JP2001237798A - Ｏｆｄｍ用受信装置 - Google Patents
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信号フォーマットに対
し、受信したデータ信号の振幅と位相の補正を適正に行
う。 【解決手段】 ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信号を受信部２で
受信した後、ＦＦＴ処理部３で周波数軸方向の信号Ｙ
（ｌ、ｋ）に変換する。そして、データ抽出部４でデー
タ信号Ｙ（ｌ、ｋｄ）を抽出し、パイロット抽出部５で
パイロット信号Ｙ（ｌ、ｋｐ）を抽出する。複素除算部
７は、抽出されたパイロット信号を、送信側と同じ振幅
と位相を有するパイロット信号Ｘ（ｌ、ｋｐ）で複素除
算する。この算出されたパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）により、補間部８で直線補間を行い、デー
タ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）を算出する。複素
除算部９は、抽出されたデータ信号を、データ信号の伝
送路推定値で複素除算を行い、振幅と位相が補正された
データ信号Ｙ’（ｌ、ｋｄ）を算出する。
し、受信したデータ信号の振幅と位相の補正を適正に行
う。 【解決手段】 ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信号を受信部２で
受信した後、ＦＦＴ処理部３で周波数軸方向の信号Ｙ
（ｌ、ｋ）に変換する。そして、データ抽出部４でデー
タ信号Ｙ（ｌ、ｋｄ）を抽出し、パイロット抽出部５で
パイロット信号Ｙ（ｌ、ｋｐ）を抽出する。複素除算部
７は、抽出されたパイロット信号を、送信側と同じ振幅
と位相を有するパイロット信号Ｘ（ｌ、ｋｐ）で複素除
算する。この算出されたパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、ｋｐ）により、補間部８で直線補間を行い、デー
タ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）を算出する。複素
除算部９は、抽出されたデータ信号を、データ信号の伝
送路推定値で複素除算を行い、振幅と位相が補正された
データ信号Ｙ’（ｌ、ｋｄ）を算出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：Ｏ
ＦＤＭ）方式を用いた通信システムにおけるＯＦＤＭ用
受信装置に関する。
重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：Ｏ
ＦＤＭ）方式を用いた通信システムにおけるＯＦＤＭ用
受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近の無線通信システムにおいて、デー
タや画像等の大容量な情報をディジタル値として有線の
みならず無線で伝送することが要求されている。その
際、ＢＰＳＫやＱＰＳＫ等の位相の違いを利用して位相
に情報を載せて変調する位相シフトキーイング（Phase
Shift Keying）だけでなく、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ
等のように位相、振幅の違いも利用して位相と振幅に情
報を載せて変調する直交振幅変調（Quadrature Amplit
ude Modulation）を用いることが必須になってきてい
る。このような１６ＱＡＭや６４ＱＡＭの直交振幅変調
で変調された信号を送信機から送信し、伝送路を経て受
信機で受信し、同期検波することで元のデータ列に復調
することができる。
タや画像等の大容量な情報をディジタル値として有線の
みならず無線で伝送することが要求されている。その
際、ＢＰＳＫやＱＰＳＫ等の位相の違いを利用して位相
に情報を載せて変調する位相シフトキーイング（Phase
Shift Keying）だけでなく、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ
等のように位相、振幅の違いも利用して位相と振幅に情
報を載せて変調する直交振幅変調（Quadrature Amplit
ude Modulation）を用いることが必須になってきてい
る。このような１６ＱＡＭや６４ＱＡＭの直交振幅変調
で変調された信号を送信機から送信し、伝送路を経て受
信機で受信し、同期検波することで元のデータ列に復調
することができる。
【０００３】このとき、伝送路が有線であればさほど問
題はないが、伝送路が無線の場合、フェージング等の劣
悪な伝送路により、受信した信号の振幅や位相に大きな
歪みが生じる。この伝送路による歪みを軽減する方法と
して、送信機と受信機で同じ既知のパイロット信号（既
知信号）を保持し、そのパイロット信号を送信機から送
信し、受信機で受信したパイロット信号と受信機が保持
しているパイロット信号とを用いて伝送路応答を求め、
その伝送路応答を補間し伝送路推定することにより、受
信したデータ信号（情報信号）の振幅と位相を補正する
技術がある。
題はないが、伝送路が無線の場合、フェージング等の劣
悪な伝送路により、受信した信号の振幅や位相に大きな
歪みが生じる。この伝送路による歪みを軽減する方法と
して、送信機と受信機で同じ既知のパイロット信号（既
知信号）を保持し、そのパイロット信号を送信機から送
信し、受信機で受信したパイロット信号と受信機が保持
しているパイロット信号とを用いて伝送路応答を求め、
その伝送路応答を補間し伝送路推定することにより、受
信したデータ信号（情報信号）の振幅と位相を補正する
技術がある。
【０００４】例えば、特開平１１−１６３８２２号公報
では、ＯＦＤＭ方式を用いた通信システム信号に利用
し、受信したＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号の振幅
と位相の歪みを補正する技術が記載されている。
では、ＯＦＤＭ方式を用いた通信システム信号に利用
し、受信したＯＦＤＭ信号に含まれるデータ信号の振幅
と位相の歪みを補正する技術が記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】特開平１１−１６３８
２２号公報に記載されたものは、地上デジタル放送方式
におけるＯＦＤＭ用受信装置である。このため、図１８
に示すような欧州ＤＶＢ−Ｔシステム等におけるＯＦＤ
Ｍ信号のフォーマットを用いることを前提としている。
この図１８において、縦方向は時間方向（シンボル）、
横方向は周波数方向（キャリア）を示している。また、
図中の白丸はデータシンボル（データ信号）、黒丸はパ
イロットシンボル（パイロット信号）である。パイロッ
トシンボルは、１２本毎のキャリア周波数に伝送されて
おり、４シンボル後に同一のサブキャリア周波数となる
ように巡回的に配置されている。そして、特開平１１−
１６３８２２号公報のＯＦＤＭ用受信装置は、図１８に
示すようなフォーマットのＯＦＤＭ信号に対して、受信
したデータ信号の振幅と位相の歪みを補正し、周波数軸
上での等化を行うするようにしている。
２２号公報に記載されたものは、地上デジタル放送方式
におけるＯＦＤＭ用受信装置である。このため、図１８
に示すような欧州ＤＶＢ−Ｔシステム等におけるＯＦＤ
Ｍ信号のフォーマットを用いることを前提としている。
この図１８において、縦方向は時間方向（シンボル）、
横方向は周波数方向（キャリア）を示している。また、
図中の白丸はデータシンボル（データ信号）、黒丸はパ
イロットシンボル（パイロット信号）である。パイロッ
トシンボルは、１２本毎のキャリア周波数に伝送されて
おり、４シンボル後に同一のサブキャリア周波数となる
ように巡回的に配置されている。そして、特開平１１−
１６３８２２号公報のＯＦＤＭ用受信装置は、図１８に
示すようなフォーマットのＯＦＤＭ信号に対して、受信
したデータ信号の振幅と位相の歪みを補正し、周波数軸
上での等化を行うするようにしている。
【０００６】ＯＦＤＭ信号のフォーマットとしては、上
記した地上デジタル放送用のもの以外に、ＭＭＡＣ（Mu
ltimedia Mobile Access Communication）用のＯＦＤＭ
信号フォーマットがある。このＯＦＤＭ信号フォーマッ
トは、例えば、図１９に示すように、周波数方向に、０
〜４、５〜１７、１８〜２９、３０〜４２、４３〜４７
のデータ信号（図中の白丸）が配置され、それぞれの間
にパイロット信号（図中の黒丸）が分散して配置されて
いる。また、それらの配置は、時間方向に同じになって
いる。このようなＯＦＤＭ信号フォーマットの場合、４
つのパイロット信号うち最も周波数の低い側にあるパイ
ロット信号よりも周波数の低い側に０〜４のデータ信号
が配置され、また４つのパイロット信号のうち最も周波
数の高い側にあるパイロット信号よりも周波数の高い側
に４３〜４７のデータ信号が配置される。このようにＯ
ＦＤＭ信号フォーマットが図１８のものと図１９のもの
では異なっているため、特開平１１−１６３８２２号公
報のＯＦＤＭ用受信装置では、図１９に示すようなＭＭ
ＡＣ用のＯＦＤＭ信号フォーマットに対して、受信した
データ信号の振幅と位相の補正を適正に行うことはでき
ない。
記した地上デジタル放送用のもの以外に、ＭＭＡＣ（Mu
ltimedia Mobile Access Communication）用のＯＦＤＭ
信号フォーマットがある。このＯＦＤＭ信号フォーマッ
トは、例えば、図１９に示すように、周波数方向に、０
〜４、５〜１７、１８〜２９、３０〜４２、４３〜４７
のデータ信号（図中の白丸）が配置され、それぞれの間
にパイロット信号（図中の黒丸）が分散して配置されて
いる。また、それらの配置は、時間方向に同じになって
いる。このようなＯＦＤＭ信号フォーマットの場合、４
つのパイロット信号うち最も周波数の低い側にあるパイ
ロット信号よりも周波数の低い側に０〜４のデータ信号
が配置され、また４つのパイロット信号のうち最も周波
数の高い側にあるパイロット信号よりも周波数の高い側
に４３〜４７のデータ信号が配置される。このようにＯ
ＦＤＭ信号フォーマットが図１８のものと図１９のもの
では異なっているため、特開平１１−１６３８２２号公
報のＯＦＤＭ用受信装置では、図１９に示すようなＭＭ
ＡＣ用のＯＦＤＭ信号フォーマットに対して、受信した
データ信号の振幅と位相の補正を適正に行うことはでき
ない。
【０００７】本発明は上記問題に鑑みたもので、ＭＭＡ
Ｃ用のＯＦＤＭ信号フォーマットに対し、受信したデー
タ信号の振幅と位相の補正を適正に行うことができるＯ
ＦＤＭ用受信装置を提供することを目的とする。
Ｃ用のＯＦＤＭ信号フォーマットに対し、受信したデー
タ信号の振幅と位相の補正を適正に行うことができるＯ
ＦＤＭ用受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明では、ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ
信号フォーマットのＯＦＤＭ信号を受信し、このＯＦＤ
Ｍ信号から情報信号と既知信号をそれぞれ抽出する手段
と、抽出された既知信号を用いて既知信号の伝送路応答
を算出する手段と、算出された既知信号の伝送路応答を
用いて、既知信号間に位置している情報信号、複数の既
知信号のうち最も周波数の低い側にある既知信号よりも
周波数の低い側に位置している情報信号、および複数の
既知信号のうち最も周波数の高い側にある既知信号より
も周波数の高い側に位置している情報信号の伝送路特性
を推定する手段と、推定された情報信号の伝送路特性を
用いて抽出された情報信号の振幅と位相の補正を行う手
段とを備えたＯＦＤＭ用受信装置を特徴としている。
め、請求項１に記載の発明では、ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ
信号フォーマットのＯＦＤＭ信号を受信し、このＯＦＤ
Ｍ信号から情報信号と既知信号をそれぞれ抽出する手段
と、抽出された既知信号を用いて既知信号の伝送路応答
を算出する手段と、算出された既知信号の伝送路応答を
用いて、既知信号間に位置している情報信号、複数の既
知信号のうち最も周波数の低い側にある既知信号よりも
周波数の低い側に位置している情報信号、および複数の
既知信号のうち最も周波数の高い側にある既知信号より
も周波数の高い側に位置している情報信号の伝送路特性
を推定する手段と、推定された情報信号の伝送路特性を
用いて抽出された情報信号の振幅と位相の補正を行う手
段とを備えたＯＦＤＭ用受信装置を特徴としている。
【０００９】このことにより、ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信
号フォーマットに対し、受信した情報信号の振幅と位相
の補正を適正に行うことができる。
号フォーマットに対し、受信した情報信号の振幅と位相
の補正を適正に行うことができる。
【００１０】この場合、上記した情報信号の伝送路特性
の推定としては、請求項２に記載の発明のような直線補
間あるいは請求項５に記載の発明のようなＳｉｎｃ関数
による補間を用いて行うことができる。
の推定としては、請求項２に記載の発明のような直線補
間あるいは請求項５に記載の発明のようなＳｉｎｃ関数
による補間を用いて行うことができる。
【００１１】直線補間を用いた場合には、請求項３に記
載の発明のように、最も周波数の低い側にある既知信号
の伝送路応答と、その既知信号よりも周波数の高い側に
隣接した既知信号の伝送路応答により、周波数の低い側
に位置している情報信号の伝送路特性を推定し、最も周
波数の高い側にある既知信号の伝送路応答と、その既知
信号よりも周波数の低い側に隣接した既知信号の伝送路
応答により、周波数の高い側に位置している情報信号の
伝送路特性を推定するようにすれば、既知信号で挟まれ
た位置にない情報信号に対しても、その伝送路特性を推
定することができる。
載の発明のように、最も周波数の低い側にある既知信号
の伝送路応答と、その既知信号よりも周波数の高い側に
隣接した既知信号の伝送路応答により、周波数の低い側
に位置している情報信号の伝送路特性を推定し、最も周
波数の高い側にある既知信号の伝送路応答と、その既知
信号よりも周波数の低い側に隣接した既知信号の伝送路
応答により、周波数の高い側に位置している情報信号の
伝送路特性を推定するようにすれば、既知信号で挟まれ
た位置にない情報信号に対しても、その伝送路特性を推
定することができる。
【００１２】また、Ｓｉｎｃ関数による補間を用いた場
合には、請求項５に記載の発明のように、抽出された既
知信号のそれぞれの伝送路応答を求め、既知信号の伝送
路応答とＳｉｎｃ関数の最大値を一致するようにし、そ
のＳｉｎｃ関数が他の既知信号の伝送路応答のほぼゼロ
点を通り、それぞれのＳｉｎｃ関数を合成することによ
り補間を行うようにするのが好ましい。
合には、請求項５に記載の発明のように、抽出された既
知信号のそれぞれの伝送路応答を求め、既知信号の伝送
路応答とＳｉｎｃ関数の最大値を一致するようにし、そ
のＳｉｎｃ関数が他の既知信号の伝送路応答のほぼゼロ
点を通り、それぞれのＳｉｎｃ関数を合成することによ
り補間を行うようにするのが好ましい。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１に、図１９に示すＭＭＡＣ用
のＯＦＤＭ信号フォーマットを用いた通信システムにお
けるＯＦＤＭ用受信装置の構成を示す。このＯＦＤＭ用
受信装置は、アンテナ１、受信部２、ＦＦＴ（高速フー
リエ変換）処理部３、データ抽出部４、パイロット抽出
部５、パイロット発生部６、複素除算部７、補間部８、
複素除算部９、復調部１０で構成されている。
のＯＦＤＭ信号フォーマットを用いた通信システムにお
けるＯＦＤＭ用受信装置の構成を示す。このＯＦＤＭ用
受信装置は、アンテナ１、受信部２、ＦＦＴ（高速フー
リエ変換）処理部３、データ抽出部４、パイロット抽出
部５、パイロット発生部６、複素除算部７、補間部８、
複素除算部９、復調部１０で構成されている。
【００１４】図１９に示すＯＦＤＭ信号の信号フォーマ
ットで送信されたＯＦＤＭ信号は、アンテナ１で受信さ
れる。受信部２は、アンテナ１で受信したＯＦＤＭ信号
をＲＦ受信処理、タイミング再生処理等を行って、ベー
スバンドのＯＦＤＭ信号に変換する。ＦＦＴ処理部３
は、受信部２で処理されたベースバンドのＯＦＤＭ信号
を周波数軸方向の信号であるＹ（ｌ、ｋ）［但し、ｋ＝
０〜５１］に変換する。なお、ｌはシンボル、ｋは周波
数軸方向に配置された信号の番号を示す。
ットで送信されたＯＦＤＭ信号は、アンテナ１で受信さ
れる。受信部２は、アンテナ１で受信したＯＦＤＭ信号
をＲＦ受信処理、タイミング再生処理等を行って、ベー
スバンドのＯＦＤＭ信号に変換する。ＦＦＴ処理部３
は、受信部２で処理されたベースバンドのＯＦＤＭ信号
を周波数軸方向の信号であるＹ（ｌ、ｋ）［但し、ｋ＝
０〜５１］に変換する。なお、ｌはシンボル、ｋは周波
数軸方向に配置された信号の番号を示す。
【００１５】データ抽出部４は、ＦＦＴ処理部３で処理
された周波数軸方向の信号から図１９のＯＦＤＭ信号フ
ォーマットにあるデータ信号Ｙ（ｌ、ｋｄ）［但し、ｋ
ｄ＝０〜４７］のみを抽出する。また、パイロット抽出
部５は、ＦＦＴ処理部３で処理された周波数軸方向の信
号から図１９のＯＦＤＭ信号フォーマットにあるパイロ
ット信号Ｙ（ｌ、ｋｐ）［但し、ｋｐ＝０〜３］のみを
抽出する。
された周波数軸方向の信号から図１９のＯＦＤＭ信号フ
ォーマットにあるデータ信号Ｙ（ｌ、ｋｄ）［但し、ｋ
ｄ＝０〜４７］のみを抽出する。また、パイロット抽出
部５は、ＦＦＴ処理部３で処理された周波数軸方向の信
号から図１９のＯＦＤＭ信号フォーマットにあるパイロ
ット信号Ｙ（ｌ、ｋｐ）［但し、ｋｐ＝０〜３］のみを
抽出する。
【００１６】一方、パイロット発生部６は、送信側と同
じ振幅と位相を持ったパイロット信号Ｘ（ｌ、ｋｐ）
［但し、ｋｐ＝０〜３］を発生する。複素除算部７は、
パイロット抽出部５からのパイロット信号をパイロット
発生部６からのパイロット信号で複素除算を行い、パイ
ロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ＝
０〜３］を算出する。
じ振幅と位相を持ったパイロット信号Ｘ（ｌ、ｋｐ）
［但し、ｋｐ＝０〜３］を発生する。複素除算部７は、
パイロット抽出部５からのパイロット信号をパイロット
発生部６からのパイロット信号で複素除算を行い、パイ
ロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ＝
０〜３］を算出する。
【００１７】補間部８は、パイロット信号の伝送路応答
を用い、その補間を行って、データ信号の伝送路を推定
した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０〜４
７］を算出する。具体的には、図１９に示す４つのパイ
ロット信号を用い、その補間を行って、０〜４、５〜１
７、１８〜２９、３０〜４２、４３〜４７のデータ信号
の伝送路特性を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）
[但し、ｋ＝０〜４７］を算出する。この場合、その補
間としては、例えば、後述する直線補間あるいはＳｉｎ
ｃ関数による補間を用いることができる。
を用い、その補間を行って、データ信号の伝送路を推定
した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０〜４
７］を算出する。具体的には、図１９に示す４つのパイ
ロット信号を用い、その補間を行って、０〜４、５〜１
７、１８〜２９、３０〜４２、４３〜４７のデータ信号
の伝送路特性を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）
[但し、ｋ＝０〜４７］を算出する。この場合、その補
間としては、例えば、後述する直線補間あるいはＳｉｎ
ｃ関数による補間を用いることができる。
【００１８】複素除算部９は、データ抽出部４からのデ
ータ信号を補間部８からのデータ信号の伝送路を推定し
た伝送路推定値で複素除算を行い、振幅と位相が補正さ
れたデータ信号Ｙ’（ｌ、ｋｄ）[但し、ｋｄ＝０〜４
７］を算出する。
ータ信号を補間部８からのデータ信号の伝送路を推定し
た伝送路推定値で複素除算を行い、振幅と位相が補正さ
れたデータ信号Ｙ’（ｌ、ｋｄ）[但し、ｋｄ＝０〜４
７］を算出する。
【００１９】復調部１０は、複素除算部９から出力され
たデータ信号を用いて、各データ信号の復調を行い、デ
ィジタルデータ列に変換して出力する。
たデータ信号を用いて、各データ信号の復調を行い、デ
ィジタルデータ列に変換して出力する。
【００２０】次に、上記した補間部８の補間として、直
線補間を行う実施形態と、Ｓｉｎｃ関数により補間を行
う実施形態についてそれぞれ説明する。 （直線補間を行う場合の実施形態）この実施形態では、
補間部８において、図２に示すように、パイロット信号
の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）［但し、ｋｐ＝０〜３］）
を用い、直線的に補間することで、データ信号の伝送路
を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０
〜４７］を算出する。
線補間を行う実施形態と、Ｓｉｎｃ関数により補間を行
う実施形態についてそれぞれ説明する。 （直線補間を行う場合の実施形態）この実施形態では、
補間部８において、図２に示すように、パイロット信号
の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）［但し、ｋｐ＝０〜３］）
を用い、直線的に補間することで、データ信号の伝送路
を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０
〜４７］を算出する。
【００２１】図３に、直線補間を行う補間部８の具体的
な構成を示す。
な構成を示す。
【００２２】この直線補間部８は、加算部２１〜２３、
除算部２４〜２６、および伝送路推定部２７〜３１から
構成されている。複素除算部７で算出されたパイロット
信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ＝０〜
３］は、加算部２１、加算部２２、加算部２３に入力さ
れる。加算部２１、加算部２２、加算部２３は、隣接し
たパイロット信号の伝送路応答の差をそれぞれ算出す
る。加算部２１の出力は、除算部２４に入力され、定数
１４で除算される。これは、５〜１７のデータ信号の両
側にあるパイロット信号間の間隔が１４であるためで、
その除算結果ｐ０１は、パイロット信号間の傾きを表
す。同様に、加算部２２の出力は、除算部２５に入力さ
れ、定数１３で除算される。また、加算部２３の出力
は、除算部２６に入力され、定数１４で除算される。そ
して、除算部２５、２６から除算結果ｐ１２、ｐ２３が
それぞれ出力される。
除算部２４〜２６、および伝送路推定部２７〜３１から
構成されている。複素除算部７で算出されたパイロット
信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ＝０〜
３］は、加算部２１、加算部２２、加算部２３に入力さ
れる。加算部２１、加算部２２、加算部２３は、隣接し
たパイロット信号の伝送路応答の差をそれぞれ算出す
る。加算部２１の出力は、除算部２４に入力され、定数
１４で除算される。これは、５〜１７のデータ信号の両
側にあるパイロット信号間の間隔が１４であるためで、
その除算結果ｐ０１は、パイロット信号間の傾きを表
す。同様に、加算部２２の出力は、除算部２５に入力さ
れ、定数１３で除算される。また、加算部２３の出力
は、除算部２６に入力され、定数１４で除算される。そ
して、除算部２５、２６から除算結果ｐ１２、ｐ２３が
それぞれ出力される。
【００２３】伝送路推定部２７は、除算部２４から出力
された値ｐ０１とパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、
０）を用いて、図２のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、０）〜Ｈ’（ｌ、４）を算出し、伝送路推定部２
８は、除算部２４から出力された値ｐ０１とパイロット
信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）を用いて、図２のデータ
信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、５）〜Ｈ’（ｌ、１７）
を算出し、伝送路推定部２９は、除算部２５から出力さ
れた値ｐ１２とパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、
１）を用いて、図２のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、１８）〜Ｈ’（ｌ、２９）を算出し、伝送路推定
部３０は、除算部２６から出力された値ｐ２３とパイロ
ット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、２）を用いて、図２のデ
ータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、３０）〜Ｈ’（ｌ、
４２）を算出し、伝送路推定部３１は、除算部２６から
出力された値ｐ２３とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、３ｐ）を用いて、図２のデータ信号の伝送路推定
値Ｈ’（ｌ、４３）〜Ｈ’（ｌ、４７）を算出する。
された値ｐ０１とパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、
０）を用いて、図２のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、０）〜Ｈ’（ｌ、４）を算出し、伝送路推定部２
８は、除算部２４から出力された値ｐ０１とパイロット
信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）を用いて、図２のデータ
信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、５）〜Ｈ’（ｌ、１７）
を算出し、伝送路推定部２９は、除算部２５から出力さ
れた値ｐ１２とパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、
１）を用いて、図２のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、１８）〜Ｈ’（ｌ、２９）を算出し、伝送路推定
部３０は、除算部２６から出力された値ｐ２３とパイロ
ット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、２）を用いて、図２のデ
ータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、３０）〜Ｈ’（ｌ、
４２）を算出し、伝送路推定部３１は、除算部２６から
出力された値ｐ２３とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、３ｐ）を用いて、図２のデータ信号の伝送路推定
値Ｈ’（ｌ、４３）〜Ｈ’（ｌ、４７）を算出する。
【００２４】図４に、伝送路推定部２７の具体的な構成
を示す。この伝送路推定部２７では、除算部２４から出
力された値ｐ０１をパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、０）から順に減算していって、データ信号の伝送
路推定値Ｈ’（ｌ、４）〜Ｈ’（ｌ、０）を算出する。
を示す。この伝送路推定部２７では、除算部２４から出
力された値ｐ０１をパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、０）から順に減算していって、データ信号の伝送
路推定値Ｈ’（ｌ、４）〜Ｈ’（ｌ、０）を算出する。
【００２５】具体的には、パイロット信号の伝送路応答
Ｈ（ｌ、０）とｐ０１の差により加算部２７１で伝送路
推定値Ｈ’（ｌ、４）を算出する。また、加算部２７１
にて算出された伝送路推定値Ｈ’（ｌ、４）とｐ０１の
差により加算部２７２で伝送路推定値Ｈ’（ｌ、３）を
算出する。また、加算部２７２にて算出された伝送路推
定値Ｈ’（ｌ、３）とｐ０１の差により加算部２７３で
伝送路推定値Ｈ’（ｌ、２）を算出する。また、加算部
２７３にて算出された伝送路推定値Ｈ’（ｌ、２）とｐ
０１の差により加算部２７４にて伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、１）を算出する。また、加算部２７４にて算出さ
れた伝送路推定値Ｈ’（ｌ、１）とｐ０１の差により加
算部２７５で伝送路推定値Ｈ’（ｌ、０）を算出する。
Ｈ（ｌ、０）とｐ０１の差により加算部２７１で伝送路
推定値Ｈ’（ｌ、４）を算出する。また、加算部２７１
にて算出された伝送路推定値Ｈ’（ｌ、４）とｐ０１の
差により加算部２７２で伝送路推定値Ｈ’（ｌ、３）を
算出する。また、加算部２７２にて算出された伝送路推
定値Ｈ’（ｌ、３）とｐ０１の差により加算部２７３で
伝送路推定値Ｈ’（ｌ、２）を算出する。また、加算部
２７３にて算出された伝送路推定値Ｈ’（ｌ、２）とｐ
０１の差により加算部２７４にて伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、１）を算出する。また、加算部２７４にて算出さ
れた伝送路推定値Ｈ’（ｌ、１）とｐ０１の差により加
算部２７５で伝送路推定値Ｈ’（ｌ、０）を算出する。
【００２６】図５に、伝送路推定部２８の具体的な構成
を示す。この伝送路推定部２８では、パイロット信号の
伝送路応答Ｈ（ｌ、０）に除算部２４から出力された値
ｐ０１を順に加算していって、データ信号の伝送路推定
値Ｈ’（ｌ、５）〜Ｈ’（ｌ、１７）を算出する。
を示す。この伝送路推定部２８では、パイロット信号の
伝送路応答Ｈ（ｌ、０）に除算部２４から出力された値
ｐ０１を順に加算していって、データ信号の伝送路推定
値Ｈ’（ｌ、５）〜Ｈ’（ｌ、１７）を算出する。
【００２７】具体的には、ｐ０１に乗算部２８１の定数
値１を乗算し、続いて加算部２８４でパイロット信号の
伝送路応答Ｈ（ｌ、０）と加算して伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、５）を算出する。また、ｐ０１に乗算部２８２の
定数値２を乗算し、続いて加算部２８５でパイロット信
号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）を加算して伝送路推定値
Ｈ’（ｌ、６）を算出する。以後、同様な乗算、加算処
理を行い、そして最終段の乗算部２８３、加算部２８６
から伝送路推定値Ｈ’（ｌ、１７）を算出する。
値１を乗算し、続いて加算部２８４でパイロット信号の
伝送路応答Ｈ（ｌ、０）と加算して伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、５）を算出する。また、ｐ０１に乗算部２８２の
定数値２を乗算し、続いて加算部２８５でパイロット信
号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）を加算して伝送路推定値
Ｈ’（ｌ、６）を算出する。以後、同様な乗算、加算処
理を行い、そして最終段の乗算部２８３、加算部２８６
から伝送路推定値Ｈ’（ｌ、１７）を算出する。
【００２８】図６に、伝送路推定部２９の具体的な構成
を示す。この伝送路推定部２９の構成は、図５に示すも
のと同様の構成で、乗算部２９１、２９２、…、２９
３、および加算部２９４、２９５、…、２９６を備え、
パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、１）に除算部２５
から出力された値ｐ１２を順に加算していって、データ
信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、１８）〜Ｈ’（ｌ、２
９）を算出する。
を示す。この伝送路推定部２９の構成は、図５に示すも
のと同様の構成で、乗算部２９１、２９２、…、２９
３、および加算部２９４、２９５、…、２９６を備え、
パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、１）に除算部２５
から出力された値ｐ１２を順に加算していって、データ
信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、１８）〜Ｈ’（ｌ、２
９）を算出する。
【００２９】図７に、伝送路推定部３０の具体的な構成
を示す。この伝送路推定部３０の構成は、図５に示すも
のと同様の構成で、乗算部３０１、３０２、…、３０
３、および加算部３０４、３０５、…、３０６を備え、
パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、２）に除算部２６
から出力された値ｐ２３を順に加算していって、データ
信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、３０）〜Ｈ’（ｌ、４
２）を算出する。
を示す。この伝送路推定部３０の構成は、図５に示すも
のと同様の構成で、乗算部３０１、３０２、…、３０
３、および加算部３０４、３０５、…、３０６を備え、
パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、２）に除算部２６
から出力された値ｐ２３を順に加算していって、データ
信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、３０）〜Ｈ’（ｌ、４
２）を算出する。
【００３０】図８に、伝送路推定部３１の具体的な構成
を示す。この伝送路推定部３１の構成は、図４に示すも
のと同様の構成で、加算部３１１、３１２、３１３、３
１４、３１５を備え、除算部２６から出力された値ｐ２
３をパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、３）から順に
加算していって、データ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、
４３）〜Ｈ’（ｌ、４７）を算出する。
を示す。この伝送路推定部３１の構成は、図４に示すも
のと同様の構成で、加算部３１１、３１２、３１３、３
１４、３１５を備え、除算部２６から出力された値ｐ２
３をパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、３）から順に
加算していって、データ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、
４３）〜Ｈ’（ｌ、４７）を算出する。
【００３１】以上述べたように、４つのパイロット信号
の伝送路応答を用いた直線補間を行うことによって、４
つのパイロット信号のそれぞれの間に挟まれた位置にあ
るデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、５）〜Ｈ’
（ｌ、１７）、Ｈ’（ｌ、１８）〜Ｈ’（ｌ、２９）、
Ｈ’（ｌ、３０）〜Ｈ’（ｌ、４２）を算出し、またパ
イロット信号で挟まれていない低周波数側のデータ信号
に対しては、それより周波数の高い側にある隣接した２
つのパイロット信号の伝送路応答を用いた直線補間によ
って、伝送路推定値Ｈ’（ｌ、０）〜Ｈ’（ｌ、４）を
算出し、またパイロット信号で挟まれていない高周波数
側のデータ信号に対しては、それより周波数の低い側に
ある隣接した２つのパイロット信号の伝送路応答を用い
た直線補間によって、伝送路推定値Ｈ’（ｌ、４３）〜
Ｈ’（ｌ、４７）を算出することができる。従って、図
１９に示すＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信号フォーマットを用
いた通信システムにおいても、各データ信号の伝送路特
性を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝
０〜４７］を得ることができる。
の伝送路応答を用いた直線補間を行うことによって、４
つのパイロット信号のそれぞれの間に挟まれた位置にあ
るデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、５）〜Ｈ’
（ｌ、１７）、Ｈ’（ｌ、１８）〜Ｈ’（ｌ、２９）、
Ｈ’（ｌ、３０）〜Ｈ’（ｌ、４２）を算出し、またパ
イロット信号で挟まれていない低周波数側のデータ信号
に対しては、それより周波数の高い側にある隣接した２
つのパイロット信号の伝送路応答を用いた直線補間によ
って、伝送路推定値Ｈ’（ｌ、０）〜Ｈ’（ｌ、４）を
算出し、またパイロット信号で挟まれていない高周波数
側のデータ信号に対しては、それより周波数の低い側に
ある隣接した２つのパイロット信号の伝送路応答を用い
た直線補間によって、伝送路推定値Ｈ’（ｌ、４３）〜
Ｈ’（ｌ、４７）を算出することができる。従って、図
１９に示すＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信号フォーマットを用
いた通信システムにおいても、各データ信号の伝送路特
性を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝
０〜４７］を得ることができる。
【００３２】図９に、上記のＯＦＤＭ用受信装置につい
て、伝送路を２波レイリーフェージング環境を想定した
場合における計算機シミュレーションによるビット誤り
率（ＢＥＲ）を示す。
て、伝送路を２波レイリーフェージング環境を想定した
場合における計算機シミュレーションによるビット誤り
率（ＢＥＲ）を示す。
【００３３】また、シミュレーションの主なパラメータ
として、最大ドップラー周波数を５２Ｈｚ、ＯＦＤＭ信
号のサブキャリア数を５２（データキャリア４８本＋パ
イロットキャリア４本）、有効シンボル長を３．２μ
ｓ、ガードインタバル長を８００ｎｓ、変調方式を１６
ＱＡＭで行った。
として、最大ドップラー周波数を５２Ｈｚ、ＯＦＤＭ信
号のサブキャリア数を５２（データキャリア４８本＋パ
イロットキャリア４本）、有効シンボル長を３．２μ
ｓ、ガードインタバル長を８００ｎｓ、変調方式を１６
ＱＡＭで行った。
【００３４】この図９から、上記した実施形態によりデ
ータ信号の等化を行った場合には、平均Ｃ／Ｎ（キャリ
アとノイズのパワー比）が高くなるほどビット誤り率が
低くなり、またＤＵＲ（直接波と遅延波のパワーの比）
が大きいくなるほどビット誤り率が低くなることがわか
る。 （Ｓｉｎ関数による補間を行う場合の実施形態）この実
施形態では、補間部８において、図１０に示すように、
パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）［但し、ｋ
ｐ＝０〜３］）を用い、Ｓｉｎｃ関数により補間するこ
とで、データ信号の伝送路を推定した伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０〜４７］を算出する。
ータ信号の等化を行った場合には、平均Ｃ／Ｎ（キャリ
アとノイズのパワー比）が高くなるほどビット誤り率が
低くなり、またＤＵＲ（直接波と遅延波のパワーの比）
が大きいくなるほどビット誤り率が低くなることがわか
る。 （Ｓｉｎ関数による補間を行う場合の実施形態）この実
施形態では、補間部８において、図１０に示すように、
パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）［但し、ｋ
ｐ＝０〜３］）を用い、Ｓｉｎｃ関数により補間するこ
とで、データ信号の伝送路を推定した伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０〜４７］を算出する。
【００３５】なお、Ｓｉｎｃ関数は、ｓｉｎ（ｘ）／ｘ
で表される関数である。また、図１０中の曲線Ａは、そ
の最大値が伝送路応答Ｈ（ｌ、０）と一致し、かつ伝送
路応答Ｈ（ｌ、１）、伝送路応答Ｈ（ｌ、２）、伝送路
応答Ｈ（ｌ、３）のほぼゼロ点を通るものであり、曲線
Ｂは、その最大値が伝送路応答Ｈ（ｌ、１）と一致し、
かつ伝送路応答Ｈ（ｌ、０）、伝送路応答Ｈ（ｌ、
２）、伝送路応答Ｈ（ｌ、３）のほぼゼロ点を通るもの
であり、曲線Ｃは、その最大値が伝送路応答Ｈ（ｌ、
２）と一致し、伝送路応答Ｈ（ｌ、０）、伝送路応答Ｈ
（ｌ、１）、伝送路応答Ｈ（ｌ、３）のほぼゼロ点を通
るものであり、曲線Ｄは、その最大値が伝送路応答Ｈ
（ｌ、３）と一致し、伝送路応答Ｈ（ｌ、０）、伝送路
応答Ｈ（ｌ、１）、伝送路応答Ｈ（ｌ、２）のほぼゼロ
点を通るものである。
で表される関数である。また、図１０中の曲線Ａは、そ
の最大値が伝送路応答Ｈ（ｌ、０）と一致し、かつ伝送
路応答Ｈ（ｌ、１）、伝送路応答Ｈ（ｌ、２）、伝送路
応答Ｈ（ｌ、３）のほぼゼロ点を通るものであり、曲線
Ｂは、その最大値が伝送路応答Ｈ（ｌ、１）と一致し、
かつ伝送路応答Ｈ（ｌ、０）、伝送路応答Ｈ（ｌ、
２）、伝送路応答Ｈ（ｌ、３）のほぼゼロ点を通るもの
であり、曲線Ｃは、その最大値が伝送路応答Ｈ（ｌ、
２）と一致し、伝送路応答Ｈ（ｌ、０）、伝送路応答Ｈ
（ｌ、１）、伝送路応答Ｈ（ｌ、３）のほぼゼロ点を通
るものであり、曲線Ｄは、その最大値が伝送路応答Ｈ
（ｌ、３）と一致し、伝送路応答Ｈ（ｌ、０）、伝送路
応答Ｈ（ｌ、１）、伝送路応答Ｈ（ｌ、２）のほぼゼロ
点を通るものである。
【００３６】図１１に、Ｓｉｎｃ関数により補間を行う
補間部８の具体的な構成を示す。
補間部８の具体的な構成を示す。
【００３７】このＳｉｎｃ関数による補間部８は、推定
処理部４１、４２、…、４３、…、４４から構成されて
いる。推定処理部４１、４２、…４３、…、４４は、パ
イロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ
＝０〜３］）を用いて、Ｓｉｎｃ関数による補間を行
い、データ信号の伝送路を推定した伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０〜４７］をそれぞれ出力す
る。
処理部４１、４２、…、４３、…、４４から構成されて
いる。推定処理部４１、４２、…４３、…、４４は、パ
イロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ
＝０〜３］）を用いて、Ｓｉｎｃ関数による補間を行
い、データ信号の伝送路を推定した伝送路推定値Ｈ’
（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝０〜４７］をそれぞれ出力す
る。
【００３８】推定処理部４１、４２、…、４３、…、４
４は、同様の構成のものであるので、ｋ番目の推定処理
部４３を用いてその構成および作動を説明する。図１２
に、ｋ番目の推定処理部４３の具体的な構成を示す。
４は、同様の構成のものであるので、ｋ番目の推定処理
部４３を用いてその構成および作動を説明する。図１２
に、ｋ番目の推定処理部４３の具体的な構成を示す。
【００３９】図１２において、データ信号の伝送路推定
値Ｈ’（ｌ、ｋ）の定数値ｋが係数α演算回路４３２、
係数β演算回路４３３、係数γ演算回路４３４、係数ε
演算回路４３５に入力される。
値Ｈ’（ｌ、ｋ）の定数値ｋが係数α演算回路４３２、
係数β演算回路４３３、係数γ演算回路４３４、係数ε
演算回路４３５に入力される。
【００４０】係数α演算回路４３２では、図１３に示す
ように、定数値ｋからブロック４３２１の定数値５を引
き、引いた値に乗算部４３２２の値を乗算し、その乗算
値をαとする。この値αは、図１２に示すＳｉｎｃ関数
部４３６に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３６で値α
に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。このことによ
り、図１０に示す曲線Ａ上でｋ番目のデータ信号に対す
るＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そのＳｉｎ
ｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）
とが乗算部４５０で乗算される。その乗算結果は、パイ
ロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）によるｋ番目のデ
ータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への関係値とな
る。
ように、定数値ｋからブロック４３２１の定数値５を引
き、引いた値に乗算部４３２２の値を乗算し、その乗算
値をαとする。この値αは、図１２に示すＳｉｎｃ関数
部４３６に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３６で値α
に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。このことによ
り、図１０に示す曲線Ａ上でｋ番目のデータ信号に対す
るＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そのＳｉｎ
ｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）
とが乗算部４５０で乗算される。その乗算結果は、パイ
ロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、０）によるｋ番目のデ
ータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への関係値とな
る。
【００４１】また、係数β演算回路４３３では、図１４
に示すように、定数値ｋからブロック４３３１の定数値
１９を引き、引いた値に乗算部４３３２の値を乗算し、
その乗算値をβとする。この値βは、図１２に示すＳｉ
ｎｃ関数部４３７に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３
７で値βに対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。この
ことにより、図１０に示す曲線Ｂ上でｋ番目のデータ信
号に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そ
のＳｉｎｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、１）とが乗算部４５１で乗算される。その乗算結
果は、パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、１）による
ｋ番目のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への
関係値となる。
に示すように、定数値ｋからブロック４３３１の定数値
１９を引き、引いた値に乗算部４３３２の値を乗算し、
その乗算値をβとする。この値βは、図１２に示すＳｉ
ｎｃ関数部４３７に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３
７で値βに対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。この
ことにより、図１０に示す曲線Ｂ上でｋ番目のデータ信
号に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そ
のＳｉｎｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、１）とが乗算部４５１で乗算される。その乗算結
果は、パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、１）による
ｋ番目のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への
関係値となる。
【００４２】また、係数γ演算回路４３４では、図１５
に示すように、定数値ｋからブロック４３４１の定数値
３２を引き、引いた値に乗算部４３４２の値を乗算し、
その乗算値をγとする。この値γは、図１２に示すＳｉ
ｎｃ関数部４３８に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３
８で値γに対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。この
ことにより、図１０に示す曲線Ｃ上でｋ番目のデータ信
号に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そ
のＳｉｎｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、２）とが乗算部４５２で乗算される。その乗算結
果は、パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、２）による
ｋ番目のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への
関係値となる。
に示すように、定数値ｋからブロック４３４１の定数値
３２を引き、引いた値に乗算部４３４２の値を乗算し、
その乗算値をγとする。この値γは、図１２に示すＳｉ
ｎｃ関数部４３８に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３
８で値γに対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。この
ことにより、図１０に示す曲線Ｃ上でｋ番目のデータ信
号に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そ
のＳｉｎｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、２）とが乗算部４５２で乗算される。その乗算結
果は、パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、２）による
ｋ番目のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への
関係値となる。
【００４３】また、係数ε演算回路４３５では、図１６
に示すように、定数値ｋからブロック４３５１の定数値
４６を引き、引いた値に乗算部４３５２の値を乗算し、
その乗算値をεとする。この値εは、図１２に示すＳｉ
ｎｃ関数部４３９に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３
９で値εに対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。この
ことにより、図１０に示す曲線Ｄ上でｋ番目のデータ信
号に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そ
のＳｉｎｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、３）とが乗算部４５３で乗算される。その乗算結
果は、パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、３）による
ｋ番目のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への
関係値となる。
に示すように、定数値ｋからブロック４３５１の定数値
４６を引き、引いた値に乗算部４３５２の値を乗算し、
その乗算値をεとする。この値εは、図１２に示すＳｉ
ｎｃ関数部４３９に入力され、このＳｉｎｃ関数部４３
９で値εに対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。この
ことにより、図１０に示す曲線Ｄ上でｋ番目のデータ信
号に対するＳｉｎｃ関数の値が求められる。そして、そ
のＳｉｎｃ関数の値とパイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ、３）とが乗算部４５３で乗算される。その乗算結
果は、パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ、３）による
ｋ番目のデータ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）への
関係値となる。
【００４４】そして、加算部４５４で、乗算部４５０〜
４５３の乗算結果を加算することにより、ｋ番目のデー
タ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）が求められる。
４５３の乗算結果を加算することにより、ｋ番目のデー
タ信号の伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）が求められる。
【００４５】以上述べたように、パイロット信号の伝送
路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ＝０〜３］を用いて
Ｓｉｎｃ関数により補間することで、データ信号の伝送
路を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝
０〜４７］を算出することができる。
路応答Ｈ（ｌ、ｋｐ）[但し、ｋｐ＝０〜３］を用いて
Ｓｉｎｃ関数により補間することで、データ信号の伝送
路を推定した伝送路推定値Ｈ’（ｌ、ｋ）[但し、ｋ＝
０〜４７］を算出することができる。
【００４６】図１７に、上記のＯＦＤＭ用受信装置につ
いて、伝送路を２波レイリーフェージング環境を想定し
た場合における計算機シミュレーションによるビット誤
り率（ＢＥＲ）を示す。
いて、伝送路を２波レイリーフェージング環境を想定し
た場合における計算機シミュレーションによるビット誤
り率（ＢＥＲ）を示す。
【００４７】また、シミュレーションの主なパラメータ
として、最大ドップラー周波数を５２Ｈｚ、ＯＦＤＭ信
号のサブキャリア数を５２（データキャリア４８本＋パ
イロットキャリア４本）、有効シンボル長を３．２μ
ｓ、ガードインタバル長を８００ｎｓ、変調方式を１６
ＱＡＭで行った。
として、最大ドップラー周波数を５２Ｈｚ、ＯＦＤＭ信
号のサブキャリア数を５２（データキャリア４８本＋パ
イロットキャリア４本）、有効シンボル長を３．２μ
ｓ、ガードインタバル長を８００ｎｓ、変調方式を１６
ＱＡＭで行った。
【００４８】この図１７から、上記した実施形態により
データ信号の等化を行った場合には、平均Ｃ／Ｎ（キャ
リアとノイズのパワー比）が高くなるほどビット誤り率
が低くなり、またＤＵＲ（直接波と遅延波のパワーの
比）が大きいくなるほどビット誤り率が低くなることが
わかる。
データ信号の等化を行った場合には、平均Ｃ／Ｎ（キャ
リアとノイズのパワー比）が高くなるほどビット誤り率
が低くなり、またＤＵＲ（直接波と遅延波のパワーの
比）が大きいくなるほどビット誤り率が低くなることが
わかる。
【図１】本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭ用受信装置
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図２】直線補間を行う場合の説明に供する図である。
【図３】直線補間を行う場合の補間部８の構成を示す図
である。
である。
【図４】図３中の伝送路推定部２７の具体的な構成を示
す図である。
す図である。
【図５】図３中の伝送路推定部２８の具体的な構成を示
す図である。
す図である。
【図６】図３中の伝送路推定部２９の具体的な構成を示
す図である。
す図である。
【図７】図３中の伝送路推定部３０の具体的な構成を示
す図である。
す図である。
【図８】図３中の伝送路推定部３１の具体的な構成を示
す図である。
す図である。
【図９】直線補間を行った実施形態におけるＯＦＤＭ用
受信装置の平均Ｃ／Ｎに対するビット誤り率（ＢＥＲ）
のシミュレーション結果を示す図である。
受信装置の平均Ｃ／Ｎに対するビット誤り率（ＢＥＲ）
のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】Ｓｉｎｃ関数による補間を行う場合の説明に
供する図である。
供する図である。
【図１１】Ｓｉｎｃ関数による補間を行う場合の補間部
８の構成を示す図である。
８の構成を示す図である。
【図１２】図１１中のｋ番目の推定処理部４３の構成を
示す図である。
示す図である。
【図１３】図１２中の係数α演算回路４３２の構成を示
す図である。
す図である。
【図１４】図１２中の係数β演算回路４３３の構成を示
す図である。
す図である。
【図１５】図１２中の係数γ演算回路４３４の構成を示
す図である。
す図である。
【図１６】図１２中の係数ε演算回路４３５の構成を示
す図である。
す図である。
【図１７】Ｓｉｎｃ関数による補間を行った実施形態に
おけるＯＦＤＭ用受信装置の平均Ｃ／Ｎに対するビット
誤り率（ＢＥＲ）のシミュレーション結果を示す図であ
る。
おけるＯＦＤＭ用受信装置の平均Ｃ／Ｎに対するビット
誤り率（ＢＥＲ）のシミュレーション結果を示す図であ
る。
【図１８】欧州ＤＶＢ−Ｔシステム等におけるＯＦＤＭ
信号のフォーマットの配置例を示す図である。
信号のフォーマットの配置例を示す図である。
【図１９】ＭＭＡＣ用のＯＦＤＭ信号フォーマットの配
置例を示す図である。
置例を示す図である。
１…アンテナ、２…受信部、３…ＦＦＴ（高速フーリエ
変換）処理部、４…データ抽出部、５…パイロット抽出
部、６…パイロット発生部、７…複素除算部、８…補間
部（直線補間部、Ｓｉｎｃ関数による補間部）、９…複
素除算部、１０…復調部。
変換）処理部、４…データ抽出部、５…パイロット抽出
部、６…パイロット発生部、７…複素除算部、８…補間
部（直線補間部、Ｓｉｎｃ関数による補間部）、９…複
素除算部、１０…復調部。
Claims (5)
- 【請求項１】 複数の情報信号と複数の既知信号が周波
数軸上に配置され、この配置は、前記複数の既知信号が
前記複数の情報信号の間に分散し、前記複数の既知信号
のうち最も周波数の低い側にある既知信号よりも周波数
の低い側に情報信号が位置し、かつ前記複数の既知信号
のうち最も周波数の高い側にある既知信号よりも周波数
の高い側に情報信号が位置するようになっており、この
配置が時間方向に同じものになっているＯＦＤＭ信号を
受信し、このＯＦＤＭ信号から前記情報信号と前記既知
信号をそれぞれ抽出する手段と、 前記抽出された既知信号を用いて既知信号の伝送路応答
を算出する手段と、 前記算出された既知信号の伝送路応答を用いて、前記既
知信号間に位置している情報信号、前記周波数の低い側
に位置している情報信号、および前記周波数の高い側に
位置している情報信号の伝送路特性を推定する手段と、 前記推定された情報信号の伝送路特性を用いて前記抽出
された情報信号の振幅と位相の補正を行う手段とを備え
たことを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。 - 【請求項２】 複数の情報信号と複数の既知信号が周波
数軸上に配置され、この配置は、前記複数の既知信号が
前記複数の情報信号の間に分散し、前記複数の既知信号
のうち最も周波数の低い側にある既知信号よりも周波数
の低い側に情報信号が位置し、かつ前記複数の既知信号
のうち最も周波数の高い側にある既知信号よりも周波数
の高い側に情報信号が位置するようになっており、この
配置が時間方向に同じものになっているＯＦＤＭ信号を
受信し、このＯＦＤＭ信号から前記情報信号と前記既知
信号をそれぞれ抽出する手段と、 前記抽出された既知信号を用いて既知信号の伝送路応答
を算出する手段と、 前記算出された既知信号の伝送路応答を用い、直線補間
によって、前記既知信号間に位置している情報信号、前
記周波数の低い側に位置している情報信号、および前記
周波数の高い側に位置している情報信号の伝送路特性を
推定する手段と、 前記推定された情報信号の伝送路特性を用いて前記抽出
された情報信号の振幅と位相の補正を行う手段とを備え
たことを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。 - 【請求項３】 前記情報信号の伝送路特性を推定する手
段は、前記最も周波数の低い側にある既知信号の伝送路
応答と、その既知信号よりも周波数の高い側に隣接した
既知信号の伝送路応答により、前記周波数の低い側に位
置している情報信号の伝送路特性を推定し、前記最も周
波数の高い側にある既知信号の伝送路応答と、その既知
信号よりも周波数の低い側に隣接した既知信号の伝送路
応答により、前記周波数の高い側に位置している情報信
号の伝送路特性を推定するものであることを特徴とする
請求項２に記載のＯＦＤＭ用受信装置。 - 【請求項４】 複数の情報信号と複数の既知信号が周波
数軸上に配置され、この配置は、前記複数の既知信号が
前記複数の情報信号の間に分散し、前記複数の既知信号
のうち最も周波数の低い側にある既知信号よりも周波数
の低い側に情報信号が位置し、かつ前記複数の既知信号
のうち最も周波数の高い側にある既知信号よりも周波数
の高い側に情報信号が位置するようになっており、この
配置が時間方向に同じものになっているＯＦＤＭ信号を
受信し、このＯＦＤＭ信号から前記情報信号と前記既知
信号をそれぞれ抽出する手段と、 前記抽出された既知信号を用いて既知信号の伝送路応答
を算出する手段と、 前記算出された既知信号の伝送路応答を用い、Ｓｉｎｃ
関数による補間によって、前記既知信号間に位置してい
る情報信号、前記周波数の低い側に位置している情報信
号、および前記周波数の高い側に位置している情報信号
の伝送路特性を推定する手段と、 前記推定された情報信号の伝送路特性を用いて前記抽出
された情報信号の振幅と位相の補正を行う手段とを備え
たことを特徴とするＯＦＤＭ用受信装置。 - 【請求項５】 前記情報信号の伝送路特性を推定する手
段は、前記抽出された既知信号のそれぞれの伝送路応答
を求め、既知信号の伝送路応答とＳｉｎｃ関数の最大値
を一致するようにし、そのＳｉｎｃ関数が他の既知信号
の伝送路応答のほぼゼロ点を通り、それぞれのＳｉｎｃ
関数を合成することにより補間を行うものであることを
特徴とする請求４に記載のＯＦＤＭ用受信装置。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP2000046799A JP4284813B2 (ja) | 2000-02-18 | 2000-02-18 | Ｏｆｄｍ用受信装置 |
| US09/785,939 US6954421B2 (en) | 2000-02-18 | 2001-02-15 | Orthogonal frequency division multiplexing receiver device |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000046799A JP4284813B2 (ja) | 2000-02-18 | 2000-02-18 | Ｏｆｄｍ用受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001237798A true JP2001237798A (ja) | 2001-08-31 |
| JP4284813B2 JP4284813B2 (ja) | 2009-06-24 |
Family
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|---|---|---|---|
| JP2000046799A Expired - Fee Related JP4284813B2 (ja) | 2000-02-18 | 2000-02-18 | Ｏｆｄｍ用受信装置 |
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