JP3987538B2 - 直交周波数分割多重信号復調装置及び直交周波数分割多重信号復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、直交周波数分割多重伝送方式によるデジタル放送やデジタル通信に用いられる直交周波数分割多重信号復調装置及び直交周波数分割多重信号復調方法に関し、特に受信側において復調に用いる再生キャリアの周波数同期技術，及びチューナの位相雑音等による全サブキャリアに共通な位相変動の影響を除去する技術に関する。

近年、移動体向けのデジタル音声放送や、地上系のデジタルテレビジョン放送にあっては、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex））伝送方式が注目されている。

このＯＦＤＭ伝送方式は、伝送するデジタルデータによって互いに直交する多数のサブキャリアを変調し、それらの変調波を多重して伝送する方式である。この方式は、使用するサブキャリアの数が数百から数千と多くなると、各々の変調波のシンボル周期が極めて長くなるため、マルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。

以下、ＯＦＤＭ伝送方式の原理について、図２０を用いて説明する。

図２０は、ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成を示すブロック図である。尚、図２０において、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。

まず、送信側において、被伝送信号はＯＦＤＭ信号変調装置１１に入力されたデータ信号は，マッピング回路１１１により各サブキャリアの変調方式に応じた複素平面上の信号点にマッピングされた後、フーリエ逆変換（以下、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform））回路１１２に供給される。このＩＦＦＴ回路１１２は、１シンボル分の被伝送信号をＩＦＦＴ処理し、時間領域に変換することによって有効シンボル期間信号を生成するものであるが、さらに、各シンボル毎に有効シンボル期間信号の後部をガード期間信号として有効シンボル期間信号の前に付加することにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を生成する機能を有する。ここで生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号は直交変調回路１１３に供給される。この直交変調回路１１３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号でキャリアを直交変調することにより、当該ベースバンドＯＦＤＭ信号を中間周波数（以下、ＩＦ（Intermediate Frequency））帯域の信号に周波数変換するもので、そのＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号はアップコンバータ１１４によって無線周波数（以下、ＲＦ（Radio Frequency ））帯域の信号に周波数変換され、伝送路１２に出力される。

一方、受信側において伝送路１２からＯＦＤＭ復調装置１３に入力されたＯＦＤＭ信号は、チューナ１３１によりＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換された後、直交復調回路１３２に供給される。この直交復調回路１３２は、入力されたＩＦ帯域信号を直交復調することによってベースバンドＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復調出力はフーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform））回路１３３に供給される。このＦＦＴ回路１３３は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中から有効シンボル期間信号を取り出してＦＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は検波回路１３４に供給される。この検波回路１３４は、各サブキャリアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元する。

しかしながら、上記のような原理的な構成では、送受で用いるキャリアの周波数の間に誤差がある場合に、正確にデータを復調することができなくなる。そこで、従来から、サブキャリア間隔以内及びサブキャリア間隔単位の二つの自動周波数制御（以下、ＡＦＣ（Auto Frequency Control））回路を組み合わせ、広範囲の周波数同期を得る手法が開示されている（例えば、非特許文献１参照）。

上記文献に開示されているＡＦＣ方式において、サブキャリア間隔以内の周波数誤差は、ＯＦＤＭ信号中のガード期間信号が有効シンボル期間信号の後部のコピーであることから、それらの間の相関を利用して算出している。また、サブキャリア間隔単位の周波数誤差は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いて算出している。

以下、上記文献に開示されているＡＦＣ方式を用いた従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成及び動作について、図２１から図２２を用いて説明する。

図２２は、周波数同期用基準シンボルの構成の一例を示す模式図である。図２２において、横軸は周波数、縦軸は振幅を表わし、図中の実線はその周波数にサブキャリアが存在することを示し、破線はその周波数にサブキャリアが存在しないことを示す。この例では、サブキャリアの有無を所定の疑似ランダム（以下、ＰＮ（Pseudo Noise））系列に対応させている。

図２１は、従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。図２１において、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。また、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略している。

図２１において、チューナ２１は伝送路から入力されたＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供給される。この直交復調回路２２は、その内部で発生する固定的なキャリアを用いてＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復調出力は、キャリア周波数（ｆｃ）補正回路２３の第１の入力端に供給される。このキャリア周波数補正回路２３は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて発生する補正キャリアを、第１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗じることにより、キャリア周波数誤差を補正するもので、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４及びＦＦＴ回路２５に供給される。

狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガード期間信号と有効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回路２３の第３の入力端に供給される。また、ＦＦＴ回路２５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中の有効シンボル期間信号をＦＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は電力算出回路４１および検波回路３１に供給される。

この電力算出回路４１は、ＦＦＴ回路２５から出力される各々のサブキャリアに対応した信号の電力を算出するもので、その算出結果は相関算出回路４２に供給される。この相関算出回路４２は、電力算出回路４１の出力と、図２２に示す周波数同期基準シンボルのサブキャリアの有無に対応したＰＮ系列との相関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。この広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回路２３の第２の入力端に供給される。検波回路３１は、各サブキャリアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元する。
１９９６年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会予稿集、Ｂ−５１２、第５１２頁

しかしながら、前述のような従来の手法では、送信側において所定の周期（例えばフレーム）で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いて、サブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出しているために、周波数同期の引き込み時間が比較的長くなってしまう。

また従来の手法では、定常状態におけるキャリア周波数の誤差を小さくするために、例えば図２１の狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４の内部に設けられるループフィルタの時定数を数百シンボル期間程度に設定する必要がある。したがって、チューナの位相雑音等の速い変動には追従することができない（この例に限らず、一般的なＡＦＣ回路では、チューナの位相雑音等の速い変動に追従できない）。このため、その残留周波数誤差は、サブキャリア間の干渉（以下、ＩＣＩ（Inter Carrier Interference））、及び全サブキャリアに共通な位相変動（以下、ＣＰＥ（Common Phase Error））を起こし、誤り率劣化の要因となる。

そこで本発明は、上記の問題を解決し、周波数同期の引き込み時間がより短縮され、かつチューナの位相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することのできるＯＦＤＭ信号復調装置及びＯＦＤＭ信号復調方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係わるＯＦＤＭ信号復調装置及びＯＦＤＭ信号復調方法は、以下のように構成される。

（１）特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出する相関算出手段と、前記相関算出手段の出力からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいてキャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段と、前記パイロット信号に対応した前記差動検波手段の出力の位相をシンボル内で平均化する位相平均手段と、前記位相平均手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換手段の出力の全サブキャリアに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段とを具備して構成される。

（２）特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力をｍ乗するべき乗手段と、前記べき乗手段の出力と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出する相関算出手段と、前記相関算出手段の出力からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいてキャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段と、前記パイロット信号に対応した前記べき乗手段の出力の位相をシンボル内で平均化する位相平均手段と、前記位相平均手段の出力を１／ｍ倍する係数手段と、前記係数手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換手段の出力の全サブキャリアに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段とを具備して構成される。

（３）特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波する差動検波手段と、前記差動検波手段の出力をｍ乗するべき乗手段と、前記べき乗手段の出力と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出する相関算出手段と、前記相関算出手段の出力からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいてキャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段と、前記パイロット信号に対応した前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出力を２π／ｍの整数倍だけ回転させることにより、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにする位相回転手段と、前記パイロット信号に対応した前記位相回転手段の出力の位相をシンボル内で平均化する位相平均手段と、前記位相平均手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換手段の出力の全サブキャリアに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段とを具備して構成される。

（４）（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて生成した補正キャリアを前記フーリエ変換手段の入力信号に乗じるように構成される。

（５）（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて前記フーリエ変換手段の出力信号をシフトするように構成される。

（６）（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記フーリエ変換手段に前置され前記直交周波数分割多重信号の周波数変換を行うチューナであり、前記チューナは、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて局部発振周波数を補正するように構成される。

（７）（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記フーリエ変換手段に前置され前記直交周波数分割多重信号を直交復調する直交復調手段であり、前記直交復調手段は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて局部発振周波数を補正するように構成される。

（８）（１）〜（３）のいずれかにおいて、前記位相変動補正手段は、前記フーリエ変換手段の出力を各々のサブキャリアの変調方式に応じて検波する検波手段に組み込むように構成される。

（９）特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の直交周波数分割多重信号を生成するステップと、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号をシンボル間で差動検波して差動検波信号を生成するステップと、前記差動検波信号と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出して相関信号を生成するステップと、前記相関信号からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するステップと、前記サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差に基づいてキャリア周波数を補正するステップと、前記パイロット信号に対応した前記差動検波信号の位相をシンボル内で平均化して位相変動推定信号を生成するステップと、前記位相変動推定信号に基づいて、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号の全サブキャリアに共通な位相変動を補正するステップとを有するように構成される。

（１０）特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の直交周波数分割多重信号を生成するステップと、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号をシンボル間で差動検波して差動検波信号を生成するステップと、前記差動検波信号をｍ乗してべき乗信号を生成するステップと、前記べき乗信号と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出して相関信号を生成するステップと、前記相関信号からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するステップと、前記サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差に基づいてキャリア周波数を補正するステップと、前記パイロット信号に対応した前記べき乗信号の位相をシンボル内で平均化した後、１／ｍ倍して位相変動推定信号を生成するステップと、
前記位相変動推定信号に基づいて、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号の全サブキャリアに共通な位相変動を補正するステップとを有するように構成される。

（１１）特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の直交周波数分割多重信号を生成するステップと、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号をシンボル間で差動検波して差動検波信号を生成するステップと、前記差動検波信号をｍ乗してべき乗信号を生成するステップと、前記べき乗信号と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出して相関信号を生成するステップと、前記相関信号からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するステップと、前記サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差に基づいてキャリア周波数を補正するステップと、前記パイロット信号に対応した前記差動検波信号が、位相によりｍ個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波信号を２π／ｍの整数倍だけ回転させることにより、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにした後、その位相をシンボル内で平均化して位相変動推定信号を生成するステップと、前記位相変動推定信号に基づいて、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号の全サブキャリアに共通な位相変動を補正するステップとを有するように構成される。

以上のように本発明によるＯＦＤＭ信号復調装置は、毎シンボル同じ周波数に配置されたパイロット信号を用いてサブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出することにより、従来例に比べ周波数同期の引き込み時間を短縮することができる。

また、毎シンボル同じ周波数に配置されたパイロット信号を用いてシンボル間の位相変動を算出して補正することにより、チューナの位相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することができる。

このように本発明によれば、周波数同期の引き込み時間がより短縮され、かつチューナの位相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することのできるＯＦＤＭ信号復調装置を提供することができる。

以下、本発明に係わるＯＦＤＭ伝送方式として、欧州の地上波デジタルテレビジョン放送方式であるＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）規格の２ｋモード（伝送に使用するサブキャリア数が１７０５本）を例にとり、本発明の実施の形態について、図１から図１９を用いて説明する。

上記の規格においては、所定のサブキャリアを用いて、スキャッタド（分散）パイロット（以下、ＳＰ（Scattered Pilots））とコンティニュアル（連続）パイロット（以下、ＣＰ（Continual Pilots））と呼ばれる２種類のパイロット信号を伝送する。

図１９は上記ＤＶＢ−Ｔ規格のパイロット信号配置を示す模式図である。図１９において、横軸のｋはサブキャリアのインデックスを表わし、縦軸のｎはシンボルのインデックスを表わす。また、黒丸はパイロット信号を伝送するサブキャリアを表わし、白丸は他のデータを伝送するサブキャリアを表わす。

スキャッタド・パイロットは、以下の（１）式を満たすインデックスｋ＝ｋ_p のサブキャリアを用いて伝送する。（１）式において、ｍｏｄは剰余演算を表わし、ｐは任意の非負整数である。

また、コンティニュアル・パイロットは、ｋ＝｛０，４８，５４，８７，１４１，１５６，１９２，２０１，２５５，２７９，２８２，３３３，４３２，４５０，４８３，５２５，５３１，６１８，６３６，７１４，７５９，７６５，７８０，８０４，８７３，８８８，９１８，９３９，９４２，９６９，９８４，１０５０，１１０１，１１０７，１１１０，１１３７，１１４０，１１４６，１２０６，１２６９，１３２３，１３７７，１４９１，１６８３，１７０４｝を満たす４５本のサブキャリアを用いて伝送する。

これらのパイロット信号は、それぞれ配置されるサブキャリア・インデックスｋに対応したＰＮ系列ｗ_k に基づいて変調されており、（２）式に示すように毎シンボル同じ振幅及び同じ位相で多重される。（２）式において、Ｒｅ｛ｃ_k,n ｝はサブキャリア・インデックスｋ、シンボル・インデックスｎのサブキャリアに対応する複素ベクトルｃ_k,n の実数部を表わし、Ｉｍ｛ｃ_k,n ｝は虚数部を表わす。

さらに上記規格においては、所定のサブキャリアを用いて、伝送パラメータ信号（以下、ＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling））を伝送する。

ＴＰＳは、ｋ＝｛３４，５０，２０９，３４６，４１３，５６９，５９５，６８８，７９０，９０１，１０７３，１２１９，１２６２，１２８６，１４６９，１５９４，１６８７｝を満たす１７本のサブキャリアを用いて伝送し、同一シンボル内のサブキャリアでは同じ情報ビットを伝送する。

このとき、インデックスｎのシンボルで伝送する情報ビットをＳ_n とすると、ＴＰＳは（３）式に示すようにシンボル間の差動２相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調される。

但し、フレームの先頭シンボル（シンボル・インデックスｎ＝０）に関しては、（４）式に示すように、上記のＰＮ系列ｗ_k に基づいて絶対位相変調される。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。図１において、図２１と同一部分には同一符号を付して示す。尚、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わす。また、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１において、チューナ２１は伝送路から入力されたＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供給される。この直交復調回路２２は、その内部で発生する固定的なキャリアを用いてＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復調出力はキャリア周波数（ｆｃ）補正回路２３の第１の入力端に供給される。

このキャリア周波数補正回路２３は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを第１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗じることにより、キャリア周波数誤差を補正するもので、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４及びＦＦＴ回路２５に供給される。

狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中のガード期間信号と有効シンボル期間信号の後部との相関を利用して、サブキャリア間隔以内の周波数誤差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回路２３の第３の入力端に供給される。また、ＦＦＴ回路２５は、ベースバンドＯＦＤＭ信号中の有効シンボル期間信号をＦＦＴ処理し、周波数領域に変換するもので、その出力は差動検波回路２６と位相変動補正回路３０の第１の入力端とに供給される。

差動検波回路２６は、ＦＦＴ回路２５から出力される各々のサブキャリアに対応した信号をシンボル間差動検波することにより、シンボル間の位相変動を算出するもので、その算出結果は相関算出回路２７と位相平均回路２９とに供給される。相関算出回路２７は、差動検波回路２６の出力と、ＣＰを伝送するサブキャリアの配置情報との相関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。この広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相関値のピーク位置からサブキャリア間隔単位の周波数誤差を算出するもので、その出力はキャリア周波数補正回路２３の第２の入力端に供給される。

位相平均回路２９は、ＣＰに対応した差動検波回路２６の出力の位相をシンボル内で平均化することにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は位相変動補正回路３０の第２の入力端に供給される。この位相変動補正回路３０は、第２の入力端に供給される位相平均回路２９の出力に基づいて発生する補正ベクトルを、第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力に乗じることにより、ＣＰＥを補正するもので、その出力は検波回路３１に供給される。検波回路３１は、各サブキャリアを変調方式に応じて検波した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元する。

差動検波回路２６は、具体的には図２に示すように構成され、ＦＦＴ回路２５の出力が１シンボル期間遅延回路２６１及び複素乗算器２６３に供給されるようになっている。１シンボル期間遅延回路２６１は、ＦＦＴ回路２５の出力を１シンボル期間遅延するもので、その遅延出力は共役回路２６２に供給される。この共役回路２６２は、１シンボル期間遅延回路２６１の出力の虚数部の符号を反転して複素共役を算出するもので、その算出結果は複素乗算器２６３に供給される。この複素乗算器２６３は、ＦＦＴ回路２５の出力に共役回路２６２の出力を乗じるもので、その演算結果は差動検波回路２６の出力として相関算出回路２７と位相平均回路２９とに供給される。

図３は、図１における相関算出回路２７の第１の構成例を示すものである。この相関算出回路２７では、差動検波回路２６からの差動検波出力がシフトレジスタ２７０１に供給されるようになっている。このシフトレジスタ２７０１はＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路２７０２の入力端に供給される。この総和回路２７０２はシフトレジスタ２７０１のタップ出力の総和を演算するもので、その演算結果は電力算出回路２７０３に供給される。この電力算出回路２７０３は総和回路２７０２の出力の電力を算出するもので、その算出結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。

図３に示す構成によれば、シフトレジスタ２７０１の全タップ出力にＣＰを伝送するサブキャリアが出力されるとき、相関算出回路２７の出力はピーク値を示す。したがって、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８において、相関算出回路２７の出力のピーク値を検出し、所定のタイミングからのずれを求めることにより、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を推定することができる。

図４は、図１における相関算出回路２７の第２の構成例を示すものである。図４において、図３と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。

この相関算出回路２７では、差動検波回路２６からの差動検波出力がシンボル間フィルタ回路２７０４に供給されるようになっている。このシンボル間フィルタ回路２７０４は、差動検波回路２６の出力をシンボル方向に平均化するもので、その出力はシフトレジスタ２７０１に供給される。このシフトレジスタ２７０１以降の構成及び動作は、図３に示した第１の構成例の場合と同じである。

図４におけるシンボル間フィルタ回路２７０４は、具体的には図５に示すように構成され、差動検波回路２６の出力が減算器２７０４１に供給されるようになっている。この減算器２７０４１は、差動検波回路２６の出力から１シンボル期間遅延回路２７０４４の出力を減じるもので、その出力は係数器２７０４２に供給される。この係数器２７０４２は、減算器２７０４１の出力に係数α（０≦α≦１）を乗じるもので、その演算結果は加算器２７０４３に供給される。この加算器２７０４３は、係数器２７０４２の出力と１シンボル期間遅延回路２７０４４の出力とを加え合わせるもので、その演算結果はシンボル間フィルタ回路２７０４の出力としてシフトレジスタ２７０１に供給される。１シンボル期間遅延回路２７０４４は、加算器２７０４３の出力を１シンボル期間遅延する。

図５のように構成されたシンボル間フィルタ回路２７０４は、無限インパルス応答（以下、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response ））型のローパスフィルタとして動作し、差動検波回路２６から出力される各々のサブキャリアに対応した複素ベクトルをシンボル方向に平均化する。差動検波回路２６において、ＣＰを伝送するサブキャリアをシンボル間差動検波した信号は、ＣＰＥ成分を無視すると、毎シンボル同じ振幅及び同じ位相の直流信号であるとみなせるので、その大部分はシンボル間フィルタ回路２７０４を通過する。その他のサブキャリアをシンボル間差動検波した信号は、毎シンボル、振幅及び位相がランダムな信号であるので、シンボル間フィルタ回路２７０４によって阻止される。また、雑音成分も毎シンボルランダムな信号であるので、シンボル間フィルタ回路２７０４によって阻止される。

したがって、図３に示した相関算出回路２７にシンボル間フィルタ回路２７０４を追加することにより、相関算出回路２７の出力のフロアが抑制され、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８における誤差の推定誤りを軽減することができる。

図６は、図１における相関算出回路２７の第３の構成例である。図６において、図３及び図４と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる部分について説明する。

この相関算出回路２７では、差動検波回路２６の出力がシンボル間フィルタ回路２７０４にてシンボル方向に平均化された後、電力算出回路２７０３に直接供給されるようになっている。すなわち、この場合の電力算出回路２７０３は、シンボル間フィルタ回路２７０４の出力の電力を算出する。その算出結果はシフトレジスタ２７０５に供給される。このシフトレジスタ２７０５はＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路２７０６の入力端に供給される。この総和回路２７０６はシフトレジスタ２７０５のタップ出力の総和を演算するもので、その演算結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。

図６においては、シフトレジスタ２７０５は実数信号を保持し、総和回路２７０６も実数信号の総和を演算するので、図３及び図４におけるシフトレジスタ２７０１及び総和回路２７０２に比して、その規模を削減することができる。

図７は、図１における相関算出回路２７の第４の構成例を示すものである。図７において、図６と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。

図７における比較回路２７０７は、電力算出回路２７０３の出力と閾値設定回路２７０８で設定された閾値とを比較することでＣＰを伝送するサブキャリアを抽出するもので、電力算出回路２７０３の出力の方が大きい場合には「１」を出力し、閾値設定回路２７０８の出力の方が大きい場合には「０」を出力する。この比較回路２７０７の出力はシフトレジスタ２７０９に供給される。このシフトレジスタ２７０９はＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路２７１０の入力端に供給される。この総和回路２７１０はシフトレジスタ２７０９のタップ出力の総和を演算するもので、その演算結果は相関算出回路２７の出力として広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。

図７においては、シフトレジスタ２７０９は２値信号を保持し、総和回路２７１０も２値信号の総和を演算するので、図３及び図４におけるシフトレジスタ２７０１及び総和回路２７０２に比して、その規模を大幅に削減することができる。また、閾値設定回路２７０８から出力する閾値を受信信号の大きさにより制御すれば、電力算出回路２７０３の出力レベルの変動に起因する誤判定を防ぐことができる。

図８は、図１における位相変動補正回路３０の構成例を示すものである。この位相変動補正回路３０では、位相平均回路２９の出力が加算器３０１に供給されるようになっている。この加算器３０１は、信号を１シンボル期間保持するレジスタ３０２と共に累積加算器を構成し、位相平均回路２９の出力を毎シンボル累積加算することにより、演算開始からのシンボル間位相変動の累積を算出するもので、その算出結果（加算器３０１の出力）は補正ベクトル算出回路（ｅ^−jφ）３０３に供給される。この補正ベクトル算出回路３０３は、加算器３０１の出力の−１倍を位相角とし、振幅が１である複素ベクトルを算出するもので、その算出結果は乗算器３０４に供給される。この乗算器３０４は、補正ベクトル算出回路３０３の出力とＦＦＴ回路２５の出力とを乗じる。この演算により、ＣＰＥを補正することができる。

以上の構成により、本実施の形態の構成によれば、毎シンボルに含まれるＣＰを伝送するサブキャリアの配置情報からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するようにしているので、従来例に比べて周波数同期の引き込み時間を短縮することができる。

また、毎シンボル、ＣＰを用いてシンボル間の位相変動を算出し補正するので、チューナ２１の位相雑音等によるＣＰＥの影響を除去することができる。

（第２の実施の形態）
図９は、本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図９において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図９に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図１におけるキャリア周波数補正回路２３の代わりに、チューナ３２においてキャリア周波数誤差を補正するようにしたものである。このチューナ３２は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて局部発振周波数を制御し、第１の入力端に供給されるＯＦＤＭ信号をＲＦ帯域からＩＦ帯域に周波数変換するもので、その出力は直交復調回路２２に供給される。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略する。

（第３の実施の形態）
図１０は、本発明の第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図１０において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１０に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図１におけるキャリア周波数補正回路２３の代わりに、直交復調回路３３においてキャリア周波数誤差を補正するようにしたものである。この直交復調回路３３は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差信号と第３の入力端に供給されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号とに基づいて局部発振周波数を制御し、第１の入力端に供給されるＩＦ帯域のＯＦＤＭ信号をベースバンドのＯＦＤＭ信号に復調するもので、その復調出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４とＦＦＴ回路２５とに供給される。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略する。

（第４の実施の形態）
図１１は、本発明の第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図１１において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１１に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、キャリア周波数（ｆｃ）補正回路３４においてサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差を補正し、シフト回路３５においてサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差を補正するようにしたものである。キャリア周波数補正回路３４は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔以内の狭帯域キャリア周波数誤差信号に基づいて補正キャリアを発生し、この補正キャリアを第１の入力端に供給されるベースバンドＯＦＤＭ信号に乗じることによってキャリア周波数誤差を補正するもので、その出力は狭帯域キャリア周波数誤差算出回路２４及びＦＦＴ回路２５に供給される。シフト回路３５は、第２の入力端に供給されるサブキャリア間隔単位の広帯域キャリア周波数誤差信号に基づいて、ＦＦＴ回路２５の出力を周波数方向にシフトするもので、その出力は差動検波回路２６と位相変動補正回路の第１の入力端とに供給される。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略する。

ここで、サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差は、有効シンボル期間長で整数周期となる周波数誤差であるが、ＯＦＤＭ信号にはガード期間が存在するので、周波数領域におけるサブキャリア単位のずれと共に、ガード期間長に依存したシンボル毎の位相回転を発生させる。したがって、図１１の構成のように、周波数領域におけるシフトによって広帯域キャリア周波数誤差を補正する場合は、この位相回転を補正する手段が必要となる。しかしながら、この位相回転は全サブキャリアに共通なものであるため、図１１のようにＣＰＥ除去のための回路を備えている場合は、位相変動補正回路３０において自動的に補正される。

（第５の実施の形態）
図１２は、本発明の第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図１２において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１２に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図１における位相変動補正回路３０の代わりに、検波回路３６においてＣＰＥを補正するようにしたものである。この検波回路３６は、第２の入力端に供給される位相平均回路２９の出力に基づいて補正ベクトルを発生し、この補正ベクトルを各サブキャリアの変調方式に応じた検波ベクトルに乗じる。そして、その検波ベクトルを用いてＦＦＴ回路２５の出力を検波すると共にＣＰＥを補正した後、デマッピングすることによりデータ信号を復元する。他の構成及び動作は、図１と同一であるので省略する。

図１３は、図１２における検波回路３６の、ＳＰ信号を使用した同期検波を前提とする変調方式に対応した構成例を示すものである。この検波回路３６では、ＦＦＴ回路２５の出力が複素除算器３６０４の第１の入力端と複素除算器３６０８の第１の入力端とに供給されるようになっている。パイロット発生回路３６０３は、ＦＦＴ回路２５の出力に同期してＳＰを発生するもので、その出力は複素除算器３６０４の第２の入力端に供給される。この複素除算器３６０４は、第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力中に含まれるＳＰを、第２の入力端に供給されるパイロット発生回路３６０３が出力する正規のＳＰで除算することにより、ＳＰに作用する伝送路特性を算出するものである。その出力はスイッチ（ＳＷ）３６０５によりメモリ３６０６の出力と選択的に複素乗算器３６０２の第１の入力端に供給される。

一方、位相平均回路２９の出力は補正ベクトル算出回路（ｅ^jφ）３６０１に供給される。この補正ベクトル算出回路３６０１は、位相平均回路２９の出力を位相角とし、振幅が１である複素ベクトルを算出するもので、その算出結果は複素乗算器３６０２の第２の入力端に供給される。スイッチ３６０５は、複素除算器３６０４の出力がＳＰに対応している場合（１つのサブキャリアに着目すると４シンボル中１シンボル）には複素除算器３６０４の出力を選択し、その他の場合（同じく４シンボル中３シンボル）にはメモリ３６０６の出力を選択して出力する。

複素乗算器３６０２は、第１の入力端からスイッチ３６０５により選択的に供給される複素除算器３６０４の出力またはメモリ３６０６の出力と、第２の入力端に供給される補正ベクトル算出回路３６０１の出力とを乗算するもので、その演算結果はフィルタ回路３６０７に供給されると共にメモリ３６０６にも供給される。このメモリ３６０６は複素乗算器３６０２の出力を４シンボル期間（着目したサブキャリアで次のＳＰが伝送されてくるまで）保持する。これらの動作により、ＳＰを伝送するサブキャリア（３サブキャリア中１サブキャリア）に作用する伝送路特性にＣＰＥの補正を施すことができる。

フィルタ回路３６０７は、複素乗算器３６０２の出力を周波数（サブキャリア）方向に内挿し、全サブキャリアに作用する伝送路特性（ＣＰＥを補正したもの）を求めるもので、その出力は複素除算器３６０８の第２の入力端に供給される。この複素除算器３６０８は、第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力を、第２の入力端に供給されるフィルタ回路３６０７の出力で除算することにより、ＦＦＴ回路２５の出力を同期検波するものである。その出力はデマッピング回路３６０９に供給される。このデマッピング回路３６０９は、複素除算器３６０８の出力を変調方式に応じてデマッピングすることによりデータ信号を復元するものである。

図１４は、図１２における検波回路３６の、差動検波を前提とする変調方式に対応した構成例を示すものである。この検波回路３６では、ＦＦＴ回路２５の出力が１シンボル期間遅延回路３６１０と複素除算器３６１１の第１の入力端とに供給されるようになっている。１シンボル期間遅延回路３６１０は、ＦＦＴ回路２５の出力を１シンボル期間だけ遅延するものであり、その出力は複素乗算器３６０２の第１の入力端に供給される。一方、位相平均回路２９の出力は補正ベクトル算出回路（ｅ^jφ）３６０１に供給される。

この補正ベクトル算出回路３６０１は、位相平均回路２９の出力を位相角とし、振幅が１である複素ベクトルを算出するもので、その算出結果は複素乗算器３６０２の第２の入力端に供給される。この複素乗算器３６０２は、第１の入力端に供給される１シンボル期間遅延回路３６１０の出力と、第２の入力端に供給される補正ベクトル算出回路３６０１の出力とを乗算することにより、１シンボル期間前の信号にＣＰＥの補正を施すもので、その演算結果は複素除算器３６１１の第２の入力端に供給される。

この複素除算器３６１１は、第１の入力端に供給されるＦＦＴ回路２５の出力を、第２の入力端に供給される複素乗算器３６０２の出力で除算することにより、ＦＦＴ回路２５の出力を差動検波するものであり、その出力はデマッピング回路３６１２に供給される。このデマッピング回路３６１２は、複素除算器３６１１の出力を変調方式に応じてデマッピングすることによりデータ信号を復元するものである。

以上の構成により、本実施の形態によれば、第１の実施の形態における位相変動補正回路３０と検波回路３１の処理の一部を共用できるので、回路規模を削減することができる。

（第６の実施の形態）
図１５は、本発明の第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図１５において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１５に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、図１における相関算出回路２７と位相平均回路２９との処理をともに相関回路３７で実行するようにしたものである。

図１６は、図１５における相関回路３７の構成例であり、差動検波回路２６の出力はシフトレジスタ３７１に供給される。このシフトレジスタ３７１は、ＣＰを伝送するサブキャリアの配置に対応した複数のタップ出力を備え、それらのタップ出力は総和回路３７２の入力端に供給される。この総和回路３７２はシフトレジスタ３７１のタップ出力の総和を演算するもので、その演算結果は電力算出回路３７３と位相算出回路（ｔａｎ^−１）３７４とに供給される。

電力算出回路３７３は総和回路３７２の出力の電力を算出するもので、その算出結果は相関算出回路３７の第１の出力として広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。一方、位相算出回路３７４は総和回路３７２の出力の位相を算出するもので、その算出結果は相関算出回路３７の第２の出力として位相変動補正回路３０の第２の入力端に供給される。

ここで、キャリア周波数が同期すると、シフトレジスタ３７１のタップ出力にはＣＰを伝送するサブキャリアが出力されるので、総和回路３７２の出力はＣＰを伝送するサブキャリアのシンボル間の変動をシンボル内で平均化したものとなる。

以上の構成により、本実施の形態によれば、第１の実施の形態における相関算出回路２７と位相平均回路２９の処理の一部を共用できるので、回路規模を削減することができる。

（第７の実施の形態）
図１７は、本発明の第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図１７において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１７に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、ＴＰＳを用いてキャリア周波数同期及びＣＰＥ除去を行うものであり、第１の実施の形態に対して、べき乗回路３８と係数器３９とを追加したものとなっている。

ここで、べき乗回路３８は、差動検波回路２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベクトルの２乗を算出するもので、その演算結果は相関算出回路２７と位相平均回路２９とに供給される。この２乗演算は、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変調されていることに起因する位相変動の１８０度の不確定性を解消する。

相関算出回路２７は、べき乗回路３８の出力と、ＣＰを伝送するサブキャリア及びＴＰＳを伝送するサブキャリアの内、少なくとも一方の配置情報との相関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方に対応したべき乗回路３８の出力の位相をシンボル内で平均化することにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は係数器３９に供給される。係数器３９は、べき乗回路３８によって２倍になったシンボル間の位相変動を１／２倍することにより補正するもので、その出力は位相変動補正回路３０の第２の入力端に供給される。

一般的には、ＴＰＳがｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）されている場合、べき乗回路３８は、差動検波回路２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベクトルのｍ乗を算出し、係数器３９は、位相平均回路２９の出力を１／ｍ倍する。

以上の構成により、本実施の形態においては、ＣＰに加えてＴＰＳを用いてサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差及びシンボル間の位相変動を算出し補正するようにしているので、第１の実施の形態に比べ雑音の影響による誤差を低減することができる。

（第８の実施の形態）
図１８は、本発明の第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。尚、図１８において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。また、同図においても、太線の矢印は複素数信号を表わし、細線の矢印は実数信号を表わし、各構成要素の動作に必要なクロック等の一般的な制御信号は、説明が繁雑にならないように省略する。

図１８に示すＯＦＤＭ信号復調装置は、ＴＰＳを用いてキャリア周波数同期及びＣＰＥ除去を行うものであり、第１の実施の形態に対して、べき乗回路３８とベクトル回転回路４０とを追加したものである。

ここで、べき乗回路３８は、差動検波回路２６が出力する各々のサブキャリアに対応した複素ベクトルの２乗を算出するもので、その演算結果は相関算出回路２７に供給される。この２乗演算は、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変調されていることに起因する位相変動の１８０度の不確定性を解消する。相関算出回路２７は、べき乗回路３８の出力と、ＣＰを伝送するサブキャリア及びＴＰＳを伝送するサブキャリアの内、少なくとも一方の配置情報との相関値を算出するもので、その相関値は広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８に供給される。

一方、ベクトル回転回路４０は、差動検波回路２６の出力が、虚軸により分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に応じて差動検波回路２６の出力複素ベクトルをπ／２だけ回転し、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにすることにより、ＴＰＳがシンボル間の差動２相ＰＳＫ変調されていることに起因する位相変動の１８０度の不確定性を解消するものであり、その出力は位相平均回路２９に供給される。位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方に対応したベクトル回転回路４０の出力の位相をシンボル内で平均化することにより、ＣＰＥを推定するもので、その出力は位相変動補正回路３０の第２の入力端に供給される。

一般的には、ＴＰＳがｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）されている場合、ベクトル回転回路４０は、差動検波回路２６の出力が、位相によりｍ個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、その判定結果に応じて差動検波回路２６の出力複素ベクトルをπ／ｍの整数倍だけ回転することにより、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにする。

以上の構成により、本実施の形態においても、第７の実施の形態と同様に、ＣＰに加えてＴＰＳを用いてサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差及びシンボル間の位相変動を算出し補正するようにしているので、第１の実施の形態に比べ雑音の影響による誤差を低減することができる。

尚、本発明の実施の形態において、相関算出回路２７及び３７内部の電力算出は、振幅や、実部及び虚部の振幅の和など、信号の大きさを算出するものであればよい。

また、本発明の実施の形態において、位相平均回路２９は、ＣＰ及びＴＰＳの内、少なくとも一方に対応した差動検波回路２６あるいはベクトル回転回路４０の出力複素ベクトルを、シンボル内で平均化し、その位相を算出することにより、ＣＰＥを近似する構成であってもよい。

また、本発明の実施の形態において、広帯域キャリア周波数誤差算出回路２８は、相関算出回路２７の出力に基づいてキャリア周波数の同期状態を判定し、同期状態にある場合にはサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差信号の出力を停止するものとし、その同期判定に前方及び後方に対する保護機能をもたせれば、雑音やフェージング等の影響による誤動作を防ぐことができる。

さらに、以上の説明では、ＤＶＢ−Ｔ規格の２ｋモードを例にとって説明したが、第１乃至８の実施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調した信号を伝送するような伝送方式であればよく、第７乃至８の実施の形態では、毎シンボル同じ周波数に配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）した信号を伝送するような伝送方式であればよいことはいうまでもない。

本発明の第１の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 図１における差動検波回路の内部構成例を示すブロック図である。 図１における相関算出回路の第１の内部構成例を示すブロック図である。 図１における相関算出回路の第２の内部構成例を示すブロック図である。 図４におけるシンボル間フィルタ回路の内部構成例を示すブロック図である。 図１における相関算出回路の第３の内部構成例を示すブロック図である。 図１における相関算出回路の第４の内部構成例を示すブロック図である。 図１における位相変動補正回路の内部構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第５の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 図１２における検波回路の第１の内部構成例を示すブロック図である。 図１２における検波回路の第２の内部構成例を示すブロック図である。 本発明の第６の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 図１５における相関算出回路の内部構成例を示すブロック図である。 本発明の第７の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第８の実施の形態におけるＯＦＤＭ信号復調装置の構成を示すブロック図である。 本発明に係わるパイロット信号配置例を示す模式図である。 ＯＦＤＭ伝送方式の原理的な構成例を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号復調装置の構成例を示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号復調装置に関わる周波数同期用基準シンボルの構成例を示す模式図である。

符号の説明

１１…ＯＦＤＭ信号変調装置
１１１…マッピング回路
１１２…ＩＦＦＴ回路
１１３…直交変調回路
１１４…アップコンバータ
１２…伝送路
１３１…チューナ
１３…ＯＦＤＭ信号復調装置
１３１…チューナ
１３２…直交復調回路
１３３…ＦＦＴ回路
１３４…検波回路
２１…チューナ
２２…直交復調回路
２３…キャリア周波数誤差補正回路
２４…狭帯域キャリア周波数誤差算出回路
２５…ＦＦＴ回路
２６…差動検波回路
２７…相関算出回路
２８…広帯域キャリア周波数誤差算出回路
２９…位相平均回路
３０…位相変動補正回路
３１…検波回路
３２…チューナ
３３…直交復調回路
３４…キャリア周波数誤差補正回路
３５…シフト回路
３６…検波回路
３７…相関算出回路
３８…べき乗回路
３９…係数器
４０…ベクトル回転回路
４１…電力算出回路
４２…相関算出回路

Claims (11)

1. 特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、
   前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波する差動検波手段と、
   前記差動検波手段の出力と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出する相関算出手段と、
   前記相関算出手段の出力からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、
   前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいてキャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段と、
   前記パイロット信号に対応した前記差動検波手段の出力の位相をシンボル内で平均化する位相平均手段と、
   前記位相平均手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換手段の出力の全サブキャリアに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段と
   を具備することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調装置。
2. 特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、
   前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波する差動検波手段と、
   前記差動検波手段の出力をｍ乗するべき乗手段と、
   前記べき乗手段の出力と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出する相関算出手段と、
   前記相関算出手段の出力からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、
   前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいてキャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段と、
   前記パイロット信号に対応した前記べき乗手段の出力の位相をシンボル内で平均化する位相平均手段と、
   前記位相平均手段の出力を１／ｍ倍する係数手段と、
   前記係数手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換手段の出力の全サブキャリアに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段と
   を具備することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調装置。
3. 特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する装置であって、
   前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力をシンボル間で差動検波する差動検波手段と、
   前記差動検波手段の出力をｍ乗するべき乗手段と、
   前記べき乗手段の出力と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出する相関算出手段と、
   前記相関算出手段の出力からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出する広帯域キャリア周波数誤差算出手段と、
   前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいてキャリア周波数を補正する広帯域キャリア周波数補正手段と、
   前記パイロット信号に対応した前記差動検波手段の出力が、位相によりｍ個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波手段の出力を２π／ｍの整数倍だけ回転させることにより、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにする位相回転手段と、
   前記パイロット信号に対応した前記位相回転手段の出力の位相をシンボル内で平均化する位相平均手段と、
   前記位相平均手段の出力に基づいて、前記フーリエ変換手段の出力の全サブキャリアに共通な位相変動を補正する位相変動補正手段と
   を具備することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調装置。
4. 前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて生成した補正キャリアを前記フーリエ変換手段の入力信号に乗じることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。
5. 前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて前記フーリエ変換手段の出力信号をシフトすることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。
6. 前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記フーリエ変換手段に前置され前記直交周波数分割多重信号の周波数変換を行うチューナであり、前記チューナは、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて局部発振周波数を補正することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。
7. 前記広帯域キャリア周波数補正手段は、前記フーリエ変換手段に前置され前記直交周波数分割多重信号を直交復調する直交復調手段であり、前記直交復調手段は、前記広帯域キャリア周波数誤差算出手段の出力に基づいて局部発振周波数を補正することを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。
8. 前記位相変動補正手段は、前記フーリエ変換手段の出力を各々のサブキャリアの変調方式に応じて検波する検波手段に組み込まれていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の直交周波数分割多重信号復調装置。
9. 特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合を毎シンボル同じ位相で変調したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、
   前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の直交周波数分割多重信号を生成するステップと、
   前記周波数領域の直交周波数分割多重信号をシンボル間で差動検波して差動検波信号を生成するステップと、
   前記差動検波信号と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出して相関信号を生成するステップと、
   前記相関信号からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するステップと、
   前記サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差に基づいてキャリア周波数を補正するステップと、
   前記パイロット信号に対応した前記差動検波信号の位相をシンボル内で平均化して位相変動推定信号を生成するステップと、
   前記位相変動推定信号に基づいて、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号の全サブキャリアに共通な位相変動を補正するステップと
   を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調方法。
10. 特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、
    前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の直交周波数分割多重信号を生成するステップと、
    前記周波数領域の直交周波数分割多重信号をシンボル間で差動検波して差動検波信号を生成するステップと、
    前記差動検波信号をｍ乗してべき乗信号を生成するステップと、
    前記べき乗信号と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出して相関信号を生成するステップと、
    前記相関信号からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するステップと、
    前記サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差に基づいてキャリア周波数を補正するステップと、
    前記パイロット信号に対応した前記べき乗信号の位相をシンボル内で平均化した後、１／ｍ倍して位相変動推定信号を生成するステップと、
    前記位相変動推定信号に基づいて、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号の全サブキャリアに共通な位相変動を補正するステップと
    を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調方法。
11. 特定のパターンで配置されたサブキャリアの集合をｍ相ＰＳＫ変調（ｍは自然数）したパイロット信号を含む直交周波数分割多重信号を復調する方法であって、
    前記直交周波数分割多重信号をフーリエ変換して周波数領域の直交周波数分割多重信号を生成するステップと、
    前記周波数領域の直交周波数分割多重信号をシンボル間で差動検波して差動検波信号を生成するステップと、
    前記差動検波信号をｍ乗してべき乗信号を生成するステップと、
    前記べき乗信号と前記パイロット信号の配置パターンとの相関を算出して相関信号を生成するステップと、
    前記相関信号からサブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差を算出するステップと、
    前記サブキャリア間隔単位のキャリア周波数誤差に基づいてキャリア周波数を補正するステップと、
    前記パイロット信号に対応した前記差動検波信号が、位相によりｍ個に分割された複素平面領域のいずれの領域に含まれるかを判定し、該判定結果に応じて前記差動検波信号を２π／ｍの整数倍だけ回転させることにより、回転後の位相が常に同じ領域に含まれるようにした後、その位相をシンボル内で平均化して位相変動推定信号を生成するステップと、
    前記位相変動推定信号に基づいて、前記周波数領域の直交周波数分割多重信号の全サブキャリアに共通な位相変動を補正するステップと
    を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号復調方法。

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