部発振周波数を制御し、第１の入力端に供給されるＯＦ
ＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換するもの
で、その出力は直交復調回路２２に供給される。他の構
成及び動作は、図１と同一であるので省略する。
【００７７】（第３の実施の形態）図１０は、本発明の
第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１０において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１０において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
【００７８】図１０に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図
１におけるキャリア周波数補正回路２３の代わりに、直
交復調回路３３においてキャリア周波数誤差を補正する
ようにしたものである。この直交復調回路３３は、第２
の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キ
ャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブ
キャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに
基づいて局部発振周波数を制御し、第１の入力端に供給
されるＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号に復調するもので、その復調出力は狭帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路２４とＦＦＴ回路２５とに供給さ
れる。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略
する。
１におけるキャリア周波数補正回路２３の代わりに、直
交復調回路３３においてキャリア周波数誤差を補正する
ようにしたものである。この直交復調回路３３は、第２
の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キ
ャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブ
キャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに
基づいて局部発振周波数を制御し、第１の入力端に供給
されるＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号に復調するもので、その復調出力は狭帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路２４とＦＦＴ回路２５とに供給さ
れる。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略
する。
【００７９】（第４の実施の形態）図１１は、本発明の
第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１１において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１１において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
【００８０】図１１に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、キ
ャリア周波数（ｆｃ）補正回路３４においてサブキャリ
ア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、シフ
ト回路３５においてサブキャリア間隔単位の広帯域キャ
リア周波数誤差を補正するようにしたものである。キャ
リア周波数補正回路３４は、第２の入力端に供給される
サブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号
に基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを
第１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に
乗じることによってキャリア周波数誤差を補正するもの
で、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４
及びＦＦＴ回路２５に供給される。シフト回路３５は、
第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯
域キャリア周波数誤差信号に基づいて、ＦＦＴ回路２５
の出力を周波数方向にシフトするもので、その出力は差
動検波回路２６と位相変動補正回路の第１の入力端とに
供給される。他の構成及び動作は、図１と同一であるの
で省略する。
ャリア周波数（ｆｃ）補正回路３４においてサブキャリ
ア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、シフ
ト回路３５においてサブキャリア間隔単位の広帯域キャ
リア周波数誤差を補正するようにしたものである。キャ
リア周波数補正回路３４は、第２の入力端に供給される
サブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号
に基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを
第１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に
乗じることによってキャリア周波数誤差を補正するもの
で、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４
及びＦＦＴ回路２５に供給される。シフト回路３５は、
第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯
域キャリア周波数誤差信号に基づいて、ＦＦＴ回路２５
の出力を周波数方向にシフトするもので、その出力は差
動検波回路２６と位相変動補正回路の第１の入力端とに
供給される。他の構成及び動作は、図１と同一であるの
で省略する。
【００８１】ここで、サブキャリア間隔単位のキャリア
周波数誤差は、有効シンボル期間長で整数周期となる周
波数誤差であるが、ＯＦＤＭ信号にはガード期間が存在
するので、周波数領域におけるサブキャリア単位のずれ
と共に、ガード期間長に依存したシンボル毎の位相回転
を発生させる。したがって、図１１の構成のように、周
波数領域におけるシフトによって広帯域キャリア周波数
誤差を補正する場合は、この位相回転を補正する手段が
必要となる。しかしながら、この位相回転は全サブキャ
リアに共通なものであるため、図１１のようにＣＰＥ除
去のための回路を備えている場合は、位相変動補正回路
３０において自動的に補正される。
周波数誤差は、有効シンボル期間長で整数周期となる周
波数誤差であるが、ＯＦＤＭ信号にはガード期間が存在
するので、周波数領域におけるサブキャリア単位のずれ
と共に、ガード期間長に依存したシンボル毎の位相回転
を発生させる。したがって、図１１の構成のように、周
波数領域におけるシフトによって広帯域キャリア周波数
誤差を補正する場合は、この位相回転を補正する手段が
必要となる。しかしながら、この位相回転は全サブキャ
リアに共通なものであるため、図１１のようにＣＰＥ除
去のための回路を備えている場合は、位相変動補正回路
３０において自動的に補正される。
【００８２】（第５の実施の形態）図１２は、本発明の
第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１２において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１２において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
【００８３】図１２に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図
１における位相変動補正回路３０の代わりに、検波回路
３６においてＣＰＥを補正するようにしたものである。
この検波回路３６は、第２の入力端に供給される位相平
均回路２９の出力に基づいて補正ベクトルを発生し、こ
の補正ベクトルを各サブキャリアの変調方式に応じた検
波ベクトルに乗じる。そして、その検波ベクトルを用い
てＦＦＴ回路２５の出力を検波すると共にＣＰＥを補正
した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元
する。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略
する。
１における位相変動補正回路３０の代わりに、検波回路
３６においてＣＰＥを補正するようにしたものである。
この検波回路３６は、第２の入力端に供給される位相平
均回路２９の出力に基づいて補正ベクトルを発生し、こ
の補正ベクトルを各サブキャリアの変調方式に応じた検
波ベクトルに乗じる。そして、その検波ベクトルを用い
てＦＦＴ回路２５の出力を検波すると共にＣＰＥを補正
した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元
する。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略
する。
【００８４】図１３は、図１２における検波回路３６
の、ＳＰ信号を使用した同期検波を前提とする変調方式
に対応した構成例を示すものである。この検波回路３６
では、ＦＦＴ回路２５の出力が複素除算器３６０４の第
１の入力端と複素除算器３６０８の第１の入力端とに供
給されるようになっている。パイロット発生回路３６０
３は、ＦＦＴ回路２５の出力に同期してＳＰを発生する
もので、その出力は複素除算器３６０４の第２の入力端
に供給される。この複素除算器３６０４は、第１の入力
端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力中に含まれるＳＰ
を、第２の入力端に供給されるパイロット発生回路３６
０３が出力する正規のＳＰで除算することにより、ＳＰ
に作用する伝送路特性を算出するものである。その出力
はスイッチ（ＳＷ）３６０５によりメモリ３６０６の出
力と選択的に複素乗算器３６０２の第１の入力端に供給
される。
の、ＳＰ信号を使用した同期検波を前提とする変調方式
に対応した構成例を示すものである。この検波回路３６
では、ＦＦＴ回路２５の出力が複素除算器３６０４の第
１の入力端と複素除算器３６０８の第１の入力端とに供
給されるようになっている。パイロット発生回路３６０
３は、ＦＦＴ回路２５の出力に同期してＳＰを発生する
もので、その出力は複素除算器３６０４の第２の入力端
に供給される。この複素除算器３６０４は、第１の入力
端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力中に含まれるＳＰ
を、第２の入力端に供給されるパイロット発生回路３６
０３が出力する正規のＳＰで除算することにより、ＳＰ
に作用する伝送路特性を算出するものである。その出力
はスイッチ（ＳＷ）３６０５によりメモリ３６０６の出
力と選択的に複素乗算器３６０２の第１の入力端に供給
される。
【００８５】一方、位相平均回路２９の出力は補正ベク
トル算出回路（ｅ jφ）３６０１に供給される。この補
正ベクトル算出回路３６０１は、位相平均回路２９の出
力を位相角とし、振幅が１である複素ベクトルを算出す
るもので、その算出結果は複素乗算器３６０２の第２の
入力端に供給される。スイッチ３６０５は、複素除算器
３６０４の出力がＳＰに対応している場合（１つのサブ
キャリアに着目すると４シンボル中１シンボル）には複
素除算器３６０４の出力を選択し、その他の場合（同じ
く４シンボル中３シンボル）にはメモリ３６０６の出力
を選択して出力する。
トル算出回路（ｅ jφ）３６０１に供給される。この補
正ベクトル算出回路３６０１は、位相平均回路２９の出
力を位相角とし、振幅が１である複素ベクトルを算出す
るもので、その算出結果は複素乗算器３６０２の第２の
入力端に供給される。スイッチ３６０５は、複素除算器
３６０４の出力がＳＰに対応している場合（１つのサブ
キャリアに着目すると４シンボル中１シンボル）には複
素除算器３６０４の出力を選択し、その他の場合（同じ
く４シンボル中３シンボル）にはメモリ３６０６の出力
を選択して出力する。
【００８６】複素乗算器３６０２は、第１の入力端から
スイッチ３６０５により選択的に供給される複素除算器
３６０４の出力またはメモリ３６０６の出力と、第２の
入力端に供給される補正ベクトル算出回路３６０１の出
力とを乗算するもので、その演算結果はフィルタ回路３
６０７に供給されると共にメモリ３６０６にも供給され
る。このメモリ３６０６は複素乗算器３６０２の出力を
４シンボル期間（着目したサブキャリアで次のＳＰが伝
送されてくるまで）保持する。これらの動作により、Ｓ
Ｐを伝送するサブキャリア（３サブキャリア中１サブキ
ャリア）に作用する伝送路特性にＣＰＥの補正を施すこ
とができる。
スイッチ３６０５により選択的に供給される複素除算器
３６０４の出力またはメモリ３６０６の出力と、第２の
入力端に供給される補正ベクトル算出回路３６０１の出
力とを乗算するもので、その演算結果はフィルタ回路３
６０７に供給されると共にメモリ３６０６にも供給され
る。このメモリ３６０６は複素乗算器３６０２の出力を
４シンボル期間（着目したサブキャリアで次のＳＰが伝
送されてくるまで）保持する。これらの動作により、Ｓ
Ｐを伝送するサブキャリア（３サブキャリア中１サブキ
ャリア）に作用する伝送路特性にＣＰＥの補正を施すこ
とができる。
【００８７】フィルタ回路３６０７は、複素乗算器３６
０２の出力を周波数（サブキャリア）方向に内挿し、全
サブキャリアに作用する伝送路特性（ＣＰＥを補正した
もの）を求めるもので、その出力は複素除算器３６０８
の第２の入力端に供給される。この複素除算器３６０８
は、第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力
を、第２の入力端に供給されるフィルタ回路３６０７の
出力で除算することにより、ＦＦＴ回路２５の出力を同
期検波するものである。その出力はデマッピング回路３
６０９に供給される。このデマッピング回路３６０９
は、複素除算器３６０８の出力を変調方式に応じてデマ
ッピングすることによりデータ信号を復元するものであ
る。
０２の出力を周波数（サブキャリア）方向に内挿し、全
サブキャリアに作用する伝送路特性（ＣＰＥを補正した
もの）を求めるもので、その出力は複素除算器３６０８
の第２の入力端に供給される。この複素除算器３６０８
は、第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力
を、第２の入力端に供給されるフィルタ回路３６０７の
出力で除算することにより、ＦＦＴ回路２５の出力を同
期検波するものである。その出力はデマッピング回路３
６０９に供給される。このデマッピング回路３６０９
は、複素除算器３６０８の出力を変調方式に応じてデマ
ッピングすることによりデータ信号を復元するものであ
る。
【００８８】図１４は、図１２における検波回路３６
の、差動検波を前提とする変調方式に対応した構成例を
示すものである。この検波回路３６では、ＦＦＴ回路２
５の出力が１シンボル期間遅延回路３６１０と複素除算
器３６１１の第１の入力端とに供給されるようになって
いる。１シンボル期間遅延回路３６１０は、ＦＦＴ回路
２５の出力を１シンボル期間だけ遅延するものであり、
その出力は複素乗算器３６０２の第１の入力端に供給さ
れる。一方、位相平均回路２９の出力は補正ベクトル算
出回路（ｅ jφ）３６０１に供給される。
の、差動検波を前提とする変調方式に対応した構成例を
示すものである。この検波回路３６では、ＦＦＴ回路２
５の出力が１シンボル期間遅延回路３６１０と複素除算
器３６１１の第１の入力端とに供給されるようになって
いる。１シンボル期間遅延回路３６１０は、ＦＦＴ回路
２５の出力を１シンボル期間だけ遅延するものであり、
その出力は複素乗算器３６０２の第１の入力端に供給さ
れる。一方、位相平均回路２９の出力は補正ベクトル算
出回路（ｅ jφ）３６０１に供給される。
【００８９】この補正ベクトル算出回路３６０１は、位
相平均回路２９の出力を位相角とし、振幅が１である複
素ベクトルを算出するもので、その算出結果は複素乗算
器３６０２の第２の入力端に供給される。この複素乗算
器３６０２は、第１の入力端に供給される１シンボル期
間遅延回路３６１０の出力と、第２の入力端に供給され
る補正ベクトル算出回路３６０１の出力とを乗算するこ
とにより、１シンボル期間前の信号にＣＰＥの補正を施
すもので、その演算結果は複素除算器３６１１の第２の
入力端に供給される。
相平均回路２９の出力を位相角とし、振幅が１である複
素ベクトルを算出するもので、その算出結果は複素乗算
器３６０２の第２の入力端に供給される。この複素乗算
器３６０２は、第１の入力端に供給される１シンボル期
間遅延回路３６１０の出力と、第２の入力端に供給され
る補正ベクトル算出回路３６０１の出力とを乗算するこ
とにより、１シンボル期間前の信号にＣＰＥの補正を施
すもので、その演算結果は複素除算器３６１１の第２の
入力端に供給される。
【００９０】この複素除算器３６１１は、第１の入力端
に供給されるＦＦＴ回路２５の出力を、第２の入力端に
供給される複素乗算器３６０２の出力で除算することに
より、ＦＦＴ回路２５の出力を差動検波するものであ
り、その出力はデマッピング回路３６１２に供給され
る。このデマッピング回路３６１２は、複素除算器３６
１１の出力を変調方式に応じてデマッピングすることに
よりデータ信号を復元するものである。
に供給されるＦＦＴ回路２５の出力を、第２の入力端に
供給される複素乗算器３６０２の出力で除算することに
より、ＦＦＴ回路２５の出力を差動検波するものであ
り、その出力はデマッピング回路３６１２に供給され
る。このデマッピング回路３６１２は、複素除算器３６
１１の出力を変調方式に応じてデマッピングすることに
よりデータ信号を復元するものである。
【００９１】以上の構成により、本実施の形態によれ
ば、第１の実施の形態における位相変動補正回路３０と
検波回路３１の処理の一部を共用できるので、回路規模
を削減することができる。
ば、第１の実施の形態における位相変動補正回路３０と
検波回路３１の処理の一部を共用できるので、回路規模
を削減することができる。
【００９２】（第６の実施の形態）図１５は、本発明の
第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１５において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１５において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
【００９３】図１５に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図
１における相関算出回路２７と位相平均回路２９との処
理をともに相関回路３７で実行するようにしたものであ
る。
１における相関算出回路２７と位相平均回路２９との処
理をともに相関回路３７で実行するようにしたものであ
る。
【００９４】図１６は、図１５における相関回路３７の
構成例であり、差動検波回路２６の出力はシフトレジス
タ３７１に供給される。このシフトレジスタ３７１は、
ＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタ
ップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路３７２
の入力端に供給される。この総和回路３７２はシフトレ
ジスタ３７１のタップ出力の総和を演算するもので、そ
の演算結果は電力算出回路３７３と位相算出回路（ｔａ
ｎ-1）３７４とに供給される。
構成例であり、差動検波回路２６の出力はシフトレジス
タ３７１に供給される。このシフトレジスタ３７１は、
ＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタ
ップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路３７２
の入力端に供給される。この総和回路３７２はシフトレ
ジスタ３７１のタップ出力の総和を演算するもので、そ
の演算結果は電力算出回路３７３と位相算出回路（ｔａ
ｎ-1）３７４とに供給される。
【００９５】電力算出回路３７３は総和回路３７２の出
力の電力を算出するもので、その算出結果は相関算出回
路３７の第１の出力として広帯域キャリア周波数誤差算
出回路２８に供給される。一方、位相算出回路３７４は
総和回路３７２の出力の位相を算出するもので、その算
出結果は相関算出回路３７の第２の出力として位相変動
補正回路３０の第２の入力端に供給される。
力の電力を算出するもので、その算出結果は相関算出回
路３７の第１の出力として広帯域キャリア周波数誤差算
出回路２８に供給される。一方、位相算出回路３７４は
総和回路３７２の出力の位相を算出するもので、その算
出結果は相関算出回路３７の第２の出力として位相変動
補正回路３０の第２の入力端に供給される。
【００９６】ここで、キャリア周波数が同期すると、シ
フトレジスタ３７１のタップ出力にはＣＰを伝送するサ
ブキャリアが出力されるので、総和回路３７２の出力は
ＣＰを伝送するサブキャリアのシンボル間の変動をシン
ボル内で平均化したものとなる。
フトレジスタ３７１のタップ出力にはＣＰを伝送するサ
ブキャリアが出力されるので、総和回路３７２の出力は
ＣＰを伝送するサブキャリアのシンボル間の変動をシン
ボル内で平均化したものとなる。
【００９７】以上の構成により、本実施の形態によれ
ば、第１の実施の形態における相関算出回路２７と位相
平均回路２９の処理の一部を共用できるので、回路規模
を削減することができる。
ば、第１の実施の形態における相関算出回路２７と位相
平均回路２９の処理の一部を共用できるので、回路規模
を削減することができる。
【００９８】（第７の実施の形態）図１７は、本発明の
第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１７において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１７において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
【００９９】図１７に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、Ｔ
ＰＳを用いてキャリア周波数同期及びＣＰＥ除去を行う
ものであり、第１の実施の形態に対して、べき乗回路３
８と係数器３９とを追加したものとなっている。
ＰＳを用いてキャリア周波数同期及びＣＰＥ除去を行う
ものであり、第１の実施の形態に対して、べき乗回路３
８と係数器３９とを追加したものとなっている。
【０１００】ここで、べき乗回路３８は、差動検波回路
２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベク
トルの２乗を算出するもので、その演算結果は相関算出
回路２７と位相平均回路２９とに供給される。この２乗
演算は、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変調され
ていることに起因する位相変動の１８０度の不確定性を
解消する。
２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベク
トルの２乗を算出するもので、その演算結果は相関算出
回路２７と位相平均回路２９とに供給される。この２乗
演算は、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変調され
ていることに起因する位相変動の１８０度の不確定性を
解消する。
【０１０１】相関算出回路２７は、べき乗回路３８の出
力と、ＣＰを伝送するサブキャリア及びＴＰＳを伝送す
るサブキャリアの内、少なくとも一方の配置情報との相
関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周
波数誤差算出回路２８に供給される。位相平均回路２９
は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方に対応したべ
き乗回路３８の出力の位相をシンボル内で平均化するこ
とにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は係数器
３９に供給される。係数器３９は、べき乗回路３８によ
って２倍になったシンボル間の位相変動を１／２倍する
ことにより補正するもので、その出力は位相変動補正回
路３０の第２の入力端に供給される。
力と、ＣＰを伝送するサブキャリア及びＴＰＳを伝送す
るサブキャリアの内、少なくとも一方の配置情報との相
関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周
波数誤差算出回路２８に供給される。位相平均回路２９
は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方に対応したべ
き乗回路３８の出力の位相をシンボル内で平均化するこ
とにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は係数器
３９に供給される。係数器３９は、べき乗回路３８によ
って２倍になったシンボル間の位相変動を１／２倍する
ことにより補正するもので、その出力は位相変動補正回
路３０の第２の入力端に供給される。
【０１０２】一般的には、ＴＰＳがｍ相ＰＳＫ変調（ｍ
は自然数）されている場合、べき乗回路３８は、差動検
波回路２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複
素ベクトルのｍ乗を算出し、係数器３９は、位相平均回
路２９の出力を１／ｍ倍する。
は自然数）されている場合、べき乗回路３８は、差動検
波回路２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複
素ベクトルのｍ乗を算出し、係数器３９は、位相平均回
路２９の出力を１／ｍ倍する。
【０１０３】以上の構成により、本実施の形態において
は、ＣＰに加えてＴＰＳを用いてサブキャリア間隔単位
のキャリア周波数誤差及びシンボル間の位相変動を算出
し補正するようにしているので、第１の実施の形態に比
べ雑音の影響による誤差を低減することができる。
は、ＣＰに加えてＴＰＳを用いてサブキャリア間隔単位
のキャリア周波数誤差及びシンボル間の位相変動を算出
し補正するようにしているので、第１の実施の形態に比
べ雑音の影響による誤差を低減することができる。
【０１０４】（第８の実施の形態）図１８は、本発明の
第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１８において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成
を示すブロック図である。尚、図１８において、図１と
同一部分には同一符号を付して示す。また、同図におい
ても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は
実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック
等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように
省略する。
【０１０５】図１８に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、Ｔ
ＰＳを用いてキャリア周波数同期及びＣＰＥ除去を行う
ものであり、第１の実施の形態に対して、べき乗回路３
８とベクトル回転回路４０とを追加したものである。
ＰＳを用いてキャリア周波数同期及びＣＰＥ除去を行う
ものであり、第１の実施の形態に対して、べき乗回路３
８とベクトル回転回路４０とを追加したものである。
【０１０６】ここで、べき乗回路３８は、差動検波回路
２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベク
トルの２乗を算出するもので、その演算結果は相関算出
回路２７に供給される。この２乗演算は、ＴＰＳがシン
ボル間の差動２相ＰＳＫ変調されていることに起因する
位相変動の１８０度の不確定性を解消する。相関算出回
路２７は、べき乗回路３８の出力と、ＣＰを伝送するサ
ブキャリア及びＴＰＳを伝送するサブキャリアの内、少
なくとも一方の配置情報との相関値を算出するもので、
その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に
供給される。
２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベク
トルの２乗を算出するもので、その演算結果は相関算出
回路２７に供給される。この２乗演算は、ＴＰＳがシン
ボル間の差動２相ＰＳＫ変調されていることに起因する
位相変動の１８０度の不確定性を解消する。相関算出回
路２７は、べき乗回路３８の出力と、ＣＰを伝送するサ
ブキャリア及びＴＰＳを伝送するサブキャリアの内、少
なくとも一方の配置情報との相関値を算出するもので、
その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に
供給される。
【０１０７】一方、ベクトル回転回路４０は、差動検波
回路２６の出力が、虚軸により分割された複素平面領域
のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に
応じて差動検波回路２６の出力複素ベクトルをπ／２だ
け回転し、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるよう
にすることにより、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳ
Ｋ変調されていることに起因する位相変動の１８０度の
不確定性を解消するものであり、その出力は位相平均回
路２９に供給される。位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴ
ＰＳの内、少なくとも一方に対応したベクトル回転回路
４０の出力の位相をシンボル内で平均化することによ
り、ＣＰＥを推定するもので、その出力は位相変動補正
回路３０の第２の入力端に供給される。
回路２６の出力が、虚軸により分割された複素平面領域
のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に
応じて差動検波回路２６の出力複素ベクトルをπ／２だ
け回転し、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるよう
にすることにより、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳ
Ｋ変調されていることに起因する位相変動の１８０度の
不確定性を解消するものであり、その出力は位相平均回
路２９に供給される。位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴ
ＰＳの内、少なくとも一方に対応したベクトル回転回路
４０の出力の位相をシンボル内で平均化することによ
り、ＣＰＥを推定するもので、その出力は位相変動補正
回路３０の第２の入力端に供給される。
【０１０８】一般的には、ＴＰＳがｍ相ＰＳＫ変調（ｍ
は自然数）されている場合、ベクトル回転回路４０は、
差動検波回路２６の出力が、位相によりｍ個に分割され
た複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、
その判定結果に応じて差動検波回路２６の出力複素ベク
トルをπ／ｍの整数倍だけ回転することにより、回転後
の位相が常に同じ領域に含まれるようにする。
は自然数）されている場合、ベクトル回転回路４０は、
差動検波回路２６の出力が、位相によりｍ個に分割され
た複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、
その判定結果に応じて差動検波回路２６の出力複素ベク
トルをπ／ｍの整数倍だけ回転することにより、回転後
の位相が常に同じ領域に含まれるようにする。
【０１０９】以上の構成により、本実施の形態において
も、第７の実施の形態と同様に、ＣＰに加えてＴＰＳを
用いてサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差及び
シンボル間の位相変動を算出し補正するようにしている
ので、第１の実施の形態に比べ雑音の影響による誤差を
低減することができる。
も、第７の実施の形態と同様に、ＣＰに加えてＴＰＳを
用いてサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差及び
シンボル間の位相変動を算出し補正するようにしている
ので、第１の実施の形態に比べ雑音の影響による誤差を
低減することができる。
【０１１０】尚、本発明の実施の形態において、相関算
出回路２７及び３７内部の電力算出は、振幅や、実部及
び虚部の振幅の和など、信号の大きさを算出するもので
あればよい。
出回路２７及び３７内部の電力算出は、振幅や、実部及
び虚部の振幅の和など、信号の大きさを算出するもので
あればよい。
【０１１１】また、本発明の実施の形態において、位相
平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方
に対応した差動検波回路２６あるいはベクトル回転回路
４０の出力複素ベクトルを、シンボル内で平均化し、そ
の位相を算出することにより、ＣＰＥを近似する構成で
あってもよい。
平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方
に対応した差動検波回路２６あるいはベクトル回転回路
４０の出力複素ベクトルを、シンボル内で平均化し、そ
の位相を算出することにより、ＣＰＥを近似する構成で
あってもよい。
【０１１２】また、本発明の実施の形態において、広帯
域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相関算出回路２
７の出力に基づいてキャリア周波数の同期状態を判定
し、同期状態にある場合にはサブキャリア間隔単位のキ
ャリア周波数誤差信号の出力を停止するものとし、その
同期判定に前方及び後方に対する保護機能をもたせれ
ば、雑音やフェージング等の影響による誤動作を防ぐこ
とができる。
域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相関算出回路２
７の出力に基づいてキャリア周波数の同期状態を判定
し、同期状態にある場合にはサブキャリア間隔単位のキ
ャリア周波数誤差信号の出力を停止するものとし、その
同期判定に前方及び後方に対する保護機能をもたせれ
ば、雑音やフェージング等の影響による誤動作を防ぐこ
とができる。
【０１１３】さらに、以上の説明では、ＤＶＢ−Ｔ規格
の２ｋモードを例にとって説明したが、第１乃至８の実
施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブ
キャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調した信号を
伝送するような伝送方式であればよく、第７乃至８の実
施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブ
キャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信
号を伝送するような伝送方式であればよいことはいうま
でもない。
の２ｋモードを例にとって説明したが、第１乃至８の実
施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブ
キャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調した信号を
伝送するような伝送方式であればよく、第７乃至８の実
施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブ
キャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信
号を伝送するような伝送方式であればよいことはいうま
でもない。
【０１１４】
【発明の効果】以上のように本発明によるＯＦＤＭ信号
復調装置は、毎シンボル同じ周波数に配置されたパイロ
ット信号を用いてサブキャリア間隔単位の周波数誤差を
算出することにより、従来例に比べ周波数同期の引き込
み時間を短縮することができる。
復調装置は、毎シンボル同じ周波数に配置されたパイロ
ット信号を用いてサブキャリア間隔単位の周波数誤差を
算出することにより、従来例に比べ周波数同期の引き込
み時間を短縮することができる。
【０１１５】また、毎シンボル同じ周波数に配置された
パイロット信号を用いてシンボル間の位相変動を算出し
て補正することにより、チューナの位相雑音等によるＣ
ＰＥの影響を除去することができる。
パイロット信号を用いてシンボル間の位相変動を算出し
て補正することにより、チューナの位相雑音等によるＣ
ＰＥの影響を除去することができる。
【０１１６】このように本発明によれば、周波数同期の
引き込み時間がより短縮され、かつチューナの位相雑音
等によるＣＰＥの影響を除去することのできるＯＦＤＭ
信号復調装置を提供することができる。
引き込み時間がより短縮され、かつチューナの位相雑音
等によるＣＰＥの影響を除去することのできるＯＦＤＭ
信号復調装置を提供することができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号復調装置の構成を示すブロック図である。
号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】図１における差動検波回路の内部構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】図１における相関算出回路の第１の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】図１における相関算出回路の第２の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】図４におけるシンボル間フィルタ回路の内部構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図６】図１における相関算出回路の第３の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】図１における相関算出回路の第４の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図８】図１における位相変動補正回路の内部構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信
号復調装置の構成を示すブロック図である。
号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２における検波回路の第１の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１４】図１２における検波回路の第２の内部構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１６】図１５における相関算出回路の内部構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１７】本発明の第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
信号復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１９】本発明に係わるパイロット信号配置例を示す
模式図である。
模式図である。
【図２０】ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２１】従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２２】従来のＯＦＤＭ信号復調装置に関わる周波数
同期用基準シンボルの構成例を示す模式図である。
同期用基準シンボルの構成例を示す模式図である。
１１…ＯＦＤＭ信号変調装置 １１１…マッピング回路 １１２…ＩＦＦＴ回路 １１３…直交変調回路 １１４…アップコンバータ １２…伝送路 １３１…チューナ １３…ＯＦＤＭ信号復調装置 １３１…チューナ １３２…直交復調回路 １３３…ＦＦＴ回路 １３４…検波回路 ２１…チューナ ２２…直交復調回路 ２３…キャリア周波数誤差補正回路 ２４…狭帯域キャリア周波数誤差算出回路 ２５…ＦＦＴ回路 ２６…差動検波回路 ２７…相関算出回路 ２８…広帯域キャリア周波数誤差算出回路 ２９…位相平均回路 ３０…位相変動補正回路 ３１…検波回路 ３２…チューナ ３３…直交復調回路 ３４…キャリア周波数誤差補正回路 ３５…シフト回路 ３６…検波回路 ３７…相関算出回路 ３８…べき乗回路 ３９…係数器 ４０…ベクトル回転回路 ４１…電力算出回路 ４２…相関算出回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年７月２９日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４１】（２２）（２）、（３）、（１４）から
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ
個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれる
かを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出
力複素ベクトルを２π／ｍの整数倍だけ回転させること
により、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるように
した後、前記位相平均手段に供給するベクトル回転手段
を備える構成とする。
（１８）の構成にあっては、前記第１のパイロット信号
が、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの
集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むと
き、さらに、前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ
個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれる
かを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出
力複素ベクトルを２π／ｍの整数倍だけ回転させること
により、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるように
した後、前記位相平均手段に供給するベクトル回転手段
を備える構成とする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１０７】一方、ベクトル回転回路４０は、差動検波
回路２６の出力が、虚軸により分割された複素平面領域
のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に
応じて差動検波回路２６の出力複素ベクトルをπだけ回
転し、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにす
ることにより、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変
調されていることに起因する位相変動の１８０度の不確
定性を解消するものであり、その出力は位相平均回路２
９に供給される。位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳ
の内、少なくとも一方に対応したベクトル回転回路４０
の出力の位相をシンボル内で平均化することにより、Ｃ
ＰＥを推定するもので、その出力は位相変動補正回路３
０の第２の入力端に供給される。
回路２６の出力が、虚軸により分割された複素平面領域
のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に
応じて差動検波回路２６の出力複素ベクトルをπだけ回
転し、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにす
ることにより、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変
調されていることに起因する位相変動の１８０度の不確
定性を解消するものであり、その出力は位相平均回路２
９に供給される。位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳ
の内、少なくとも一方に対応したベクトル回転回路４０
の出力の位相をシンボル内で平均化することにより、Ｃ
ＰＥを推定するもので、その出力は位相変動補正回路３
０の第２の入力端に供給される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０１０８
【補正方法】変更
【補正内容】
【０１０８】一般的には、ＴＰＳがｍ相ＰＳＫ変調（ｍ
は自然数）されている場合、ベクトル回転回路４０は、
差動検波回路２６の出力が、位相によりｍ個に分割され
た複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、
その判定結果に応じて差動検波回路２６の出力複素ベク
トルを２π／ｍの整数倍だけ回転することにより、回転
後の位相が常に同じ領域に含まれるようにする。
は自然数）されている場合、ベクトル回転回路４０は、
差動検波回路２６の出力が、位相によりｍ個に分割され
た複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、
その判定結果に応じて差動検波回路２６の出力複素ベク
トルを２π／ｍの整数倍だけ回転することにより、回転
後の位相が常に同じ領域に含まれるようにする。
フロントページの続き (72)発明者 木村 知弘 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 影山 定司 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 原田 泰男 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 木曽田 晃 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 曽我 茂 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会社 次世代デジタルテレビジョン放送システム 研究所内 (72)発明者 坂下 誠司 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (22)
- 【請求項１】 毎シンボル同じ周波数に配置された第１
のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調
する装置であって、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、周波数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間差動検波する
ことにより、シンボル間の変動を算出する差動検波手段
と、 前記第１のパイロット信号の配置情報と、前記差動検波
手段の出力との相関を算出する相関算出手段と、 前記相関算出手段の出力のピーク位置を検出することに
より、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推
定する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、 前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づい
て、キャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補
正手段とを具備することを特徴とする直交周波数分割多
重信号復調装置。 - 【請求項２】 毎シンボル同じ周波数に配置された第１
のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調
する装置であって、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、周波数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間差動検波する
ことにより、シンボル間の変動を算出する差動検波手段
と、 前記第１のパイロット信号に対応した前記差動検波手段
の出力の位相を、シンボル内で平均化することにより、
全サブキャリアに共通な位相変動を推定する位相平均手
段と、 前記位相平均手段の出力からシンボル毎の補正ベクトル
を算出し、前記補正ベクトルに基づいて、全サブキャリ
アに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段とを具
備することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調装
置。 - 【請求項３】 毎シンボル同じ周波数に配置された第１
のパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調
する装置であって、 前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換することに
より、周波数軸信号に変換するフーリエ変換手段と、 前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間差動検波する
ことにより、シンボル間の変動を算出する差動検波手段
と、 前記第１のパイロット信号の配置情報と、前記差動検波
手段の出力との相関を算出する相関算出手段と、 前記相関算出手段の出力のピーク位置を検出することに
より、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推
定する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、 前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づい
て、キャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補
正手段と、 前記第１のパイロット信号に対応した前記差動検波手段
の出力の位相を、シンボル内で平均化することにより、
全サブキャリアに共通な位相変動を推定する位相平均手
段と、 前記位相平均手段の出力からシンボル毎の補正ベクトル
を算出し、前記補正ベクトルに基づいて、全サブキャリ
アに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段とを具
備することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調装
置。 - 【請求項４】 前記相関算出手段は、前記第１のパイロ
ット信号の２値信号による配置情報と、前記差動検波手
段から出力される複素ベクトル信号との相関の大きさを
算出することを特徴とする請求項１、３のいずれかに記
載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項５】 前記相関算出手段は、前記第１のパイロ
ット信号の２値信号による配置情報と、前記差動検波手
段の出力をシンボル方向に平均化した複素数信号との相
関の大きさを算出することを特徴とする請求項１、３の
いずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項６】 前記相関算出手段は、前記第１のパイロ
ット信号の２値信号による配置情報と、前記差動検波手
段の出力をシンボル方向に平均化した実数信号の大きさ
との相関を算出することを特徴とする請求項１、３のい
ずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項７】 前記相関算出手段は、前記第１のパイロ
ット信号の２値信号による配置情報と、前記差動検波手
段の出力をシンボル方向に平均化した信号の大きさを所
定の閾値と大小比較し２値化した信号との相関を算出す
ることを特徴とする請求項１、３のいずれかに記載の直
交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項８】 前記相関算出手段は、前記閾値を受信信
号の大きさにより制御することを特徴とする請求項７記
載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項９】 前記広帯域キャリア周波数補正手段は、
前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づい
て、伝送路から入力される直交周波数分割多重信号の帯
域変換を行うチューナの局部発振周波数を制御すること
を特徴とする請求項１、３のいずれかに記載の直交周波
数分割多重信号復調装置。 - 【請求項１０】 前記広帯域キャリア周波数補正手段
は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基
づいて、ベースバンド直交周波数分割多重を直交復調す
る直交復調手段の局部発振周波数を制御することを特徴
とする請求項１、３のいずれかに記載の直交周波数分割
多重信号復調装置。 - 【請求項１１】 前記広帯域キャリア周波数補正手段
は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基
づいて補正キャリアを生成し、この補正キャリアを前記
フーリエ変換手段の入力信号に乗じることを特徴とする
請求項１、３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信
号復調装置。 - 【請求項１２】 前記広帯域キャリア周波数補正手段
は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基
づいて、前記フーリエ変換手段の出力信号を周波数方向
にシフトすると共に、ガード期間長に依存して発生する
シンボル間の位相回転を補正することを特徴とする請求
項１記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項１３】 前記広帯域キャリア周波数補正手段
は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基
づいて、前記フーリエ変換手段の出力信号を周波数方向
にシフトすることを特徴とする請求項３記載の直交周波
数分割多重信号復調装置。 - 【請求項１４】 前記位相変動補正手段は、前記フーリ
エ変換手段の出力を各々のサブキャリアの変調方式に応
じて検波する検波手段に組み込まれ、その検波と同時に
前記補正ベクトル算出手段の出力に基づいて、全サブキ
ャリアに共通な位相変動を補正することを特徴とする請
求項２、３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号
復調装置。 - 【請求項１５】 前記第１のパイロット信号に加えて、
サブキャリア−シンボル領域において分散的かつ周期的
に配置された第２のパイロット信号を伝送する直交周波
数分割多重信号を復調する装置であって、 前記検波手段は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基
づいて、全サブキャリアに共通な位相変動を補正すると
同時に、前記第２のパイロット信号を用いて各々のサブ
キャリアを同期検波することを特徴とする請求項１４記
載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項１６】 データ信号をシンボル間の差動変調し
て伝送する直交周波数分割多重信号を復調する装置であ
って、 前記検波手段は、前記補正ベクトル算出手段の出力に基
づいて、全サブキャリアに共通な位相変動を補正すると
同時に、各々のサブキャリアをシンボル間の差動検波す
ることを特徴とする請求項１４記載の直交周波数分割多
重信号復調装置。 - 【請求項１７】 前記位相平均手段は、前記第１のパイ
ロット信号に対応した前記差動検波手段の出力複素ベク
トルを、シンボル内で平均化し、その位相を算出するこ
とにより、全サブキャリアに共通な位相変動を推定する
ことを特徴とする請求項２、３のいずれかに記載の直交
周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項１８】 前記相関算出手段は、前記位相平均手
段を包含し、前記第１のパイロット信号の２値信号によ
る配置情報と前記差動検波手段から出力される複素ベク
トル信号との相関を算出して前記広帯域キャリア周波数
誤差算出手段に供給すると共に、前記相関演算で得られ
るベクトルの位相角度から全サブキャリアに共通な位相
変動を推定して前記位相変動補正手段に供給することを
特徴とする請求項３記載の直交周波数分割多重信号復調
装置。 - 【請求項１９】 前記第１のパイロット信号は、毎シン
ボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの集合を毎シ
ンボル同じ位相で変調した信号を含むことを特徴とする
請求項１乃至１８のいずれかに記載の直交周波数分割多
重信号復調装置。 - 【請求項２０】 前記第１のパイロット信号が、毎シン
ボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの集合をｍ相
ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むとき、 さらに、前記差動検波手段の出力をｍ乗して前記相関算
出手段に供給するべき乗手段を備えることを特徴とする
請求項１、３乃至１３、１８のいずれかに記載の直交周
波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項２１】 前記第１のパイロット信号が、毎シン
ボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの集合をｍ相
ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むとき、さら
に、 前記差動検波手段の出力をｍ乗し、前記位相平均手段に
供給するべき乗手段と、 前記位相平均手段の出力を１／ｍ倍する係数手段とを備
えることを特徴とする請求項２、３、１４乃至１８のい
ずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。 - 【請求項２２】 前記第１のパイロット信号が、毎シン
ボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの集合をｍ相
ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を含むとき、さら
に、 前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ個に分割され
た複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、
該判定結果に応じて前記差動検波手段の出力複素ベクト
ルをπ／ｍの整数倍だけ回転させることにより、回転後
の位相が常に同じ領域に含まれるようにした後、前記位
相平均手段に供給するベクトル回転手段を備えることを
特徴とする請求項２、３、１４乃至１８のいずれかに記
載の直交周波数分割多重信号復調装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01989298A JP3238120B2 (ja) | 1997-01-31 | 1998-01-30 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
| TW87112440A TW423241B (en) | 1997-01-31 | 1998-07-29 | Orthogonal frequency division multiplex signal demodulating apparatus |
| CNB988010895A CN1135763C (zh) | 1997-07-31 | 1998-07-30 | 正交频分复用信号解调装置 |
| PCT/JP1998/003391 WO1999007095A1 (fr) | 1997-07-31 | 1998-07-30 | Demodulateur de multiplexage par division en frequences en quadrature |
| CNB2003101195776A CN100449972C (zh) | 1997-07-31 | 1998-07-30 | 正交频分复用信号解调装置 |
| KR1019997002729A KR100341200B1 (ko) | 1997-07-31 | 1998-07-30 | 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치 |
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1941097 | 1997-01-31 | ||
| JP20663997 | 1997-07-31 | ||
| JP21344997 | 1997-08-07 | ||
| JP9-206639 | 1997-08-07 | ||
| JP9-213449 | 1997-08-07 | ||
| JP9-19410 | 1997-08-07 | ||
| JP01989298A JP3238120B2 (ja) | 1997-01-31 | 1998-01-30 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001243573A Division JP4031221B2 (ja) | 1997-01-31 | 2001-08-10 | 直交周波数分割多重信号復調装置及び直交周波数分割多重信号復調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11112460A true JPH11112460A (ja) | 1999-04-23 |
| JP3238120B2 JP3238120B2 (ja) | 2001-12-10 |
Family
ID=27457185
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01989298A Expired - Fee Related JP3238120B2 (ja) | 1997-01-31 | 1998-01-30 | 直交周波数分割多重信号復調装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3238120B2 (ja) |
| TW (1) | TW423241B (ja) |
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- 1998-01-30 JP JP01989298A patent/JP3238120B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3238120B2 (ja) | 2001-12-10 |
| TW423241B (en) | 2001-02-21 |
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