SE518137C2 - Pulsformning och utjämning i multipelsystem med ortogonal frekvensindelning - Google Patents

Description

:anus 10 15 20 25 30 35 40 00 I u c II 0 u one-oo 513 137 =.. .. 2 grad varierande bitöverföringshastigheter i en enskild cell.

I jämförelser med andra transmissionsteknologier visar OFDM- system att de kan stödja de högsta bitöverföringshastig- heterna, se t.ex. P Willars, ”A Comparison of Multiple Access Concepts", WW3/BAI/95/049.

Föreliggande uppfinning är en metod för att öka den maximala tillgängliga bitöverföringshastigheten pá en enda datalänk, för att öka kapaciteten i enskilda celler. Metoden utnyttjar faktumet att pulsformning introducerar känd inter- symbol interferens (ISI) och utnyttjar idén att undanröja ISI genom utjämning.

Enligt en första aspekt av föreliggande uppfinning tillhandahálles ett OFDM-system innefattande en sändare och en mottagare, i vilket sidolober undertrycks genom pulsform- ning, kännetecknat av att förlusten av bärvágsortogonalitet framkallad genom pulsformning kompenseras av en utjämnare belägen i mottagaren.

Nämnda utjämnare kan vara en predikterbar utjämnare.

Nämnda utjämnare kan vara en MLSE-utjämnare.

En uppskattad datasekvens Xætm, kan väljas så att det geometriska avståndet (Zk-(Xemh¿®W¿))2 minimeras.

Nämnda geometriska avstånd kan beräknas medelst en Viterbi-algoritm, i en Viterbi-avkodare.

Totalt N.Mk¶ geometriska avstånd kan beräknas, där Xk tillhör en M-symbolalfabet, varvid nämnda OFDM-system över- för N sub-bärvågor och nämnda filterlängd är K.

K kan vara lika med 3.

Ett radiogränssnitt kan överföras över icke intill- liggande sub-bärvágor.

Nämnda pulsformning kan framställas genom att kombinera en modulerad datasignal med en fönsterfunktion före trans- missionen.

Nämnda fönsterfunktion kan vara en Hanning fönster- funktion.

Data kan moduleras på sub-bärvágor genom att utnyttja differentiell kvadraturfasskiftsmodulering.

Data kan moduleras på sub-bärvágor genom att utnyttja binär fasskiftsmodulering.

Enligt en andra aspekt av föreliggande uppfinning tillhandahàlles en OFDM-mottagare anordnad att mottaga en 11:e» 10 15 20 25 30 35 40 Du I a I oo I o 'Ifluou 3 OFDM-signal i vilken sidoloberna är undertryckta genom pulsformning, kännetecknad av att nämnda mottagare inne- fattar en utjämnare anordnad att kompensera för en förlust av bärvâgsortogonaliteten framkallad genom pulsformning.

Enligt en tredje aspekt av föreliggande uppfinning tillhandahálles, undertryckta genom pulsformning vilket nämnda system inne- i ett OFDM-system i vilket sidoloberna är fattar en sändare och en mottagare, en metod för att kompen- sera för ortogonalitetsförlust framkallad i en överförd OFDM-signal genom pulsformning, kännetecknad av att utjämna en mottagen pulsformad OFDM-signal vid nämnda mottagare.

Nämnda utjämning kan vara en predikterbar utjämning.

Nämnda utjämning kan genomföras av en MLSE-utjämnare.

Nämnda utjämningsprocess kan innefatta steget av att välja ut en uppskattad datasekvens Xætß, så att det geo- metriska avståndet (Zk-(Xe“h¿$Wk))2 minimeras.

Utföringsformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas medelst exempel med hänvisning till de åtföljande rit- ningarna, av vilka: figur 1 visar förhållandet mellan olika sub-bärvágor i ett OFDM-system; figur 2 illustrerar schematiskt pulsformning i en OFDM- sändare; figur 3 visar resultatet av sub-bärvâgor med pulsform- ning med ett Hanning fönster; figur 4 visar en prestandajämförelse i ett OFDM-system med cykliska prefix och pulsformning; figur 5 illustrerar schematiskt ett OFDM-system enligt föreliggande uppfinning; figur 6 illustrerar prestandafördelar hos föreliggande uppfinning.

För att underlätta förståelsen av föreliggande uppfin- ning framställs nedan en ordlista av vissa förkortningar som används i denna patentbeskrivning: BPSK: Binär fasskiftsmodulering (Binary Phase Shift Keying).

DFT: Diskret Fourier-transform (Discrete Fourier Transform). _' DQPSK: Differentiell kvadraturfasskiftsmodulering (Differential Quadrature Phase Shift Keying). annou- -flvvs 10 15 20 25 30 35 40 c II o a moonw- s1s 137 »~-~ 4 FFT: Snabb Fourier-transform (Fast Fourier Transform).

IFFT: Omvänd snabb Fourier-transform (Inverse Fast Fourier Transform).

ISI: Intersymbol interferens (Inter Symbol Interference).

MLSE: En predikterbar utjämnare i vilken den mest troliga datasekvensen uppskattas genom att jämföra en uppskattad datasekvens, som har utsatts för en liknande förvrängning som den ursprungliga datasekvensen med den ursprung- liga datasekvensen.

OFDM: Multiplexering genom ortogonal frekvens- indelning (Orthogonal Frequency Division Multiplex).

QPSK: Kvadraturfasskiftsmodulering (Quadrature Phase Shift Keying).

SNR: Signal/brus-förhållande (Signal to Noise Ratio).

I OFDM utföres den grundläggande delen av modulations/ demodulationsprocessen medelst en diskret Fourier-transform (DFT). DFT kan beräknas genom att använda en lämplig algoritm såsom den snabba Fourier-transform-algoritmen (FFT). De grundläggande egenskaperna hos transformen inför blockbehandling, där data uppdelas i på varandra följande block, vilka bringar sub-bärvágorna att vidgas till sinc- funktioner, (dvs F(x)=sinus(x)/x), i frekvensplanet. Detta illustreras i figur 1. Sub-bärvágornas maximumpunkter är belägna vid nollskärningspunkterna hos intilliggande sub- bärvàgor. Av detta skäl sägs systemet vara ortogonalt.

Den långsamma avklingningen av sinc-funktionen (~l/f) hos sub-bärvàgen kräver införandet av stora spärrband för att undertrycka interferensen med intilliggande frekvens- band.

För att reducera spärrbanden har det föreslagits att signalen i ett OFDM-system bör formas genom att använda en lämplig fönsterfunktion, såsom ett Hanning fönster, före "A class of OFDM Pulse' Shapes”, WW3/BAI/9/020 och M. Gudmundsson "RF Considerations of OFDM Signals”, WW3/BAI/95/047. Signalen multipliceras med transmissionen, se B. Engström, 000909 10 15 20 25 30 35 518 137 - -- 5 en fönsterfunktion såsom framgår av figur 2. Inkommande modulerad data, Xk, utsätts för FFT-behandling för att producera en signal Xn. Denna signal multipliceras sedan med en Hanning fönsterfunktion, Kg, Y!! I för att producera en signal, som transmitteras. Såsom förklaras senare har den transmitterade signalen, Yn, undertryckta sidolober.

Hanning-fönsterfunktionen definieras såsom: 1 (EE) o< 1 -COS N _I1 W(n)={ w(n+pN) p=i1,i2.... (1) där n är tidsindexet och N är blockstorleken hos FFT.

För att undersöka verkan av fönsterfunktionen på data transformeras systemet till frekvensplanet. Fönsterfunk- tionen är cyklisk med en periodicitet på N, och dess Fourier-transform skrivs som: 1 1 Wk=Ö(k) -5 Ö(k-l) -ï Ö(k+1) (2) där ö(k) är en Kronecker deltafunktion och k är Fourier- seriekoefficienten (och sub-bårvágsnummer). Multiplikation i tidsplanet är ekvivalent med en faltning i frekvensplanet och signalen, yk skrivs såsom: 1 1 X.. - -XH - gxu. m Yk=xk®wk=ï Xk_l. W! = 2 l=l0 där ®-symbolen representerar cyklisk faltning.

Denna pulsformningsmetod resulterar i sub-bärvàgs- diagrammet som illustreras i figur 3. Pulsformen avklingar i förhållande till 1/f. Det inses enkelt från ekvation (3) och figur 3 att ortogonaliteten förloras hos varannan sub-bär- vàg, och att pulsformningen minskar den maximala tillgäng- liga bitöverföringshastigheten pà en enda datalänk med en faktor två. Detta betyder att endast alternerande sub-bär- vágor kan användas för datatransmission. Systemkapaciteten reduceras emellertid inte med samma belopp på grund av att OnQQOI 10 15 20 25 30 35 un o I n 00 I cause: 518 137 '- 6 betydligt mindre spärrband kan användas, se M. Gudmundsson och P. O. Anderson, ”WWE/BAI/OFDM First results on trans- mission studies", WW3/BAI/94/002, pA1.

Två viktiga aspekter hos prestandan är signaleffekten per sub-bärvåg, Eb/NO, och signal/brus-förhållandet (SNR).

Den fysiska betydelsen av dessa parametrar är komplicerad där pulsformning används, på grund av att endast halva dataöverföringshastigheten kan användas för transmissionen, vilket följaktligen reducerar dataöverföringen med en faktor två. Å andra sidan förloras även hälften av bruseffekten i mottagaren. Detta betyder att prestandan inte försämras i termer av både ett SNR och Eb/NO.

På grund av att sub-bärvågen breddas genom pulsform- ningen kommer det att finnas en viss prestandaförlust efter- som terminalen har en bestämd uteffekt. Pulsformning föränd- rar nödvändigtvis inte energin hos signalen. Detta medför ett behov av en normalisering av pulsformningsfiltret.

Normaliseringsfaktorn kan beräknas ur följande ekvation: X a2.w,,2=1 (4) där a är en normaliseringsfaktor, och ges av: 2 wk* 5) Detta betyder att pulsformning ger en prestandaförlust pá 0,88dB, dan. i en AWGN-kanal, jämfört med den teoretiska prestan- Om ett cykliskt prefix används är prestandaförlusten proportionell mot storleken pà det cykliska prefix-symbol- längdförhàllandet. Detta pà grund av att det cykliska prefixet avlägsnas och kastas bort i mottagaren. Om det 10 15 20 25 30 35 40 qi U I I OI c .

OIOQII 518 137 7 cykliska prefixet t.ex. är 10% av den totala symbollängden är prestandaförlusten: 1o.1og(1.1o)~o,95dB (7) En viktig fràga är om det är möjligt att sända på alla sub-bärvàgor utan någon förlust i prestanda. Transmission pá alla sub-bärvàgor kommer uppenbarligen att orsaka förlust i ortogonalitet men på ett mycket kontrollerat sätt från vilket det skulle vara möjligt att få tillbaka det för- lorade.

Genom att granska ekvation 3 inses det att pulsform- ningen av signalen Xn även kan betraktas som en tidsdisper- siv kanal som introducerar intersymbol interferens (ISI) pá samma signal i frekvensplanet Xk. Vanliga metoder för att bekämpa ISI kan därför användas för att korrigera för för- lusten i ortogonalitet som introducerats genom pulsformning.

Det bör observeras att filterkonstanterna är statiska och kända, vilket reducerar problemet betydligt. En ekvivalent modell för OFDM-systemet, implementerad i frekvensplanet, illustreras i figur 5.

Vid antagandet att det är möjligt att utjämna kanalen är detekteringsproblemet detsamma som i tidsplanet förutom den cykliska faltningen i pulsformningsfiltret. Den cykliska faltningen är emellertid ett mindre problem som kan undvikas genom att bygga in lämplig data, som avser cyklisk faltning, i avkodaren. En relativt liten och enkel modifikation kommer följaktligen tillåta transmission på alla sub-bärvàgor.

Flera olika tillvägagångssätt kan användas för detekte- ring av datasekvensen. Ett möjligt sätt att närma sig problemet är att fördistordera data före pulsformnings- filtret, eller att genomföra en inverterad filtrering i mottagaren så att data kommer att detekteras på ett korrekt sätt i mottagaren. Båda dessa metoder återskapar olyckligtvis problemen som pulsformning är avsedd att lösa, nämligen: - reduktion av spärrbanden; och - undertryckning av ISI mellan OFDM-symboler.

Det är mycket bättre att använda predikterbar utjämning för att uppskatta den transmitterade informationen på ett 0000!! 10 15 20 25 30 35 40 518 137 °' " 8 intelligent sätt. Detta kan utföras med en MLSE-utjämnare.

En MLSE-utjämnare väljer den mest troliga datasekvensen genom att jämföra den mottagna datasignalen med en referens- datasignal som har distorderats på samma sätt som mottaget data. Det optimala sättet att detektera data är att välja datasekvensen Xætm, som minimerar det geometriska av- ståndet: min (zk- (xeshkêßwk) )2) med samma signalnamn som i figur 5. Om Xk tillhör en M- symbol-alfabet och transmissionen är pà N sub-bärvágor måste N? geometriska avstånd beräknas för att hitta den mest troliga datasekvensen. Genom att känna till att N är ett stort tal (1024 i OFDM-system som används i föreliggande uppfinning) kan direkta beräkningar inte genomföras.

Viterbi-algoritm är emellertid en beräkningstekniskt effektiv metod optimerad för denna typ av problem. Med Viterbi-avkodaren reduceras de nödvändiga beräkningarna till NM” där K är fllcerlängden (l faller med föreliggande uppfinning är K=3).

ISI som introduceras genom pulsformningsfönstret kommer att försämra prestandan pà dataöverföringen. Det finns emellertid en kompromiss mellan prestandaförlusten i signal/ brus-förhållandet och vinsten i transmissionsöverförings- hastighet. De starka förbindelserna mellan sub-bärvágorna medför att felen kommer att komma i skurar; om det följakt- ligen finns ett fel pá en sub-bärvàg är det troligt att de omgivande sub-bärvágorna också kommer att var förvrängda.

Detta är viktigt att komma ihåg när man utformar hela systemet. För att kunna rätta till fel för en specifik tjänst bör radiogränssnittet om möjligt använda icke intilliggande sub-bärvágor.

Den förväntade prestandan hos en MLSE-utjämnare uppskattas i ”Digital Communications” av J.G. Proakis, Published McGraw Hill 1989. Genom att följa beräkningarna i sektion 6.7.1, på sidan 616 i denna referens definieras: F (z) =f_1. z'1+f0+f1. z* oOIQIO lO 15 20 25 30 35 v mono u u n o 00050! s1a 137 ï- ~ 9 som är en tidsdispersiv kanal. Antag därefter några symbolfel med längden 2n-1 och definiera felpolynomet: 4 ä fïxzk =-(n- l) 8(z) = (10) Det enda som är nödvändigt att känna till om felen är att den första och den sista termen i summan inte är lika med noll. Polynomet kan nu definieras såsom: a(z)=F(z). 52 =Zaf 8(Z) (ll) och (12) där ai är koefficienterna i a-polynomet. Det kan visas att minimumvärdet av 52 representerar den övre gränsen av prestandaförlusten beroende på ISI ("Digital Communications” Published McGraw Hill 1989 sidan 621).

Minimumvärdet av 82 motsvarar förekomsten av så få fel som av J.G. Proakis, möjligt. Det är därför möjligt att skriva om ekvation (10) såsom: ß e(z)=s_ß.Z' +eß.Zß (13) där ß=n-1. Ekvation (ll) kan nu skrivas om såsom: a(z) =F(z) .e(z>= Minimumvärdet av 82 kan nu uppskattas. öïun begränsas av den minsta och den högsta gradkoefficienten av a-polynomet.

Detta på grund av att de endast framträder en enda gång och inte samverkar med nägra andra termer. öïun skrivs såsom: =-3dB (15) 1 1 1 52min= 2+ 2=(-5)2 +(-5)2 = 5 Den övre gränsen av prestandaförlusten är 3dB. Genom att känna till att den beräknade övre gränsen är det sämsta möjliga fallet skulle det därför kunna förväntas att det inte kommer att finnas några allvarliga prestandaförluster color: 10 15 20 u w satans! 518 137 - 10 jämfört med 0,88 dB förlusten som beräknats ovan.

För att verifiera de ovan framkomna beräkningarna konstruerades en simuleringsmodell. Simuleringen använde BPSK-modulation. I praktiken bör ett system använda en högre modulationsform såsom (DQPSK). Resultaten av simuleringen kan därför inte kartläggas i ett praktiskt system.

Figur 6 visar att för en bitfelsfrekvens på 10% är förlusten ungefär ldB, vilket verkar vara ett försumbart tal jämfört med förbättringen i överföringshastigheten. För mindre bitfelsfrekvenser (såsom 104) är prestandaförlusten även mindre.

Prestandan för alla värden pá signal/brus-förhållandet är såsom förväntats under 3dB gränsen. Den största prestan- daförlusten är nästan 3dB för en bitfelsfrekvens pá 104 som är i ett icke användbart område för datatransmission.

Föreliggande uppfinning beskriver en metod för att transmittera data pá alla sub-bärvàgor i ett OFDM-system då sidoloberna undertrycks med ett Hanning fönster. Metoden baseras pá idén att styra intersymbol interferens genom att utnyttja en MLSE-utjämnare i mottagaren. Beräkningarna och simuleringarna visar en liten prestandaförlust för BPSK som synes vara försumbar. För lägre bitfelsfrekvenser är prestandaförlusten även mindre. vlllnbi

Claims (25)

10 15 20 25 30 35 40 , . u u en 51 8 1 3 7 l l PATENTKRAV

1. OFDM-system innefattande en sändare och en mottagare ivilket sidolober är undertryckta genom pulsformning, kännetecknat av att förlusten av bärvågsortogonalitet framkallad genom pulsformning är kompenserad av en utjärrmare belägen i mottagaren, varvid en uppskattad datasekvens Xesw, är utvald så att de geometriska avstånden (Zk- (X,,,,k®Wk))2 är minimerade, vilka geometriska avstånd beräknas medelst en Viterbi- algoritm i en Viterbi-avkodare.

2. OFDM-system enligt patentkrav 1, kännetecknat av att nämnda utjämnare är en predikterbar utjämnare.

3. OFDM-system enligt patentkrav 2, kärrnetecknat av att nämnda utjämnare är en MLSE-utjämnare.

4. OFDM-system enligt något av patentkraven 1-3, kännetecknat av att totalt N.MK" geometriska avstånd beräknas där Xk tillhör en M-symbolalfabet, varvid nämnda OFDM- system överför N sub-bärvågor och nämnda filterlängd är K.

5. OFDM-system enligt patentkrav 4, kännetecknat av att K=3.

6. OFDM-system enligt något av föregående patentkrav, kännetecknat av att ett radiogränssnitt överförs över icke intilliggande sub-bärvågor.

7. OFDM- system enligt något av föregående patentkrav, kännetecknat av att nämnda pulsformning framställs genom att kombinera en modulerad datasignal med en fönsterfunktion fore transmissionen.

8. OFDM-system enligt patentkrav 7, kännetecknat av att nämnda fönsterfunktion är en Hanning fönsterfirnktion.

9. OFDM-system enligt något av föregående patentkrav, kännetecknat av att data moduleras på sub-bärvågor genom att använda diiïerentiell kvadraturfasskiflsrnodulation.

10. OFDM-system enligt något av patentkraven 1-8, kännetecknat av att data moduleras på sub-bärvågor genom att använda binär fasskiftsmodulering.

11. OFDM-mottagare anordnad att mottaga en OFDM-signal i vilken sidolober undertrycks genom pulsformning, kännetecknar! av att nämnda mottagare innefattar en utjämnare anordnad att kompensera för en förlust av bärvågsortogonalitet framkallad genom pulsforrmring, varvid en uppskattad datasekvens Xml, väljs så att de geometriska avstånden (Zk-(Xcg,k®Wk))2' är minimerade, vilka geometriska avstånd beräknas medelst en Viterbi-algoritm i en Viterbi-avkodare

12. OFDM-mottagare enligt patentkrav ll, kännetecknad av att nämnda ut- jänmare är en predikterbar utjämnare.

13. OFDM-mottagare enligt patentkrav 12, kännetecknad av att nämnda ut- järrmare är en MLSE-utjämnare.

14. OFDM-mottagare enligt patentkrav ll, kännetecknad av att totalt N.MK'1 geometriska avstånd beräknas där Xk tillhör en M-symbolalfabet, varvid nämnda OFDM- system överför N sub-bärvågor och nämnda filterlängd är K

15. OFDM-mottagare enligt patentkrav 14, kännetecknad av att K=3. 10 15 20 25 | , . . . . i l' , - I ø v I ll Ü 5 1 8 1 3 7 12

16. Metod för att, i ett OFDM-system i vilket sidolober är undertryckta genom pulsfonrming vilket system innefattar en sändare och en mottagare, kompensera för förlust i ortogonalitet fiamkallad i en Överförd OFDM-signal genom pulsformning, kännetecknad av utjämning av mottagen pulsformad OFDM-signal vid nämnda mottagare, varvid nämnda utjänmingprocess innefattar steget av att utvälja en upp skattad datasekvens Xcsw, så att de geometriska avstånden (Zk-(Xestjßwlàf är minimerade, vilka geometriska avstånd beräknas medelst en Viterbi- algoritm i en Viterbi-avkodare

17. Metod enligt patentkrav 16, kännetecknad av att nämnda utjämning är en predikterbar utjämning.

18. Metod enligt patentkrav 17, kännetecknad av att nämnda utjärrming utföres av en MLSE-utjämnare.

19. Metod enligt patentkrav 18, kännetecknad av att totalt N.MK'1 geometriska avstånd beräknas, där Xk tillhör en M- symbolalfabet, varvid närrmda OFDM- system överför N sub-bärvågor och nämnda filterlängd är K

20. Metod enligt patentkrav 19, kännetecknad av att K=3.

21. Metod enligt något av patentkraven 16-20, kännetecknad av att ett radio- gränssnitt överföres över icke intilliggande sub-bärvågor.

22. Metod enligt något av patentkraven 16-21, kännetecknad av att nämnda pulsformning framställs genom att kombinera en modulerad datasignal med en fönster- funktion före transmissionen.

23. Metod enligt något av patentkraven 16-22, kännetecknad av att nämnda fónsterfunktion är en Hanning fönsterfunktion.

24. Metod enligt något av patentkraven 16-23, kännetecknad av att data modu- leras på sub-bärvågor genom att använda diíferentiell kvadraturfasskifismodulering.

25. Metod enligt något av patentkraven 16-24, kännetecknad av att data modu- leras på sub-bärvågor genom att använda binär fasskifisrnodlilering.