JP2001308821A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents

復調装置及び復調方法

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 OFDM信号の広帯域のキャリア周波数誤差
を簡易な構成で精度よく算出する。 【解決手段】 広帯域fc誤差・CPE算出回路10
は、FFT演算後のOFDM周波数領域信号を角度デー
タに変換した後、この角度データに対して時間的に前後
したシンボル間で2回の差分検出を行うことによってC
P信号を抽出し、抽出したCP信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、OFDM信号の広帯域キ
ャリア周波数誤差を算出している。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送(OFDM:Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式(OFDM:Orthogonal F
requency Division Multiplexing)と呼ばれる変調方式
が提案されている。このOFDM方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波(サブキャリア)を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadratu
re Amplitude Modulation)によりディジタル変調する
方式である。
【0003】このOFDM方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア1波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このOFDM方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このOFDM方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、OFDM方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うIFFT(Inverse Fast Fouri
er Transform)演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うFFT(Fast Fourier Transform)演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【0004】以上のような特徴からOFDM方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなOF
DM方式を適用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、DVB−T(DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial)やISDB−T(Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial)といった規格が提案され
ている。
【0005】OFDM方式によるデジタルテレビジョン
放送の受信装置(OFDM受信装置)について説明す
る。図5は、従来のOFDM受信装置のブロック構成図
である。
【0006】なお、この図5では、ブロック間で伝達さ
れる信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現
し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には
細線で信号成分を表現している。
【0007】従来のOFDM受信装置100は、図5に
示すように、アンテナ101と、チューナ102と、バ
ンドパスフィルタ(BPF)103と、A/D変換回路
104と、デジタル直交復調回路105と、fc補正回
路106と、FFT演算回路107と、狭帯域fc誤差
算出回路108と、広帯域fc誤差算出回路109と、
数値コントロール発振回路(NCO)110と、FFT
ウィンドウ同期回路111と、CPEキャンセル回路1
12と、CPE算出回路113と、イコライザ114
と、検波・エラー訂正回路115と、伝送制御情報復調
回路116とを備えている。
【0008】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、OFDM受信装置100のアンテナ
101により受信され、RF信号としてチューナ102
に供給される。
【0009】アンテナ101により受信されたRF信号
は、局部発振器102a及び乗算器102bからなるチ
ューナ102によりIF信号に周波数変換され、BPF
103に供給される。IF信号は、BPF103により
フィルタリングされた後、A/D変換回路104により
デジタル化され、デジタル直交復調回路105に供給さ
れる。
【0010】デジタル直交復調回路105は、所定の周
波数(fc:キャリア周波数)のキャリア信号を用い
て、デジタル化されたIF信号を直交復調し、ベースバ
ンドのOFDM信号を出力する。このデジタル直交復調
回路105から出力されるベースバンドのOFDM信号
は、FFT演算される前のいわゆる時間領域の信号であ
る。このことから、以下デジタル直交復調後でFFT演
算される前のベースバンド信号を、OFDM時間領域信
号と呼ぶ。このOFDM時間領域信号は、直交復調され
た結果、実軸成分(Iチャネル信号)と、虚軸成分(Q
チャネル信号)とを含んだ複素信号となる。デジタル直
交復調回路105により出力されるOFDM時間領域信
号は、fc補正回路106に供給される。
【0011】fc補正回路106は、NCO110から
出力されたキャリア周波数誤差補正信号とOFDM時間
領域信号と複素乗算し、OFDM時間領域信号のキャリ
ア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例え
ば局部発振器102aから出力される基準周波数のずれ
等により生じるOFDM時間領域信号の中心周波数位置
の誤差であり、この誤差が大きくなると出力されるデー
タの誤り率が増大する。fc補正回路106によりキャ
リア周波数誤差が補正されたOFDM時間領域信号は、
FFT演算回路107及び狭帯域fc誤差算出回路10
8に供給される。
【0012】FFT演算回路107は、OFDM時間領
域信号に対してFFT演算を行い、各サブキャリアに直
交変調されているデータを抽出して出力する。このFF
T演算回路107から出力される信号は、FFTされた
後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、
以下、FFT演算後の信号をOFDM周波数領域信号と
呼ぶ。
【0013】ここで、OFDM時間領域信号は、図6に
示すように、OFDMシンボルと呼ばれるシンボル単位
で伝送される。このOFDMシンボルは、送信時にIF
FTが行われる信号期間である有効シンボルと、この有
効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされ
たガードインターバルとから構成されている。このガー
ドインターバルは、OFDMシンボルの前半部分に設け
られている。OFDM方式では、このようなガードイン
ターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向
上させている。例えば、DVB−T規格(2Kモード)
においては、有効シンボル内に、2048本のサブキャ
リアが含まれており、そのサブキャリア間隔は4.14
Hzとなる。また、有効シンボル内の2048本のサブ
キャリアのうち、1705本のサブキャリアにデータが
変調されている。また、ガードインターバルは、有効シ
ンボルの1/4の時間長の信号とされている。なお、O
FDM受信装置100は、DVB−T規格(2Kモー
ド)においては、このOFDM時間領域信号の有効シン
ボルを2048サンプル、ガードインターバルを512
サンプルでサンプリングされるようなクロックでA/D
変換回路104により量子化する。
【0014】FFT演算回路107は、1つのOFDM
シンボルから有効シンボル長の範囲(例えば2048サ
ンプル)の信号を抜き出し、すなわち、1つのOFDM
シンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き
出した2048サンプルのOFDM時間領域信号に対し
てFFT演算を行う。具体的にその演算開始位置は、図
6に示すように、OFDMシンボルの境界(図6中Aの
位置)から、ガードインターバルの終了位置(図6中B
の位置)までの間のいずれかの位置となる。この演算範
囲のことをFFTウィンドウと呼ぶ。
【0015】このようにFFT演算回路107から出力
されたOFDM周波数領域信号は、OFDM時間領域信
号と同様に、実軸成分(Iチャネル信号)と、虚軸成分
(Qチャネル信号)とからなる複素信号となっている。
OFDM周波数領域信号は、広帯域fc誤差算出回路1
09、CPEキャンセル回路112、CPE算出回路1
13に供給される。
【0016】狭帯域fc誤差算出回路108及び広帯域
fc誤差算出回路109は、デジタル直交復調回路10
5によりデジタル直交復調した後のOFDM時間領域信
号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。具体的
に、狭帯域fc誤差算出回路108は、サブキャリアの
周波数間隔(4.14Hz)の±1/2以下の精度の狭
帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域fc誤差算
出回路109は、サブキャリアの周波数(例えば4.1
4Hz)間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出す
る。狭帯域fc誤差算出回路108及び広帯域fc誤差
算出回路109により求められたキャリア周波数誤差
は、それぞれNCO110に供給される。なお、この狭
帯域fc誤差算出回路108及び広帯域fc誤差算出回
路109については詳細を後述する。
【0017】NCO110は、狭帯域fc誤差算出回路
108により算出されたサブキャリア周波数間隔の±1
/2精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域fc誤
差算出回路109により算出されたサブキャリア周波数
間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算
して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減
するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャ
リア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、fc補正
回路106に供給される。このキャリア周波数誤差補正
信号は、fc補正回路106によりOFDM時間領域信
号に複素乗算され、OFDM時間領域信号のキャリア周
波数誤差成分は除去される。
【0018】FFTウィンドウ同期回路111は、狭帯
域fc誤差算出回路108がサブキャリアの周波数間隔
の±1/2以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算
出する際に得られるOFDMシンボルの境界位置情報に
基づき、FFT演算回路107によるFFT演算の開始
タイミングを求め、FFTの演算範囲(FFTウィンド
ウ)を制御する。このOFDMシンボルの境界位置の検
出方法についてはその詳細を後述する。
【0019】CPEキャンセル回路112は、CPE算
出回路113により算出されたCPE補正信号をOFD
M周波数領域信号に対して複素乗算することによって、
OFDM周波数領域信号に含まれているCPE(Common
Phase Error)の除去を行う。このCPEは、位相雑音
の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動によ
る雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相
で乗っている雑音である。CPEは、CPE算出回路1
13により求められ、CPEキャンセル回路112に供
給される。CPEキャンセル回路112によりCPEが
除去されたOFDM周波数領域信号は、イコライザ11
4に供給される。なお、CPE算出回路113によるC
PEの検出方法についてはその詳細を後述する。
【0020】イコライザ114は、スキャッタードパイ
ロット信号(SP信号)を用いて、OFDM周波数領域
信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅
等化がされたOFDM周波数領域信号は、検波・エラー
訂正回路115に供給される。
【0021】検波・エラー訂正回路115は、各サブキ
ャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検
波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その
後、検波・エラー訂正回路115は、復号したデータに
対してエラー訂正処理を行って、例えば、MPEG−2
トランスポートストリームを出力する。
【0022】伝送制御情報復調回路116は、所定のサ
キャリア位置に変調されているTMCC(Transmission
and Multiplexing Configuration Control)やTPS
(Transmission Parameter Signaling)といった伝送制
御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例え
ば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復
調や再生の制御に用いられる。
【0023】つぎに、狭帯域fc誤差算出回路108の
動作原理について説明する。
【0024】狭帯域fc誤差算出回路108は、OFD
M時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波
形とOFDMシンボルの後半部分の波形(即ち、ガード
インターバルのコピー元の信号波形)との相関性を求
め、この相関性に基づきOFDMシンボルの境界部分を
求める。
【0025】具体的には、図7(A)に示すように、ガ
ードインターバル期間をTg(時間)、有効シンボル期
間をTu(時間)としたとき、下式に示すような、OF
DM時間領域信号(f(t))を時間軸方向にTuだけ
平行移動させたときの自己相関関数(積分領域はTgと
する)を求め、その自己相関関数のピーク位置をOFD
Mシンボルの境界とする。
【0026】
【数1】
【0027】すなわち、図7(A)に示すような元のO
FDM時間領域信号(f(t))に対して、図7(B)
に示すようなTu時間平行移動したOFDM時間領域信
号(f(t−Tu))を求め、この(f(t))と(f
(t−Tu))とを複素乗算し、複素乗算して得られた
関数を時間積分する(f(t−Tu)※は、f(t−T
u)の共役複素数)。この時間積分して得られた関数
が、自己相関関数(Corr(t))となる。この自己
相関関数(Corr(t))のもっとも高いピーク部分
が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従
って、図7(C)に示すような自己相関関数(Corr
(t))のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガード
インターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示
していることとなる。従って、その時間がOFDMシン
ボルの境界となる。
【0028】ここで、このように求めた自己相関関数
(Corr(t))は上記の式に示すように複素信号で
あり、その位相成分は、キャリア周波数誤差に比例して
いる。従って、狭帯域fc誤差算出回路108は、この
ようなOFDMシンボルの境界部分での自己相関値を求
め、この自己相関値における位相をキャリア周波数誤差
として出力する。もっとも、この自己相関関数から求め
られるキャリア周波数誤差は、図8に示すように、サブ
キャリア周波数間隔で鋸状に繰り返されるものであるの
で、検出範囲はサブキャリア周波数間隔の±1/2以下
の精度の情報となる。このように狭帯域fc誤差算出回
路108で求められた狭帯域のキャリア周波数誤差の情
報は、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてNCO11
0に供給される。
【0029】また、この狭帯域fc誤差算出回路108
で算出されたピーク位置の情報は、上述したようにOF
DMシンボルの境界を示している。狭帯域fc誤差算出
回路108により求められたOFDMシンボルの境界情
報は、FFTウィンドウ同期回路111に供給され、F
FTウィンドウの同期に用いられる。
【0030】つぎに、広帯域fc誤差算出回路109に
ついて説明する。
【0031】まず、広帯域fc誤差算出回路109によ
るキャリア周波数誤差の算出原理について説明する。
【0032】OFDM信号には、一般に、CP(Contin
ual Pilots)信号と呼ばれるパイロット信号が含まれて
いる。このCP信号は、特定の位相及び振幅を常に表し
ている信号であり、有効シンボル内の複数のインデック
スのサブキャリアに挿入されている。有効シンボル内に
含まれるCP信号の数、及び、その挿入位置の配置パタ
ーンは、予め規格により定められている。例えば、DV
B−T規格(2Kモード)であれば、1つの有効シンボ
ル内に2048本のサブキャリア(0〜2047)が存
在するが、そのうち45本のサブキャリアにCP信号が
含まれている。また、このDVB−T規格(2Kモー
ド)においては、CP信号の配置パターンが、サブキャ
リアのインデックス番号(信号が変調されている170
5本の範囲内)で、0、48、54、87、141、1
56、192、201、255、279、282、33
3、432、450、483、525、531、61
8、636、714、759、765、780、80
4、873、888、918、939、942、96
9、984、1050、1101、1107、111
0、1137、1140、1146、1206、126
9、1323、1377、1491、1683、170
4となっている。
【0033】広帯域fc誤差算出回路109は、FFT
演算後のOFDM周波数領域信号に対して、時間的に前
後したシンボル間で2回の差動復調を行うことによって
CP信号を抽出し、抽出したCP信号のサブキャリア位
置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトして
いるかを算出することによって、OFDM信号のキャリ
ア周波数誤差を算出している。
【0034】OFDM周波数領域信号に対して2回のシ
ンボル間の差動復調を行うことよって、CP信号を抽出
することができる原理を図9を用いて説明する。
【0035】図9は、1段階目のシンボル間の差動復
調、及び、2段階目のシンボル間の差動復調について説
明するための通常の情報データとCP信号との位相変遷
を説明する図である。なお、この図9において、情報デ
ータはQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)変
調されているものとし、また、CP信号には、ある特定
の振幅及び位相の信号点の情報が変調されているものと
する。
【0036】図9(A)は、FFTにより各サブキャリ
アの周波数成分毎に分解されたIチャネル信号及びQチ
ャネル信号を、シンボル毎(n−1番目のシンボル、n
番目のシンボル、n+1番目のシンボル)に位相平面上
に示したものである。an,bnは第n番目のOFDMシ
ンボルのFFT後のサブキャリアのインデックス番号が
a,bである情報データをそれぞれ示しており、また、
can,cbnは第n番目のOFDMシンボルのFFT後
のサブキャリアのインデックス番号がca,cbである
CP信号をそれぞれ示している。なお、CP信号は、本
来、一定の振幅および位相情報を有しているが、再生搬
送波周波数誤差等の影響により、シンボル毎に多少の位
相回転を生じている場合がある。
【0037】また、図9(B)は、同一のインデックス
番号の情報をシンボル間の一回の差動復調をとったとき
の一回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。dan,dbnはそれぞれサブキャリアのインデック
ス番号がa,bである第(n−1)番目のシンボルと第
n番目のシンボルとの一回差動復調データである。ま
た、dcan、dcbnはそれぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がca,cbである第(n−1)番目のシン
ボルと第n番目のシンボルとの一回差動復調データであ
る。
【0038】また、図9(C)は、同一のインデックス
番号の情報をシンボル間で二回の差動復調をとったとき
の二回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。dda,ddbは、それぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がa,bである第(n−1)番目のシンボル
と第n番目シンボルを差動復調したものと、第n番目の
シンボルと第(n+1)番目のシンボルとを差動復調し
たものとを、更に、差動復調した結果得られる二回差動
復調データである。また、ddca,ddcbは、それ
ぞれサブキャリアのインデックス番号がca,cbの第
(n−1)番目のシンボルと第n番目シンボルを差動復
調したものと、第n番目のシンボルと第(n+1)番目
シンボルを差動復調したものとを更に差動復調した結果
得られる二回差動復調データである。
【0039】CP信号ca,cbは、一定位相の信号で
あることから、一回目の差動復調ではFFT窓位相誤
差、キャリア位相誤差が除外され、キャリア周波数誤
差、CPE、及び、再生クロック周波数誤差に依存した
位相誤差が残ることとなる。この一回目の差動復調後に
残った位相誤差はいずれも時間に依存しないため、差動
復調後のデータ間で一定となる。そこで、さらに二回目
の差動復調を一回目の差動復調が施されたデータの間で
行うことで、一回目の差動復調で残ったCPE及び再生
クロック周波数に依存した位相誤差を取り除くことがで
きる。その結果、CP信号はI軸上の正のある値に収束
する(図9(C)参照)。
【0040】それに対して、情報データa,bはシンボ
ル間でランダムな位相を取るために、二回の差動復調を
行った後もその位相はデータ毎にランダムになり、その
結果、そのデータはI軸上にランダムに分散する。
【0041】従って、例えば、1シンボル内においてC
P信号のI軸データのみ累積加算等をすると、このCP
信号はI軸上のある値に収束しているため、情報データ
のみが取り出されたI軸データを累積加算した結果に比
べて遥かに大きい値となる。そのため、この累積加算の
最大値からCP信号のサブキャリア位置を推定すること
ができる。そして、推定されたCP信号のサブキャリア
位置が、本来のサブキャリアの配置位置からどの程度シ
フトしているかを算出することにより、キャリア周波数
誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができる。
【0042】つぎに、広帯域fc誤差算出回路109の
具体的な回路例について説明する。
【0043】図10に広帯域fc誤差算出回路109の
ブロック構成図を示す。
【0044】広帯域fc誤差算出回路109は、第1の
差動復調回路121と、第2の差動復調回路122と、
メモリ123と、パイロット信号選択データ発生回路1
24と、制御回路125と、累積加算回路126と、最
大値検出回路127と、キャリア周波数誤差記憶回路1
28と、ゲート回路129とを有している。
【0045】第1の差動復調回路121及び第2の差動
復調回路122は、それぞれ第1及び第2のファースト
インファーストアウトメモリ(FIFO)131,13
2と、符号反転回路133と、複素乗算回路134とか
ら構成されている。
【0046】第1の差動復調回路121には、FFT演
算回路107から出力されるOFDM周波数領域信号
(Iチャネル信号,Qチャネル信号)が供給される。第
1のFIFO131にはIチャネル信号が供給され、第
2のFIFOにはQチャネル信号が供給される。第1及
び第2のFIFO131,132は、1有効シンボル分
のOFDM周波数領域信号を格納するだけのメモリ容量
を有しており、供給されたIチャネル信号,Qチャネル
信号を1有効シンボル分遅延させる。符号反転回路13
3は、第2のFIFO132により遅延されたQチャネ
ル信号を符号反転させる。複素乗算回路134には、F
FT演算回路107から出力されたOFDM周波数領域
信号(Iチャネル信号,Qチャネル信号)と、第1及び
第2のFIFO131,132により1有効シンボル分
遅延されたOFDM周波数領域信号(Iチャネル信号,
Qチャネル信号)とが入力される。この複素乗算回路1
34は、遅延されていないOFDM周波数領域信号と、
遅延されたOFDM周波数領域信号との複素乗算を行っ
て差動復調を行い、OFDM周波数領域信号のシンボル
間の一回差動復調データを求める。具体的に、第1の差
動復調回路121は、遅延されていないIチャネルデー
タとQチャネルデータをI,Qと表し、遅延されたIチ
ャネルデータとQチャネルデータをそれぞれI-1,Q-1
と表すと、以下に示す複素演算を行う。
【0047】(I+jQ)(I-1−jQ-1) そして、第1の差動復調回路121は、この演算結果を
実数成分と虚数成分とに分けて第2の差動復調回路12
2に出力する。
【0048】第2の差動復調回路122は、上記第1の
差動復調回路121と同一の構成となっており、第1の
差動復調回路121から出力されたシンボル間の一回差
動復調データに対して、再度差動復調を行って、シンボ
ル間の二回差動復調データを求める。なお、第2の差動
復調回路122は、複素乗算結果のI軸成分(実数成
分)のみを出力する。第2の差動復調回路122は、シ
ンボル間の二回差動復調データをメモリ123に供給す
る。
【0049】メモリ123は、第2の差動復調回路12
2から出力される1シンボル分のシンボル間の二回差動
復調データを、例えばサブキャリアのインデックス番号
順に格納する。メモリ123は、パイロット信号選択デ
ータ発生回路124から与えられる読み出しアドレスに
従い、格納しているデータのうちアドレスで指定された
データのみを累積加算回路126に供給する。
【0050】パイロット信号選択データ発生回路124
は、メモリ123に格納されている二回差動復調データ
(I成分)のうち、CP信号を特定するためのアドレス
情報を発生する。具体的には、パイロット信号選択デー
タ発生回路124は、1つの有効シンボルを構成する複
数のサブキャリア(例えば2048本のサブキャリア)
の中から、CP信号が変調されている複数のサブキャリ
ア(例えば45本のサブキャリア)の配置位置を特定す
るインデックス番号の集合データを保持しており、この
インデックス番号の集合データをメモリ123の読み出
しアドレスとして発生する。そして、この読み出しアド
レスとして指定されたデータが、累積加算回路126に
供給される。具体的には、この読み出しアドレスで特定
される45個のデータがメモリ123から読み出され、
累積加算回路126に供給される。なお、メモリ123
に対して読み出しアドレスとして供給するCP信号のイ
ンデックス番号を特定する集合データのことをCP信号
選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択デー
タ発生回路124は、制御回路125から供給されるシ
フト量feに応じて、そのCP信号選択データを適宜シ
フトさせて(CP信号選択データを構成する各値に対し
て一律に一定の値を加算または減算して)、メモリ12
3に対して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ1
23から複数回のデータの読み出しを行う。
【0051】パイロット信号選択データ発生回路124
から発生されるCP信号選択データのデータ例を図11
を用いて説明する。なお、具体的に説明するために、制
御回路125からfe=−10〜+10のシフト量が供
給されるものとするが、シフト量feの供給数はどのよ
うな数としてもよい。制御回路125からシフト量fe
=0が供給されると、パイロット信号選択データ発生回
路124は、図11(D)に示すようなCP信号選択デ
ータを発生して、メモリ123に供給する。シフト量f
e=0の時に発生されるCP信号選択データは、規格上
定められている本来CP信号が変調されているサブキャ
リアのインデックス番号を示したデータ群である。
【0052】また、シフト量fe=Δfが供給される
と、パイロット信号選択データ発生回路124は、図1
1(E)に示すようなCP信号選択データを発生して、
メモリ123に供給する。このシフト量fe=Δfの時
に発生されるCP信号選択データは、本来CP信号が変
調されているサブキャリアのすべてのインデックス番号
に1を加算したデータ群である。また、シフト量fe=
2Δfが供給されると、パイロット信号選択データ発生
回路124は、図11(F)に示すような本来CP信号
が変調されているサブキャリアのすべてのインデックス
番号に2を加算したデータ群を発生する。同様に、シフ
ト量fe=3Δf〜9Δfが供給されると、本来CP信
号が変調されているサブキャリアのすべてのインデック
ス番号にシフト量Δfを加算したデータ群を発生し、シ
フト量fe=10Δfが供給されると、パイロット信号
選択データ発生回路124は、図11(G)に示すよう
な本来CP信号が変調されているサブキャリアのすべて
のインデックス番号に10を加算したデータ群を発生す
る。
【0053】一方、マイナスのシフト量fe=−Δfが
供給されると、パイロット信号選択データ発生回路12
4は、図11(A),図11(B),図11(C)に示
すような本来CP信号が変調されているサブキャリアの
すべてのインデックス番号にシフト量Δfを減算したデ
ータ群を発生する。なお、インデックス番号の値が0以
下となった場合には、有効シンボルのサブキャリアのイ
ンデックス番号(0〜2047)をサイクリックに繰り
返すように、2047の値に戻っていく。
【0054】このようなメモリ123へ読み出しアドレ
スとして供給するCP信号選択データは、メモリ123
に格納される二回差動復調データが更新されるまでの間
に、例えば図11に示したような21パターンのCP信
号選択データが、順次発生される。即ち、1シンボル期
間の間に、−10Δf〜10Δfのシフト量が順次パイ
ロット信号選択データ発生回路124に供給され、それ
に伴い、それぞれのシフト量feに対応した45個のデ
ータが、例えば21回順次に累積加算回路126に供給
される。
【0055】累積加算回路126は、CP信号選択デー
タにより選択された複数の二回差動復調データが供給さ
れ、それらの二回差動復調データを累積加算する。すな
わち、CP信号選択データにより選択された45個の値
をすべて累積加算する。この累積加算回路126は、C
P信号選択データがメモリ123に供給されるタイミン
グと同期してリセットされる。すなわち、1シンボル期
間内に図11に示したような21パターンのCP信号選
択データが供給される場合には、各パターンで選択され
た二回差動復調データが供給される毎にリセットされ
る。従って、累積加算回路126は、1シンボル期間内
に、例えば21個の累積加算結果を、1つずつ順次出力
していくこととなる。この累積加算回路126からの出
力結果は、最大値検出回路127に供給される。
【0056】最大値検出回路127は、セレクタ135
と、RAM136と、比較回路137とを備え、累積加
算回路126から出力される例えば21個の累積加算結
果のうち、最大の累積加算結果を選択し、最大の累積加
算結果が選択されたタイミングで、イネーブル信号を出
力する。具体的には、比較回路137がRAM136に
格納されている値と、累積加算回路126から供給され
た累積加算結果とを比較し、RAM136に格納されて
いる値よりも累積加算回路126から供給された累積加
算結果の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力す
る。このイネーブル信号は、セレクタ135に供給され
る。セレクタ135は、イネーブル信号が供給される
と、その累積加算結果をRAM136に格納する。従っ
て、RAM136には、累積加算回路126から供給さ
れる例えば21個の累積加算結果のうち、最大の累積加
算結果が格納されることとなり、また、比較回路127
から出力されるイネーブル信号は、例えば21個の累積
加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが最
後(1シンボル期間内での最後)の発生タイミングとな
る。なお、最大値検出回路127のRAM136は、1
シンボル期間毎(メモリ123内の二回差動復調データ
が更新されるタイミング)に内部データがクリアされ
る。
【0057】キャリア周波数誤差記憶回路128は、セ
レクタ138と、セレクタ138により選択されたデー
タを格納するRAM139とから構成される。セレクタ
138には、制御回路125からパイロット信号選択デ
ータ発生回路124に供給するシフト量feが、パイロ
ット信号選択データ発生回路124に供給するタイミン
グに同期して供給される。それとともに、セレクタ13
8には、後段に接続されているRAM139の出力がフ
ィードバックして入力されている。セレクタ135は、
最大値検出回路127の比較回路137から出力される
イネーブル信号に従い動作する。具体的には、イネーブ
ル信号が供給されたときには、制御回路138から供給
されたシフト量feをRAM139に格納し、イネーブ
ル信号が供給されなかったときには、RAM139から
フィードバックされたシフト量feをRAM139に格
納する。このことにより、RAM139には、CP信号
の累積加算結果が最大値となるCP信号選択データのシ
フト量feが、RAM139に格納されることとなる。
【0058】そして、ゲート回路129は、1シンボル
期間毎のタイミングで、RAM139に格納されている
シフト量feをラッチし、その値をサブキャリア間隔毎
のキャリア誤差値として出力する。
【0059】以上のように処理を行うことによって、広
帯域fc誤差算出回路109は、FFT演算後のOFD
M周波数領域信号に対して、有効シンボル内に含まれて
いる複数のCP信号を抽出し、抽出したそのCP信号の
サブキャリア位置が、本来のサブキャリア位置からどの
程度シフトしているかを算出することができ、OFDM
信号のキャリア周波数誤差をサブキャリア間隔精度で算
出することができる。
【0060】つぎに、CPEキャンセル回路112及び
CPE算出回路113について図12を用いて説明す
る。
【0061】CPEキャンセル回路112は、図12に
示すように、1シンボル遅延回路141と、複素乗算回
路142とを備えている。また、CPE算出回路113
は、差動復調回路151と、CP選択回路152と、平
均化回路153と、Tan-1回路154と、累積加算回
路155と、複素変換回路156とを備えている。
【0062】差動復調回路151は、FFT演算回路1
07から出力されたOFDM周波数領域信号に対して、
シンボル間の差動復調データを求める。この差動復調回
路151の回路構成は、上述した広帯域fc誤差算出回
路109の第1の差動復調回路121と同一の回路構成
となる。差動復調回路151は、算出したシンボル間の
差動復調データをCP選択回路152に供給する。
【0063】CP選択回路152は、供給されたシンボ
ル間の一回差動復調データのうち、CP信号成分の一回
差動復調データを抽出する。CP信号は、上述したよう
に有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予め定
められた位置に複数含まれている。例えば、DVB−T
規格(2Kモード)においては、1シンボル内に45個
のCP信号が含まれている。CP選択回路152は、例
えば、CP信号が変調されているサブキャリアのインデ
ックスを記憶しておき、そのインデックスのデータのみ
を抜き出すことによって、CP信号を選択する。CP信
号成分のシンボル間の一回差動復調データは、平均化回
路153に供給される。
【0064】平均化回路153は、CP信号のシンボル
間の一回差動復調データを、1シンボル内で平均化す
る。平均化回路153は、例えば45個のCP信号の一
回差動復調データの1シンボル内における平均値を求
め、その値をシンボル内の位相変動量として出力する。
この位相変動量は、Tan-1回路153に供給される。
【0065】Tan-1回路153は、複素信号として供
給される位相変動量に対して、実数成分と虚数成分との
アークタンジェントを演算することにより、位相変動量
の角度データを求める。求められた位相変動量の角度デ
ータは、累積加算回路155に供給される。
【0066】累積加算回路155は、供給された角度デ
ータを累積加算する。1シンボル毎の位相変動成分を累
積加算することによって、OFDM信号の位相変動に追
従していくことが可能となる。累積加算された角度デー
タは、複素変換回路156に供給される。
【0067】複素変換回路156は、角度データを実数
成分(I成分)と虚数成分(Q)とからなる複素信号に
変換する。複素信号に変換された位相変動量は、CPE
補正信号として、CPEキャンセル回路112の複素乗
算回路112に供給される。
【0068】一方、FFT演算回路107から出力され
たOFDM周波数領域信号は、CPEキャンセル回路1
12の1シンボル遅延回路141により1シンボル分遅
延された後、CPEキャンセル回路112の複素乗算回
路142に供給される。ここで、1シンボル分遅延され
るのは、CPE算出回路113によりCPE補正信号を
求める際に、差動復調を行うので、1シンボル分処理が
遅延するためである。
【0069】複素乗算回路142は、1シンボル分遅延
されたOFDM周波数領域信号と、CPE算出回路11
3の複素変換回路156から供給された位相変動量とを
複素乗算して、OFDM周波数領域信号に含まれている
CPE成分を除去する。
【0070】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来のO
FDM受信装置では、FFT復調後の複素データに対し
て2回のシンボル間の差動復調を行い、広帯域のキャリ
ア周波数誤差を算出していた。しかしながら、このよう
な演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのデ
ィレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータ
に対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きく
なってしまう。
【0071】また、従来のOFDM受信装置では、FF
T復調後の複素データに対してシンボル間の差動復調を
行い、CPEを算出していた。しかしながら、このよう
な演算を行うと、シンボル間の差動復調をとるためのデ
ィレイメモリの容量が多くなり、また、すべてのデータ
に対して複素乗算を行うためその演算回路規模も大きく
なってしまう。
【0072】本発明は、以上のような問題を解決し、O
FDM信号の広帯域のキャリア周波数誤差を簡易な構成
で精度よく算出し、OFDM信号のキャリア周波数誤差
を補正することができ、また、OFDM信号のCPEを
簡易な構成で精度よく算出し、OFDM信号のCPEを
補正することができる受信装置及び受信方法を提供する
ことを目的とする。
【0073】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる復調装置
は、位相成分が同一とされたパイロット信号がシンボル
内の所定のサブキャリア位置に直交変調されている直交
周波数分割多重(OFDM)信号を復調する復調装置に
おいて、キャリア周波数誤差補正信号と上記OFDM信
号とを複素乗算して、上記OFDM信号のキャリア周波
数を補正するキャリア周波数補正手段と、上記キャリア
周波数補正手段によりキャリア周波数が補正された上記
OFDM信号を、1シンボル期間単位でフーリエ変換し
て各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波
数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数
領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域
信号の位相成分を算出する位相成分算出手段と、上記周
波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出す
る変動量算出手段と、上記パイロット信号の位相成分の
シンボル間の理論的な変動量と、上記変動量算出手段に
より算出された上記周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量とから、上記OFDM信号に含まれている
パイロット信号のサブキャリア位置を算出して、このO
FDM信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤
差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、上記広帯域
周波数誤差算出手段により算出された上記OFDM信号
のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基づ
き、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリ
ア周波数誤差補正信号生成手段とを備えることを特徴と
する。
【0074】この復調装置では、OFDM信号をフーリ
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリ
ア周波数誤差を算出し、上記OFDM信号のキャリア周
波数誤差を補正する。
【0075】本発明にかかる復調方法は、位相成分が同
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
(OFDM)信号を復調する復調方法であって、上記O
FDM信号を1シンボル期間単位でフーリエ変換するこ
とによって各サブキャリアに変調されている情報を復調
して、周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号の
実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号の位相
成分を算出し、上記周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量を算出し、上記パイロット信号の位相成分
のシンボル間の理論的な変動量と上記周波数領域信号の
位相成分のシンボル間の変動量とから、上記OFDM信
号に含まれているパイロット信号のサブキャリア位置を
算出して、このOFDM信号のサブキャリア間隔精度の
キャリア周波数誤差を算出し、算出された上記OFDM
信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差に基
づき、キャリア周波数誤差補正信号を生成し、上記キャ
リア周波数誤差補正信号と上記OFDM信号とを複素乗
算して、上記OFDM信号のキャリア周波数を補正する
ことを特徴とする。
【0076】この復調方法では、OFDM信号をフーリ
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、サブキャリア間隔精度のキャリ
ア周波数誤差を算出し、上記OFDM信号のキャリア周
波数誤差を補正する。
【0077】本発明にかかる復調装置は、位相成分が同
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
(OFDM)信号を復調する復調装置であって、上記O
FDM信号を1シンボル期間単位でフーリエ変換して各
サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領
域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領域
信号の実数成分及び虚数成分から、当該周波数領域信号
の角度成分を算出する角度成分算出手段と、上記周波数
領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を算出する変
動量算出手段と、上記周波数領域信号の位相成分のシン
ボル間の変動量のうちパイロット信号の変動量を検出す
るパイロット信号検出手段と、上記パイロット信号の変
動量に基づき、角度成分からなる上記OFDM信号の位
相変動量を算出する位相変動量算出手段と、上記角度成
分からなる上記OFDM信号の位相変動量を複素信号に
変換して、上記位相変動量補正信号を生成する位相変動
量補正信号生成手段と、上記位相変動量補正信号と上記
周波数領域信号とを複素乗算して、上記OFDM信号の
位相変動を補正する位相変動補正手段とを備えることを
特徴とする。
【0078】この復調装置では、OFDM信号をフーリ
エ変換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボ
ル間の変動量に基づき、上記OFDM信号の位相変動量
を算出し、上記OFDM信号の位相変動を補正する。
【0079】本発明にかかる復調方法は、位相成分が同
一とされたパイロット信号がシンボル内の所定のサブキ
ャリア位置に直交変調されている直交周波数分割多重
(OFDM)信号を復調する復調方法であって、上記O
FDM信号を1シンボル期間単位でフーリエ変換して各
サブキャリアに変調されている情報を復調し、周波数領
域信号を生成し、上記周波数領域信号の実数成分及び虚
数成分から、当該周波数領域信号の角度成分を算出し、
上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
算出し、上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の
変動量のうちパイロット信号の変動量を検出し、上記パ
イロット信号の変動量に基づき、角度成分からなる上記
OFDM信号の位相変動量を算出し、上記角度成分から
なる上記OFDM信号の位相変動量を複素信号に変換し
て、上記位相変動量補正信号を生成し、上記位相変動量
補正信号と上記周波数領域信号とを複素乗算して、上記
OFDM信号の位相変動を補正することを特徴とする。
【0080】復調方法では、OFDM信号をフーリエ変
換して得られる周波数領域信号の位相成分のシンボル間
の変動量に基づき、上記OFDM信号の位相変動量を算
出し、上記OFDM信号の位相変動を補正する。
【0081】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したOFDM方式によるデジタル放送
の受信装置(OFDM受信装置)について説明する。
【0082】図1に本発明を適用したOFDM受信装置
のブロック構成図を示す。なお、図1では、ブロック間
で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分
を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場
合には細線で信号成分を表現している。
【0083】OFDM受信装置1は、この図1に示すよ
うに、アンテナ2と、チューナ3と、バンドパスフィル
タ(BPF)4と、A/D変換回路5と、デジタル直交
復調回路6と、fc補正回路7と、FFT演算回路8
と、狭帯域fc誤差算出回路9と、広帯域fc誤差・C
PE算出回路10と、数値コントロール発振回路(NC
O)11と、FFTウィンドウ同期回路12と、CPE
キャンセル回路13と、ホールド回路14と、イコライ
ザ15と、検波・エラー訂正回路16と、伝送制御情報
復調回路17とを備えている。
【0084】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、OFDM受信装置1のアンテナ2に
より受信され、RF信号としてチューナ3に供給され
る。
【0085】アンテナ2により受信されたRF信号は、
局部発振器3a及び乗算器3bからなるチューナ3によ
りIF信号に周波数変換され、BPF4に供給される。
IF信号は、BPF4によりフィルタリングされた後、
A/D変換回路5によりデジタル化され、デジタル直交
復調回路6に供給される。A/D変換回路5は、例え
ば、DVB−T規格においては、有効シンボルのサンプ
リング数が2048サンプルでサンプリングできるよう
なクロックで、即ち、1OFDMシンボルを2560
(2048+512)サンプルでサンプリングできるよ
うなクロックでサンプリングを行う。
【0086】デジタル直交復調回路6は、所定の周波数
(fc:キャリア周波数)のキャリア信号を用いて、デ
ジタル化されたIF信号を直交復調し、ベースバンドの
OFDM信号を出力する。このデジタル直交復調回路6
から出力されるベースバンドのOFDM信号は、FFT
(Fast Fourier Transform)演算される前のいわゆる時
間領域の信号であることから、以下OFDM時間領域信
号と呼ぶ。このOFDM時間領域信号は、直交復調され
た結果、実軸成分(Iチャネル信号)と、虚軸成分(Q
チャネル信号)とを含んだ複素信号となっている。デジ
タル直交復調回路6により出力されるOFDM時間領域
信号は、fc補正回路7に供給される。
【0087】fc補正回路7は、NCO11から出力さ
れたキャリア周波数誤差補正信号とOFDM時間領域信
号と複素乗算し、OFDM時間領域信号のキャリア周波
数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例えば局部
発振器102aから出力される基準周波数のずれ等によ
り生じるOFDM時間領域信号の中心周波数位置の誤差
であり、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤
り率が増大してしまう。fc補正回路7によりキャリア
周波数誤差が補正されたOFDM時間領域信号は、FF
T演算回路8及び狭帯域fc誤差算出回路9に供給され
る。
【0088】FFT演算回路8は、OFDM時間領域信
号に対してFFT演算を行い、各サブキャリアに対して
変調されているデータを抽出して出力する。このFFT
演算回路8から出力される信号は、FFTされた後のい
わゆる周波数領域の信号であることから、以下、OFD
M周波数領域信号と呼ぶ。
【0089】FFT演算回路8は、OFDMシンボルか
らガードインターバルの時間長分の信号を除去すること
により得られる有効シンボル長の範囲(2048サンプ
ルの範囲)に対してFFT演算を行う。その演算範囲
(FFTウィンドウ)がFFTウィンドウ同期回路12
により制御される。具体的にその演算開始位置は、OF
DMシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位
置までの間のいずれかの位置となる。
【0090】このようにFFT演算回路8から出力され
たOFDM周波数領域信号は、OFDM時間領域信号と
同様に、実軸成分(Iチャネル信号)と、虚軸成分(Q
チャネル信号)とからなる複素信号となっている。OF
DM周波数領域信号は、広帯域fc誤差・CPE算出回
路10、CPEキャンセル回路13に供給される。
【0091】狭帯域fc誤差算出回路9は、デジタル直
交復調回路6によりデジタル直交復調した後のOFDM
時間領域信号に含まれる狭帯域のキャリア周波数誤差を
算出する。具体的に、狭帯域fc誤差算出回路9は、サ
ブキャリアの周波数間隔(例えば4.14Hz)の±1
/2以下の精度でキャリア周波数誤差を算出する。狭帯
域fc誤差算出回路9により求められた狭帯域キャリア
周波数誤差は、NCO11に供給される。なお、この狭
帯域fc誤差算出回路9による狭帯域キャリア周波数誤
差の算出方法は、従来例において説明したものと同様で
ある。
【0092】広帯域fc誤差・CPE算出回路10は、
デジタル直交復調回路6によりデジタル直交復調した後
のOFDM時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差
を算出する。具体的に、広帯域fc誤差・CPE算出回
路10は、サブキャリアの周波数(例えば4.14H
z)間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。
広帯域fc誤差・CPE算出回路10により求められた
広帯域キャリア周波数誤差は、ホールド回路14を介し
てNCO11に供給される。また、広帯域fc誤差・C
PE算出回路10は、OFDM時間領域信号に含まれる
CPE(Common Phase Error)を検出し、このCPEを
補正するためのCPE補正信号生成し、CPEキャンセ
ル回路13に供給する。なお、この広帯域fc誤差・C
PE算出回路10の具体的な内容については、その詳細
を後述する。
【0093】NCO11は、狭帯域fc誤差算出回路9
により算出されたサブキャリア周波数間隔の±1/2以
下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域fc誤
差・CPE算出回路10により算出されたサブキャリア
周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算
し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波
数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。
このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、
fc補正回路7に供給される。このキャリア周波数誤差
補正信号は、fc補正回路7によりOFDM時間領域信
号に複素乗算され、OFDM時間領域信号のキャリア周
波数誤差成分は除去される。
【0094】FFTウィンドウ同期回路12は、狭帯域
fc誤差算出回路9がサブキャリアの周波数間隔の±1
/2以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する
際に得られるOFDMシンボルの境界位置情報に基づ
き、FFT演算回路8によるFFT演算の開始タイミン
グを求め、FFT演算を行う範囲(FFTウィンドウ)
を制御する。
【0095】CPEキャンセル回路13は、OFDM周
波数領域信号に対して広帯域fc誤差・CPE算出回路
10により算出されたCPE補正信号を複素乗算するこ
とによって、OFDM周波数領域信号に含まれているC
PE(Common Phase Error)の除去を行う。
【0096】イコライザ15は、スキャッタードパイロ
ット信号(SP信号)を用いて、OFDM周波数領域信
号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等
化がされたOFDM周波数領域信号は、検波・エラー訂
正回路16に供給される。
【0097】検波・エラー訂正回路16は、各サブキャ
リアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波
し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その
後、検波・エラー訂正回路16は、復号したデータに対
してエラー訂正処理を行って、例えば、MPEG−2ト
ランスポートストリームを出力する。
【0098】伝送制御情報復調回路17は、所定のサキ
ャリア位置に変調されているTMCC(Transmission a
nd Multiplexing Configuration Control)やTPS(T
ransmission Parameter Signaling)といった伝送制御
情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、
図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や
再生の制御に用いられる。また、伝送制御情報復調回路
17は、伝送制御情報を検出できているか否かを示す伝
送制御情報検出信号を、ホールド回路14に供給する。
【0099】つぎに、広帯域fc誤差・CPE算出回路
10について説明する。
【0100】まず、広帯域fc誤差・CPE算出回路1
0による広帯域キャリア周波数誤差の算出原理について
説明する。
【0101】OFDM信号には、CP(Continual Pilo
ts)信号と呼ばれるパイロット信号が含まれている。こ
のCP信号は、特定の位相及び振幅を常に表している信
号であり、有効シンボル内の複数のインデックスのサブ
キャリアに挿入されている。有効シンボル内に含まれる
CP信号の数、及び、その挿入位置の配置パターンは、
予め規格により定められている。例えば、DVB−T規
格(2Kモード)であれば、1つの有効シンボル内に2
048本のサブキャリア(0〜2047)が存在する
が、そのうち45本のサブキャリアにCP信号が含まれ
ている。CP信号が挿入されている具体的なサブキャリ
アのインデックス番号は、従来例において説明したとお
りである。
【0102】この広帯域fc誤差・CPE算出回路10
は、FFT演算後のOFDM周波数領域信号を角度デー
タに変換した後、この角度データに対して時間的に前後
したシンボル間で2回の差分検出を行うことによってC
P信号を抽出し、抽出したCP信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することによって、OFDM信号の広帯域キ
ャリア周波数誤差を算出している。
【0103】また、広帯域fc誤差・CPE算出回路1
0は、FFT演算後のOFDM周波数領域信号を角度デ
ータに変換した後、この角度データに対して時間的に前
後したシンボル間で一回の差分検出を行い、CPEを算
出している。
【0104】広帯域fc誤差・CPE算出回路10の具
体的な回路例について説明する。
【0105】図2に広帯域fc誤差・CPE算出回路1
0のブロック構成図を示す。
【0106】広帯域fc誤差・CPE算出回路10は、
角度変換回路21と、第1の1シンボルディレイ回路2
2と、第1の減算回路23と、第2の1シンボルディレ
イ回路24と、第2の減算回路25と、コサイン回路2
6と、シフト量演算回路27と、CP選択回路31と、
平均化回路32と、累積加算回路33と、複素演算回路
34とから構成される。
【0107】角度変換回路21には、FFT演算回路8
からOFDM周波数領域信号が供給される。角度変換回
路21は、複素信号として供給されるOFDM周波数領
域信号に対して、実数成分と虚数成分とのアークタンジ
ェントを演算することにより、OFDM周波数領域信号
を角度データに変換する。求められた角度データは、第
1の1シンボルディレイ回路22及び第1の減算回路2
3に供給される。
【0108】第1の1シンボルディレイ回路22は、例
えばFIFO等からなり、角度変換回路21により角度
データとされたOFDM周波数領域信号を、1シンボル
分遅延させ、第1の減算回路23に供給する。この第1
の1シンボルディレイ回路22は、1有効シンボル分の
角度信号を格納するだけのメモリ容量(2048サンプ
ル分の容量)を有していればよい。
【0109】第1の減算回路23は、例えば単純な加算
回路等からなり、1シンボル分遅延させた角度データ
と、遅延されていない角度データとの差分演算を行う。
ここで、角度データの一回のシンボル間の差分を演算す
ると、通常の情報データは、シンボル間でランダムな角
度を取るために、角度の差分をとった後の角度がデータ
毎にランダムとなる。それに対して、CP信号は、もと
もと全て一定位相の信号であることから、一回の角度の
差分をとると、本来の信号成分が除去される。それとと
もに、FFT窓位相誤差及びキャリア位相誤差が除去さ
れる。CP信号に対して一回のシンボル間の角度の差分
を取ることにより残っている情報は、キャリア周波数誤
差、CPE及び再生クロック周波数誤差に依存した位相
誤差となる。
【0110】第1の減算回路23は、演算結果を、一回
差分データとして、第2の減算回路25、第2の1シン
ボルディレイ回路24及びCP選択回路31に供給す
る。
【0111】第2の1シンボルディレイ回路24は、第
1の1シンボルディレイ回路22と同様に、例えば、F
IFO等からなり、第1の減算回路23から供給される
一回差分データを、1シンボル分遅延させ、第2の減算
回路24に供給する。この第2の1シンボルディレイ回
路24も、1有効シンボル分の一回差分データを格納す
るだけのメモリ容量を有していればよい。
【0112】第2の減算回路25は、第1の減算回路2
3と同様に、例えば単純な加算回路等からなり、1シン
ボル分遅延させた一回差分データと、遅延されていない
一回差分データとの差分演算を行う。この第2の減算回
路25により差分演算がされると、結果として、角度デ
ータとされたOFDM周波数領域信号を、シンボル間で
2回差分をとったこととなる。ここで、角度データの2
回のシンボル間の差分を演算すると、通常の情報データ
は、シンボル間でランダムな角度を取るため、一回のシ
ンボル間の差分をとったときと同様に、角度がデータ毎
にランダムとなる。それに対して、CP信号は、二回の
角度の差分をとると、CPE及び再生クロック周波数誤
差に依存した位相誤差が除去され、キャリア周波数誤差
が残ることとなる。そして、一回目の角度差分演算後に
残った誤差は時間に依存しない情報のため、さらに二回
目の角度差分演算を行うことで、CP信号は、0の値に
収束することととなる。
【0113】第2の減算回路25は、演算結果である二
回差分データとして、コサイン回路26に供給する。
【0114】コサイン回路26は、供給された二回差分
データに対してコサイン演算を行うことによって、角度
成分を、複素信号の実数成分(即ち、Iチャネル信号)
に変換する。そのため、Iチャネル信号に変換された二
回差分データは、情報データ成分がI軸上にランダムに
分布するのに対して、CP信号成分は、I軸上の1の値
に収束することとなる。コサイン回路26は、Iチャネ
ル信号に変換した二回差分データを、シフト量算出回路
27に供給する。
【0115】シフト量算出回路27は、供給された二回
差分データからCP信号を抽出してCP信号のサブキャ
リア位置を算出し、OFDM周波数領域信号に含まれて
いるCP信号が本来配置されているサブキャリア位置か
らどの程度シフトしているかを、サブキャリア周波数間
隔精度で算出する。
【0116】具体的に、シフト量算出回路27の回路例
を図3に示す。
【0117】シフト量算出回路27は、図3に示すよう
に、メモリ41と、パイロット信号選択データ発生回路
42と、制御回路43と、累積加算回路44と、最大値
検出回路45と、キャリア周波数誤差記憶回路46と、
第1のラッチ回路47と、第2のラッチ回路48とを有
している。
【0118】メモリ41は、コサイン回路26から出力
される1シンボル分のシンボル間の二回差分データ(I
チャネル信号)を、例えばサブキャリアのインデックス
順に格納する。メモリ41は、パイロット信号選択デー
タ発生回路42から与えられる読み出しアドレスに従
い、格納しているデータのうちアドレスで指定されたデ
ータのみを累積加算回路44に供給する。
【0119】パイロット信号選択データ発生回路42
は、メモリ41に格納されている二回差分データ(Iチ
ャネル信号)のうち、CP(Continual Pilots)信号を
特定するためのアドレス情報を発生する。具体的には、
パイロット信号選択データ発生回路42は、1つの有効
シンボルを構成する複数のサブキャリア(例えば204
8本のサブキャリア)の中から、CP信号が変調されて
いる複数のサブキャリア(例えば45本のサブキャリ
ア)の配置位置を特定するインデックスの集合データを
保持しており、このインデックスの集合データをメモリ
41の読み出しアドレスとして発生する。そして、この
読み出しアドレスとして指定されたデータが、累積加算
回路44に供給される。具体的には、この読み出しアド
レスで特定される45個のデータがメモリ41から読み
出され、累積加算回路44に供給される。なお、メモリ
41に対して読み出しアドレスとして供給するCP信号
のインデックスを特定する集合データのことをCP信号
選択データと呼ぶ。また、このパイロット信号選択デー
タ発生回路42は、制御回路43から供給されるシフト
量feに応じて、そのCP信号選択データを適宜シフト
させて(CP信号選択データを構成する各値に対して一
律に一定の値を加算または減算して)、メモリ41に対
して複数回読み出しアドレスを与えて、メモリ41から
複数回のデータの読み出しを行う。
【0120】パイロット信号選択データ発生回路42か
ら発生されるCP信号選択データは、従来例において図
11を用いて説明したものと同様のものを用いる。
【0121】このようなメモリ41へ読み出しアドレス
として供給するCP信号選択データは、メモリ41に格
納される二回差分データが更新されるまでの間に、例え
ば図11に示したような21パターンのCP信号選択デ
ータが、順次発生される。即ち、1シンボル期間の間
に、−10Δf〜10Δfのシフト量が順次パイロット
信号選択データ発生回路42に供給され、それに伴い、
それぞれのシフト量feに対応した45個のデータが、
例えば21回順次に累積加算回路44に供給される。
【0122】累積加算回路44は、CP信号選択データ
により選択された複数の二回差分データが供給され、そ
れらの二回差分データを累積加算する。すなわち、CP
信号選択データにより選択された45個の値をすべて累
積加算する。この累積加算回路44は、CP信号選択デ
ータがメモリ41に供給されるタイミングと同期してリ
セットされる。すなわち、1シンボル期間内に図11に
示したような21パターンのCP信号選択データが供給
される場合には、各パターンで選択された二回差分デー
タが供給される毎にリセットされる。従って、累積加算
回路44は、1シンボル期間内に、例えば21個の累積
加算結果を、1つずつ順次出力していくこととなる。こ
の累積加算回路44からの出力結果は、最大値検出回路
45に供給される。
【0123】最大値検出回路45は、セレクタ51と、
RAM52と、比較回路53とを備え、累積加算回路4
4から出力される例えば21個の累積加算結果のうち、
最大の累積加算結果(CP値累積加算結果)を選択し、
最大の累積加算結果が選択されたタイミングで、イネー
ブル信号を出力する。最大の累積加算結果が得られた場
合というのは、メモリ41からにより読み出されたデー
タが、CP信号であることを示している。即ち、CP信
号は、その値が1に収束されており、それに対してその
他の情報データは、ランダムな値となっている。従っ
て、CP信号のみを抽出して累積加算すれば、その他の
情報データを累積加算した結果よりもその累積加算値が
高くなり、最大の累積加算結果を選択することによっ
て、CP信号のシフト量を得ることができる。
【0124】具体的には、比較回路53がRAM52に
格納されている値と、累積加算回路44から供給された
累積加算結果とを比較し、RAM52に格納されている
値よりも累積加算回路44から供給された累積加算結果
の方が大きい場合には、イネーブル信号を出力する。こ
のイネーブル信号は、セレクタ51に供給される。セレ
クタ51は、イネーブル信号が供給されると、その累積
加算結果をRAM52に格納する。従って、RAM52
には、累積加算回路44から供給される例えば21個の
累積加算結果のうち、最大の累積加算結果(CP値累積
加算結果)が格納されることとなり、また、比較回路5
3から出力されるイネーブル信号は、例えば21個の累
積加算結果のうち最大の累積加算結果を選択したときが
最後(1シンボル期間内での最後)の発生タイミングと
なる。なお、最大値検出回路45のRAM52は、1シ
ンボル期間毎(メモリ41内の二回差分データが更新さ
れるタイミング)に内部データがクリアされる。
【0125】また、RAM52に格納された累積加算結
果の最大値(CP値累積加算結果)は、第1のラッチ回
路47に供給され、1シンボル毎のタイミングで第1の
ラッチ回路47からホールド回路14に供給される。
【0126】キャリア周波数誤差記憶回路46は、セレ
クタ54と、セレクタ54により選択されたデータを格
納するRAM55とから構成される。セレクタ54に
は、制御回路43からパイロット信号選択データ発生回
路42に供給するシフト量feが、パイロット信号選択
データ発生回路42に供給するタイミングに同期して供
給される。それとともに、セレクタ54には、後段に接
続されているRAM55の出力がフィードバックして入
力されている。セレクタ54は、最大値検出回路45の
比較回路53から出力されるイネーブル信号に従い動作
する。具体的には、イネーブル信号が供給されたときに
は、制御回路43から供給されたシフト量feをRAM
55に格納し、イネーブル信号が供給されなかったとき
には、RAM55からフィードバックされたシフト量f
eをRAM55に格納する。このことにより、RAM5
5には、CP信号の累積加算結果が最大値となるCP信
号選択データのシフト量feが、RAM55に格納され
ることとなる。
【0127】そして、第2のラッチ回路48は、1シン
ボル期間毎のタイミングで、RAM55に格納されてい
るシフト量feをラッチし、その値をサブキャリア間隔
毎の広帯域キャリア周波数誤差値として出力する。
【0128】以上のように広帯域fc誤差・CPE算出
回路10は、FFT演算後のOFDM周波数領域信号に
対して、有効シンボル内に含まれている複数のCP信号
を抽出し、抽出したそのCP信号のサブキャリア位置
が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトしてい
るかを算出することができ、OFDM信号のキャリア周
波数誤差をサブキャリア間隔精度で算出することができ
る。
【0129】また、広帯域fc誤差・CPE算出回路1
0は、図2に示す第1の減算回路23から出力されたシ
ンボル間の一回差分データ(角度差分データ)を用い
て、CPEを求め、OFDM信号に含まれているCPE
をキャンセルするためのCPE補正信号を生成する。
【0130】CP選択回路31は、供給されたシンボル
間の一回差分データのうち、CP信号成分の一回差分デ
ータを抽出する。CP信号は、従来例において説明した
ように有効シンボル内の複数のサブキャリアのうち、予
め定められた位置に複数含まれている。CP選択回路3
1は、例えば、CP信号が変調されているサブキャリア
のインデックスを記憶しておき、そのインデックスのデ
ータのみを抜き出すことによって、CP信号を選択す
る。CP信号成分のシンボル間の一回差分データは、平
均化回路32に供給される。
【0131】平均化回路32は、CP信号のシンボル間
の一回差分データを、1シンボル内で平均化する。平均
化回路32は、例えば45個のCP信号の一回差分デー
タの1シンボル内における平均値を求め、その値をシン
ボル内の位相変動量として出力する。この位相変動量
は、累積加算回路33に供給される。
【0132】累積加算回路33は、供給された位相変動
量(角度データ)を、シンボル毎に累積加算していく。
1シンボル毎の位相変動成分を累積加算することによっ
て、OFDM信号の位相変動に追従していくことが可能
となる。累積加算された角度データは、複素変換回路3
4に供給される。
【0133】複素変換回路34は、角度データを実数成
分(I成分)と虚数成分(Q)とからなる複素信号に変
換する。複素信号に変換された位相変動量は、CPE補
正信号として、CPEキャンセル回路13の複素乗算回
路36に供給される。
【0134】一方、FFT演算回路8から出力されたO
FDM周波数領域信号は、CPEキャンセル回路13の
1シンボル遅延回路35により1シンボル分遅延された
後、CPEキャンセル回路13の複素乗算回路36に供
給される。ここで、1シンボル分遅延されるのは、広帯
域fc誤差・CPE算出回路10によってCPE補正信
号を求める際に、シンボル間の差分演算を行うので、1
シンボル分処理が遅延するためである。
【0135】複素乗算回路36は、1シンボル分遅延さ
れたOFDM周波数領域信号と、広帯域fc誤差・CP
E算出回路10の複素変換回路34から供給されたCP
E補正信号とを複素乗算して、OFDM周波数領域信号
に含まれているCPE成分を除去する。
【0136】以上のように広帯域fc誤差・CPE算出
回路10は、FFT演算後のOFDM周波数領域信号に
対して、シンボル間の1回差分を検出することによっ
て、CPEを算出し、このCPEを除去するためのCP
E補正信号を生成することができ、このことにより、O
FDM周波数領域信号に含まれているCPEを除去する
ことができる。
【0137】以上のような広帯域fc誤差・CPE算出
回路10では、複素信号からなるOFDM周波数領域信
号を、角度データに変換した後に、広帯域キャリア周波
数誤差及びCPE補正信号を求めている。このように、
角度データに変換した後に広帯域キャリア周波数誤差や
CPE補正信号を求めることによって、従来において複
素信号の差動復調を行うために2つのディメンジョンの
データを格納しなければならなかった遅延メモリの容量
を、少なくすることができる。また、この広帯域fc誤
差・CPE算出回路10では、差動演算を行う場合に、
角度データを取り扱うため、従来において複素乗算を行
っていた差動演算回路を、単純な加算回路を用いて構成
することができ、回路構成を単純化することができる。
【0138】なお、以上の広帯域fc誤差・CPE算出
回路10では、広帯域キャリア周波数誤差を求めるにあ
たり、OFDM周波数領域信号に対して2回の差分演算
を行っているが、この差分演算を1回とすることも可能
である。
【0139】また、各サブキャリアに変調されているデ
ータが、例えば、BPSKやQPSKとっいった方式に
より変調されている場合には、図2に示したCPEキャ
ンセル回路13の1シンボル遅延回路35が差動復調回
路に代えられ、また、累積加算回路33が取り除かれ
る。また、イコライザ16も取り除かれる。
【0140】つぎに、ホールド回路14について説明す
る。
【0141】ホールド回路14には、広帯域fc誤差・
CPE算出回路10内部のシフト量算出回路27から広
帯域キャリア周波数誤差情報が供給される。この広帯域
キャリア周波数誤差情報は、1シンボル毎に更新され
る。そして、このホールド回路14は、更新した広帯域
キャリア周波数誤差情報を、NCO11に供給する。
【0142】このような処理を行うとともにホールド回
路14は、広帯域fc誤差・CPE算出回路10のシフ
ト量算出回路27から供給されるCP値累積加算結果や
伝送制御情報復調回路17から供給される伝送制御信号
検出情報といった復調の信頼性を示す情報に基づき、広
帯域fc誤差・CPE算出回路10が誤検出をしている
か否かを判断し、誤検出をしている場合には、広帯域キ
ャリア周波数誤差の情報を更新せずに、前シンボルにお
いて出力した広帯域キャリア周波数誤差を出力するよう
にしている。
【0143】一般に、OFDM信号の復調状態が安定的
に動作している状態にあれば、キャリア周波数誤差の変
動は非常に少なく、そのため、広帯域キャリア周波数誤
差は、ほとんど変動しない。従って、シフト量算出回路
27からの出力は、安定状態においては、その値が一定
の状態となる。それに対し、シフト量算出回路27から
出力された広帯域キャリア周波数誤差が変動する場合
は、初期動作時における周波数ロック動作を行っている
場合、受信機等の状態の変動等によりOFDM信号のキ
ャリア周波数がなんらかの理由で本当に変動した場合、
或いは、キャリア周波数は変動していないがノイズ等の
影響により本当のキャリア周波数が検出できなかった場
合等がある。
【0144】ここで、キャリア周波数は変動していなが
ノイズ等の影響により本当のキャリア周波数が検出でき
なかった場合、即ち、キャリア周波数の誤検出をしてい
る場合には、その誤検出情報に基づきキャリア周波数誤
差を補正すれば、受信状態が悪化してキャリア周波数の
ロックができなくなってしまう。
【0145】従って、ホールド回路14では、シフト量
算出回路27から供給された広帯域キャリア周波数誤差
情報が変動した場合、その変動が確かなものか否かを判
断し、即ち、その変動の信頼性を判断し、その変動の信
頼性が低い場合には、広帯域キャリア周波数誤差情報を
更新せずに、変動前の値にホールドする処理を行う。つ
まり、ホールド回路27は、OFDM信号のキャリア周
波数が本当に変動したのか、或いは、ノイズ等によりキ
ャリア周波数誤差をの誤検出を行っているのかを判断
し、キャリア周波数誤差の誤検出をしていると判断する
場合には、その値を更新しない処理を行う。
【0146】具体的に、その変動に信頼性を判断する情
報としては、2回差分をとったCP信号の1シンボル内
の累積加算結果や、TPSやTMCCといった伝送制御
情報の再生結果等を用いて判断することが可能である。
【0147】ここで、CP信号の1シンボル内の累積加
算結果やTPSやTMCCといった伝送制御情報を、信
頼性を判断する情報として用いることが可能なのは以下
のような理由による。
【0148】例えばDVB−T規格(2Kモード)であ
れば、1シンボル内に45個のCP信号が含まれてい
る。このCP信号の角度成分をシンボル間で2回差分を
とり(或いは2回差動復調)をし、それらの実数成分
(Iチャネル成分)を1シンボル内で累積加算したと
き、その累積加算結果は、理想的には、45となる。す
なわち、2回差分をとったとき、CP信号の角度成分
は、0に収束するため、その実数成分は、1に収束す
る。その値を45個累積すれば、45という値になる。
【0149】ここで、DVB−T規格(2Kモード)の
OFDM信号を受信した場合における、1シンボル内す
べてのCP信号の二回差動復調した累積加算結果と、C
P信号以外の二回差動復調した情報データを45個累積
加算した結果とを比較した実験結果を図4に示す。この
図4では、横軸に、C/N比をとっている。
【0150】CP信号の累積加算結果は、C/N比が高
い場合には、理想的にはその値が45となるが、ノイズ
等が含まれていればその値は減少する。しかしながら、
ノイズが大きくなったとしても、ある程度のC/N比が
稼げていれば、ある一定の値(例えば20)以下となる
ことはほとんどない。
【0151】それに対して、CP信号ではない情報デー
タの累積加算結果は、C/N比の大きさに関わらず、そ
の値が、ある一定の値(例えば13)以上となることは
ほとんどない。
【0152】従って、閾値を、CP信号の累積加算結果
として得られる最小値以下であって、情報データの累積
加算結果として得られる最大値以上と設定(具体的に図
4に示す例では、13以上20以下)に設定し、広帯域
fc誤差・CPE算出回路10によりCP信号として判
断された累積加算結果(即ち、シフト量算出回路27か
ら出力されるCP累積加算結果)が、この閾値以下であ
れば、誤検出をしていると判断することができる。
【0153】また、TPSやTMCCといった伝送制御
情報には、情報データの変調方式や、帯域幅、符号化率
等といったデータの復調及び復号のために必要な非常に
重要な情報が含まれている。そのため、この伝送制御情
報は、通常の情報データよりも誤りに強い変調方式(例
えばDBPSK)等を用い、また、複数シンボルに亘り
同一情報を伝送し、例えば68シンボルに亘り同一の情
報を伝送し、復調の確実性をもたせている。
【0154】そのため、ノイズによりデータの復調が困
難な場合であったとしても、TPSやTMCCといった
伝送制御情報は、再生が可能となる。
【0155】従って、このような伝送情報が復調されて
いれば、ほぼ正常にキャリア周波数誤差が設定されてい
ると判断することができる。
【0156】このようにホールド回路14は、CP信号
の累積加算結果やTPSやTMCC等の伝送制御情報と
いった復調の信頼性を示す情報に基づき、広帯域fc誤
差・CPE算出回路10が誤検出をしていないかどうか
を判断することができる。
【0157】具体的に、ホールド回路14は、以上のC
P信号の累積加算結果や伝送制御情報を用いて、以下の
ような処理を行う。
【0158】ホールド回路14は、シフト量演算回路2
7から広帯域キャリア周波数誤差情報が供給されると、
供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を、前シンボ
ルにおいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を
比較し、その値が変動したのかどうを判断する。判断を
行った結果、前シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情
報と、当該シンボルの広帯域キャリア周波数誤差情報と
が異なった値であった場合、続いて、シフト量算出回路
27から供給されたCP累積加算結果が所定の閾値以下
であるかどうかを判断する。そして、このCP累積加算
結果が所定の閾値以下である場合には、供給された広帯
域キャリア周波数誤差情報を更新せずに、前シンボルに
おいて供給された広帯域キャリア周波数誤差情報をホー
ルドして、NCO11に供給する。
【0159】また、例えば、ホールド回路14は、シフ
ト量演算回路27から広帯域キャリア周波数誤差情報が
供給されると、供給された広帯域キャリア周波数誤差情
報を、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア周
波数誤差情報を比較し、その値が変動したのかどうを判
断する。判断を行った結果、前シンボルの広帯域キャリ
ア周波数誤差情報と、当該シンボルの広帯域キャリア周
波数誤差情報とが異なった値であった場合、続いて、伝
送制御信号検出情報が供給されたかどうか(即ち、TP
SやTMCC等の伝送制御情報が検出されているかどう
か)の判断をする。伝送制御情報が検出されている場合
には、供給された広帯域キャリア周波数誤差情報を更新
せずに、前シンボルにおいて供給された広帯域キャリア
周波数誤差情報をホールドして、NCO11に供給す
る。
【0160】以上のようにホールド回路14は、広帯域
fc誤差・CPE算出回路10から供給された広帯域キ
ャリア周波数誤差情報の信頼性を判断し、その信頼性が
低い場合には広帯域fc誤差・CPE算出回路10が誤
検出をしているものとして、広帯域キャリア周波数誤差
を前シンボルの値にホールドする。このことにより、ホ
ールド回路14では、雑音やフェージングの影響により
正確なキャリア周波数誤差の検出が困難な状態となって
も、OFDM信号のキャリア周波数補正制御動作の同期
を安定的に保持し、誤動作を防止することができる。
【0161】なお、このホールド回路14は、広帯域f
c誤差・CPE算出回路10から出力される広帯域キャ
リア周波数誤差情報をホールドするような構成としてい
るが、狭帯域fc誤差算出回路9から出力される情報も
ホールドするような構成としてもよ。
【0162】また、ホールド回路14は、CP信号の累
積加算値や伝送制御信号に基づき、キャリア周波数の誤
検出を行っているか否かを判断しているが、例えば、エ
ラー訂正量等のその他の情報を用いて判断してもよい。
【0163】
【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、OFDM信号をフーリエ変換して得られる周波数領
域信号の位相成分のシンボル間の変動量に基づき、サブ
キャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出し、上記
OFDM信号のキャリア周波数誤差を補正する。このこ
とにより本発明では、広帯域キャリア周波数誤差を簡易
な構成で精度よく算出し、高精度にOFDM信号のキャ
リア周波数誤差を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態のOFDM受信装置のブロ
ック構成図である。
【図2】上記OFDM受信装置の要部のブロック構成図
である。
【図3】上記OFDM受信装置の広帯域fc誤差・CP
E算出回路内のシフト量演算回路のブロック構成図であ
る。
【図4】DVB−T規格のOFDM信号を受信した場合
における、1シンボル内すべてのCP信号の二回差動復
調した累積加算結果と、CP信号以外の二回差動復調し
た情報データを45個累積加算した結果とを比較した実
験結果を示す図である。
【図5】従来のOFDM受信装置のブロック構成図であ
る。
【図6】OFDM信号のガードインターバルについて説
明するための図である。
【図7】OFDM時間領域信号を時間軸方向に平行移動
させたときの自己相関関数からOFDMシンボルの境界
を求められることを説明するための図である。
【図8】狭帯域キャリア周波数誤差について説明するた
めの図である。
【図9】OFDM周波数領域信号に対して2回のシンボ
ル間の差動復調を行うことよって、CP信号を抽出する
ことができる原理を説明するための図である。
【図10】上記従来のOFDM受信装置の広帯域キャリ
ア周波数誤差算出回路のブロック構成図である。
【図11】上記従来のOFDM受信装置のパイロット信
号選択データ発生回路から発生されるCP信号選択デー
タのデータ例を説明する図である。
【図12】上記従来のOFDM受信装置のCPE誤差算
出回路のブロック構成図である。
【符号の説明】
1 OFDM受信装置、6 デジタル直交復調回路、7
fc補正回路、8FFT演算回路、 9 狭帯域fc
誤差算出回路、10 広帯域fc誤差算出回路、11
数値制御発振器、12 FFTウィンドウ同期回路、1
3 CPEキャンセル回路、14 ホールド回路、15
イコライザ、16 検波・エラー訂正回路、17 伝
送制御情報復調回路
フロントページの続き (72)発明者 松宮 功 東京都品川区北品川6丁目7番35号 ソニ ー株式会社内 Fターム(参考) 5C025 AA11 AA25 BA30 DA01 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD43

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 位相成分が同一とされたパイロット信号
    がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調され
    ている直交周波数分割多重(OFDM)信号を復調する
    復調装置において、 キャリア周波数誤差補正信号と上記OFDM信号とを複
    素乗算して、上記OFDM信号のキャリア周波数を補正
    するキャリア周波数補正手段と、 上記キャリア周波数補正手段によりキャリア周波数が補
    正された上記OFDM信号を、1シンボル期間単位でフ
    ーリエ変換して各サブキャリアに変調されている情報を
    復調し、周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段
    と、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
    周波数領域信号の位相成分を算出する位相成分算出手段
    と、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
    算出する変動量算出手段と、 上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な
    変動量と、上記変動量算出手段により算出された上記周
    波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量とから、
    上記OFDM信号に含まれているパイロット信号のサブ
    キャリア位置を算出して、このOFDM信号のサブキャ
    リア間隔精度のキャリア周波数誤差を算出する広帯域周
    波数誤差算出手段と、 上記広帯域周波数誤差算出手段により算出された上記O
    FDM信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤
    差に基づき、上記キャリア周波数誤差補正信号を生成す
    るキャリア周波数誤差補正信号生成手段とを備える復調
    装置。
  2. 【請求項2】 上記変動量算出手段は、 上記周波数領域信号の位相成分をシンボル間で減算して
    第1の差分量を算出する第1の差分量算出部と、上記第
    1の差分量をシンボル間で減算して第2の差分量を算出
    する第2の差分量算出部とを有し、上記第2の差分量を
    上記周波数領域信号の位相成分の変動量として出力する
    ことを特徴とする請求項1記載の復調装置。
  3. 【請求項3】 上記フーリエ変換手段により復調された
    周波数領域信号の位相雑音を検出し、この位相雑音に基
    づき位相雑音補正信号を生成する位相雑音補正信号生成
    手段と、 上記位相雑音補正信号生成手段により生成された位相雑
    音補正信号と、上記フーリエ変換手段により復調された
    周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号
    の位相雑音を補正する位相雑音補正手段とを備え、 上記位相雑音補正信号生成手段は、 上記変動量算出手段の上記第1の差分量算出部により算
    出された第1の差分量からパイロット信号のシンボル間
    の位相雑音成分を抽出するパイロット信号抽出部と、 上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音を1シンボ
    ル毎に累積加算する累積加算部と、 上記累積加算部による累積加算結果を複素信号に変換し
    て上記位相雑音補正信号を生成する信号変換部とを有す
    ることを特徴とする請求項2記載の復調装置。
  4. 【請求項4】 上記キャリア周波数補正手段によりキャ
    リア周波数が補正された上記OFDM信号を時間軸上に
    変化させたときの自己相関関数を算出し、この自己相関
    関数のピーク値における当該自己相関関数の位相成分に
    基づき、上記OFDM信号のサブキャリア間隔以下の精
    度のキャリア周波数誤差を算出する狭帯域周波数誤差算
    出手段を備え、 上記周波数誤差補正信号生成手段は、上記広帯域周波数
    誤差算出手段により算出されたサブキャリア間隔でのキ
    ャリア周波数誤差、及び、上記狭帯域周波数誤差算出手
    段により算出されたサブキャリア間隔以下の精度のキャ
    リア周波数誤差と加算し、この加算結果に基づき、上記
    キャリア周波数誤差補正信号を生成することを特徴とす
    る請求項1記載の復調装置。
  5. 【請求項5】 位相成分が同一とされたパイロット信号
    がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調され
    ている直交周波数分割多重(OFDM)信号を復調する
    復調装置において、 上記OFDM信号を1シンボル期間単位でフーリエ変換
    して各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周
    波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
    周波数領域信号の角度成分を算出する角度成分算出手段
    と、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
    算出する変動量算出手段と、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量の
    うちパイロット信号の変動量を検出するパイロット信号
    検出手段と、 上記パイロット信号の変動量に基づき、角度成分からな
    る上記OFDM信号の位相変動量を算出する位相変動量
    算出手段と、 上記角度成分からなる上記OFDM信号の位相変動量を
    複素信号に変換して、上記位相変動量補正信号を生成す
    る位相変動量補正信号生成手段と、 上記位相変動量補正信号と上記周波数領域信号とを複素
    乗算して、上記OFDM信号の位相変動を補正する位相
    変動補正手段とを備えることを特徴とする復調装置。
  6. 【請求項6】 位相成分が同一とされたパイロット信号
    がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調され
    ている直交周波数分割多重(OFDM)信号を復調する
    復調方法において、 上記OFDM信号を1シンボル期間単位でフーリエ変換
    することによって各サブキャリアに変調されている情報
    を復調して、周波数領域信号を生成し、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
    周波数領域信号の位相成分を算出し、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
    算出し、 上記パイロット信号の位相成分のシンボル間の理論的な
    変動量と上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の
    変動量とから、上記OFDM信号に含まれているパイロ
    ット信号のサブキャリア位置を算出して、このOFDM
    信号のサブキャリア間隔精度のキャリア周波数誤差を算
    出し、 算出された上記OFDM信号のサブキャリア間隔精度の
    キャリア周波数誤差に基づき、キャリア周波数誤差補正
    信号を生成し、 上記キャリア周波数誤差補正信号と上記OFDM信号と
    を複素乗算して、上記OFDM信号のキャリア周波数を
    補正することを特徴とする復調方法。
  7. 【請求項7】 上記周波数領域信号の位相成分をシンボ
    ル間で減算して第1の差分量を算出し、上記第1の差分
    量をシンボル間で減算して第2の差分量を算出して、上
    記周波数領域信号の位相成分の変動量を求めることを特
    徴とする請求項6記載の復調方法。
  8. 【請求項8】 上記周波数領域信号の第1の差分量に含
    まれているパイロット信号のシンボル間の位相雑音成分
    を抽出し、 上記パイロット信号のシンボル間の位相雑音成分を1シ
    ンボル毎に累積加算し、 累積加算結果を複素信号に変換して上記位相雑音補正信
    号を生成し、 位相雑音補正信号と上記フーリエ変換により復調された
    周波数領域信号とを複素乗算して、上記周波数領域信号
    の位相雑音を補正することを特徴とする請求項7記載の
    復調方法。
  9. 【請求項9】 上記OFDM信号を時間軸上に変化させ
    たときの自己相関関数を算出し、 上記自己相関関数のピーク値における当該自己相関関数
    の位相成分に基づき、上記OFDM信号のサブキャリア
    間隔以下の精度のキャリア周波数誤差を算出し、 上記サブキャリア間隔でのキャリア周波数誤差、及び、
    上記サブキャリア間隔以下の精度のキャリア周波数誤差
    と加算し、この加算結果に基づき、上記キャリア周波数
    誤差補正信号を生成することを特徴とする請求項6記載
    の復調方法。
  10. 【請求項10】 位相成分が同一とされたパイロット信
    号がシンボル内の所定のサブキャリア位置に直交変調さ
    れている直交周波数分割多重(OFDM)信号を復調す
    る復調方法において、 上記OFDM信号を1シンボル期間単位でフーリエ変換
    して各サブキャリアに変調されている情報を復調し、周
    波数領域信号を生成し、 上記周波数領域信号の実数成分及び虚数成分から、当該
    周波数領域信号の角度成分を算出し、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量を
    算出し、 上記周波数領域信号の位相成分のシンボル間の変動量の
    うちパイロット信号の変動量を検出し、 上記パイロット信号の変動量に基づき、角度成分からな
    る上記OFDM信号の位相変動量を算出し、 上記角度成分からなる上記OFDM信号の位相変動量を
    複素信号に変換して、上記位相変動量補正信号を生成
    し、 上記位相変動量補正信号と上記周波数領域信号とを複素
    乗算して、上記OFDM信号の位相変動を補正すること
    を特徴とする復調方法。
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