JP2001308821A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
復調装置及び復調方法Info
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- JP2001308821A JP2001308821A JP2000126335A JP2000126335A JP2001308821A JP 2001308821 A JP2001308821 A JP 2001308821A JP 2000126335 A JP2000126335 A JP 2000126335A JP 2000126335 A JP2000126335 A JP 2000126335A JP 2001308821 A JP2001308821 A JP 2001308821A
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- phase
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ信号の広帯域のキャリア周波数誤差
を簡易な構成で精度よく算出する。 【解決手段】 広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０
は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度デー
タに変換した後、この角度データに対して時間的に前後
したシンボル間で２回の差分検出を行うことによってＣ
Ｐ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号の広帯域キ
ャリア周波数誤差を算出している。
を簡易な構成で精度よく算出する。 【解決手段】 広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０
は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度デー
タに変換した後、この角度データに対して時間的に前後
したシンボル間で２回の差分検出を行うことによってＣ
Ｐ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号の広帯域キ
ャリア周波数誤差を算出している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を適用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を適用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
【０００５】ＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン
放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明す
る。図５は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図
である。
放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明す
る。図５は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図
である。
【０００６】なお、この図５では、ブロック間で伝達さ
れる信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現
し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には
細線で信号成分を表現している。
れる信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現
し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には
細線で信号成分を表現している。
【０００７】従来のＯＦＤＭ受信装置１００は、図５に
示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路
１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ｆｃ補正回
路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、狭帯域ｆｃ誤差
算出回路１０８と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９と、
数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１０と、ＦＦＴ
ウィンドウ同期回路１１１と、ＣＰＥキャンセル回路１
１２と、ＣＰＥ算出回路１１３と、イコライザ１１４
と、検波・エラー訂正回路１１５と、伝送制御情報復調
回路１１６とを備えている。
示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路
１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ｆｃ補正回
路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、狭帯域ｆｃ誤差
算出回路１０８と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９と、
数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１０と、ＦＦＴ
ウィンドウ同期回路１１１と、ＣＰＥキャンセル回路１
１２と、ＣＰＥ算出回路１１３と、イコライザ１１４
と、検波・エラー訂正回路１１５と、伝送制御情報復調
回路１１６とを備えている。
【０００８】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ
１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２
に供給される。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ
１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２
に供給される。
【０００９】アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号
は、局部発振器１０２ａ及び乗算器１０２ｂからなるチ
ューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ
１０３に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３により
フィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４により
デジタル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給さ
れる。
は、局部発振器１０２ａ及び乗算器１０２ｂからなるチ
ューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ
１０３に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３により
フィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４により
デジタル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給さ
れる。
【００１０】デジタル直交復調回路１０５は、所定の周
波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用い
て、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバ
ンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調
回路１０５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号
は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号であ
る。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演
算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信
号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調され
た結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直
交復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信
号は、ｆｃ補正回路１０６に供給される。
波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用い
て、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバ
ンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調
回路１０５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号
は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号であ
る。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演
算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信
号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調され
た結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直
交復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信
号は、ｆｃ補正回路１０６に供給される。
【００１１】ｆｃ補正回路１０６は、ＮＣＯ１１０から
出力されたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間
領域信号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリ
ア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例え
ば局部発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ
等により生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置
の誤差であり、この誤差が大きくなると出力されるデー
タの誤り率が増大する。ｆｃ補正回路１０６によりキャ
リア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、
ＦＦＴ演算回路１０７及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０
８に供給される。
出力されたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間
領域信号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリ
ア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例え
ば局部発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ
等により生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置
の誤差であり、この誤差が大きくなると出力されるデー
タの誤り率が増大する。ｆｃ補正回路１０６によりキャ
リア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、
ＦＦＴ演算回路１０７及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０
８に供給される。
【００１２】ＦＦＴ演算回路１０７は、ＯＦＤＭ時間領
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直
交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０７から出力される信号は、ＦＦＴされた
後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、
以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と
呼ぶ。
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直
交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０７から出力される信号は、ＦＦＴされた
後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、
以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と
呼ぶ。
【００１３】ここで、ＯＦＤＭ時間領域信号は、図６に
示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位
で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦ
ＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有
効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされ
たガードインターバルとから構成されている。このガー
ドインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設け
られている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードイン
ターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向
上させている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）
においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャ
リアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４
Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブ
キャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが
変調されている。また、ガードインターバルは、有効シ
ンボルの１／４の時間長の信号とされている。なお、Ｏ
ＦＤＭ受信装置１００は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シン
ボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを５１２
サンプルでサンプリングされるようなクロックでＡ／Ｄ
変換回路１０４により量子化する。
示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位
で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦ
ＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有
効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされ
たガードインターバルとから構成されている。このガー
ドインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設け
られている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードイン
ターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向
上させている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）
においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャ
リアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４
Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブ
キャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが
変調されている。また、ガードインターバルは、有効シ
ンボルの１／４の時間長の信号とされている。なお、Ｏ
ＦＤＭ受信装置１００は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シン
ボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを５１２
サンプルでサンプリングされるようなクロックでＡ／Ｄ
変換回路１０４により量子化する。
【００１４】ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭ
シンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サ
ンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭ
シンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き
出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、図
６に示すように、ＯＦＤＭシンボルの境界（図６中Ａの
位置）から、ガードインターバルの終了位置（図６中Ｂ
の位置）までの間のいずれかの位置となる。この演算範
囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
シンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サ
ンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭ
シンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き
出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、図
６に示すように、ＯＦＤＭシンボルの境界（図６中Ａの
位置）から、ガードインターバルの終了位置（図６中Ｂ
の位置）までの間のいずれかの位置となる。この演算範
囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００１５】このようにＦＦＴ演算回路１０７から出力
されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信
号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１
０９、ＣＰＥキャンセル回路１１２、ＣＰＥ算出回路１
１３に供給される。
されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信
号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１
０９、ＣＰＥキャンセル回路１１２、ＣＰＥ算出回路１
１３に供給される。
【００１６】狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域
ｆｃ誤差算出回路１０９は、デジタル直交復調回路１０
５によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信
号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。具体的
に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、サブキャリアの
周波数間隔（４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の狭
帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差算
出回路１０９は、サブキャリアの周波数（例えば４.１
４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出す
る。狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差
算出回路１０９により求められたキャリア周波数誤差
は、それぞれＮＣＯ１１０に供給される。なお、この狭
帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差算出回
路１０９については詳細を後述する。
ｆｃ誤差算出回路１０９は、デジタル直交復調回路１０
５によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信
号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。具体的
に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、サブキャリアの
周波数間隔（４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の狭
帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差算
出回路１０９は、サブキャリアの周波数（例えば４.１
４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出す
る。狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差
算出回路１０９により求められたキャリア周波数誤差
は、それぞれＮＣＯ１１０に供給される。なお、この狭
帯域ｆｃ誤差算出回路１０８及び広帯域ｆｃ誤差算出回
路１０９については詳細を後述する。
【００１７】ＮＣＯ１１０は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路
１０８により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１
／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤
差算出回路１０９により算出されたサブキャリア周波数
間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算
して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減
するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャ
リア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正
回路１０６に供給される。このキャリア周波数誤差補正
信号は、ｆｃ補正回路１０６によりＯＦＤＭ時間領域信
号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周
波数誤差成分は除去される。
１０８により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１
／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤
差算出回路１０９により算出されたサブキャリア周波数
間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算
して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減
するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャ
リア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正
回路１０６に供給される。このキャリア周波数誤差補正
信号は、ｆｃ補正回路１０６によりＯＦＤＭ時間領域信
号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周
波数誤差成分は除去される。
【００１８】ＦＦＴウィンドウ同期回路１１１は、狭帯
域ｆｃ誤差算出回路１０８がサブキャリアの周波数間隔
の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算
出する際に得られるＯＦＤＭシンボルの境界位置情報に
基づき、ＦＦＴ演算回路１０７によるＦＦＴ演算の開始
タイミングを求め、ＦＦＴの演算範囲（ＦＦＴウィンド
ウ）を制御する。このＯＦＤＭシンボルの境界位置の検
出方法についてはその詳細を後述する。
域ｆｃ誤差算出回路１０８がサブキャリアの周波数間隔
の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算
出する際に得られるＯＦＤＭシンボルの境界位置情報に
基づき、ＦＦＴ演算回路１０７によるＦＦＴ演算の開始
タイミングを求め、ＦＦＴの演算範囲（ＦＦＴウィンド
ウ）を制御する。このＯＦＤＭシンボルの境界位置の検
出方法についてはその詳細を後述する。
【００１９】ＣＰＥキャンセル回路１１２は、ＣＰＥ算
出回路１１３により算出されたＣＰＥ補正信号をＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号に対して複素乗算することによって、
ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common
Phase Error）の除去を行う。このＣＰＥは、位相雑音
の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動によ
る雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相
で乗っている雑音である。ＣＰＥは、ＣＰＥ算出回路１
１３により求められ、ＣＰＥキャンセル回路１１２に供
給される。ＣＰＥキャンセル回路１１２によりＣＰＥが
除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１１
４に供給される。なお、ＣＰＥ算出回路１１３によるＣ
ＰＥの検出方法についてはその詳細を後述する。
出回路１１３により算出されたＣＰＥ補正信号をＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号に対して複素乗算することによって、
ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common
Phase Error）の除去を行う。このＣＰＥは、位相雑音
の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動によ
る雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相
で乗っている雑音である。ＣＰＥは、ＣＰＥ算出回路１
１３により求められ、ＣＰＥキャンセル回路１１２に供
給される。ＣＰＥキャンセル回路１１２によりＣＰＥが
除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１１
４に供給される。なお、ＣＰＥ算出回路１１３によるＣ
ＰＥの検出方法についてはその詳細を後述する。
【００２０】イコライザ１１４は、スキャッタードパイ
ロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域
信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅
等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー
訂正回路１１５に供給される。
ロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域
信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅
等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー
訂正回路１１５に供給される。
【００２１】検波・エラー訂正回路１１５は、各サブキ
ャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検
波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その
後、検波・エラー訂正回路１１５は、復号したデータに
対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２
トランスポートストリームを出力する。
ャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検
波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その
後、検波・エラー訂正回路１１５は、復号したデータに
対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２
トランスポートストリームを出力する。
【００２２】伝送制御情報復調回路１１６は、所定のサ
キャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission
and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ
（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制
御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例え
ば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復
調や再生の制御に用いられる。
キャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission
and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ
（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制
御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例え
ば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復
調や再生の制御に用いられる。
【００２３】つぎに、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８の
動作原理について説明する。
動作原理について説明する。
【００２４】狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、ＯＦＤ
Ｍ時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波
形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガード
インターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求
め、この相関性に基づきＯＦＤＭシンボルの境界部分を
求める。
Ｍ時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波
形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガード
インターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求
め、この相関性に基づきＯＦＤＭシンボルの境界部分を
求める。
【００２５】具体的には、図７（Ａ）に示すように、ガ
ードインターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期
間をＴｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＯＦ
ＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴｕだけ
平行移動させたときの自己相関関数（積分領域はＴｇと
する）を求め、その自己相関関数のピーク位置をＯＦＤ
Ｍシンボルの境界とする。
ードインターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期
間をＴｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＯＦ
ＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴｕだけ
平行移動させたときの自己相関関数（積分領域はＴｇと
する）を求め、その自己相関関数のピーク位置をＯＦＤ
Ｍシンボルの境界とする。
【００２６】
【数１】
【００２７】すなわち、図７（Ａ）に示すような元のＯ
ＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））に対して、図７（Ｂ）
に示すようなＴｕ時間平行移動したＯＦＤＭ時間領域信
号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ
（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算して得られた
関数を時間積分する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）※は、ｆ（ｔ−Ｔ
ｕ）の共役複素数）。この時間積分して得られた関数
が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））となる。この自己
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク部分
が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従
って、図７（Ｃ）に示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガード
インターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示
していることとなる。従って、その時間がＯＦＤＭシン
ボルの境界となる。
ＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））に対して、図７（Ｂ）
に示すようなＴｕ時間平行移動したＯＦＤＭ時間領域信
号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ
（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算して得られた
関数を時間積分する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）※は、ｆ（ｔ−Ｔ
ｕ）の共役複素数）。この時間積分して得られた関数
が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））となる。この自己
相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク部分
が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従
って、図７（Ｃ）に示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ
（ｔ））のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガード
インターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示
していることとなる。従って、その時間がＯＦＤＭシン
ボルの境界となる。
【００２８】ここで、このように求めた自己相関関数
（Ｃｏｒｒ（ｔ））は上記の式に示すように複素信号で
あり、その位相成分は、キャリア周波数誤差に比例して
いる。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、この
ようなＯＦＤＭシンボルの境界部分での自己相関値を求
め、この自己相関値における位相をキャリア周波数誤差
として出力する。もっとも、この自己相関関数から求め
られるキャリア周波数誤差は、図８に示すように、サブ
キャリア周波数間隔で鋸状に繰り返されるものであるの
で、検出範囲はサブキャリア周波数間隔の±１／２以下
の精度の情報となる。このように狭帯域ｆｃ誤差算出回
路１０８で求められた狭帯域のキャリア周波数誤差の情
報は、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１
０に供給される。
（Ｃｏｒｒ（ｔ））は上記の式に示すように複素信号で
あり、その位相成分は、キャリア周波数誤差に比例して
いる。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、この
ようなＯＦＤＭシンボルの境界部分での自己相関値を求
め、この自己相関値における位相をキャリア周波数誤差
として出力する。もっとも、この自己相関関数から求め
られるキャリア周波数誤差は、図８に示すように、サブ
キャリア周波数間隔で鋸状に繰り返されるものであるの
で、検出範囲はサブキャリア周波数間隔の±１／２以下
の精度の情報となる。このように狭帯域ｆｃ誤差算出回
路１０８で求められた狭帯域のキャリア周波数誤差の情
報は、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１
０に供給される。
【００２９】また、この狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０８
で算出されたピーク位置の情報は、上述したようにＯＦ
ＤＭシンボルの境界を示している。狭帯域ｆｃ誤差算出
回路１０８により求められたＯＦＤＭシンボルの境界情
報は、ＦＦＴウィンドウ同期回路１１１に供給され、Ｆ
ＦＴウィンドウの同期に用いられる。
で算出されたピーク位置の情報は、上述したようにＯＦ
ＤＭシンボルの境界を示している。狭帯域ｆｃ誤差算出
回路１０８により求められたＯＦＤＭシンボルの境界情
報は、ＦＦＴウィンドウ同期回路１１１に供給され、Ｆ
ＦＴウィンドウの同期に用いられる。
【００３０】つぎに、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００３１】まず、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９によ
るキャリア周波数誤差の算出原理について説明する。
るキャリア周波数誤差の算出原理について説明する。
【００３２】ＯＦＤＭ信号には、一般に、ＣＰ（Contin
ual Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれて
いる。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表し
ている信号であり、有効シンボル内の複数のインデック
スのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に
含まれるＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パタ
ーンは、予め規格により定められている。例えば、ＤＶ
Ｂ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボ
ル内に２０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存
在するが、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が
含まれている。また、このＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、ＣＰ信号の配置パターンが、サブキャ
リアのインデックス番号（信号が変調されている１７０
５本の範囲内）で、０、４８、５４、８７、１４１、１
５６、１９２、２０１、２５５、２７９、２８２、３３
３、４３２、４５０、４８３、５２５、５３１、６１
８、６３６、７１４、７５９、７６５、７８０、８０
４、８７３、８８８、９１８、９３９、９４２、９６
９、９８４、１０５０、１１０１、１１０７、１１１
０、１１３７、１１４０、１１４６、１２０６、１２６
９、１３２３、１３７７、１４９１、１６８３、１７０
４となっている。
ual Pilots）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれて
いる。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表し
ている信号であり、有効シンボル内の複数のインデック
スのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に
含まれるＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パタ
ーンは、予め規格により定められている。例えば、ＤＶ
Ｂ−Ｔ規格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボ
ル内に２０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存
在するが、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が
含まれている。また、このＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモー
ド）においては、ＣＰ信号の配置パターンが、サブキャ
リアのインデックス番号（信号が変調されている１７０
５本の範囲内）で、０、４８、５４、８７、１４１、１
５６、１９２、２０１、２５５、２７９、２８２、３３
３、４３２、４５０、４８３、５２５、５３１、６１
８、６３６、７１４、７５９、７６５、７８０、８０
４、８７３、８８８、９１８、９３９、９４２、９６
９、９８４、１０５０、１１０１、１１０７、１１１
０、１１３７、１１４０、１１４６、１２０６、１２６
９、１３２３、１３７７、１４９１、１６８３、１７０
４となっている。
【００３３】広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、ＦＦＴ
演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、時間的に前
後したシンボル間で２回の差動復調を行うことによって
ＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位
置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトして
いるかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号のキャリ
ア周波数誤差を算出している。
演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、時間的に前
後したシンボル間で２回の差動復調を行うことによって
ＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位
置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトして
いるかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号のキャリ
ア周波数誤差を算出している。
【００３４】ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回のシ
ンボル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出
することができる原理を図９を用いて説明する。
ンボル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出
することができる原理を図９を用いて説明する。
【００３５】図９は、１段階目のシンボル間の差動復
調、及び、２段階目のシンボル間の差動復調について説
明するための通常の情報データとＣＰ信号との位相変遷
を説明する図である。なお、この図９において、情報デ
ータはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変
調されているものとし、また、ＣＰ信号には、ある特定
の振幅及び位相の信号点の情報が変調されているものと
する。
調、及び、２段階目のシンボル間の差動復調について説
明するための通常の情報データとＣＰ信号との位相変遷
を説明する図である。なお、この図９において、情報デ
ータはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変
調されているものとし、また、ＣＰ信号には、ある特定
の振幅及び位相の信号点の情報が変調されているものと
する。
【００３６】図９（Ａ）は、ＦＦＴにより各サブキャリ
アの周波数成分毎に分解されたＩチャネル信号及びＱチ
ャネル信号を、シンボル毎（ｎ−１番目のシンボル、ｎ
番目のシンボル、ｎ＋１番目のシンボル）に位相平面上
に示したものである。ａn，ｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシ
ンボルのＦＦＴ後のサブキャリアのインデックス番号が
ａ，ｂである情報データをそれぞれ示しており、また、
ｃａn，ｃｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ後
のサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂである
ＣＰ信号をそれぞれ示している。なお、ＣＰ信号は、本
来、一定の振幅および位相情報を有しているが、再生搬
送波周波数誤差等の影響により、シンボル毎に多少の位
相回転を生じている場合がある。
アの周波数成分毎に分解されたＩチャネル信号及びＱチ
ャネル信号を、シンボル毎（ｎ−１番目のシンボル、ｎ
番目のシンボル、ｎ＋１番目のシンボル）に位相平面上
に示したものである。ａn，ｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシ
ンボルのＦＦＴ後のサブキャリアのインデックス番号が
ａ，ｂである情報データをそれぞれ示しており、また、
ｃａn，ｃｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴ後
のサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂである
ＣＰ信号をそれぞれ示している。なお、ＣＰ信号は、本
来、一定の振幅および位相情報を有しているが、再生搬
送波周波数誤差等の影響により、シンボル毎に多少の位
相回転を生じている場合がある。
【００３７】また、図９（Ｂ）は、同一のインデックス
番号の情報をシンボル間の一回の差動復調をとったとき
の一回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。ｄａn，ｄｂnはそれぞれサブキャリアのインデック
ス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第
ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データである。ま
た、ｄｃａn、ｄｃｂnはそれぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がｃａ，ｃｂである第（ｎ−１）番目のシン
ボルと第ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データであ
る。
番号の情報をシンボル間の一回の差動復調をとったとき
の一回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。ｄａn，ｄｂnはそれぞれサブキャリアのインデック
ス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第
ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データである。ま
た、ｄｃａn、ｄｃｂnはそれぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がｃａ，ｃｂである第（ｎ−１）番目のシン
ボルと第ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データであ
る。
【００３８】また、図９（Ｃ）は、同一のインデックス
番号の情報をシンボル間で二回の差動復調をとったとき
の二回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。ｄｄａ，ｄｄｂは、それぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボル
と第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目の
シンボルと第（ｎ＋１）番目のシンボルとを差動復調し
たものとを、更に、差動復調した結果得られる二回差動
復調データである。また、ｄｄｃａ，ｄｄｃｂは、それ
ぞれサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂの第
（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復
調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目
シンボルを差動復調したものとを更に差動復調した結果
得られる二回差動復調データである。
番号の情報をシンボル間で二回の差動復調をとったとき
の二回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。ｄｄａ，ｄｄｂは、それぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボル
と第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目の
シンボルと第（ｎ＋１）番目のシンボルとを差動復調し
たものとを、更に、差動復調した結果得られる二回差動
復調データである。また、ｄｄｃａ，ｄｄｃｂは、それ
ぞれサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂの第
（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復
調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目
シンボルを差動復調したものとを更に差動復調した結果
得られる二回差動復調データである。
【００３９】ＣＰ信号ｃａ，ｃｂは、一定位相の信号で
あることから、一回目の差動復調ではＦＦＴ窓位相誤
差、キャリア位相誤差が除外され、キャリア周波数誤
差、ＣＰＥ、及び、再生クロック周波数誤差に依存した
位相誤差が残ることとなる。この一回目の差動復調後に
残った位相誤差はいずれも時間に依存しないため、差動
復調後のデータ間で一定となる。そこで、さらに二回目
の差動復調を一回目の差動復調が施されたデータの間で
行うことで、一回目の差動復調で残ったＣＰＥ及び再生
クロック周波数に依存した位相誤差を取り除くことがで
きる。その結果、ＣＰ信号はＩ軸上の正のある値に収束
する（図９（Ｃ）参照）。
あることから、一回目の差動復調ではＦＦＴ窓位相誤
差、キャリア位相誤差が除外され、キャリア周波数誤
差、ＣＰＥ、及び、再生クロック周波数誤差に依存した
位相誤差が残ることとなる。この一回目の差動復調後に
残った位相誤差はいずれも時間に依存しないため、差動
復調後のデータ間で一定となる。そこで、さらに二回目
の差動復調を一回目の差動復調が施されたデータの間で
行うことで、一回目の差動復調で残ったＣＰＥ及び再生
クロック周波数に依存した位相誤差を取り除くことがで
きる。その結果、ＣＰ信号はＩ軸上の正のある値に収束
する（図９（Ｃ）参照）。
【００４０】それに対して、情報データａ，ｂはシンボ
ル間でランダムな位相を取るために、二回の差動復調を
行った後もその位相はデータ毎にランダムになり、その
結果、そのデータはＩ軸上にランダムに分散する。
ル間でランダムな位相を取るために、二回の差動復調を
行った後もその位相はデータ毎にランダムになり、その
結果、そのデータはＩ軸上にランダムに分散する。
【００４１】従って、例えば、１シンボル内においてＣ
Ｐ信号のＩ軸データのみ累積加算等をすると、このＣＰ
信号はＩ軸上のある値に収束しているため、情報データ
のみが取り出されたＩ軸データを累積加算した結果に比
べて遥かに大きい値となる。そのため、この累積加算の
最大値からＣＰ信号のサブキャリア位置を推定すること
ができる。そして、推定されたＣＰ信号のサブキャリア
位置が、本来のサブキャリアの配置位置からどの程度シ
フトしているかを算出することにより、キャリア周波数
誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができる。
Ｐ信号のＩ軸データのみ累積加算等をすると、このＣＰ
信号はＩ軸上のある値に収束しているため、情報データ
のみが取り出されたＩ軸データを累積加算した結果に比
べて遥かに大きい値となる。そのため、この累積加算の
最大値からＣＰ信号のサブキャリア位置を推定すること
ができる。そして、推定されたＣＰ信号のサブキャリア
位置が、本来のサブキャリアの配置位置からどの程度シ
フトしているかを算出することにより、キャリア周波数
誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができる。
【００４２】つぎに、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９の
具体的な回路例について説明する。
具体的な回路例について説明する。
【００４３】図１０に広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９の
ブロック構成図を示す。
ブロック構成図を示す。
【００４４】広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、第１の
差動復調回路１２１と、第２の差動復調回路１２２と、
メモリ１２３と、パイロット信号選択データ発生回路１
２４と、制御回路１２５と、累積加算回路１２６と、最
大値検出回路１２７と、キャリア周波数誤差記憶回路１
２８と、ゲート回路１２９とを有している。
差動復調回路１２１と、第２の差動復調回路１２２と、
メモリ１２３と、パイロット信号選択データ発生回路１
２４と、制御回路１２５と、累積加算回路１２６と、最
大値検出回路１２７と、キャリア周波数誤差記憶回路１
２８と、ゲート回路１２９とを有している。
【００４５】第１の差動復調回路１２１及び第２の差動
復調回路１２２は、それぞれ第１及び第２のファースト
インファーストアウトメモリ（ＦＩＦＯ）１３１，１３
２と、符号反転回路１３３と、複素乗算回路１３４とか
ら構成されている。
復調回路１２２は、それぞれ第１及び第２のファースト
インファーストアウトメモリ（ＦＩＦＯ）１３１，１３
２と、符号反転回路１３３と、複素乗算回路１３４とか
ら構成されている。
【００４６】第１の差動復調回路１２１には、ＦＦＴ演
算回路１０７から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号
（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）が供給される。第
１のＦＩＦＯ１３１にはＩチャネル信号が供給され、第
２のＦＩＦＯにはＱチャネル信号が供給される。第１及
び第２のＦＩＦＯ１３１，１３２は、１有効シンボル分
のＯＦＤＭ周波数領域信号を格納するだけのメモリ容量
を有しており、供給されたＩチャネル信号，Ｑチャネル
信号を１有効シンボル分遅延させる。符号反転回路１３
３は、第２のＦＩＦＯ１３２により遅延されたＱチャネ
ル信号を符号反転させる。複素乗算回路１３４には、Ｆ
ＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域
信号（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）と、第１及び
第２のＦＩＦＯ１３１，１３２により１有効シンボル分
遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号（Ｉチャネル信号，
Ｑチャネル信号）とが入力される。この複素乗算回路１
３４は、遅延されていないＯＦＤＭ周波数領域信号と、
遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号との複素乗算を行っ
て差動復調を行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル
間の一回差動復調データを求める。具体的に、第１の差
動復調回路１２１は、遅延されていないＩチャネルデー
タとＱチャネルデータをＩ，Ｑと表し、遅延されたＩチ
ャネルデータとＱチャネルデータをそれぞれＩ-1，Ｑ-1
と表すと、以下に示す複素演算を行う。
算回路１０７から出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号
（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）が供給される。第
１のＦＩＦＯ１３１にはＩチャネル信号が供給され、第
２のＦＩＦＯにはＱチャネル信号が供給される。第１及
び第２のＦＩＦＯ１３１，１３２は、１有効シンボル分
のＯＦＤＭ周波数領域信号を格納するだけのメモリ容量
を有しており、供給されたＩチャネル信号，Ｑチャネル
信号を１有効シンボル分遅延させる。符号反転回路１３
３は、第２のＦＩＦＯ１３２により遅延されたＱチャネ
ル信号を符号反転させる。複素乗算回路１３４には、Ｆ
ＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域
信号（Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号）と、第１及び
第２のＦＩＦＯ１３１，１３２により１有効シンボル分
遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号（Ｉチャネル信号，
Ｑチャネル信号）とが入力される。この複素乗算回路１
３４は、遅延されていないＯＦＤＭ周波数領域信号と、
遅延されたＯＦＤＭ周波数領域信号との複素乗算を行っ
て差動復調を行い、ＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル
間の一回差動復調データを求める。具体的に、第１の差
動復調回路１２１は、遅延されていないＩチャネルデー
タとＱチャネルデータをＩ，Ｑと表し、遅延されたＩチ
ャネルデータとＱチャネルデータをそれぞれＩ-1，Ｑ-1
と表すと、以下に示す複素演算を行う。
【００４７】（Ｉ＋ｊＱ）（Ｉ-1−ｊＱ-1） そして、第１の差動復調回路１２１は、この演算結果を
実数成分と虚数成分とに分けて第２の差動復調回路１２
２に出力する。
実数成分と虚数成分とに分けて第２の差動復調回路１２
２に出力する。
【００４８】第２の差動復調回路１２２は、上記第１の
差動復調回路１２１と同一の構成となっており、第１の
差動復調回路１２１から出力されたシンボル間の一回差
動復調データに対して、再度差動復調を行って、シンボ
ル間の二回差動復調データを求める。なお、第２の差動
復調回路１２２は、複素乗算結果のＩ軸成分（実数成
分）のみを出力する。第２の差動復調回路１２２は、シ
ンボル間の二回差動復調データをメモリ１２３に供給す
る。
差動復調回路１２１と同一の構成となっており、第１の
差動復調回路１２１から出力されたシンボル間の一回差
動復調データに対して、再度差動復調を行って、シンボ
ル間の二回差動復調データを求める。なお、第２の差動
復調回路１２２は、複素乗算結果のＩ軸成分（実数成
分）のみを出力する。第２の差動復調回路１２２は、シ
ンボル間の二回差動復調データをメモリ１２３に供給す
る。
【００４９】メモリ１２３は、第２の差動復調回路１２
２から出力される１シンボル分のシンボル間の二回差動
復調データを、例えばサブキャリアのインデックス番号
順に格納する。メモリ１２３は、パイロット信号選択デ
ータ発生回路１２４から与えられる読み出しアドレスに
従い、格納しているデータのうちアドレスで指定された
データのみを累積加算回路１２６に供給する。
２から出力される１シンボル分のシンボル間の二回差動
復調データを、例えばサブキャリアのインデックス番号
順に格納する。メモリ１２３は、パイロット信号選択デ
ータ発生回路１２４から与えられる読み出しアドレスに
従い、格納しているデータのうちアドレスで指定された
データのみを累積加算回路１２６に供給する。
【００５０】パイロット信号選択データ発生回路１２４
は、メモリ１２３に格納されている二回差動復調データ
（Ｉ成分）のうち、ＣＰ信号を特定するためのアドレス
情報を発生する。具体的には、パイロット信号選択デー
タ発生回路１２４は、１つの有効シンボルを構成する複
数のサブキャリア（例えば２０４８本のサブキャリア）
の中から、ＣＰ信号が変調されている複数のサブキャリ
ア（例えば４５本のサブキャリア）の配置位置を特定す
るインデックス番号の集合データを保持しており、この
インデックス番号の集合データをメモリ１２３の読み出
しアドレスとして発生する。そして、この読み出しアド
レスとして指定されたデータが、累積加算回路１２６に
供給される。具体的には、この読み出しアドレスで特定
される４５個のデータがメモリ１２３から読み出され、
累積加算回路１２６に供給される。なお、メモリ１２３
に対して読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号のイ
ンデックス番号を特定する集合データのことをＣＰ信号
選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択デー
タ発生回路１２４は、制御回路１２５から供給されるシ
フト量ｆｅに応じて、そのＣＰ信号選択データを適宜シ
フトさせて（ＣＰ信号選択データを構成する各値に対し
て一律に一定の値を加算または減算して）、メモリ１２
３に対して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ１
２３から複数回のデータの読み出しを行う。
は、メモリ１２３に格納されている二回差動復調データ
（Ｉ成分）のうち、ＣＰ信号を特定するためのアドレス
情報を発生する。具体的には、パイロット信号選択デー
タ発生回路１２４は、１つの有効シンボルを構成する複
数のサブキャリア（例えば２０４８本のサブキャリア）
の中から、ＣＰ信号が変調されている複数のサブキャリ
ア（例えば４５本のサブキャリア）の配置位置を特定す
るインデックス番号の集合データを保持しており、この
インデックス番号の集合データをメモリ１２３の読み出
しアドレスとして発生する。そして、この読み出しアド
レスとして指定されたデータが、累積加算回路１２６に
供給される。具体的には、この読み出しアドレスで特定
される４５個のデータがメモリ１２３から読み出され、
累積加算回路１２６に供給される。なお、メモリ１２３
に対して読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号のイ
ンデックス番号を特定する集合データのことをＣＰ信号
選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択デー
タ発生回路１２４は、制御回路１２５から供給されるシ
フト量ｆｅに応じて、そのＣＰ信号選択データを適宜シ
フトさせて（ＣＰ信号選択データを構成する各値に対し
て一律に一定の値を加算または減算して）、メモリ１２
３に対して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ１
２３から複数回のデータの読み出しを行う。
【００５１】パイロット信号選択データ発生回路１２４
から発生されるＣＰ信号選択データのデータ例を図１１
を用いて説明する。なお、具体的に説明するために、制
御回路１２５からｆｅ＝−１０〜＋１０のシフト量が供
給されるものとするが、シフト量ｆｅの供給数はどのよ
うな数としてもよい。制御回路１２５からシフト量ｆｅ
＝０が供給されると、パイロット信号選択データ発生回
路１２４は、図１１（Ｄ）に示すようなＣＰ信号選択デ
ータを発生して、メモリ１２３に供給する。シフト量ｆ
ｅ＝０の時に発生されるＣＰ信号選択データは、規格上
定められている本来ＣＰ信号が変調されているサブキャ
リアのインデックス番号を示したデータ群である。
から発生されるＣＰ信号選択データのデータ例を図１１
を用いて説明する。なお、具体的に説明するために、制
御回路１２５からｆｅ＝−１０〜＋１０のシフト量が供
給されるものとするが、シフト量ｆｅの供給数はどのよ
うな数としてもよい。制御回路１２５からシフト量ｆｅ
＝０が供給されると、パイロット信号選択データ発生回
路１２４は、図１１（Ｄ）に示すようなＣＰ信号選択デ
ータを発生して、メモリ１２３に供給する。シフト量ｆ
ｅ＝０の時に発生されるＣＰ信号選択データは、規格上
定められている本来ＣＰ信号が変調されているサブキャ
リアのインデックス番号を示したデータ群である。
【００５２】また、シフト量ｆｅ＝Δｆが供給される
と、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１
１（Ｅ）に示すようなＣＰ信号選択データを発生して、
メモリ１２３に供給する。このシフト量ｆｅ＝Δｆの時
に発生されるＣＰ信号選択データは、本来ＣＰ信号が変
調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号
に１を加算したデータ群である。また、シフト量ｆｅ＝
２Δｆが供給されると、パイロット信号選択データ発生
回路１２４は、図１１（Ｆ）に示すような本来ＣＰ信号
が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス
番号に２を加算したデータ群を発生する。同様に、シフ
ト量ｆｅ＝３Δｆ〜９Δｆが供給されると、本来ＣＰ信
号が変調されているサブキャリアのすべてのインデック
ス番号にシフト量Δｆを加算したデータ群を発生し、シ
フト量ｆｅ＝１０Δｆが供給されると、パイロット信号
選択データ発生回路１２４は、図１１（Ｇ）に示すよう
な本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべて
のインデックス番号に１０を加算したデータ群を発生す
る。
と、パイロット信号選択データ発生回路１２４は、図１
１（Ｅ）に示すようなＣＰ信号選択データを発生して、
メモリ１２３に供給する。このシフト量ｆｅ＝Δｆの時
に発生されるＣＰ信号選択データは、本来ＣＰ信号が変
調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号
に１を加算したデータ群である。また、シフト量ｆｅ＝
２Δｆが供給されると、パイロット信号選択データ発生
回路１２４は、図１１（Ｆ）に示すような本来ＣＰ信号
が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス
番号に２を加算したデータ群を発生する。同様に、シフ
ト量ｆｅ＝３Δｆ〜９Δｆが供給されると、本来ＣＰ信
号が変調されているサブキャリアのすべてのインデック
ス番号にシフト量Δｆを加算したデータ群を発生し、シ
フト量ｆｅ＝１０Δｆが供給されると、パイロット信号
選択データ発生回路１２４は、図１１（Ｇ）に示すよう
な本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのすべて
のインデックス番号に１０を加算したデータ群を発生す
る。
【００５３】一方、マイナスのシフト量ｆｅ＝−Δｆが
供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２
４は、図１１（Ａ），図１１（Ｂ），図１１（Ｃ）に示
すような本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアの
すべてのインデックス番号にシフト量Δｆを減算したデ
ータ群を発生する。なお、インデックス番号の値が０以
下となった場合には、有効シンボルのサブキャリアのイ
ンデックス番号（０〜２０４７）をサイクリックに繰り
返すように、２０４７の値に戻っていく。
供給されると、パイロット信号選択データ発生回路１２
４は、図１１（Ａ），図１１（Ｂ），図１１（Ｃ）に示
すような本来ＣＰ信号が変調されているサブキャリアの
すべてのインデックス番号にシフト量Δｆを減算したデ
ータ群を発生する。なお、インデックス番号の値が０以
下となった場合には、有効シンボルのサブキャリアのイ
ンデックス番号（０〜２０４７）をサイクリックに繰り
返すように、２０４７の値に戻っていく。
【００５４】このようなメモリ１２３へ読み出しアドレ
スとして供給するＣＰ信号選択データは、メモリ１２３
に格納される二回差動復調データが更新されるまでの間
に、例えば図１１に示したような２１パターンのＣＰ信
号選択データが、順次発生される。即ち、１シンボル期
間の間に、−１０Δｆ〜１０Δｆのシフト量が順次パイ
ロット信号選択データ発生回路１２４に供給され、それ
に伴い、それぞれのシフト量ｆｅに対応した４５個のデ
ータが、例えば２１回順次に累積加算回路１２６に供給
される。
スとして供給するＣＰ信号選択データは、メモリ１２３
に格納される二回差動復調データが更新されるまでの間
に、例えば図１１に示したような２１パターンのＣＰ信
号選択データが、順次発生される。即ち、１シンボル期
間の間に、−１０Δｆ〜１０Δｆのシフト量が順次パイ
ロット信号選択データ発生回路１２４に供給され、それ
に伴い、それぞれのシフト量ｆｅに対応した４５個のデ
ータが、例えば２１回順次に累積加算回路１２６に供給
される。
【００５５】累積加算回路１２６は、ＣＰ信号選択デー
タにより選択された複数の二回差動復調データが供給さ
れ、それらの二回差動復調データを累積加算する。すな
わち、ＣＰ信号選択データにより選択された４５個の値
をすべて累積加算する。この累積加算回路１２６は、Ｃ
Ｐ信号選択データがメモリ１２３に供給されるタイミン
グと同期してリセットされる。すなわち、１シンボル期
間内に図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選
択データが供給される場合には、各パターンで選択され
た二回差動復調データが供給される毎にリセットされ
る。従って、累積加算回路１２６は、１シンボル期間内
に、例えば２１個の累積加算結果を、１つずつ順次出力
していくこととなる。この累積加算回路１２６からの出
力結果は、最大値検出回路１２７に供給される。
タにより選択された複数の二回差動復調データが供給さ
れ、それらの二回差動復調データを累積加算する。すな
わち、ＣＰ信号選択データにより選択された４５個の値
をすべて累積加算する。この累積加算回路１２６は、Ｃ
Ｐ信号選択データがメモリ１２３に供給されるタイミン
グと同期してリセットされる。すなわち、１シンボル期
間内に図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選
択データが供給される場合には、各パターンで選択され
た二回差動復調データが供給される毎にリセットされ
る。従って、累積加算回路１２６は、１シンボル期間内
に、例えば２１個の累積加算結果を、１つずつ順次出力
していくこととなる。この累積加算回路１２６からの出
力結果は、最大値検出回路１２７に供給される。
【００５６】最大値検出回路１２７は、セレクタ１３５
と、ＲＡＭ１３６と、比較回路１３７とを備え、累積加
算回路１２６から出力される例えば２１個の累積加算結
果のうち、最大の累積加算結果を選択し、最大の累積加
算結果が選択されたタイミングで、イネーブル信号を出
力する。具体的には、比較回路１３７がＲＡＭ１３６に
格納されている値と、累積加算回路１２６から供給され
た累積加算結果とを比較し、ＲＡＭ１３６に格納されて
いる値よりも累積加算回路１２６から供給された累積加
算結果の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力す
る。このイネーブル信号は、セレクタ１３５に供給され
る。セレクタ１３５は、イネーブル信号が供給される
と、その累積加算結果をＲＡＭ１３６に格納する。従っ
て、ＲＡＭ１３６には、累積加算回路１２６から供給さ
れる例えば２１個の累積加算結果のうち、最大の累積加
算結果が格納されることとなり、また、比較回路１２７
から出力されるイネーブル信号は、例えば２１個の累積
加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが最
後（１シンボル期間内での最後）の発生タイミングとな
る。なお、最大値検出回路１２７のＲＡＭ１３６は、１
シンボル期間毎（メモリ１２３内の二回差動復調データ
が更新されるタイミング）に内部データがクリアされ
る。
と、ＲＡＭ１３６と、比較回路１３７とを備え、累積加
算回路１２６から出力される例えば２１個の累積加算結
果のうち、最大の累積加算結果を選択し、最大の累積加
算結果が選択されたタイミングで、イネーブル信号を出
力する。具体的には、比較回路１３７がＲＡＭ１３６に
格納されている値と、累積加算回路１２６から供給され
た累積加算結果とを比較し、ＲＡＭ１３６に格納されて
いる値よりも累積加算回路１２６から供給された累積加
算結果の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力す
る。このイネーブル信号は、セレクタ１３５に供給され
る。セレクタ１３５は、イネーブル信号が供給される
と、その累積加算結果をＲＡＭ１３６に格納する。従っ
て、ＲＡＭ１３６には、累積加算回路１２６から供給さ
れる例えば２１個の累積加算結果のうち、最大の累積加
算結果が格納されることとなり、また、比較回路１２７
から出力されるイネーブル信号は、例えば２１個の累積
加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが最
後（１シンボル期間内での最後）の発生タイミングとな
る。なお、最大値検出回路１２７のＲＡＭ１３６は、１
シンボル期間毎（メモリ１２３内の二回差動復調データ
が更新されるタイミング）に内部データがクリアされ
る。
【００５７】キャリア周波数誤差記憶回路１２８は、セ
レクタ１３８と、セレクタ１３８により選択されたデー
タを格納するＲＡＭ１３９とから構成される。セレクタ
１３８には、制御回路１２５からパイロット信号選択デ
ータ発生回路１２４に供給するシフト量ｆｅが、パイロ
ット信号選択データ発生回路１２４に供給するタイミン
グに同期して供給される。それとともに、セレクタ１３
８には、後段に接続されているＲＡＭ１３９の出力がフ
ィードバックして入力されている。セレクタ１３５は、
最大値検出回路１２７の比較回路１３７から出力される
イネーブル信号に従い動作する。具体的には、イネーブ
ル信号が供給されたときには、制御回路１３８から供給
されたシフト量ｆｅをＲＡＭ１３９に格納し、イネーブ
ル信号が供給されなかったときには、ＲＡＭ１３９から
フィードバックされたシフト量ｆｅをＲＡＭ１３９に格
納する。このことにより、ＲＡＭ１３９には、ＣＰ信号
の累積加算結果が最大値となるＣＰ信号選択データのシ
フト量ｆｅが、ＲＡＭ１３９に格納されることとなる。
レクタ１３８と、セレクタ１３８により選択されたデー
タを格納するＲＡＭ１３９とから構成される。セレクタ
１３８には、制御回路１２５からパイロット信号選択デ
ータ発生回路１２４に供給するシフト量ｆｅが、パイロ
ット信号選択データ発生回路１２４に供給するタイミン
グに同期して供給される。それとともに、セレクタ１３
８には、後段に接続されているＲＡＭ１３９の出力がフ
ィードバックして入力されている。セレクタ１３５は、
最大値検出回路１２７の比較回路１３７から出力される
イネーブル信号に従い動作する。具体的には、イネーブ
ル信号が供給されたときには、制御回路１３８から供給
されたシフト量ｆｅをＲＡＭ１３９に格納し、イネーブ
ル信号が供給されなかったときには、ＲＡＭ１３９から
フィードバックされたシフト量ｆｅをＲＡＭ１３９に格
納する。このことにより、ＲＡＭ１３９には、ＣＰ信号
の累積加算結果が最大値となるＣＰ信号選択データのシ
フト量ｆｅが、ＲＡＭ１３９に格納されることとなる。
【００５８】そして、ゲート回路１２９は、１シンボル
期間毎のタイミングで、ＲＡＭ１３９に格納されている
シフト量ｆｅをラッチし、その値をサブキャリア間隔毎
のキャリア誤差値として出力する。
期間毎のタイミングで、ＲＡＭ１３９に格納されている
シフト量ｆｅをラッチし、その値をサブキャリア間隔毎
のキャリア誤差値として出力する。
【００５９】以上のように処理を行うことによって、広
帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号に対して、有効シンボル内に含まれて
いる複数のＣＰ信号を抽出し、抽出したそのＣＰ信号の
サブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの
程度シフトしているかを算出することができ、ＯＦＤＭ
信号のキャリア周波数誤差をサブキャリア間隔精度で算
出することができる。
帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号に対して、有効シンボル内に含まれて
いる複数のＣＰ信号を抽出し、抽出したそのＣＰ信号の
サブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの
程度シフトしているかを算出することができ、ＯＦＤＭ
信号のキャリア周波数誤差をサブキャリア間隔精度で算
出することができる。
【００６０】つぎに、ＣＰＥキャンセル回路１１２及び
ＣＰＥ算出回路１１３について図１２を用いて説明す
る。
ＣＰＥ算出回路１１３について図１２を用いて説明す
る。
【００６１】ＣＰＥキャンセル回路１１２は、図１２に
示すように、１シンボル遅延回路１４１と、複素乗算回
路１４２とを備えている。また、ＣＰＥ算出回路１１３
は、差動復調回路１５１と、ＣＰ選択回路１５２と、平
均化回路１５３と、Ｔａｎ-1回路１５４と、累積加算回
路１５５と、複素変換回路１５６とを備えている。
示すように、１シンボル遅延回路１４１と、複素乗算回
路１４２とを備えている。また、ＣＰＥ算出回路１１３
は、差動復調回路１５１と、ＣＰ選択回路１５２と、平
均化回路１５３と、Ｔａｎ-1回路１５４と、累積加算回
路１５５と、複素変換回路１５６とを備えている。
【００６２】差動復調回路１５１は、ＦＦＴ演算回路１
０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、
シンボル間の差動復調データを求める。この差動復調回
路１５１の回路構成は、上述した広帯域ｆｃ誤差算出回
路１０９の第１の差動復調回路１２１と同一の回路構成
となる。差動復調回路１５１は、算出したシンボル間の
差動復調データをＣＰ選択回路１５２に供給する。
０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、
シンボル間の差動復調データを求める。この差動復調回
路１５１の回路構成は、上述した広帯域ｆｃ誤差算出回
路１０９の第１の差動復調回路１２１と同一の回路構成
となる。差動復調回路１５１は、算出したシンボル間の
差動復調データをＣＰ選択回路１５２に供給する。
【００６３】ＣＰ選択回路１５２は、供給されたシンボ
ル間の一回差動復調データのうち、ＣＰ信号成分の一回
差動復調データを抽出する。ＣＰ信号は、上述したよう
に有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予め定
められた位置に複数含まれている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ
規格（２Ｋモード）においては、１シンボル内に４５個
のＣＰ信号が含まれている。ＣＰ選択回路１５２は、例
えば、ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのインデ
ックスを記憶しておき、そのインデックスのデータのみ
を抜き出すことによって、ＣＰ信号を選択する。ＣＰ信
号成分のシンボル間の一回差動復調データは、平均化回
路１５３に供給される。
ル間の一回差動復調データのうち、ＣＰ信号成分の一回
差動復調データを抽出する。ＣＰ信号は、上述したよう
に有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予め定
められた位置に複数含まれている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ
規格（２Ｋモード）においては、１シンボル内に４５個
のＣＰ信号が含まれている。ＣＰ選択回路１５２は、例
えば、ＣＰ信号が変調されているサブキャリアのインデ
ックスを記憶しておき、そのインデックスのデータのみ
を抜き出すことによって、ＣＰ信号を選択する。ＣＰ信
号成分のシンボル間の一回差動復調データは、平均化回
路１５３に供給される。
【００６４】平均化回路１５３は、ＣＰ信号のシンボル
間の一回差動復調データを、１シンボル内で平均化す
る。平均化回路１５３は、例えば４５個のＣＰ信号の一
回差動復調データの１シンボル内における平均値を求
め、その値をシンボル内の位相変動量として出力する。
この位相変動量は、Ｔａｎ-1回路１５３に供給される。
間の一回差動復調データを、１シンボル内で平均化す
る。平均化回路１５３は、例えば４５個のＣＰ信号の一
回差動復調データの１シンボル内における平均値を求
め、その値をシンボル内の位相変動量として出力する。
この位相変動量は、Ｔａｎ-1回路１５３に供給される。
【００６５】Ｔａｎ-1回路１５３は、複素信号として供
給される位相変動量に対して、実数成分と虚数成分との
アークタンジェントを演算することにより、位相変動量
の角度データを求める。求められた位相変動量の角度デ
ータは、累積加算回路１５５に供給される。
給される位相変動量に対して、実数成分と虚数成分との
アークタンジェントを演算することにより、位相変動量
の角度データを求める。求められた位相変動量の角度デ
ータは、累積加算回路１５５に供給される。
【００６６】累積加算回路１５５は、供給された角度デ
ータを累積加算する。１シンボル毎の位相変動成分を累
積加算することによって、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追
従していくことが可能となる。累積加算された角度デー
タは、複素変換回路１５６に供給される。
ータを累積加算する。１シンボル毎の位相変動成分を累
積加算することによって、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追
従していくことが可能となる。累積加算された角度デー
タは、複素変換回路１５６に供給される。
【００６７】複素変換回路１５６は、角度データを実数
成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ）とからなる複素信号に
変換する。複素信号に変換された位相変動量は、ＣＰＥ
補正信号として、ＣＰＥキャンセル回路１１２の複素乗
算回路１１２に供給される。
成分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ）とからなる複素信号に
変換する。複素信号に変換された位相変動量は、ＣＰＥ
補正信号として、ＣＰＥキャンセル回路１１２の複素乗
算回路１１２に供給される。
【００６８】一方、ＦＦＴ演算回路１０７から出力され
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１
１２の１シンボル遅延回路１４１により１シンボル分遅
延された後、ＣＰＥキャンセル回路１１２の複素乗算回
路１４２に供給される。ここで、１シンボル分遅延され
るのは、ＣＰＥ算出回路１１３によりＣＰＥ補正信号を
求める際に、差動復調を行うので、１シンボル分処理が
遅延するためである。
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１
１２の１シンボル遅延回路１４１により１シンボル分遅
延された後、ＣＰＥキャンセル回路１１２の複素乗算回
路１４２に供給される。ここで、１シンボル分遅延され
るのは、ＣＰＥ算出回路１１３によりＣＰＥ補正信号を
求める際に、差動復調を行うので、１シンボル分処理が
遅延するためである。
【００６９】複素乗算回路１４２は、１シンボル分遅延
されたＯＦＤＭ周波数領域信号と、ＣＰＥ算出回路１１
３の複素変換回路１５６から供給された位相変動量とを
複素乗算して、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれている
ＣＰＥ成分を除去する。
されたＯＦＤＭ周波数領域信号と、ＣＰＥ算出回路１１
３の複素変換回路１５６から供給された位相変動量とを
複素乗算して、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれている
ＣＰＥ成分を除去する。
【００７０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来のＯ
ＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ復調後の複素データに対し
て２回のシンボル間の差動復調を行い、広帯域のキャリ
ア周波数誤差を算出していた。しかしながら、このよう
な演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのデ
ィレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータ
に対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きく
なってしまう。
ＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ復調後の複素データに対し
て２回のシンボル間の差動復調を行い、広帯域のキャリ
ア周波数誤差を算出していた。しかしながら、このよう
な演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのデ
ィレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータ
に対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きく
なってしまう。
【００７１】また、従来のＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦ
Ｔ復調後の複素データに対してシンボル間の差動復調を
行い、ＣＰＥを算出していた。しかしながら、このよう
な演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのデ
ィレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータ
に対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きく
なってしまう。
Ｔ復調後の複素データに対してシンボル間の差動復調を
行い、ＣＰＥを算出していた。しかしながら、このよう
な演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのデ
ィレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータ
に対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きく
なってしまう。
【００７２】本発明は、以上のような問題を解決し、Ｏ
ＦＤＭ信号の広帯域のキャリア周波数誤差を簡易な構成
で精度よく算出し、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差
を補正することができ、また、ＯＦＤＭ信号のＣＰＥを
簡易な構成で精度よく算出し、ＯＦＤＭ信号のＣＰＥを
補正することができる受信装置及び受信方法を提供する
ことを目的とする。
ＦＤＭ信号の広帯域のキャリア周波数誤差を簡易な構成
で精度よく算出し、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差
を補正することができ、また、ＯＦＤＭ信号のＣＰＥを
簡易な構成で精度よく算出し、ＯＦＤＭ信号のＣＰＥを
補正することができる受信装置及び受信方法を提供する
ことを目的とする。
【００７３】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる復調装置
は、位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル
内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交
周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置に
おいて、キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信
号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波
数を補正するキャリア周波数補正手段と、上記キャリア
周波数補正手段によりキャリア周波数が補正された上記
ＯＦＤＭ信号を、１シンボル期間単位でフーリエ変換し
て各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波
数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数
領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域
信号の位相成分を算出する位相成分算出手段と、上記周
波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出す
る変動量算出手段と、上記パイロット信号の位相成分の
シンボル間の理論的な変動量と、上記変動量算出手段に
より算出された上記周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれている
パイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯ
ＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤
差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、上記広帯域
周波数誤差算出手段により算出された上記ＯＦＤＭ信号
のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づ
き、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリ
ア周波数誤差補正信号生成手段とを備えることを特徴と
する。
は、位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル
内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交
周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置に
おいて、キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信
号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波
数を補正するキャリア周波数補正手段と、上記キャリア
周波数補正手段によりキャリア周波数が補正された上記
ＯＦＤＭ信号を、１シンボル期間単位でフーリエ変換し
て各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波
数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数
領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域
信号の位相成分を算出する位相成分算出手段と、上記周
波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出す
る変動量算出手段と、上記パイロット信号の位相成分の
シンボル間の理論的な変動量と、上記変動量算出手段に
より算出された上記周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれている
パイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯ
ＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤
差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、上記広帯域
周波数誤差算出手段により算出された上記ＯＦＤＭ信号
のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づ
き、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリ
ア周波数誤差補正信号生成手段とを備えることを特徴と
する。
【００７４】この復調装置では、ＯＦＤＭ信号をフーリ
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリ
ア周波数誤差を算出し、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数誤差を補正する。
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリ
ア周波数誤差を算出し、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数誤差を補正する。
【００７５】本発明にかかる復調方法は、位相成分が同
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換するこ
とによって各サブキャリアに変調されている情報を復調
して、周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号の
実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相
成分を算出し、上記周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量を算出し、上記パイロット信号の位相成分
のシンボル間の理論的な変動量と上記周波数領域信号の
位相成分のシンボル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信
号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を
算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度の
キャリア周波数誤差を算出し、算出された上記ＯＦＤＭ
信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基
づき、キャリア周波数誤差補正信号を生成し、上記キャ
リア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複素乗
算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正する
ことを特徴とする。
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換するこ
とによって各サブキャリアに変調されている情報を復調
して、周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号の
実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相
成分を算出し、上記周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量を算出し、上記パイロット信号の位相成分
のシンボル間の理論的な変動量と上記周波数領域信号の
位相成分のシンボル間の変動量とから、上記ＯＦＤＭ信
号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を
算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度の
キャリア周波数誤差を算出し、算出された上記ＯＦＤＭ
信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基
づき、キャリア周波数誤差補正信号を生成し、上記キャ
リア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複素乗
算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正する
ことを特徴とする。
【００７６】この復調方法では、ＯＦＤＭ信号をフーリ
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリ
ア周波数誤差を算出し、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数誤差を補正する。
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリ
ア周波数誤差を算出し、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数誤差を補正する。
【００７７】本発明にかかる復調装置は、位相成分が同
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換して各
サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領
域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領域
信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号
の角度成分を算出する角度成分算出手段と、上記周波数
領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出する変
動量算出手段と、上記周波数領域信号の位相成分のシン
ボル間の変動量のうちパイロット信号の変動量を検出す
るパイロット信号検出手段と、上記パイロット信号の変
動量に基づき、角度成分からなる上記ＯＦＤＭ信号の位
相変動量を算出する位相変動量算出手段と、上記角度成
分からなる上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を複素信号に
変換して、上記位相変動量補正信号を生成する位相変動
量補正信号生成手段と、上記位相変動量補正信号と上記
周波数領域信号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号の
位相変動を補正する位相変動補正手段とを備えることを
特徴とする。
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換して各
サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領
域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領域
信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号
の角度成分を算出する角度成分算出手段と、上記周波数
領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出する変
動量算出手段と、上記周波数領域信号の位相成分のシン
ボル間の変動量のうちパイロット信号の変動量を検出す
るパイロット信号検出手段と、上記パイロット信号の変
動量に基づき、角度成分からなる上記ＯＦＤＭ信号の位
相変動量を算出する位相変動量算出手段と、上記角度成
分からなる上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を複素信号に
変換して、上記位相変動量補正信号を生成する位相変動
量補正信号生成手段と、上記位相変動量補正信号と上記
周波数領域信号とを複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号の
位相変動を補正する位相変動補正手段とを備えることを
特徴とする。
【００７８】この復調装置では、ＯＦＤＭ信号をフーリ
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量
を算出し、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正する。
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量
を算出し、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正する。
【００７９】本発明にかかる復調方法は、位相成分が同
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換して各
サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領
域信号を生成し、上記周波数領域信号の実数成分及び虚
数成分から、当該周波数領域信号の角度成分を算出し、
上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出し、上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の
変動量のうちパイロット信号の変動量を検出し、上記パ
イロット信号の変動量に基づき、角度成分からなる上記
ＯＦＤＭ信号の位相変動量を算出し、上記角度成分から
なる上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を複素信号に変換し
て、上記位相変動量補正信号を生成し、上記位相変動量
補正信号と上記周波数領域信号とを複素乗算して、上記
ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正することを特徴とする。
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記Ｏ
ＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換して各
サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領
域信号を生成し、上記周波数領域信号の実数成分及び虚
数成分から、当該周波数領域信号の角度成分を算出し、
上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出し、上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の
変動量のうちパイロット信号の変動量を検出し、上記パ
イロット信号の変動量に基づき、角度成分からなる上記
ＯＦＤＭ信号の位相変動量を算出し、上記角度成分から
なる上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を複素信号に変換し
て、上記位相変動量補正信号を生成し、上記位相変動量
補正信号と上記周波数領域信号とを複素乗算して、上記
ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正することを特徴とする。
【００８０】復調方法では、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変
換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボル間
の変動量に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を算
出し、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正する。
換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボル間
の変動量に基づき、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を算
出し、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正する。
【００８１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
【００８２】図１に本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置
のブロック構成図を示す。なお、図１では、ブロック間
で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分
を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場
合には細線で信号成分を表現している。
のブロック構成図を示す。なお、図１では、ブロック間
で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分
を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場
合には細線で信号成分を表現している。
【００８３】ＯＦＤＭ受信装置１は、この図１に示すよ
うに、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィル
タ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、デジタル直交
復調回路６と、ｆｃ補正回路７と、ＦＦＴ演算回路８
と、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９と、広帯域ｆｃ誤差・Ｃ
ＰＥ算出回路１０と、数値コントロール発振回路（ＮＣ
Ｏ）１１と、ＦＦＴウィンドウ同期回路１２と、ＣＰＥ
キャンセル回路１３と、ホールド回路１４と、イコライ
ザ１５と、検波・エラー訂正回路１６と、伝送制御情報
復調回路１７とを備えている。
うに、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィル
タ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、デジタル直交
復調回路６と、ｆｃ補正回路７と、ＦＦＴ演算回路８
と、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９と、広帯域ｆｃ誤差・Ｃ
ＰＥ算出回路１０と、数値コントロール発振回路（ＮＣ
Ｏ）１１と、ＦＦＴウィンドウ同期回路１２と、ＣＰＥ
キャンセル回路１３と、ホールド回路１４と、イコライ
ザ１５と、検波・エラー訂正回路１６と、伝送制御情報
復調回路１７とを備えている。
【００８４】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
【００８５】アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、
局部発振器３ａ及び乗算器３ｂからなるチューナ３によ
りＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。
ＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、
Ａ／Ｄ変換回路５によりデジタル化され、デジタル直交
復調回路６に供給される。Ａ／Ｄ変換回路５は、例え
ば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプ
リング数が２０４８サンプルでサンプリングできるよう
なクロックで、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０
（２０４８＋５１２）サンプルでサンプリングできるよ
うなクロックでサンプリングを行う。
局部発振器３ａ及び乗算器３ｂからなるチューナ３によ
りＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。
ＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、
Ａ／Ｄ変換回路５によりデジタル化され、デジタル直交
復調回路６に供給される。Ａ／Ｄ変換回路５は、例え
ば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプ
リング数が２０４８サンプルでサンプリングできるよう
なクロックで、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０
（２０４８＋５１２）サンプルでサンプリングできるよ
うなクロックでサンプリングを行う。
【００８６】デジタル直交復調回路６は、所定の周波数
（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デ
ジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドの
ＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６
から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ
（Fast Fourier Transform）演算される前のいわゆる時
間領域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信
号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調され
た結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジ
タル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域
信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デ
ジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドの
ＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６
から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ
（Fast Fourier Transform）演算される前のいわゆる時
間領域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信
号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調され
た結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジ
タル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域
信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
【００８７】ｆｃ補正回路７は、ＮＣＯ１１から出力さ
れたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信
号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波
数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例えば局部
発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ等によ
り生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置の誤差
であり、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤
り率が増大してしまう。ｆｃ補正回路７によりキャリア
周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦ
Ｔ演算回路８及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路９に供給され
る。
れたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信
号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波
数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例えば局部
発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ等によ
り生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置の誤差
であり、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤
り率が増大してしまう。ｆｃ補正回路７によりキャリア
周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦ
Ｔ演算回路８及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路９に供給され
る。
【００８８】ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して
変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ
演算回路８から出力される信号は、ＦＦＴされた後のい
わゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号と呼ぶ。
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して
変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ
演算回路８から出力される信号は、ＦＦＴされた後のい
わゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号と呼ぶ。
【００８９】ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭシンボルか
らガードインターバルの時間長分の信号を除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプ
ルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲
（ＦＦＴウィンドウ）がＦＦＴウィンドウ同期回路１２
により制御される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦ
ＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位
置までの間のいずれかの位置となる。
らガードインターバルの時間長分の信号を除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプ
ルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲
（ＦＦＴウィンドウ）がＦＦＴウィンドウ同期回路１２
により制御される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦ
ＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位
置までの間のいずれかの位置となる。
【００９０】このようにＦＦＴ演算回路８から出力され
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦ
ＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回
路１０、ＣＰＥキャンセル回路１３に供給される。
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑ
チャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦ
ＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回
路１０、ＣＰＥキャンセル回路１３に供給される。
【００９１】狭帯域ｆｃ誤差算出回路９は、デジタル直
交復調回路６によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ
時間領域信号に含まれる狭帯域のキャリア周波数誤差を
算出する。具体的に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９は、サ
ブキャリアの周波数間隔（例えば４.１４Ｈｚ）の±１
／２以下の精度でキャリア周波数誤差を算出する。狭帯
域ｆｃ誤差算出回路９により求められた狭帯域キャリア
周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。なお、この狭
帯域ｆｃ誤差算出回路９による狭帯域キャリア周波数誤
差の算出方法は、従来例において説明したものと同様で
ある。
交復調回路６によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ
時間領域信号に含まれる狭帯域のキャリア周波数誤差を
算出する。具体的に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９は、サ
ブキャリアの周波数間隔（例えば４.１４Ｈｚ）の±１
／２以下の精度でキャリア周波数誤差を算出する。狭帯
域ｆｃ誤差算出回路９により求められた狭帯域キャリア
周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。なお、この狭
帯域ｆｃ誤差算出回路９による狭帯域キャリア周波数誤
差の算出方法は、従来例において説明したものと同様で
ある。
【００９２】広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、
デジタル直交復調回路６によりデジタル直交復調した後
のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差
を算出する。具体的に、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回
路１０は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈ
ｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。
広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０により求められた
広帯域キャリア周波数誤差は、ホールド回路１４を介し
てＮＣＯ１１に供給される。また、広帯域ｆｃ誤差・Ｃ
ＰＥ算出回路１０は、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれる
ＣＰＥ（Common Phase Error）を検出し、このＣＰＥを
補正するためのＣＰＥ補正信号生成し、ＣＰＥキャンセ
ル回路１３に供給する。なお、この広帯域ｆｃ誤差・Ｃ
ＰＥ算出回路１０の具体的な内容については、その詳細
を後述する。
デジタル直交復調回路６によりデジタル直交復調した後
のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差
を算出する。具体的に、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回
路１０は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈ
ｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。
広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０により求められた
広帯域キャリア周波数誤差は、ホールド回路１４を介し
てＮＣＯ１１に供給される。また、広帯域ｆｃ誤差・Ｃ
ＰＥ算出回路１０は、ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれる
ＣＰＥ（Common Phase Error）を検出し、このＣＰＥを
補正するためのＣＰＥ補正信号生成し、ＣＰＥキャンセ
ル回路１３に供給する。なお、この広帯域ｆｃ誤差・Ｃ
ＰＥ算出回路１０の具体的な内容については、その詳細
を後述する。
【００９３】ＮＣＯ１１は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９
により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２以
下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤
差・ＣＰＥ算出回路１０により算出されたサブキャリア
周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算
し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波
数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。
このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、
ｆｃ補正回路７に供給される。このキャリア周波数誤差
補正信号は、ｆｃ補正回路７によりＯＦＤＭ時間領域信
号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周
波数誤差成分は除去される。
により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２以
下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤
差・ＣＰＥ算出回路１０により算出されたサブキャリア
周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算
し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波
数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。
このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、
ｆｃ補正回路７に供給される。このキャリア周波数誤差
補正信号は、ｆｃ補正回路７によりＯＦＤＭ時間領域信
号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周
波数誤差成分は除去される。
【００９４】ＦＦＴウィンドウ同期回路１２は、狭帯域
ｆｃ誤差算出回路９がサブキャリアの周波数間隔の±１
／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する
際に得られるＯＦＤＭシンボルの境界位置情報に基づ
き、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ演算の開始タイミン
グを求め、ＦＦＴ演算を行う範囲（ＦＦＴウィンドウ）
を制御する。
ｆｃ誤差算出回路９がサブキャリアの周波数間隔の±１
／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する
際に得られるＯＦＤＭシンボルの境界位置情報に基づ
き、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ演算の開始タイミン
グを求め、ＦＦＴ演算を行う範囲（ＦＦＴウィンドウ）
を制御する。
【００９５】ＣＰＥキャンセル回路１３は、ＯＦＤＭ周
波数領域信号に対して広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路
１０により算出されたＣＰＥ補正信号を複素乗算するこ
とによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣ
ＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。
波数領域信号に対して広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路
１０により算出されたＣＰＥ補正信号を複素乗算するこ
とによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣ
ＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。
【００９６】イコライザ１５は、スキャッタードパイロ
ット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信
号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等
化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂
正回路１６に供給される。
ット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信
号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等
化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂
正回路１６に供給される。
【００９７】検波・エラー訂正回路１６は、各サブキャ
リアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波
し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その
後、検波・エラー訂正回路１６は、復号したデータに対
してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２ト
ランスポートストリームを出力する。
リアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波
し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その
後、検波・エラー訂正回路１６は、復号したデータに対
してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２ト
ランスポートストリームを出力する。
【００９８】伝送制御情報復調回路１７は、所定のサキ
ャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission a
nd Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（T
ransmission Parameter Signaling）といった伝送制御
情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、
図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や
再生の制御に用いられる。また、伝送制御情報復調回路
１７は、伝送制御情報を検出できているか否かを示す伝
送制御情報検出信号を、ホールド回路１４に供給する。
ャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission a
nd Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（T
ransmission Parameter Signaling）といった伝送制御
情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、
図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や
再生の制御に用いられる。また、伝送制御情報復調回路
１７は、伝送制御情報を検出できているか否かを示す伝
送制御情報検出信号を、ホールド回路１４に供給する。
【００９９】つぎに、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路
１０について説明する。
１０について説明する。
【０１００】まず、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１
０による広帯域キャリア周波数誤差の算出原理について
説明する。
０による広帯域キャリア周波数誤差の算出原理について
説明する。
【０１０１】ＯＦＤＭ信号には、ＣＰ（Continual Pilo
ts）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれている。こ
のＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信
号であり、有効シンボル内の複数のインデックスのサブ
キャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれる
ＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、
予め規格により定められている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規
格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボル内に２
０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存在する
が、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が含まれ
ている。ＣＰ信号が挿入されている具体的なサブキャリ
アのインデックス番号は、従来例において説明したとお
りである。
ts）信号と呼ばれるパイロット信号が含まれている。こ
のＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信
号であり、有効シンボル内の複数のインデックスのサブ
キャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれる
ＣＰ信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、
予め規格により定められている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規
格（２Ｋモード）であれば、１つの有効シンボル内に２
０４８本のサブキャリア（０〜２０４７）が存在する
が、そのうち４５本のサブキャリアにＣＰ信号が含まれ
ている。ＣＰ信号が挿入されている具体的なサブキャリ
アのインデックス番号は、従来例において説明したとお
りである。
【０１０２】この広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０
は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度デー
タに変換した後、この角度データに対して時間的に前後
したシンボル間で２回の差分検出を行うことによってＣ
Ｐ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号の広帯域キ
ャリア周波数誤差を算出している。
は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度デー
タに変換した後、この角度データに対して時間的に前後
したシンボル間で２回の差分検出を行うことによってＣ
Ｐ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号の広帯域キ
ャリア周波数誤差を算出している。
【０１０３】また、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１
０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度デ
ータに変換した後、この角度データに対して時間的に前
後したシンボル間で一回の差分検出を行い、ＣＰＥを算
出している。
０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号を角度デ
ータに変換した後、この角度データに対して時間的に前
後したシンボル間で一回の差分検出を行い、ＣＰＥを算
出している。
【０１０４】広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０の具
体的な回路例について説明する。
体的な回路例について説明する。
【０１０５】図２に広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１
０のブロック構成図を示す。
０のブロック構成図を示す。
【０１０６】広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０は、
角度変換回路２１と、第１の１シンボルディレイ回路２
２と、第１の減算回路２３と、第２の１シンボルディレ
イ回路２４と、第２の減算回路２５と、コサイン回路２
６と、シフト量演算回路２７と、ＣＰ選択回路３１と、
平均化回路３２と、累積加算回路３３と、複素演算回路
３４とから構成される。
角度変換回路２１と、第１の１シンボルディレイ回路２
２と、第１の減算回路２３と、第２の１シンボルディレ
イ回路２４と、第２の減算回路２５と、コサイン回路２
６と、シフト量演算回路２７と、ＣＰ選択回路３１と、
平均化回路３２と、累積加算回路３３と、複素演算回路
３４とから構成される。
【０１０７】角度変換回路２１には、ＦＦＴ演算回路８
からＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。角度変換回
路２１は、複素信号として供給されるＯＦＤＭ周波数領
域信号に対して、実数成分と虚数成分とのアークタンジ
ェントを演算することにより、ＯＦＤＭ周波数領域信号
を角度データに変換する。求められた角度データは、第
１の１シンボルディレイ回路２２及び第１の減算回路２
３に供給される。
からＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。角度変換回
路２１は、複素信号として供給されるＯＦＤＭ周波数領
域信号に対して、実数成分と虚数成分とのアークタンジ
ェントを演算することにより、ＯＦＤＭ周波数領域信号
を角度データに変換する。求められた角度データは、第
１の１シンボルディレイ回路２２及び第１の減算回路２
３に供給される。
【０１０８】第１の１シンボルディレイ回路２２は、例
えばＦＩＦＯ等からなり、角度変換回路２１により角度
データとされたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１シンボル
分遅延させ、第１の減算回路２３に供給する。この第１
の１シンボルディレイ回路２２は、１有効シンボル分の
角度信号を格納するだけのメモリ容量（２０４８サンプ
ル分の容量）を有していればよい。
えばＦＩＦＯ等からなり、角度変換回路２１により角度
データとされたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１シンボル
分遅延させ、第１の減算回路２３に供給する。この第１
の１シンボルディレイ回路２２は、１有効シンボル分の
角度信号を格納するだけのメモリ容量（２０４８サンプ
ル分の容量）を有していればよい。
【０１０９】第１の減算回路２３は、例えば単純な加算
回路等からなり、１シンボル分遅延させた角度データ
と、遅延されていない角度データとの差分演算を行う。
ここで、角度データの一回のシンボル間の差分を演算す
ると、通常の情報データは、シンボル間でランダムな角
度を取るために、角度の差分をとった後の角度がデータ
毎にランダムとなる。それに対して、ＣＰ信号は、もと
もと全て一定位相の信号であることから、一回の角度の
差分をとると、本来の信号成分が除去される。それとと
もに、ＦＦＴ窓位相誤差及びキャリア位相誤差が除去さ
れる。ＣＰ信号に対して一回のシンボル間の角度の差分
を取ることにより残っている情報は、キャリア周波数誤
差、ＣＰＥ及び再生クロック周波数誤差に依存した位相
誤差となる。
回路等からなり、１シンボル分遅延させた角度データ
と、遅延されていない角度データとの差分演算を行う。
ここで、角度データの一回のシンボル間の差分を演算す
ると、通常の情報データは、シンボル間でランダムな角
度を取るために、角度の差分をとった後の角度がデータ
毎にランダムとなる。それに対して、ＣＰ信号は、もと
もと全て一定位相の信号であることから、一回の角度の
差分をとると、本来の信号成分が除去される。それとと
もに、ＦＦＴ窓位相誤差及びキャリア位相誤差が除去さ
れる。ＣＰ信号に対して一回のシンボル間の角度の差分
を取ることにより残っている情報は、キャリア周波数誤
差、ＣＰＥ及び再生クロック周波数誤差に依存した位相
誤差となる。
【０１１０】第１の減算回路２３は、演算結果を、一回
差分データとして、第２の減算回路２５、第２の１シン
ボルディレイ回路２４及びＣＰ選択回路３１に供給す
る。
差分データとして、第２の減算回路２５、第２の１シン
ボルディレイ回路２４及びＣＰ選択回路３１に供給す
る。
【０１１１】第２の１シンボルディレイ回路２４は、第
１の１シンボルディレイ回路２２と同様に、例えば、Ｆ
ＩＦＯ等からなり、第１の減算回路２３から供給される
一回差分データを、１シンボル分遅延させ、第２の減算
回路２４に供給する。この第２の１シンボルディレイ回
路２４も、１有効シンボル分の一回差分データを格納す
るだけのメモリ容量を有していればよい。
１の１シンボルディレイ回路２２と同様に、例えば、Ｆ
ＩＦＯ等からなり、第１の減算回路２３から供給される
一回差分データを、１シンボル分遅延させ、第２の減算
回路２４に供給する。この第２の１シンボルディレイ回
路２４も、１有効シンボル分の一回差分データを格納す
るだけのメモリ容量を有していればよい。
【０１１２】第２の減算回路２５は、第１の減算回路２
３と同様に、例えば単純な加算回路等からなり、１シン
ボル分遅延させた一回差分データと、遅延されていない
一回差分データとの差分演算を行う。この第２の減算回
路２５により差分演算がされると、結果として、角度デ
ータとされたＯＦＤＭ周波数領域信号を、シンボル間で
２回差分をとったこととなる。ここで、角度データの２
回のシンボル間の差分を演算すると、通常の情報データ
は、シンボル間でランダムな角度を取るため、一回のシ
ンボル間の差分をとったときと同様に、角度がデータ毎
にランダムとなる。それに対して、ＣＰ信号は、二回の
角度の差分をとると、ＣＰＥ及び再生クロック周波数誤
差に依存した位相誤差が除去され、キャリア周波数誤差
が残ることとなる。そして、一回目の角度差分演算後に
残った誤差は時間に依存しない情報のため、さらに二回
目の角度差分演算を行うことで、ＣＰ信号は、０の値に
収束することととなる。
３と同様に、例えば単純な加算回路等からなり、１シン
ボル分遅延させた一回差分データと、遅延されていない
一回差分データとの差分演算を行う。この第２の減算回
路２５により差分演算がされると、結果として、角度デ
ータとされたＯＦＤＭ周波数領域信号を、シンボル間で
２回差分をとったこととなる。ここで、角度データの２
回のシンボル間の差分を演算すると、通常の情報データ
は、シンボル間でランダムな角度を取るため、一回のシ
ンボル間の差分をとったときと同様に、角度がデータ毎
にランダムとなる。それに対して、ＣＰ信号は、二回の
角度の差分をとると、ＣＰＥ及び再生クロック周波数誤
差に依存した位相誤差が除去され、キャリア周波数誤差
が残ることとなる。そして、一回目の角度差分演算後に
残った誤差は時間に依存しない情報のため、さらに二回
目の角度差分演算を行うことで、ＣＰ信号は、０の値に
収束することととなる。
【０１１３】第２の減算回路２５は、演算結果である二
回差分データとして、コサイン回路２６に供給する。
回差分データとして、コサイン回路２６に供給する。
【０１１４】コサイン回路２６は、供給された二回差分
データに対してコサイン演算を行うことによって、角度
成分を、複素信号の実数成分（即ち、Ｉチャネル信号）
に変換する。そのため、Ｉチャネル信号に変換された二
回差分データは、情報データ成分がＩ軸上にランダムに
分布するのに対して、ＣＰ信号成分は、Ｉ軸上の１の値
に収束することとなる。コサイン回路２６は、Ｉチャネ
ル信号に変換した二回差分データを、シフト量算出回路
２７に供給する。
データに対してコサイン演算を行うことによって、角度
成分を、複素信号の実数成分（即ち、Ｉチャネル信号）
に変換する。そのため、Ｉチャネル信号に変換された二
回差分データは、情報データ成分がＩ軸上にランダムに
分布するのに対して、ＣＰ信号成分は、Ｉ軸上の１の値
に収束することとなる。コサイン回路２６は、Ｉチャネ
ル信号に変換した二回差分データを、シフト量算出回路
２７に供給する。
【０１１５】シフト量算出回路２７は、供給された二回
差分データからＣＰ信号を抽出してＣＰ信号のサブキャ
リア位置を算出し、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれて
いるＣＰ信号が本来配置されているサブキャリア位置か
らどの程度シフトしているかを、サブキャリア周波数間
隔精度で算出する。
差分データからＣＰ信号を抽出してＣＰ信号のサブキャ
リア位置を算出し、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれて
いるＣＰ信号が本来配置されているサブキャリア位置か
らどの程度シフトしているかを、サブキャリア周波数間
隔精度で算出する。
【０１１６】具体的に、シフト量算出回路２７の回路例
を図３に示す。
を図３に示す。
【０１１７】シフト量算出回路２７は、図３に示すよう
に、メモリ４１と、パイロット信号選択データ発生回路
４２と、制御回路４３と、累積加算回路４４と、最大値
検出回路４５と、キャリア周波数誤差記憶回路４６と、
第１のラッチ回路４７と、第２のラッチ回路４８とを有
している。
に、メモリ４１と、パイロット信号選択データ発生回路
４２と、制御回路４３と、累積加算回路４４と、最大値
検出回路４５と、キャリア周波数誤差記憶回路４６と、
第１のラッチ回路４７と、第２のラッチ回路４８とを有
している。
【０１１８】メモリ４１は、コサイン回路２６から出力
される１シンボル分のシンボル間の二回差分データ（Ｉ
チャネル信号）を、例えばサブキャリアのインデックス
順に格納する。メモリ４１は、パイロット信号選択デー
タ発生回路４２から与えられる読み出しアドレスに従
い、格納しているデータのうちアドレスで指定されたデ
ータのみを累積加算回路４４に供給する。
される１シンボル分のシンボル間の二回差分データ（Ｉ
チャネル信号）を、例えばサブキャリアのインデックス
順に格納する。メモリ４１は、パイロット信号選択デー
タ発生回路４２から与えられる読み出しアドレスに従
い、格納しているデータのうちアドレスで指定されたデ
ータのみを累積加算回路４４に供給する。
【０１１９】パイロット信号選択データ発生回路４２
は、メモリ４１に格納されている二回差分データ（Ｉチ
ャネル信号）のうち、ＣＰ（Continual Pilots）信号を
特定するためのアドレス情報を発生する。具体的には、
パイロット信号選択データ発生回路４２は、１つの有効
シンボルを構成する複数のサブキャリア（例えば２０４
８本のサブキャリア）の中から、ＣＰ信号が変調されて
いる複数のサブキャリア（例えば４５本のサブキャリ
ア）の配置位置を特定するインデックスの集合データを
保持しており、このインデックスの集合データをメモリ
４１の読み出しアドレスとして発生する。そして、この
読み出しアドレスとして指定されたデータが、累積加算
回路４４に供給される。具体的には、この読み出しアド
レスで特定される４５個のデータがメモリ４１から読み
出され、累積加算回路４４に供給される。なお、メモリ
４１に対して読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号
のインデックスを特定する集合データのことをＣＰ信号
選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択デー
タ発生回路４２は、制御回路４３から供給されるシフト
量ｆｅに応じて、そのＣＰ信号選択データを適宜シフト
させて（ＣＰ信号選択データを構成する各値に対して一
律に一定の値を加算または減算して）、メモリ４１に対
して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ４１から
複数回のデータの読み出しを行う。
は、メモリ４１に格納されている二回差分データ（Ｉチ
ャネル信号）のうち、ＣＰ（Continual Pilots）信号を
特定するためのアドレス情報を発生する。具体的には、
パイロット信号選択データ発生回路４２は、１つの有効
シンボルを構成する複数のサブキャリア（例えば２０４
８本のサブキャリア）の中から、ＣＰ信号が変調されて
いる複数のサブキャリア（例えば４５本のサブキャリ
ア）の配置位置を特定するインデックスの集合データを
保持しており、このインデックスの集合データをメモリ
４１の読み出しアドレスとして発生する。そして、この
読み出しアドレスとして指定されたデータが、累積加算
回路４４に供給される。具体的には、この読み出しアド
レスで特定される４５個のデータがメモリ４１から読み
出され、累積加算回路４４に供給される。なお、メモリ
４１に対して読み出しアドレスとして供給するＣＰ信号
のインデックスを特定する集合データのことをＣＰ信号
選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択デー
タ発生回路４２は、制御回路４３から供給されるシフト
量ｆｅに応じて、そのＣＰ信号選択データを適宜シフト
させて（ＣＰ信号選択データを構成する各値に対して一
律に一定の値を加算または減算して）、メモリ４１に対
して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ４１から
複数回のデータの読み出しを行う。
【０１２０】パイロット信号選択データ発生回路４２か
ら発生されるＣＰ信号選択データは、従来例において図
１１を用いて説明したものと同様のものを用いる。
ら発生されるＣＰ信号選択データは、従来例において図
１１を用いて説明したものと同様のものを用いる。
【０１２１】このようなメモリ４１へ読み出しアドレス
として供給するＣＰ信号選択データは、メモリ４１に格
納される二回差分データが更新されるまでの間に、例え
ば図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選択デ
ータが、順次発生される。即ち、１シンボル期間の間
に、−１０Δｆ〜１０Δｆのシフト量が順次パイロット
信号選択データ発生回路４２に供給され、それに伴い、
それぞれのシフト量ｆｅに対応した４５個のデータが、
例えば２１回順次に累積加算回路４４に供給される。
として供給するＣＰ信号選択データは、メモリ４１に格
納される二回差分データが更新されるまでの間に、例え
ば図１１に示したような２１パターンのＣＰ信号選択デ
ータが、順次発生される。即ち、１シンボル期間の間
に、−１０Δｆ〜１０Δｆのシフト量が順次パイロット
信号選択データ発生回路４２に供給され、それに伴い、
それぞれのシフト量ｆｅに対応した４５個のデータが、
例えば２１回順次に累積加算回路４４に供給される。
【０１２２】累積加算回路４４は、ＣＰ信号選択データ
により選択された複数の二回差分データが供給され、そ
れらの二回差分データを累積加算する。すなわち、ＣＰ
信号選択データにより選択された４５個の値をすべて累
積加算する。この累積加算回路４４は、ＣＰ信号選択デ
ータがメモリ４１に供給されるタイミングと同期してリ
セットされる。すなわち、１シンボル期間内に図１１に
示したような２１パターンのＣＰ信号選択データが供給
される場合には、各パターンで選択された二回差分デー
タが供給される毎にリセットされる。従って、累積加算
回路４４は、１シンボル期間内に、例えば２１個の累積
加算結果を、１つずつ順次出力していくこととなる。こ
の累積加算回路４４からの出力結果は、最大値検出回路
４５に供給される。
により選択された複数の二回差分データが供給され、そ
れらの二回差分データを累積加算する。すなわち、ＣＰ
信号選択データにより選択された４５個の値をすべて累
積加算する。この累積加算回路４４は、ＣＰ信号選択デ
ータがメモリ４１に供給されるタイミングと同期してリ
セットされる。すなわち、１シンボル期間内に図１１に
示したような２１パターンのＣＰ信号選択データが供給
される場合には、各パターンで選択された二回差分デー
タが供給される毎にリセットされる。従って、累積加算
回路４４は、１シンボル期間内に、例えば２１個の累積
加算結果を、１つずつ順次出力していくこととなる。こ
の累積加算回路４４からの出力結果は、最大値検出回路
４５に供給される。
【０１２３】最大値検出回路４５は、セレクタ５１と、
ＲＡＭ５２と、比較回路５３とを備え、累積加算回路４
４から出力される例えば２１個の累積加算結果のうち、
最大の累積加算結果（ＣＰ値累積加算結果）を選択し、
最大の累積加算結果が選択されたタイミングで、イネー
ブル信号を出力する。最大の累積加算結果が得られた場
合というのは、メモリ４１からにより読み出されたデー
タが、ＣＰ信号であることを示している。即ち、ＣＰ信
号は、その値が１に収束されており、それに対してその
他の情報データは、ランダムな値となっている。従っ
て、ＣＰ信号のみを抽出して累積加算すれば、その他の
情報データを累積加算した結果よりもその累積加算値が
高くなり、最大の累積加算結果を選択することによっ
て、ＣＰ信号のシフト量を得ることができる。
ＲＡＭ５２と、比較回路５３とを備え、累積加算回路４
４から出力される例えば２１個の累積加算結果のうち、
最大の累積加算結果（ＣＰ値累積加算結果）を選択し、
最大の累積加算結果が選択されたタイミングで、イネー
ブル信号を出力する。最大の累積加算結果が得られた場
合というのは、メモリ４１からにより読み出されたデー
タが、ＣＰ信号であることを示している。即ち、ＣＰ信
号は、その値が１に収束されており、それに対してその
他の情報データは、ランダムな値となっている。従っ
て、ＣＰ信号のみを抽出して累積加算すれば、その他の
情報データを累積加算した結果よりもその累積加算値が
高くなり、最大の累積加算結果を選択することによっ
て、ＣＰ信号のシフト量を得ることができる。
【０１２４】具体的には、比較回路５３がＲＡＭ５２に
格納されている値と、累積加算回路４４から供給された
累積加算結果とを比較し、ＲＡＭ５２に格納されている
値よりも累積加算回路４４から供給された累積加算結果
の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力する。こ
のイネーブル信号は、セレクタ５１に供給される。セレ
クタ５１は、イネーブル信号が供給されると、その累積
加算結果をＲＡＭ５２に格納する。従って、ＲＡＭ５２
には、累積加算回路４４から供給される例えば２１個の
累積加算結果のうち、最大の累積加算結果（ＣＰ値累積
加算結果）が格納されることとなり、また、比較回路５
３から出力されるイネーブル信号は、例えば２１個の累
積加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが
最後（１シンボル期間内での最後）の発生タイミングと
なる。なお、最大値検出回路４５のＲＡＭ５２は、１シ
ンボル期間毎（メモリ４１内の二回差分データが更新さ
れるタイミング）に内部データがクリアされる。
格納されている値と、累積加算回路４４から供給された
累積加算結果とを比較し、ＲＡＭ５２に格納されている
値よりも累積加算回路４４から供給された累積加算結果
の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力する。こ
のイネーブル信号は、セレクタ５１に供給される。セレ
クタ５１は、イネーブル信号が供給されると、その累積
加算結果をＲＡＭ５２に格納する。従って、ＲＡＭ５２
には、累積加算回路４４から供給される例えば２１個の
累積加算結果のうち、最大の累積加算結果（ＣＰ値累積
加算結果）が格納されることとなり、また、比較回路５
３から出力されるイネーブル信号は、例えば２１個の累
積加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが
最後（１シンボル期間内での最後）の発生タイミングと
なる。なお、最大値検出回路４５のＲＡＭ５２は、１シ
ンボル期間毎（メモリ４１内の二回差分データが更新さ
れるタイミング）に内部データがクリアされる。
【０１２５】また、ＲＡＭ５２に格納された累積加算結
果の最大値（ＣＰ値累積加算結果）は、第１のラッチ回
路４７に供給され、１シンボル毎のタイミングで第１の
ラッチ回路４７からホールド回路１４に供給される。
果の最大値（ＣＰ値累積加算結果）は、第１のラッチ回
路４７に供給され、１シンボル毎のタイミングで第１の
ラッチ回路４７からホールド回路１４に供給される。
【０１２６】キャリア周波数誤差記憶回路４６は、セレ
クタ５４と、セレクタ５４により選択されたデータを格
納するＲＡＭ５５とから構成される。セレクタ５４に
は、制御回路４３からパイロット信号選択データ発生回
路４２に供給するシフト量ｆｅが、パイロット信号選択
データ発生回路４２に供給するタイミングに同期して供
給される。それとともに、セレクタ５４には、後段に接
続されているＲＡＭ５５の出力がフィードバックして入
力されている。セレクタ５４は、最大値検出回路４５の
比較回路５３から出力されるイネーブル信号に従い動作
する。具体的には、イネーブル信号が供給されたときに
は、制御回路４３から供給されたシフト量ｆｅをＲＡＭ
５５に格納し、イネーブル信号が供給されなかったとき
には、ＲＡＭ５５からフィードバックされたシフト量ｆ
ｅをＲＡＭ５５に格納する。このことにより、ＲＡＭ５
５には、ＣＰ信号の累積加算結果が最大値となるＣＰ信
号選択データのシフト量ｆｅが、ＲＡＭ５５に格納され
ることとなる。
クタ５４と、セレクタ５４により選択されたデータを格
納するＲＡＭ５５とから構成される。セレクタ５４に
は、制御回路４３からパイロット信号選択データ発生回
路４２に供給するシフト量ｆｅが、パイロット信号選択
データ発生回路４２に供給するタイミングに同期して供
給される。それとともに、セレクタ５４には、後段に接
続されているＲＡＭ５５の出力がフィードバックして入
力されている。セレクタ５４は、最大値検出回路４５の
比較回路５３から出力されるイネーブル信号に従い動作
する。具体的には、イネーブル信号が供給されたときに
は、制御回路４３から供給されたシフト量ｆｅをＲＡＭ
５５に格納し、イネーブル信号が供給されなかったとき
には、ＲＡＭ５５からフィードバックされたシフト量ｆ
ｅをＲＡＭ５５に格納する。このことにより、ＲＡＭ５
５には、ＣＰ信号の累積加算結果が最大値となるＣＰ信
号選択データのシフト量ｆｅが、ＲＡＭ５５に格納され
ることとなる。
【０１２７】そして、第２のラッチ回路４８は、１シン
ボル期間毎のタイミングで、ＲＡＭ５５に格納されてい
るシフト量ｆｅをラッチし、その値をサブキャリア間隔
毎の広帯域キャリア周波数誤差値として出力する。
ボル期間毎のタイミングで、ＲＡＭ５５に格納されてい
るシフト量ｆｅをラッチし、その値をサブキャリア間隔
毎の広帯域キャリア周波数誤差値として出力する。
【０１２８】以上のように広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出
回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に
対して、有効シンボル内に含まれている複数のＣＰ信号
を抽出し、抽出したそのＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することができ、ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができ
る。
回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に
対して、有効シンボル内に含まれている複数のＣＰ信号
を抽出し、抽出したそのＣＰ信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することができ、ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができ
る。
【０１２９】また、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１
０は、図２に示す第１の減算回路２３から出力されたシ
ンボル間の一回差分データ（角度差分データ）を用い
て、ＣＰＥを求め、ＯＦＤＭ信号に含まれているＣＰＥ
をキャンセルするためのＣＰＥ補正信号を生成する。
０は、図２に示す第１の減算回路２３から出力されたシ
ンボル間の一回差分データ（角度差分データ）を用い
て、ＣＰＥを求め、ＯＦＤＭ信号に含まれているＣＰＥ
をキャンセルするためのＣＰＥ補正信号を生成する。
【０１３０】ＣＰ選択回路３１は、供給されたシンボル
間の一回差分データのうち、ＣＰ信号成分の一回差分デ
ータを抽出する。ＣＰ信号は、従来例において説明した
ように有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予
め定められた位置に複数含まれている。ＣＰ選択回路３
１は、例えば、ＣＰ信号が変調されているサブキャリア
のインデックスを記憶しておき、そのインデックスのデ
ータのみを抜き出すことによって、ＣＰ信号を選択す
る。ＣＰ信号成分のシンボル間の一回差分データは、平
均化回路３２に供給される。
間の一回差分データのうち、ＣＰ信号成分の一回差分デ
ータを抽出する。ＣＰ信号は、従来例において説明した
ように有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予
め定められた位置に複数含まれている。ＣＰ選択回路３
１は、例えば、ＣＰ信号が変調されているサブキャリア
のインデックスを記憶しておき、そのインデックスのデ
ータのみを抜き出すことによって、ＣＰ信号を選択す
る。ＣＰ信号成分のシンボル間の一回差分データは、平
均化回路３２に供給される。
【０１３１】平均化回路３２は、ＣＰ信号のシンボル間
の一回差分データを、１シンボル内で平均化する。平均
化回路３２は、例えば４５個のＣＰ信号の一回差分デー
タの１シンボル内における平均値を求め、その値をシン
ボル内の位相変動量として出力する。この位相変動量
は、累積加算回路３３に供給される。
の一回差分データを、１シンボル内で平均化する。平均
化回路３２は、例えば４５個のＣＰ信号の一回差分デー
タの１シンボル内における平均値を求め、その値をシン
ボル内の位相変動量として出力する。この位相変動量
は、累積加算回路３３に供給される。
【０１３２】累積加算回路３３は、供給された位相変動
量（角度データ）を、シンボル毎に累積加算していく。
１シンボル毎の位相変動成分を累積加算することによっ
て、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追従していくことが可能
となる。累積加算された角度データは、複素変換回路３
４に供給される。
量（角度データ）を、シンボル毎に累積加算していく。
１シンボル毎の位相変動成分を累積加算することによっ
て、ＯＦＤＭ信号の位相変動に追従していくことが可能
となる。累積加算された角度データは、複素変換回路３
４に供給される。
【０１３３】複素変換回路３４は、角度データを実数成
分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ）とからなる複素信号に変
換する。複素信号に変換された位相変動量は、ＣＰＥ補
正信号として、ＣＰＥキャンセル回路１３の複素乗算回
路３６に供給される。
分（Ｉ成分）と虚数成分（Ｑ）とからなる複素信号に変
換する。複素信号に変換された位相変動量は、ＣＰＥ補
正信号として、ＣＰＥキャンセル回路１３の複素乗算回
路３６に供給される。
【０１３４】一方、ＦＦＴ演算回路８から出力されたＯ
ＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１３の
１シンボル遅延回路３５により１シンボル分遅延された
後、ＣＰＥキャンセル回路１３の複素乗算回路３６に供
給される。ここで、１シンボル分遅延されるのは、広帯
域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０によってＣＰＥ補正信
号を求める際に、シンボル間の差分演算を行うので、１
シンボル分処理が遅延するためである。
ＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１３の
１シンボル遅延回路３５により１シンボル分遅延された
後、ＣＰＥキャンセル回路１３の複素乗算回路３６に供
給される。ここで、１シンボル分遅延されるのは、広帯
域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０によってＣＰＥ補正信
号を求める際に、シンボル間の差分演算を行うので、１
シンボル分処理が遅延するためである。
【０１３５】複素乗算回路３６は、１シンボル分遅延さ
れたＯＦＤＭ周波数領域信号と、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰ
Ｅ算出回路１０の複素変換回路３４から供給されたＣＰ
Ｅ補正信号とを複素乗算して、ＯＦＤＭ周波数領域信号
に含まれているＣＰＥ成分を除去する。
れたＯＦＤＭ周波数領域信号と、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰ
Ｅ算出回路１０の複素変換回路３４から供給されたＣＰ
Ｅ補正信号とを複素乗算して、ＯＦＤＭ周波数領域信号
に含まれているＣＰＥ成分を除去する。
【０１３６】以上のように広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出
回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に
対して、シンボル間の１回差分を検出することによっ
て、ＣＰＥを算出し、このＣＰＥを除去するためのＣＰ
Ｅ補正信号を生成することができ、このことにより、Ｏ
ＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥを除去する
ことができる。
回路１０は、ＦＦＴ演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に
対して、シンボル間の１回差分を検出することによっ
て、ＣＰＥを算出し、このＣＰＥを除去するためのＣＰ
Ｅ補正信号を生成することができ、このことにより、Ｏ
ＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥを除去する
ことができる。
【０１３７】以上のような広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出
回路１０では、複素信号からなるＯＦＤＭ周波数領域信
号を、角度データに変換した後に、広帯域キャリア周波
数誤差及びＣＰＥ補正信号を求めている。このように、
角度データに変換した後に広帯域キャリア周波数誤差や
ＣＰＥ補正信号を求めることによって、従来において複
素信号の差動復調を行うために２つのディメンジョンの
データを格納しなければならなかった遅延メモリの容量
を、少なくすることができる。また、この広帯域ｆｃ誤
差・ＣＰＥ算出回路１０では、差動演算を行う場合に、
角度データを取り扱うため、従来において複素乗算を行
っていた差動演算回路を、単純な加算回路を用いて構成
することができ、回路構成を単純化することができる。
回路１０では、複素信号からなるＯＦＤＭ周波数領域信
号を、角度データに変換した後に、広帯域キャリア周波
数誤差及びＣＰＥ補正信号を求めている。このように、
角度データに変換した後に広帯域キャリア周波数誤差や
ＣＰＥ補正信号を求めることによって、従来において複
素信号の差動復調を行うために２つのディメンジョンの
データを格納しなければならなかった遅延メモリの容量
を、少なくすることができる。また、この広帯域ｆｃ誤
差・ＣＰＥ算出回路１０では、差動演算を行う場合に、
角度データを取り扱うため、従来において複素乗算を行
っていた差動演算回路を、単純な加算回路を用いて構成
することができ、回路構成を単純化することができる。
【０１３８】なお、以上の広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出
回路１０では、広帯域キャリア周波数誤差を求めるにあ
たり、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回の差分演算
を行っているが、この差分演算を１回とすることも可能
である。
回路１０では、広帯域キャリア周波数誤差を求めるにあ
たり、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回の差分演算
を行っているが、この差分演算を１回とすることも可能
である。
【０１３９】また、各サブキャリアに変調されているデ
ータが、例えば、ＢＰＳＫやＱＰＳＫとっいった方式に
より変調されている場合には、図２に示したＣＰＥキャ
ンセル回路１３の１シンボル遅延回路３５が差動復調回
路に代えられ、また、累積加算回路３３が取り除かれ
る。また、イコライザ１６も取り除かれる。
ータが、例えば、ＢＰＳＫやＱＰＳＫとっいった方式に
より変調されている場合には、図２に示したＣＰＥキャ
ンセル回路１３の１シンボル遅延回路３５が差動復調回
路に代えられ、また、累積加算回路３３が取り除かれ
る。また、イコライザ１６も取り除かれる。
【０１４０】つぎに、ホールド回路１４について説明す
る。
る。
【０１４１】ホールド回路１４には、広帯域ｆｃ誤差・
ＣＰＥ算出回路１０内部のシフト量算出回路２７から広
帯域キャリア周波数誤差情報が供給される。この広帯域
キャリア周波数誤差情報は、１シンボル毎に更新され
る。そして、このホールド回路１４は、更新した広帯域
キャリア周波数誤差情報を、ＮＣＯ１１に供給する。
ＣＰＥ算出回路１０内部のシフト量算出回路２７から広
帯域キャリア周波数誤差情報が供給される。この広帯域
キャリア周波数誤差情報は、１シンボル毎に更新され
る。そして、このホールド回路１４は、更新した広帯域
キャリア周波数誤差情報を、ＮＣＯ１１に供給する。
【０１４２】このような処理を行うとともにホールド回
路１４は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０のシフ
ト量算出回路２７から供給されるＣＰ値累積加算結果や
伝送制御情報復調回路１７から供給される伝送制御信号
検出情報といった復調の信頼性を示す情報に基づき、広
帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしている
か否かを判断し、誤検出をしている場合には、広帯域キ
ャリア周波数誤差の情報を更新せずに、前シンボルにお
いて出力した広帯域キャリア周波数誤差を出力するよう
にしている。
路１４は、広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０のシフ
ト量算出回路２７から供給されるＣＰ値累積加算結果や
伝送制御情報復調回路１７から供給される伝送制御信号
検出情報といった復調の信頼性を示す情報に基づき、広
帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしている
か否かを判断し、誤検出をしている場合には、広帯域キ
ャリア周波数誤差の情報を更新せずに、前シンボルにお
いて出力した広帯域キャリア周波数誤差を出力するよう
にしている。
【０１４３】一般に、ＯＦＤＭ信号の復調状態が安定的
に動作している状態にあれば、キャリア周波数誤差の変
動は非常に少なく、そのため、広帯域キャリア周波数誤
差は、ほとんど変動しない。従って、シフト量算出回路
２７からの出力は、安定状態においては、その値が一定
の状態となる。それに対し、シフト量算出回路２７から
出力された広帯域キャリア周波数誤差が変動する場合
は、初期動作時における周波数ロック動作を行っている
場合、受信機等の状態の変動等によりＯＦＤＭ信号のキ
ャリア周波数がなんらかの理由で本当に変動した場合、
或いは、キャリア周波数は変動していないがノイズ等の
影響により本当のキャリア周波数が検出できなかった場
合等がある。
に動作している状態にあれば、キャリア周波数誤差の変
動は非常に少なく、そのため、広帯域キャリア周波数誤
差は、ほとんど変動しない。従って、シフト量算出回路
２７からの出力は、安定状態においては、その値が一定
の状態となる。それに対し、シフト量算出回路２７から
出力された広帯域キャリア周波数誤差が変動する場合
は、初期動作時における周波数ロック動作を行っている
場合、受信機等の状態の変動等によりＯＦＤＭ信号のキ
ャリア周波数がなんらかの理由で本当に変動した場合、
或いは、キャリア周波数は変動していないがノイズ等の
影響により本当のキャリア周波数が検出できなかった場
合等がある。
【０１４４】ここで、キャリア周波数は変動していなが
ノイズ等の影響により本当のキャリア周波数が検出でき
なかった場合、即ち、キャリア周波数の誤検出をしてい
る場合には、その誤検出情報に基づきキャリア周波数誤
差を補正すれば、受信状態が悪化してキャリア周波数の
ロックができなくなってしまう。
ノイズ等の影響により本当のキャリア周波数が検出でき
なかった場合、即ち、キャリア周波数の誤検出をしてい
る場合には、その誤検出情報に基づきキャリア周波数誤
差を補正すれば、受信状態が悪化してキャリア周波数の
ロックができなくなってしまう。
【０１４５】従って、ホールド回路１４では、シフト量
算出回路２７から供給された広帯域キャリア周波数誤差
情報が変動した場合、その変動が確かなものか否かを判
断し、即ち、その変動の信頼性を判断し、その変動の信
頼性が低い場合には、広帯域キャリア周波数誤差情報を
更新せずに、変動前の値にホールドする処理を行う。つ
まり、ホールド回路２７は、ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数が本当に変動したのか、或いは、ノイズ等によりキ
ャリア周波数誤差をの誤検出を行っているのかを判断
し、キャリア周波数誤差の誤検出をしていると判断する
場合には、その値を更新しない処理を行う。
算出回路２７から供給された広帯域キャリア周波数誤差
情報が変動した場合、その変動が確かなものか否かを判
断し、即ち、その変動の信頼性を判断し、その変動の信
頼性が低い場合には、広帯域キャリア周波数誤差情報を
更新せずに、変動前の値にホールドする処理を行う。つ
まり、ホールド回路２７は、ＯＦＤＭ信号のキャリア周
波数が本当に変動したのか、或いは、ノイズ等によりキ
ャリア周波数誤差をの誤検出を行っているのかを判断
し、キャリア周波数誤差の誤検出をしていると判断する
場合には、その値を更新しない処理を行う。
【０１４６】具体的に、その変動に信頼性を判断する情
報としては、２回差分をとったＣＰ信号の１シンボル内
の累積加算結果や、ＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御
情報の再生結果等を用いて判断することが可能である。
報としては、２回差分をとったＣＰ信号の１シンボル内
の累積加算結果や、ＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御
情報の再生結果等を用いて判断することが可能である。
【０１４７】ここで、ＣＰ信号の１シンボル内の累積加
算結果やＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御情報を、信
頼性を判断する情報として用いることが可能なのは以下
のような理由による。
算結果やＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御情報を、信
頼性を判断する情報として用いることが可能なのは以下
のような理由による。
【０１４８】例えばＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）であ
れば、１シンボル内に４５個のＣＰ信号が含まれてい
る。このＣＰ信号の角度成分をシンボル間で２回差分を
とり（或いは２回差動復調）をし、それらの実数成分
（Ｉチャネル成分）を１シンボル内で累積加算したと
き、その累積加算結果は、理想的には、４５となる。す
なわち、２回差分をとったとき、ＣＰ信号の角度成分
は、０に収束するため、その実数成分は、１に収束す
る。その値を４５個累積すれば、４５という値になる。
れば、１シンボル内に４５個のＣＰ信号が含まれてい
る。このＣＰ信号の角度成分をシンボル間で２回差分を
とり（或いは２回差動復調）をし、それらの実数成分
（Ｉチャネル成分）を１シンボル内で累積加算したと
き、その累積加算結果は、理想的には、４５となる。す
なわち、２回差分をとったとき、ＣＰ信号の角度成分
は、０に収束するため、その実数成分は、１に収束す
る。その値を４５個累積すれば、４５という値になる。
【０１４９】ここで、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）の
ＯＦＤＭ信号を受信した場合における、１シンボル内す
べてのＣＰ信号の二回差動復調した累積加算結果と、Ｃ
Ｐ信号以外の二回差動復調した情報データを４５個累積
加算した結果とを比較した実験結果を図４に示す。この
図４では、横軸に、Ｃ／Ｎ比をとっている。
ＯＦＤＭ信号を受信した場合における、１シンボル内す
べてのＣＰ信号の二回差動復調した累積加算結果と、Ｃ
Ｐ信号以外の二回差動復調した情報データを４５個累積
加算した結果とを比較した実験結果を図４に示す。この
図４では、横軸に、Ｃ／Ｎ比をとっている。
【０１５０】ＣＰ信号の累積加算結果は、Ｃ／Ｎ比が高
い場合には、理想的にはその値が４５となるが、ノイズ
等が含まれていればその値は減少する。しかしながら、
ノイズが大きくなったとしても、ある程度のＣ／Ｎ比が
稼げていれば、ある一定の値（例えば２０）以下となる
ことはほとんどない。
い場合には、理想的にはその値が４５となるが、ノイズ
等が含まれていればその値は減少する。しかしながら、
ノイズが大きくなったとしても、ある程度のＣ／Ｎ比が
稼げていれば、ある一定の値（例えば２０）以下となる
ことはほとんどない。
【０１５１】それに対して、ＣＰ信号ではない情報デー
タの累積加算結果は、Ｃ／Ｎ比の大きさに関わらず、そ
の値が、ある一定の値（例えば１３）以上となることは
ほとんどない。
タの累積加算結果は、Ｃ／Ｎ比の大きさに関わらず、そ
の値が、ある一定の値（例えば１３）以上となることは
ほとんどない。
【０１５２】従って、閾値を、ＣＰ信号の累積加算結果
として得られる最小値以下であって、情報データの累積
加算結果として得られる最大値以上と設定（具体的に図
４に示す例では、１３以上２０以下）に設定し、広帯域
ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０によりＣＰ信号として判
断された累積加算結果（即ち、シフト量算出回路２７か
ら出力されるＣＰ累積加算結果）が、この閾値以下であ
れば、誤検出をしていると判断することができる。
として得られる最小値以下であって、情報データの累積
加算結果として得られる最大値以上と設定（具体的に図
４に示す例では、１３以上２０以下）に設定し、広帯域
ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０によりＣＰ信号として判
断された累積加算結果（即ち、シフト量算出回路２７か
ら出力されるＣＰ累積加算結果）が、この閾値以下であ
れば、誤検出をしていると判断することができる。
【０１５３】また、ＴＰＳやＴＭＣＣといった伝送制御
情報には、情報データの変調方式や、帯域幅、符号化率
等といったデータの復調及び復号のために必要な非常に
重要な情報が含まれている。そのため、この伝送制御情
報は、通常の情報データよりも誤りに強い変調方式（例
えばＤＢＰＳＫ）等を用い、また、複数シンボルに亘り
同一情報を伝送し、例えば６８シンボルに亘り同一の情
報を伝送し、復調の確実性をもたせている。
情報には、情報データの変調方式や、帯域幅、符号化率
等といったデータの復調及び復号のために必要な非常に
重要な情報が含まれている。そのため、この伝送制御情
報は、通常の情報データよりも誤りに強い変調方式（例
えばＤＢＰＳＫ）等を用い、また、複数シンボルに亘り
同一情報を伝送し、例えば６８シンボルに亘り同一の情
報を伝送し、復調の確実性をもたせている。
【０１５４】そのため、ノイズによりデータの復調が困
難な場合であったとしても、ＴＰＳやＴＭＣＣといった
伝送制御情報は、再生が可能となる。
難な場合であったとしても、ＴＰＳやＴＭＣＣといった
伝送制御情報は、再生が可能となる。
【０１５５】従って、このような伝送情報が復調されて
いれば、ほぼ正常にキャリア周波数誤差が設定されてい
ると判断することができる。
いれば、ほぼ正常にキャリア周波数誤差が設定されてい
ると判断することができる。
【０１５６】このようにホールド回路１４は、ＣＰ信号
の累積加算結果やＴＰＳやＴＭＣＣ等の伝送制御情報と
いった復調の信頼性を示す情報に基づき、広帯域ｆｃ誤
差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしていないかどうか
を判断することができる。
の累積加算結果やＴＰＳやＴＭＣＣ等の伝送制御情報と
いった復調の信頼性を示す情報に基づき、広帯域ｆｃ誤
差・ＣＰＥ算出回路１０が誤検出をしていないかどうか
を判断することができる。
【０１５７】具体的に、ホールド回路１４は、以上のＣ
Ｐ信号の累積加算結果や伝送制御情報を用いて、以下の
ような処理を行う。
Ｐ信号の累積加算結果や伝送制御情報を用いて、以下の
ような処理を行う。
【０１５８】ホールド回路１４は、シフト量演算回路２
７から広帯域キャリア周波数誤差情報が供給されると、
供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を、前シンボ
ルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を
比較し、その値が変動したのかどうを判断する。判断を
行った結果、前シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情
報と、当該シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報と
が異なった値であった場合、続いて、シフト量算出回路
２７から供給されたＣＰ累積加算結果が所定の閾値以下
であるかどうかを判断する。そして、このＣＰ累積加算
結果が所定の閾値以下である場合には、供給された広帯
域キャリア周波数誤差情報を更新せずに、前シンボルに
おいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報をホー
ルドして、ＮＣＯ１１に供給する。
７から広帯域キャリア周波数誤差情報が供給されると、
供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を、前シンボ
ルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を
比較し、その値が変動したのかどうを判断する。判断を
行った結果、前シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情
報と、当該シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報と
が異なった値であった場合、続いて、シフト量算出回路
２７から供給されたＣＰ累積加算結果が所定の閾値以下
であるかどうかを判断する。そして、このＣＰ累積加算
結果が所定の閾値以下である場合には、供給された広帯
域キャリア周波数誤差情報を更新せずに、前シンボルに
おいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報をホー
ルドして、ＮＣＯ１１に供給する。
【０１５９】また、例えば、ホールド回路１４は、シフ
ト量演算回路２７から広帯域キャリア周波数誤差情報が
供給されると、供給された広帯域キャリア周波数誤差情
報を、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周
波数誤差情報を比較し、その値が変動したのかどうを判
断する。判断を行った結果、前シンボルの広帯域キャリ
ア周波数誤差情報と、当該シンボルの広帯域キャリア周
波数誤差情報とが異なった値であった場合、続いて、伝
送制御信号検出情報が供給されたかどうか（即ち、ＴＰ
ＳやＴＭＣＣ等の伝送制御情報が検出されているかどう
か）の判断をする。伝送制御情報が検出されている場合
には、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を更新
せずに、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア
周波数誤差情報をホールドして、ＮＣＯ１１に供給す
る。
ト量演算回路２７から広帯域キャリア周波数誤差情報が
供給されると、供給された広帯域キャリア周波数誤差情
報を、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周
波数誤差情報を比較し、その値が変動したのかどうを判
断する。判断を行った結果、前シンボルの広帯域キャリ
ア周波数誤差情報と、当該シンボルの広帯域キャリア周
波数誤差情報とが異なった値であった場合、続いて、伝
送制御信号検出情報が供給されたかどうか（即ち、ＴＰ
ＳやＴＭＣＣ等の伝送制御情報が検出されているかどう
か）の判断をする。伝送制御情報が検出されている場合
には、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を更新
せずに、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア
周波数誤差情報をホールドして、ＮＣＯ１１に供給す
る。
【０１６０】以上のようにホールド回路１４は、広帯域
ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０から供給された広帯域キ
ャリア周波数誤差情報の信頼性を判断し、その信頼性が
低い場合には広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤
検出をしているものとして、広帯域キャリア周波数誤差
を前シンボルの値にホールドする。このことにより、ホ
ールド回路１４では、雑音やフェージングの影響により
正確なキャリア周波数誤差の検出が困難な状態となって
も、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数補正制御動作の同期
を安定的に保持し、誤動作を防止することができる。
ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０から供給された広帯域キ
ャリア周波数誤差情報の信頼性を判断し、その信頼性が
低い場合には広帯域ｆｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０が誤
検出をしているものとして、広帯域キャリア周波数誤差
を前シンボルの値にホールドする。このことにより、ホ
ールド回路１４では、雑音やフェージングの影響により
正確なキャリア周波数誤差の検出が困難な状態となって
も、ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数補正制御動作の同期
を安定的に保持し、誤動作を防止することができる。
【０１６１】なお、このホールド回路１４は、広帯域ｆ
ｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０から出力される広帯域キャ
リア周波数誤差情報をホールドするような構成としてい
るが、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９から出力される情報も
ホールドするような構成としてもよ。
ｃ誤差・ＣＰＥ算出回路１０から出力される広帯域キャ
リア周波数誤差情報をホールドするような構成としてい
るが、狭帯域ｆｃ誤差算出回路９から出力される情報も
ホールドするような構成としてもよ。
【０１６２】また、ホールド回路１４は、ＣＰ信号の累
積加算値や伝送制御信号に基づき、キャリア周波数の誤
検出を行っているか否かを判断しているが、例えば、エ
ラー訂正量等のその他の情報を用いて判断してもよい。
積加算値や伝送制御信号に基づき、キャリア周波数の誤
検出を行っているか否かを判断しているが、例えば、エ
ラー訂正量等のその他の情報を用いて判断してもよい。
【０１６３】
【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られる周波数領
域信号の位相成分のシンボル間の変動量に基づき、サブ
キャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出し、上記
ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正する。このこ
とにより本発明では、広帯域キャリア周波数誤差を簡易
な構成で精度よく算出し、高精度にＯＦＤＭ信号のキャ
リア周波数誤差を補正することができる。
は、ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換して得られる周波数領
域信号の位相成分のシンボル間の変動量に基づき、サブ
キャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出し、上記
ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差を補正する。このこ
とにより本発明では、広帯域キャリア周波数誤差を簡易
な構成で精度よく算出し、高精度にＯＦＤＭ信号のキャ
リア周波数誤差を補正することができる。
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置の要部のブロック構成図
である。
である。
【図３】上記ＯＦＤＭ受信装置の広帯域ｆｃ誤差・ＣＰ
Ｅ算出回路内のシフト量演算回路のブロック構成図であ
る。
Ｅ算出回路内のシフト量演算回路のブロック構成図であ
る。
【図４】ＤＶＢ−Ｔ規格のＯＦＤＭ信号を受信した場合
における、１シンボル内すべてのＣＰ信号の二回差動復
調した累積加算結果と、ＣＰ信号以外の二回差動復調し
た情報データを４５個累積加算した結果とを比較した実
験結果を示す図である。
における、１シンボル内すべてのＣＰ信号の二回差動復
調した累積加算結果と、ＣＰ信号以外の二回差動復調し
た情報データを４５個累積加算した結果とを比較した実
験結果を示す図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であ
る。
る。
【図６】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説
明するための図である。
明するための図である。
【図７】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動
させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
【図８】狭帯域キャリア周波数誤差について説明するた
めの図である。
めの図である。
【図９】ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回のシンボ
ル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出する
ことができる原理を説明するための図である。
ル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出する
ことができる原理を説明するための図である。
【図１０】上記従来のＯＦＤＭ受信装置の広帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
ア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図１１】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のパイロット信
号選択データ発生回路から発生されるＣＰ信号選択デー
タのデータ例を説明する図である。
号選択データ発生回路から発生されるＣＰ信号選択デー
タのデータ例を説明する図である。
【図１２】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のＣＰＥ誤差算
出回路のブロック構成図である。
出回路のブロック構成図である。
１ ＯＦＤＭ受信装置、６ デジタル直交復調回路、７
ｆｃ補正回路、８ＦＦＴ演算回路、 ９ 狭帯域ｆｃ
誤差算出回路、１０ 広帯域ｆｃ誤差算出回路、１１
数値制御発振器、１２ ＦＦＴウィンドウ同期回路、１
３ ＣＰＥキャンセル回路、１４ ホールド回路、１５
イコライザ、１６ 検波・エラー訂正回路、１７ 伝
送制御情報復調回路
ｆｃ補正回路、８ＦＦＴ演算回路、 ９ 狭帯域ｆｃ
誤差算出回路、１０ 広帯域ｆｃ誤差算出回路、１１
数値制御発振器、１２ ＦＦＴウィンドウ同期回路、１
３ ＣＰＥキャンセル回路、１４ ホールド回路、１５
イコライザ、１６ 検波・エラー訂正回路、１７ 伝
送制御情報復調回路
フロントページの続き (72)発明者 松宮 功 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5C025 AA11 AA25 BA30 DA01 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD43
Claims (10)
- 【請求項１】 位相成分が同一とされたパイロット信号
がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調され
ている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する
復調装置において、 キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号とを複
素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を補正
するキャリア周波数補正手段と、 上記キャリア周波数補正手段によりキャリア周波数が補
正された上記ＯＦＤＭ信号を、１シンボル期間単位でフ
ーリエ変換して各サブキャリアに変調されている情報を
復調し、周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段
と、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
周波数領域信号の位相成分を算出する位相成分算出手段
と、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出する変動量算出手段と、 上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な
変動量と、上記変動量算出手段により算出された上記周
波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量とから、
上記ＯＦＤＭ信号に含まれているパイロット信号のサブ
キャリア位置を算出して、このＯＦＤＭ信号のサブキャ
リア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出する広帯域周
波数誤差算出手段と、 上記広帯域周波数誤差算出手段により算出された上記Ｏ
ＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤
差に基づき、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成す
るキャリア周波数誤差補正信号生成手段とを備える復調
装置。 - 【請求項２】 上記変動量算出手段は、 上記周波数領域信号の位相成分をシンボル間で減算して
第１の差分量を算出する第１の差分量算出部と、上記第
１の差分量をシンボル間で減算して第２の差分量を算出
する第２の差分量算出部とを有し、上記第２の差分量を
上記周波数領域信号の位相成分の変動量として出力する
ことを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 上記フーリエ変換手段により復調された
周波数領域信号の位相雑音を検出し、この位相雑音に基
づき位相雑音補正信号を生成する位相雑音補正信号生成
手段と、 上記位相雑音補正信号生成手段により生成された位相雑
音補正信号と、上記フーリエ変換手段により復調された
周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号
の位相雑音を補正する位相雑音補正手段とを備え、 上記位相雑音補正信号生成手段は、 上記変動量算出手段の上記第１の差分量算出部により算
出された第１の差分量からパイロット信号のシンボル間
の位相雑音成分を抽出するパイロット信号抽出部と、 上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音を１シンボ
ル毎に累積加算する累積加算部と、 上記累積加算部による累積加算結果を複素信号に変換し
て上記位相雑音補正信号を生成する信号変換部とを有す
ることを特徴とする請求項２記載の復調装置。 - 【請求項４】 上記キャリア周波数補正手段によりキャ
リア周波数が補正された上記ＯＦＤＭ信号を時間軸上に
変化させたときの自己相関関数を算出し、この自己相関
関数のピーク値における当該自己相関関数の位相成分に
基づき、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔以下の精
度のキャリア周波数誤差を算出する狭帯域周波数誤差算
出手段を備え、 上記周波数誤差補正信号生成手段は、上記広帯域周波数
誤差算出手段により算出されたサブキャリア間隔でのキ
ャリア周波数誤差、及び、上記狭帯域周波数誤差算出手
段により算出されたサブキャリア間隔以下の精度のキャ
リア周波数誤差と加算し、この加算結果に基づき、上記
キャリア周波数誤差補正信号を生成することを特徴とす
る請求項１記載の復調装置。 - 【請求項５】 位相成分が同一とされたパイロット信号
がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調され
ている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する
復調装置において、 上記ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換
して各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周
波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
周波数領域信号の角度成分を算出する角度成分算出手段
と、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出する変動量算出手段と、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量の
うちパイロット信号の変動量を検出するパイロット信号
検出手段と、 上記パイロット信号の変動量に基づき、角度成分からな
る上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を算出する位相変動量
算出手段と、 上記角度成分からなる上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を
複素信号に変換して、上記位相変動量補正信号を生成す
る位相変動量補正信号生成手段と、 上記位相変動量補正信号と上記周波数領域信号とを複素
乗算して、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正する位相
変動補正手段とを備えることを特徴とする復調装置。 - 【請求項６】 位相成分が同一とされたパイロット信号
がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調され
ている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する
復調方法において、 上記ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換
することによって各サブキャリアに変調されている情報
を復調して、周波数領域信号を生成し、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
周波数領域信号の位相成分を算出し、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出し、 上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な
変動量と上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の
変動量とから、上記ＯＦＤＭ信号に含まれているパイロ
ット信号のサブキャリア位置を算出して、このＯＦＤＭ
信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算
出し、 算出された上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア間隔精度の
キャリア周波数誤差に基づき、キャリア周波数誤差補正
信号を生成し、 上記キャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ信号と
を複素乗算して、上記ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数を
補正することを特徴とする復調方法。 - 【請求項７】 上記周波数領域信号の位相成分をシンボ
ル間で減算して第１の差分量を算出し、上記第１の差分
量をシンボル間で減算して第２の差分量を算出して、上
記周波数領域信号の位相成分の変動量を求めることを特
徴とする請求項６記載の復調方法。 - 【請求項８】 上記周波数領域信号の第１の差分量に含
まれているパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分
を抽出し、 上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を１シ
ンボル毎に累積加算し、 累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信
号を生成し、 位相雑音補正信号と上記フーリエ変換により復調された
周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号
の位相雑音を補正することを特徴とする請求項７記載の
復調方法。 - 【請求項９】 上記ＯＦＤＭ信号を時間軸上に変化させ
たときの自己相関関数を算出し、 上記自己相関関数のピーク値における当該自己相関関数
の位相成分に基づき、上記ＯＦＤＭ信号のサブキャリア
間隔以下の精度のキャリア周波数誤差を算出し、 上記サブキャリア間隔でのキャリア周波数誤差、及び、
上記サブキャリア間隔以下の精度のキャリア周波数誤差
と加算し、この加算結果に基づき、上記キャリア周波数
誤差補正信号を生成することを特徴とする請求項６記載
の復調方法。 - 【請求項１０】 位相成分が同一とされたパイロット信
号がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調さ
れている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調方法において、 上記ＯＦＤＭ信号を１シンボル期間単位でフーリエ変換
して各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周
波数領域信号を生成し、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
周波数領域信号の角度成分を算出し、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出し、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量の
うちパイロット信号の変動量を検出し、 上記パイロット信号の変動量に基づき、角度成分からな
る上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を算出し、 上記角度成分からなる上記ＯＦＤＭ信号の位相変動量を
複素信号に変換して、上記位相変動量補正信号を生成
し、 上記位相変動量補正信号と上記周波数領域信号とを複素
乗算して、上記ＯＦＤＭ信号の位相変動を補正すること
を特徴とする復調方法。
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