WO2015064127A1 - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents

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WO2015064127A1
WO2015064127A1 PCT/JP2014/062019 JP2014062019W WO2015064127A1 WO 2015064127 A1 WO2015064127 A1 WO 2015064127A1 JP 2014062019 W JP2014062019 W JP 2014062019W WO 2015064127 A1 WO2015064127 A1 WO 2015064127A1
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PCT/JP2014/062019
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文大 長谷川
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三菱電機株式会社
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    • H04W72/541—Allocation or scheduling criteria for wireless resources based on quality criteria using the level of interference

Definitions

  • the present invention relates to a transmission device, a reception device, and a communication system.
  • transmission path frequency selectivity and time variation occur due to multipath fading caused by reflection of a transmission signal on a building or the like, and Doppler fluctuation caused by movement of a terminal.
  • the received signal is a signal that interferes with a transmitted symbol and a symbol that arrives after a delay time.
  • a single carrier block transmission method has recently attracted attention in order to obtain the best reception characteristics (for example, see Non-Patent Document 1 below).
  • the single carrier (SC) block transmission system has a lower peak power than the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission system (for example, see Non-Patent Document 2 below), which is a multiple carrier (MC) block transmission. can do.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • a transmitter that performs SC block transmission for example, the following transmission is performed to take measures against multifading.
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the digital modulation signal is converted into a time domain signal by the precoder and IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) processing unit. Convert.
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • a CP is inserted in a CP (Cyclic Prefix) insertion unit.
  • the CP insertion unit copies a predetermined number of samples after the time domain signal and adds them to the beginning of the transmission signal.
  • ZP Zero Padding
  • a transmitter that performs SC transmission generally performs DFT (Discrete Fourier Transform) processing in a precoder.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • the transmission peak power is suppressed while reducing the influence of multipath fading.
  • the phase and amplitude between the SC blocks are discontinuous, and therefore, an out-of-band spectrum or out-of-band leakage occurs.
  • the out-of-band spectrum becomes interference of adjacent channels. For this reason, out-of-band spectrum suppression is required.
  • a spectrum mask is defined in a general communication system, and it is necessary to suppress the out-of-band spectrum so as to satisfy the mask.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a transmission device, a reception device, and a communication system that can suppress out-of-band spectrum.
  • the present invention is a transmission apparatus that transmits a block signal including a plurality of data symbols, and generates data symbols for one block for each block.
  • a storage unit for storing a data symbol at a first position among the data symbols for one block generated by the data symbol generation unit as a duplicate symbol, and for one block generated by the data symbol generation unit A symbol that generates a block symbol by arranging the data symbol and the duplicate symbol so that the duplicate symbol of the previous block stored in the storage unit is inserted at the second position of the data symbol
  • An insertion unit a time-frequency conversion unit that converts the block symbol into a frequency domain signal; and
  • An interpolation processing section performing interpolation processing on the frequency domain signal, characterized in that it comprises a CP insertion unit for generating said block signal by insertion of Cyclic Prefix to the signal after the interpolation processing.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of CP insertion.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example in which the phase and amplitude between SC blocks are discontinuous in conventional SC block transmission.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the time / frequency conversion unit and the interpolation processing unit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of guard band processing according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing example of the symbol insertion unit, the storage and processing unit, the symbol selection unit, and the DFT unit.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a block signal according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of CP insertion.
  • FIG. 3 is a
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of data processing according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example in which different modulation symbols are mixed.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a functional configuration example of the receiving apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an arrangement example of data symbols and pilot signals according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a signal according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a signal according to the third embodiment when a guard band is included.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a functional configuration example of the receiving apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a functional configuration example of the receiving apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a functional configuration example of the transmission apparatus according to the third embodiment
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a processing example of the transmission device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a specific example using the QPSK symbol according to the fifth embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a data configuration example of the i-th block according to the fifth embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a data configuration example of block signals for three blocks according to the fifth embodiment.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a processing example of the transmission apparatus according to the sixth embodiment.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a processing example of the transmission device according to the seventh embodiment.
  • FIG. 23 is a diagram showing a 64QAM constellation.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission apparatus according to the tenth embodiment.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating an example in which past symbols d 0 (k ⁇ 1) are inserted into the 0th symbol in succession for one block.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an example in which past symbols d 0 (k ⁇ 1) are inserted into the 0th symbol in succession for two blocks.
  • FIG. 28 is a flowchart illustrating an operation example of the insertion unit according to the tenth embodiment.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating a configuration example of the transmission apparatus according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating an example in which the first group and the second group are copied every other block.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating an example in which the first group and the second group are copied in two consecutive blocks.
  • FIG. 32 is a flowchart illustrating an operation example of the insertion unit according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 33 is a diagram illustrating a configuration example and a processing example of the transmission apparatus according to the twelfth embodiment.
  • FIG. 34 is a diagram illustrating a configuration example of the symbol selection unit 4a according to the twelfth embodiment.
  • FIG. 35 is a diagram illustrating a configuration example of the power adjustment unit when all QPSK is used.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a functional configuration example of a first embodiment of a transmission device according to the present invention.
  • the transmission apparatus includes a symbol generation unit 1 (data symbol generation unit), a symbol insertion unit 2, a storage and processing unit 3 (storage unit), a symbol selection unit 4, a time / frequency.
  • a conversion unit 5 a waveform shaping filter unit (waveform shaping unit) 6, a guard band insertion unit 7, an interpolation processing unit 8, and a CP insertion unit 9 are provided.
  • storage and processing unit 3 is abbreviated as storage / processing unit 3.
  • the symbol generator 1 generates data symbols (for example, PSK (Phase Shift Keying) symbols, QAM (Quadrature Amplitude Modulation) symbols, etc.).
  • the symbol generation unit 1 inputs the generated data symbol to the symbol insertion unit 2.
  • the symbol insertion unit 2 receives one or more symbols stored in the storage and processing unit 3 with respect to the input data symbols, and includes symbol insertion position information that is information indicating a symbol insertion position (second position). Insert at the position specified by. Input to the symbol insertion unit 2 is symbol insertion position information and storage and output from the processing unit 3.
  • the symbol selection unit 4 inputs the symbol group after the symbol is inserted by the symbol insertion unit 2 to the time / frequency conversion unit 5 and selects one or more symbols (replicated symbols) from the symbol group, The selected symbol is copied and sent to the storage and processing unit 3.
  • the symbol position (first position) selected by the symbol selector 4 is specified by the symbol selection position information.
  • the storage and processing unit 3 stores the symbol input from the symbol selection unit 4.
  • the storage and processing unit 3 outputs the symbols (replicated symbols) stored in the storage and processing unit 3 to the symbol insertion unit 2 when processing the next block.
  • the symbol insertion unit 2 may read the symbols stored in the storage and processing unit 3 when processing the next block.
  • the time / frequency converter 5 converts the time domain signal (symbol group) output from the symbol selector 4 into a frequency domain signal.
  • the waveform shaping filter unit 6 performs a desired filtering process on the frequency domain signal.
  • the guard band insertion unit 7 performs a guard band insertion process on the frequency domain signal after the filtering process. Generally, a guard band is inserted in the frequency domain in order to prevent signal quality deterioration due to interference from adjacent signals.
  • the interpolation processing unit 8 performs an interpolation process on the frequency domain signal after the guard band insertion process, and converts the frequency domain signal after the interpolation process into a time domain signal.
  • the CP insertion unit 9 inserts a CP into the time domain signal output from the interpolation processing unit 8.
  • the CP insertion unit 9 copies the last MCP sample in the block and arranges it at the head of the block.
  • the signal after CP insertion is transmitted as an SC block signal (block signal).
  • the interpolation processing unit 8 is an interpolation in which a point interpolated so as to interpolate between the last symbol in the block and the first symbol in the block is set as the last sample of the block in the time domain signal after the interpolation processing. Any interpolation processing method may be used as long as it is a processing method.
  • the interpolation process is such that the last sample after the interpolation process (the point added by the interpolation) becomes a point that smoothly leads to the value of the first sample in the block. I just need it.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example in which the phase and amplitude between SC blocks are discontinuous in conventional SC block transmission.
  • an out-of-band spectrum or out-of-band leakage occurs due to a phase discontinuity between the kth (k is an integer) th block and the (k + 1) th block.
  • Such an out-of-band spectrum becomes interference of adjacent channels.
  • the out-of-band spectrum is reduced by inserting a symbol at a predetermined position in the previous block between data symbols.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of the time / frequency conversion unit 5 and the interpolation processing unit 8 according to the present embodiment.
  • FIG. 4 shows an example in which the interpolation processing unit 8 is configured by an oversampling processing unit 81 and an IDFT unit 82.
  • the time / frequency conversion unit 5 becomes the DFT unit 5.
  • the symbol generation unit 1, the symbol insertion unit 2, the storage and processing unit 3, the symbol selection unit 4, the guard band insertion unit 7 and the CP insertion unit 9 are the same as the configuration example of FIG. The operation of this embodiment will be described based on the configuration example of FIG.
  • the number of symbols selected by the symbol selection unit 4 is 1, and the number of symbols inserted by the symbol insertion unit 2 is 1.
  • the number of symbols after symbols are inserted by the symbol insertion unit 2 is N
  • the symbol selection position of the symbol selection unit 4 is n (0 ⁇ n ⁇ N ⁇ 1) (that is, the symbol selection unit 4 Selects the nth symbol of the input symbol group).
  • the generated i th symbol is d i (k) .
  • the symbol insertion unit 2 sets the symbol insertion position to m (0 ⁇ m ⁇ N ⁇ 1) (that is, when a symbol is inserted between the (m ⁇ 1) th data symbol and the mth data symbol). To do).
  • d m (k-1) is copied by the symbol selection unit 4 and stored and processed 3 Is stored.
  • the output of the symbol insertion unit 2 is as shown in the following equation (1).
  • the storage and processing unit 3 may add a phase rotation to the stored symbol and output it to the symbol insertion unit 2 as shown in the following equation (2).
  • ⁇ is an amplitude adjustment value
  • f is a phase rotation amount. The amount of phase rotation varies depending on the zero insertion method.
  • the DFT processing is performed on the time domain signal output from the symbol selection unit 4, and the output signal becomes a frequency domain signal as shown in the following equation (3).
  • a frequency domain signal represented as a vector as in Expression (3) is referred to as a frequency domain signal vector.
  • the waveform shaping filter unit 6 performs a filtering process for removing signals other than the desired frequency domain on the frequency domain signal vector s (bold) (k) .
  • the guard band insertion unit 7 performs a guard band insertion process on the frequency domain signal after the filtering process.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of guard band processing according to the present embodiment.
  • the guard band insertion unit 7 inserts zeros on both sides of the signal in the frequency domain as guard band insertion processing. Let N ALL be the total number of samples (points) after zero is inserted.
  • the waveform shaping filter unit 6 is not shown for the sake of simplicity.
  • the oversampling processing unit 81 performs an oversampling process on the frequency domain signal after the guard band insertion process, for example, by zero insertion. Specifically, for example, using the signal interpolation formula described in “B. Porat,“ A Course in Digital Signal Processing ”, John Wiley and Sons Inc., 1997” (hereinafter referred to as Porat literature), etc.
  • Oversampling processing (generally increasing the sampling rate, that is, reducing the sampling interval) is performed, and oversampling is performed on the input signal so that there are L sampling points per symbol. That is, oversampling is performed so that the sampling rate is L times the input.
  • the oversampling rate is a value indicating how many times the sampling rate after oversampling is higher than the input sampling rate.
  • the IDFT unit 82 converts the frequency domain signal after the oversampling process into a time domain signal by the IDFT process. Interpolated sample points are added between symbols by IDFT processing. Due to the cyclic nature of the IDFT output described in the above Porat document, the interpolation point added after the last symbol is a point that interpolates between the last symbol and the first (first) symbol.
  • the phase at a predetermined position of the signal after IDFT processing may be made to approach a desired value. Specifically, in each block, the number of samples to be copied at the time of CP insertion (M CP in FIG. 2) so that the top of the area to be copied at the time of CP insertion and the phase of the last sample point of the previous block are continuous. ) Will be decided.
  • a desired value for example, positive integers ⁇ and ⁇ satisfying the following expression (4) are set.
  • ⁇ and ⁇ satisfying the following expression (4) are set.
  • a is a parameter for determining the CP length.
  • the CP length is determined by the delay time due to multipath existing in the transmission path. That is, when setting the value of a, the CP length M CP is set to (N ALL ⁇ a ⁇ ) L, and (N ALL ⁇ a ⁇ ) L is set to be longer than the maximum delay time in the transmission path.
  • the phase of the a ⁇ -th sample of the IDFT unit 82 is a ⁇ (0 ⁇ 0) of the input of the DFT unit 5 to which phase rotation is added. It approaches the phase of the (a ⁇ ⁇ N ⁇ 1) th sample (symbol) (the sample corresponds to the a ⁇ th sample). Therefore, when the symbol insertion unit 2 arranges d n (k ⁇ 1) in the a ⁇ th, the phase of the a ⁇ th sample output from the IDFT unit 82 is the phase of d n (k ⁇ 1) to which the phase rotation is added. Get closer to.
  • the output of the IDFT unit 82 is expressed by the following equation (6).
  • the La ⁇ th phase of the output of the IDFT unit 82 approaches the a ⁇ th phase in the data symbol subjected to phase rotation. Therefore, when determining the symbol arrangement of the previous block, the first symbol of the block after CP insertion (that is, the first symbol at the location copied in CP insertion) is close to the phase of the last sample of the previous block. In order to achieve this, the first symbol of the previous block is arranged at the a ⁇ th position, and the CP length M CP is set to (N ALL ⁇ a ⁇ ) L.
  • the a ⁇ -th symbol d n (k ⁇ 1) arranged in the k-th block is the n-th symbol in the k ⁇ 1-th block one block before the k-th block.
  • parameter selection based on the following setting conditions may be performed.
  • Design conditions 1: M CP (N ALL -a ⁇ ) L and setting design condition 2: the n 0, and the a ⁇ th symbol ⁇ ⁇ d 0 (k-1 )
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing example of the symbol insertion unit 2, the storage and processing unit 3, the symbol selection unit 4, and the DFT unit 5.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a block signal according to the present embodiment.
  • the phase between blocks is connected as follows. As shown in FIG. 6, the last sample of the (k ⁇ 1) th block in the time domain approaches the phase of d 0 (k ⁇ 1) due to the cyclic nature of the IDFT output explained in the above Porat document. Since the first symbol of the CP of the kth block is d 0 (k ⁇ 1) according to the above design condition 2, the phase of the k ⁇ 1st last sample and the first sample of the CP of the kth block Phase is connected.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of data processing according to the present embodiment.
  • “COPY” in FIG. 8 indicates a process of copying the last M CP sample of each block in the CP insertion unit 9 to the top.
  • ⁇ 8 32.
  • BPSK Binary Phase Shift Keying
  • FIG. 8 shows that the sample (3) corresponding to the CP portion of the (K + 1) th block is set in phase with the first sample (1) of the Kth block. Since the sample at the end of the Kth block (the last sample after interpolation processing (the point added by interpolation)) is smoothly connected to the sample (1), the sample (1) Approach the phase. Since the top of the CP portion of the (K + 1) th block is the same as the phase (1) (the phase of the sample (3)), the phases between the Kth and K + 1th blocks are connected. Similarly, it can be seen that the sample (4) corresponding to the CP location of the (K + 2) th block is set in phase with the first sample (2) of the (K + 1) th block.
  • Symbol selection position information (0th position) and symbol insertion position information (a ⁇ th position) can be determined by determining a, ⁇ , and ⁇ so as to satisfy the above setting conditions 1 and 2. .
  • the symbol selection position information and the symbol insertion position information may be input from the outside, or may be set in advance in the transmission apparatus. Further, it may be changed after being set in advance.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example in which different modulation symbols are mixed.
  • d n (k ⁇ 1) may be set to a symbol having a multilevel number equal to or higher than QPSK, such as 16QAM symbol or 64QAM.
  • QPSK quadrature phase modulation number
  • d 0 (k ⁇ 1) is 16QAM symbol
  • l ⁇ 0, l ⁇ a ⁇ d l (k ⁇ 1) may be set to QPSK symbol.
  • the following effects are obtained.
  • d 0 (k ⁇ 1) is a QPSK symbol
  • one symbol in the block is a copy of the symbol from the previous block, so the number of transmission symbol bits per block is 2 (N ⁇ 1) bits.
  • the number of transmission symbol bits per block is 2N bits, which is the same as when N QPSK symbols are sent. Since d 0 (k) appears in the next block, the demodulation accuracy is higher than other symbols. For this reason, the multi-level modulation value of the symbol of d 0 (k ⁇ 1) can be set higher than other symbols, and the number of transmission bits can be increased.
  • the data symbol at the predetermined selection position of the previous block is stored in the storage and processing unit 3, and the symbol insertion unit 2 stores the data symbol in the predetermined position of the generated data symbol.
  • the data symbol held in the processing unit 3 is inserted at a predetermined insertion position. Then, the predetermined selection position and the predetermined insertion position are determined so that the phase of the first sample of the block is continuous with the phase of the last sample of the previous block. For this reason, an out-of-band spectrum can be suppressed.
  • the guard band insertion process is performed, but the guard band insertion process may not be performed.
  • FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating a functional configuration example of the second embodiment of the receiving device according to the present invention.
  • the receiving apparatus according to the present embodiment receives the SC block signal transmitted by the transmitting apparatus described in the first embodiment.
  • the receiving apparatus of this embodiment includes a CP removal unit 13, a DFT unit 14, a transmission path estimation unit 15, a frequency domain equalization unit 16, an undersampling processing unit 17, an IDFT unit 18, and a symbol selection.
  • Unit 19 storage and processing unit 20 (storage unit), demodulation unit 21, and decoding unit 22.
  • the received signal is subjected to CP removal by the CP removal unit 13 and then input to the DFT processing unit 14.
  • the DFT processing unit 14 converts the received signal into a frequency domain signal.
  • the transmission path estimation unit 15 performs transmission path estimation based on the frequency domain signal, and inputs the transmission path estimation value to the frequency domain equalization unit 16.
  • the frequency domain equalization unit 16 performs equalization processing using the frequency domain signal and the transmission path estimation value.
  • the undersampling processing unit 17 performs undersampling processing (downsampling processing) on the equalized signal and extracts a frequency component containing information.
  • the IDFT unit 18 converts the frequency component extracted by the undersampling processing unit 17 into a time domain signal.
  • the symbol selection unit 19 selects the n-th symbol of the time domain signal output from the IDFT unit 18 and stores it in the storage and processing unit 20.
  • the symbols stored in the storage and processing unit 20 are read out by the demodulation unit 21 when the next block is demodulated.
  • the demodulator 21 demodulates N symbols.
  • the time domain signal output from the IDFT unit 18 on the receiving side is represented by the following equation (8).
  • demodulation can be performed according to the following equation (9), for example.
  • D is a candidate for the value of the symbol d (hat) 0 (k) .
  • D is a candidate for the value of the symbol d (hat) 0 (k) .
  • demodulation of the 0th symbol of the previous block may be performed using v a ⁇ (k) using the method shown in the following equation (12).
  • d 0 (k-1) is assumed to be a symbol having the same multi-valued number as d i (k-1) when i ⁇ 0, but as described in the first embodiment. Furthermore, d 0 (k ⁇ 1) may be a multi-valued symbol different from d i (k ⁇ 1) .
  • the n-th symbol of the time domain signal output from IDFT unit 18 is stored in storage and processing unit 20, and demodulating unit 21 stores it at the time of demodulation of the next block.
  • demodulation is performed using symbols stored in the processing unit 20. Therefore, when receiving a signal transmitted from the transmission apparatus according to the first embodiment, the transmitted data symbol can be demodulated, and the memory and processing unit 20 can be used when performing demodulation using the mth time domain signal. The demodulation accuracy can be improved by using the symbols stored in the.
  • FIG. FIG. 11 is a figure which shows the function structural example of Embodiment 3 of the transmitter concerning this invention.
  • a pilot signal generation unit 10 a waveform shaping filter unit 11, and an upper frequency domain arrangement unit (frequency domain arrangement unit) 12 are added to the transmission apparatus shown in FIG. 4 of the first embodiment.
  • This is the same as the transmission apparatus shown in FIG. 4 of the first embodiment.
  • Components having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in the first embodiment, and redundant description is omitted. A different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • a pilot signal may be used for transmission path estimation and synchronization processing, and an arrangement of the pilot signal and DFT-processed data symbols is performed in the frequency domain.
  • pilot signals are arranged in the frequency domain.
  • Data symbol generation unit 1 generates data symbols in the same manner as data symbol generation unit 1 of the first embodiment. However, the number of data symbols generated per block is N ⁇ N T (N T is per block). Number of pilot symbols).
  • the pilot signal generation unit 10 generates a time domain pilot signal (pilot signal (time domain signal)) and a frequency domain pilot signal (pilot signal (frequency domain signal)), and inserts the pilot signal (time domain signal) as a symbol.
  • the pilot signal (frequency domain signal) is input to the waveform shaping filter unit 11.
  • the waveform shaping filter unit 11 shapes the waveform of the input pilot signal (frequency domain signal) and inputs it to the frequency domain arrangement unit 12.
  • the symbol insertion unit 2 inserts a symbol (symbol of the previous block) stored in the data symbol and stored in the processing unit 3. At this time, the symbol insertion unit 2 inserts into the pilot signal (time domain signal). Modify and insert the symbol to insert based on.
  • the frequency domain upper arrangement unit 12 arranges the frequency domain data symbols output from the waveform shaping filter unit 6 and the pilot signal (frequency domain signal) output from the waveform shaping filter unit 11 in the frequency domain, and guard band Output to the insertion unit 7.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an arrangement example of data symbols and pilot signals under the above conditions.
  • s 0 , s 1 ,..., S N / 2-1 indicate data symbols in the frequency domain (output of the DFT unit 5), and p 0 , p 1 ,.
  • the pilot signal is shown.
  • data symbols and pilot signals are alternately arranged.
  • FIG. 12 is an example, and the arrangement position and the number of pilot signals are not limited to the example of FIG.
  • pilot symbols and data symbols are multiplexed in the frequency domain
  • a ⁇ -th sample is set to d n (k ⁇ 1) in the time domain signal that is the output of IDFT section 82
  • pilot symbols It is necessary to consider the time domain signal.
  • the pilot signal time domain signal is q 0 , q 1 ,..., Q NALL-1
  • a ⁇ (k ′) is the symbol insertion position in the time domain
  • b and c are the time domain signal output from the IDFT unit 82.
  • the values of b and c are complex numbers or real numbers, and are determined by the pilot insertion position in the frequency domain and the symbol arrangement position of the previous block.
  • N T N / 2
  • N D N / 2.
  • N ALL N.
  • a pilot symbol arranged in the frequency domain is represented by the following equation (14), and a DFT matrix is represented by the following equation (15).
  • a (bold) H represents Hermitian Transpose of the matrix A (bold).
  • the data signal after DFT processing (output of the waveform shaping filter unit 6) arranged in the frequency domain is expressed by the following formula (17)
  • the time domain signal of the data signal is expressed by the following formula (18).
  • t (bold) 1 is a vector of N D data symbols as shown in the following equation (19). Further, s (bold) is a vector shown in the following equation (20).
  • the signal obtained by multiplexing the pilot signal and the data signal after DFT processing in the frequency domain is expressed by the following equation (21), and the time domain signal of the multiplexed signal is expressed by the following equation (22).
  • M CP is set to (N ALL / 2 ⁇ a ⁇ ), and the signal at the head of CP is set to the 0th symbol of the previous block as in the example described in the first embodiment.
  • L 1
  • the waveform shaping filter unit 6 is a solid filter for the signal band.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a signal according to the present embodiment.
  • y a ⁇ (k) is expressed by the following equation (25), when selecting pilot signals (pilot sequences) p 0 , p 1 ,..., P N / 2-1 , y a ⁇ (k It is desirable to select a pilot sequence that does not amplify the peak power in ) .
  • a pilot sequence may be searched using an evaluation formula shown in the following formula (26).
  • Q is assumed to be a pilot sequence candidate
  • E [•] denotes an average
  • the average is assumed to be performed over all the symbol candidates of d 0 (k ⁇ 1) .
  • averaging is performed using all the candidates shown in the above formula (10), and in the case of QPSK, all the candidates of formula (11) are used.
  • the guard band is not included.
  • ⁇ and ⁇ satisfying the following equations (27) and (28) may be obtained.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a signal according to the present embodiment when a guard band is included.
  • the data symbol at the predetermined selection position of the previous block is stored in the storage and processing unit 3 as in the first embodiment.
  • the symbol insertion unit 2 inserts the data symbol stored in the data symbol and held in the processing unit 3 at a predetermined insertion position in consideration of the time domain signal of the pilot signal. Then, the predetermined selection position and the predetermined insertion position are determined so that the phase of the first sample of the block is continuous with the phase of the last sample of the previous block. For this reason, when a pilot signal is multiplexed, an out-of-band spectrum can be suppressed as in the first embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of the receiving apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus according to the present embodiment receives the SC block signal transmitted by the transmitting apparatus described in the third embodiment.
  • the receiving apparatus of the present embodiment includes a CP removing unit 13, a DFT unit 14, a transmission path estimating unit 15, a frequency domain equalizing unit 16, an undersampling processing unit 17, a pilot signal removing unit 23, An IDFT unit 181, a symbol selection unit 191, a storage and processing unit 201 (storage unit), a demodulation unit 211, and a decoding unit 221 are provided.
  • Components having the same functions as those of the receiving apparatus according to the second embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the second embodiment, and redundant description is omitted.
  • the pilot signal removal unit 23 removes the pilot signal from the signal after the undersampling process.
  • IDFT section 181 converts the signal after removal of the pilot signal into a time domain signal.
  • the symbol selection unit 191 selects the nth symbol and stores it in the storage and processing unit 201.
  • the symbols stored in the storage and processing unit 201 are read out by the demodulation unit 211 when the next block is demodulated.
  • the demodulator 211 demodulates N symbols. At this time, in order to improve demodulation accuracy, symbols stored in the storage and processing unit 201 can be used when performing demodulation using the mth time domain signal.
  • n 0, and the demodulation unit 21 demodulates the 0th signal of the time domain signal of the previous block using the a ⁇ th time domain signal.
  • demodulation is performed using the following equation (30) using v a ⁇ (k) .
  • the pilot signal is removed in the frequency domain by pilot signal removing section 23, and the time domain signal output from IDFT section 181 is the same as in the receiving apparatus of Embodiment 2.
  • the n-th symbol is stored in the storage and processing unit 201, and the demodulation unit 211 performs demodulation using the symbol stored in the storage and processing unit 201 when the next block is demodulated. For this reason, when a signal transmitted from the transmission apparatus according to the third embodiment is received, the transmitted data symbol can be demodulated, and the memory and processing unit 201 can be used when performing demodulation using the mth time domain signal.
  • the demodulation accuracy can be improved by using the symbols stored in the.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to various types of transmission devices and reception devices including wired communication.
  • DFT Downward Fast Fourier Transform
  • IFFT Inverse FFT
  • the configurations of the transmitting device and the receiving device are not limited to the device configurations shown in the respective embodiments. Further, the configurations of the transmitting device and the receiving device are not limited to the device configurations shown in the respective embodiments.
  • an out-of-band spectrum suppression effect can be obtained by using a block including only data symbols in the first embodiment and a block in which the data symbols and pilot symbols in the third embodiment are multiplexed.
  • a guard interval other than the CP may be used.
  • the symbol of the previous block may be arranged at a predetermined position of the current block.
  • FIG. FIG. 16 is a diagram illustrating a processing example of the fifth embodiment of the transmission device according to the present invention.
  • the configuration of the transmission apparatus according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment.
  • a different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • X CP N D -a ⁇
  • Y a ⁇ .
  • ⁇ j , ⁇ -j and ⁇ 0 are phase rotations.
  • the symbol insertion unit 2 inserts the previous block between the YN Lth symbol of the symbol generated by the symbol generation unit 1 and the next symbol. Insert a symbol whose phase has been rotated. That is, d 0 (k) , d 1 (k) ,..., D Y-NL-1 (k) are arranged at symbol positions from the 0th to the YN L ⁇ 1th, and then stored and processed. A first symbol group and a second symbol group, which are symbols obtained by phase-rotating the symbol group of the previous block read from the unit 3, are inserted.
  • N D ⁇ 1 ⁇ Y ⁇ N R d Y + NR + 1 (k) ,..., D ND-1 (k) are arranged thereafter.
  • NL, NR, and ND in the subscripts in d Y-NL-1 (k) , d Y + NR + 1 (k) , and d ND-1 (k) indicate N L , N R , and N D. .
  • symbol selector 4 outputs the symbols arranged by the symbol insertion section 2 to the DFT unit 5, a symbol d 0 from 0-th N to R-th (k), d 1 (k ), ..., d NR (k) and symbols ( ND NL-NL (k) , d ND-NL + 1 (k) ,..., D ND-1 ( ) from the (N D ⁇ N R ) th to the (N D ⁇ 1) th k) is stored in the storage and processing unit 3. These symbols stored in the storage and processing unit 3 are read out when the (k + 1) -th block signal is generated.
  • the symbol insertion unit 2 generates the first symbol group and the second symbol group based on the symbols read from the storage and processing unit 3 in the generation of the (k + 1) -th block signal, and the same as above. Are inserted between the YN L- th symbol generated by the symbol generator 1 and the next symbol.
  • the first symbol group and the second symbol group are represented by the following expression (32).
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a specific example using a QPSK symbol. Assuming that s (bold) i is the output of the DFT unit 5, s (bold) i is given by the following equation (33). L is an oversampling rate, N is the total number of carriers, and 0 (bold) i indicates i zeros.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a data configuration example of the i-th block according to the present embodiment.
  • the second symbol group is arranged so that the Yth symbol is the last of the second symbol group.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a data configuration example of block signals for three blocks according to the present embodiment.
  • an arrow described as COPY indicates a portion where the symbol of the previous block is arranged with the phase rotated in the next block.
  • the last sample of the (k ⁇ 1) th block in the time domain approaches the phase of d 0 (k ⁇ 1) . Since the first symbol of the kth block CP is d 0 (k ⁇ 1) , the phase of the k ⁇ 1th last sample and the phase of the first sample of the CP of the kth block are connected.
  • the symbol groups before and after the first symbol of this CP also give phase rotation to the symbols in the previous block.
  • the first symbol group and the second symbol group are generated by giving the phase rotation to the symbols of the previous block, but the phase rotation may not be given.
  • the first symbol group is arranged after the first symbol of the portion copied as CP, and the symbol before the first symbol of the portion copied as CP is the first symbol.
  • the second symbol group is arranged so as to be the end of the two symbol groups.
  • the first symbol group is generated based on the head portion of the previous block, and the second symbol group is generated based on the tail portion of the previous block. For this reason, the out-of-band spectrum can be further reduced as compared with the first embodiment.
  • FIG. FIG. 21 is a diagram illustrating a processing example of the transmission apparatus according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the configuration of the transmission apparatus of the present embodiment is the same as that of the third embodiment.
  • Embodiment 3 a different part from Embodiment 3 is demonstrated.
  • Embodiment 5 a plurality of symbols instead of one symbol are copied from the previous block, and a symbol group based on the symbols copied from the previous block is copied as the CP starting position and this starting position. It was arranged before and after. This technique can also be applied when pilot symbols are multiplexed.
  • out-of-band spectrum suppression is achieved even in the case of pilot multiplexing by subtracting from the leading symbol of the portion copied as the CP of the time domain component of the pilot symbol output from the pilot signal generation unit 10. It becomes possible.
  • a method as described in Equation (28) of Embodiment 3 may be used.
  • FIG. FIG. 22 is a diagram illustrating a processing example of the seventh embodiment of the transmission device according to the present invention.
  • the configuration of the transmission apparatus according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment.
  • a different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • FIG. 22 shows an example in which different modulation multi-value numbers are mixed in the first symbol group and the second symbol group.
  • d 0 (k) may be set to 64 QAM
  • d 1 (k) may be set to QPSK
  • d 2 (k) may be set to 16 QAM.
  • Embodiment 8 FIG. Next, a receiving apparatus according to the eighth embodiment will be described.
  • the receiving apparatus according to the present embodiment receives the SC block signal transmitted by the transmitting apparatus described in the fifth embodiment.
  • the configuration of the receiving apparatus of this embodiment is the same as that of the receiving apparatus of the second embodiment.
  • the receiving apparatus can perform demodulation using received signals for two blocks.
  • the output of the IDFT unit 18 of the receiving apparatus is expressed by the following formula (34)
  • the demodulation method shown in the formula (35) can be used.
  • D j is a symbol candidate for d j .
  • the same demodulation method can also be used in the receiving device that receives the SC block signal transmitted from the transmitting device of the sixth embodiment and the seventh embodiment.
  • Embodiment 9 FIG. Next, the transmission apparatus of Embodiment 9 will be described.
  • the configuration of the transmission apparatus of the present embodiment is the same as that of the fifth embodiment.
  • Embodiment 5 a different part from Embodiment 5 is demonstrated.
  • the symbol of the previous block is used as a part of the block symbol.
  • a symbol that is a symbol in the same quadrant as the symbol of the previous block may be used as a part of the block symbol.
  • symbol settings as shown in the following formula (36) may be performed.
  • FIG. 23 is a diagram showing a 64QAM constellation.
  • FIG. 24 uses the 64QAM symbol bits of FIG.
  • the upper 2 bits of the symbol of symbol number Y are “00”, which is the same as the upper 2 bits of the symbol of symbol number 0 of the k-th block. is there.
  • the upper 2 bits of the symbol of symbol number (Y + 1) is “10”, which is the same as the upper 2 bits of the symbol of symbol number 1 of the kth block.
  • the number of bits that can be transmitted is increased compared to the fifth embodiment.
  • it is possible to transmit 4 ⁇ (1 + 2 + 1) 16 bits more in one block than when the same symbol is used instead of the same quadrant symbol.
  • FIG. FIG. 25 is a diagram of a configuration example of the tenth embodiment of the transmission device according to the present invention.
  • the configuration of the transmission apparatus according to the present embodiment is the same as that of the transmission apparatus according to the first embodiment except that symbol insertion section 2 is replaced with symbol insertion section 2a.
  • the symbol insertion unit 2 a includes an insertion unit 101.
  • Embodiment 1 a different part from Embodiment 1 is demonstrated.
  • the insertion unit 101 plays a role of inserting the past symbol d 0 (k ⁇ 1) into the 0th symbol over several blocks.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating an example in which past symbols d 0 (k ⁇ 1) are inserted into the 0th symbol in succession for one block.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating an example in which past symbols d 0 (k ⁇ 1) are inserted into the 0th symbol in succession for two blocks.
  • FIG. 28 is a flowchart illustrating an operation example of the insertion unit 101 according to the present embodiment.
  • FIG. FIG. 29 is a diagram of a configuration example of the eleventh embodiment of the transmission apparatus according to the present invention.
  • the configuration of the transmission apparatus of the present embodiment is the same as that of the transmission apparatus of the fifth embodiment, except that symbol insertion unit 2 is replaced with symbol insertion unit 2b.
  • the symbol insertion unit 2b includes insertion units 101-1 and 101-2.
  • Embodiment 5 a different part from Embodiment 5 is demonstrated.
  • Insertion section 101-1 inserts the first symbol group over a plurality of blocks
  • insertion section 101-2 inserts the second symbol group over a plurality of blocks.
  • FIG. 30 is a diagram showing an example in which the first group and the second group are copied every other block.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating an example in which the first group and the second group are copied in two consecutive blocks.
  • FIG. 32 is a flowchart showing an operation example in the insertion units 101-1 and 101-2 according to the present embodiment.
  • Steps S1 to S5 in FIG. 32 are the same as those in the tenth embodiment.
  • the insertion units 101-1 and 101 have the following formula (37). Is performed (step S12), and the process proceeds to step S7.
  • Steps S7, S8, S10, and S11 are the same as those in the tenth embodiment.
  • step S5 If m is larger than M in step S5 (No in step S5), the insertion units 101-1 and 101-2 do not perform the copy process (step S13), and the process proceeds to step S10.
  • FIG. FIG. 33 is a diagram of a configuration example and a processing example of the transmission apparatus according to the twelfth embodiment of the present invention.
  • the symbol insertion unit 2 and the symbol selection unit 4 of the third embodiment are configured as one symbol insertion / selection unit 2a.
  • the symbol insertion unit 2 and the symbol selection unit 4 may be merged.
  • the processing in consideration of the time domain signal of the pilot signal may be performed in addition to the data symbols at the locations described in the third embodiment.
  • the process shown in FIG. 33 is a process in which the processes of the symbol insertion unit 2 and the symbol selection unit 4 are combined with the process of the third embodiment. In the present embodiment, for example, a process represented by the following formula (38) may be added.
  • c 1 and c 2 are complex or real coefficients as in the case of b and c in equation (28).
  • the predetermined selection position and the predetermined insertion position are determined so that the phase of the first sample of the block is continuous with the phase of the last sample of the previous block. For this reason, when a pilot signal is multiplexed, an out-of-band spectrum can be suppressed as in the first embodiment.
  • the reception method in the reception device described in the fourth embodiment is a method for performing the processing shown in the following equation (39).
  • FIG. 34 is a diagram illustrating a configuration example of the symbol selection unit 4a of the present embodiment.
  • a power adjustment unit 41 is provided in the symbol selection unit 4a.
  • power adjustment is performed on the input value. For example, when the number of inputs and the number of outputs of the power adjustment unit 41 is N, the adjustment may be performed as in the following equation (40).
  • the average bit error characteristic is deteriorated compared to QPSK by using 16QAM, so symbols using 16QAM, that is, d 0 (k) to d NR (k) , d ND-1 ( From k) to d ND-NL (k) , d Y-NL (k) to d Y + NR (k) (the circled area in FIG.
  • Symbol Error Rate symbol error rate
  • Bit Error Rate bit error rate
  • Block Error Rate block symbol error rate
  • Packet Error Rate a value that prevents deterioration of the packet determination error rate
  • FIG. 35 is a diagram illustrating a configuration example of the power adjustment unit 41 when all QPSK is used. Since symbols from the previous block are used from d Y-NL (k) to d Y + NR (k) , if the previous block is to be demodulated, it is set from d Y-NL (k) to d Y + NR (k). The symbol appears twice.
  • the power of symbols from d Y-NL (k) to d Y + NR (k) and the symbols copied from d Y -NL (k + 1) to d Y + NR (k + 1) (ie d Symbol power from 0 (k) to d NR (k) , d ND-NL (k) to d ND-1 (k) , and d 0 (k) to d NR (k) , d ND- It may be set lower than the power of symbols other than NL (k) to d ND-1 (k) and d Y-NL (k) to d Y + NR (k) .
  • a value that prevents deterioration of the symbol determination error rate, the bit determination error rate, the block symbol determination error rate, or the packet determination error rate may be set. Further, assuming that 0 ⁇ k ⁇ N D ⁇ 1, g k may be calculated using values of N D , N R , and N L.
  • the transmission device, the reception device, and the communication system according to the present invention are useful for a communication system that performs SC block transmission, and are particularly suitable for a communication system that performs CP insertion.

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Abstract

　ブロックごとに１ブロック分のデータシンボルを生成するデータシンボル生成部１と、１ブロック分のデータシンボルのうち第１の位置のデータシンボルを複製シンボルとして記憶する記憶および処理部３と、１ブロック分のデータシンボルの第２の位置に記憶および処理部３に記憶された複製シンボルが挿入されるように、データシンボルおよび複製シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル挿入部２と、ブロックシンボルを周波数領域信号に変換する時間・周波数変換部５と、周波数領域信号に対して補間処理を行う補間処理部８と、補間処理後の信号に対してCyclic　Prefixの挿入を行ってブロック信号を生成するＣＰ挿入部９と、を備える。

Description

送信装置、受信装置および通信システム
　本発明は、送信装置、受信装置および通信システムに関する。
　デジタル通信システムにおいて、送信信号が建物などに反射して起こるマルチパスフェージングや端末の移動によって起こるドップラ変動によって、伝送路の周波数選択性と時間変動が発生する。このようなマルチパス環境において、受信信号は送信シンボルと遅延時間が経って届くシンボルと干渉した信号となる。
　このような周波数選択性のある伝送路において、最良の受信特性を得るためシングルキャリアブロック伝送方式が近年注目を集めている（例えば、下記非特許文献１参照）。シングルキャリア（Single　Carrier：ＳＣ）ブロック伝送方式は、マルチキャリア（Multiple　Carrier：ＭＣ）ブロック伝送であるＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency　Division　Multiplexing）伝送方式（例えば、下記非特許文献２参照）に比べピーク電力を低くすることができる。
　ＳＣブロック伝送を行う送信機では、例えば次のような伝送を行うことによりマルチフェージング対策を行っている。まず、“Modulator”においてデジタル変調信号であるＰＳＫ（Phase　Shift　Keying）信号やＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）信号を生成後、プリコーダおよびＩＤＦＴ（Inverse　Discrete　Fourier　Transform）処理部によりデジタル変調信号を時間領域信号に変換する。その後マルチパスフェージング対策として、ＣＰ（Cyclic　Prefix）挿入部においてＣＰが挿入される。ＣＰ挿入部では時間領域信号の後ろの所定数のサンプルをコピーして、送信信号の初めに付加する。この他に、マルチパスフェージング対策手段として、データのはじめ又はおわりの部分にゼロを挿入するＺＰ（Zero　Padding：ゼロ挿入）が行われる。
　また、送信ピーク電力を抑圧するため、ＳＣ伝送を行う送信機では、プリコーダでは一般的にＤＦＴ（Discrete　Fourier　Transform）処理が行われる。
N．　Benvenuto，R．　Dinis，D．　Falconer　and　S．　Tomasin，"Single　Carrier　Modulation　With　Nonlinear　Frequency　Domain　Equalization：An　Idea　Whose　Time　Has　Come－Again"，Proceedings　of　the　IEEE，vol．98，No．1，Jan．　2010，pp．69－96． J．A．C．Bingham，"Multicarrier　Modulation　For　Data　Transmission：An　Idea　Whose　Time　Has　Come"，IEEE　Commun．Mag．，vol．28，No．5，May　1990，pp．5－14．
　上記従来のＳＣブロック伝送の技術によれば、マルチパスフェージングの影響を低減しつつ送信ピーク電力を抑圧している。しかしながら、ＳＣブロック伝送では、ＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となるので、帯域外スペクトルまたは帯域外漏洩が発生する。帯域外スペクトルは隣接するチャネルの干渉となる。このため、帯域外スペクトル抑圧が必要となる。また、一般的な通信システムにおいてスペクトルマスクが定められており、マスクを満足するように帯域外スペクトルを抑圧する必要がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、帯域外スペクトルを抑圧することができる送信装置、受信装置および通信システムを得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、ブロックごとに１ブロック分のデータシンボルを生成するデータシンボル生成部と、前記データシンボル生成部により生成された１ブロック分の前記データシンボルのうち第１の位置のデータシンボルを複製シンボルとして記憶する記憶部と、前記データシンボル生成部により生成された１ブロック分の前記データシンボルの第２の位置に前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記複製シンボルが挿入されるように、前記データシンボルおよび前記複製シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル挿入部と、前記ブロックシンボルを周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、前記周波数領域信号に対して補間処理を行う補間処理部と、補間処理後の信号に対してCyclic　Prefixの挿入を行って前記ブロック信号を生成するＣＰ挿入部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、帯域外スペクトルを抑圧することができるという効果を奏する。
図１は、実施の形態１の送信装置の機能構成例を示す図である。 図２は、ＣＰ挿入の一例を示す図である。 図３は、従来のＳＣブロック伝送においてＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となる一例を示す図である。 図４は、実施の形態１の時間・周波数変換部および補間処理部の構成例を示す図である。 図５は、実施の形態１のガードバンド処理の一例を示す図である。 図６は、シンボル挿入部、記憶および処理部、シンボル選択部、ＤＦＴ部の処理例を示す図である。 図７は、実施の形態１のブロック信号の構成の一例を示す図である。 図８は、実施の形態１のデータ処理例を示す図である。 図９は、異なる変調シンボルを混在させた例を示す図である。 図１０は、実施の形態２の受信装置の機能構成例を示す図である。 図１１は、実施の形態３の送信装置の機能構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態３のデータシンボルとパイロット信号の配置例を示す図である。 図１３は、実施の形態３の信号の構成例を示す図である。 図１４は、ガードバンドを含む場合の実施の形態３の信号の構成例を示す図である。 図１５は、実施の形態４の受信装置の機能構成例を示す図である。 図１６は、実施の形態５の送信装置の処理例を示す図である。 図１７は、実施の形態５のＮL＝１，ＮR＝２とした場合の処理例を示す図である。 図１８は、実施の形態５のＱＰＳＫシンボルを用いた具体例を示す図である。 図１９は、実施の形態５におけるｉ番目のブロックのデータ構成例を示す図である。 図２０は、実施の形態５における３ブロック分のブロック信号のデータ構成例を示す図である。 図２１は、実施の形態６の送信装置の処理例を示す図である。 図２２は、実施の形態７の送信装置の処理例を示す図である。 図２３は、６４ＱＡＭコンステレーションを示す図である。 図２４は、６４ＱＡＭコンステレーションを用い、ＮL＝１，ＮR＝２とした場合のシンボル配置例を示す図である。 図２５は、実施の形態１０の送信装置の構成例を示す図である。 図２６は、１ブロック連続して過去シンボルｄ0 (k-1)を０番目のシンボルに挿入する例を示す図である。 図２７は、２ブロック連続して過去シンボルｄ0 (k-1)を０番目のシンボルに挿入する例を示す図である。 図２８は、実施の形態１０の挿入部の動作例を示すフローチャートである。 図２９は、実施の形態１１の送信装置の構成例を示す図である。 図３０は、１ブロックおきに第１群および第２群がコピーされる例を示す図である。 図３１は、２ブロック連続で第１群および第２群がコピーされる例を示す図である。 図３２は、実施の形態１１の挿入部の動作例を示すフローチャートである。 図３３は、実施の形態１２の送信装置の構成例と処理例を示す図である。 図３４は、実施の形態１２のシンボル選択部４ａの構成例を示す図である。 図３５は、全てＱＰＳＫを用いた場合の電力調整部の構成例を示す図である。
　以下に、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態１の機能構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の形態の送信装置は、シンボル生成部１（データシンボル生成部）、シンボル挿入部２、記憶および処理部３（記憶部）、シンボル選択部４、時間・周波数変換部５、波形整形フィルタ部（波形整形部）６、ガードバンド挿入部７、補間処理部８およびＣＰ挿入部９を備える。なお、図では、記憶および処理部３を記憶・処理部３と略す。
　シンボル生成部１は、データシンボル（例えば、ＰＳＫ（Phase　Shift　Keying）シンボル、ＱＡＭ（Quadrature　Amplitude　Modulation）シンボル等）を生成する。シンボル生成部１は、生成したデータシンボルをシンボル挿入部２へ入力する。
　シンボル挿入部２は、入力されたデータシンボルに対して、記憶および処理部３に記憶された１個以上のシンボルを、シンボルの挿入位置（第２の位置）を示す情報であるシンボル挿入位置情報により指定された位置に挿入する。シンボル挿入部２への入力は、シンボル挿入位置情報および記憶および処理部３からの出力となる。シンボル選択部４は、シンボル挿入部２によりシンボルが挿入された後のシンボル群を時間・周波数変換部５へ入力するとともに、該シンボル群から１個以上のシンボル（複製シンボル）を選択して、選択したシンボルをコピーして記憶および処理部３に送る。シンボル選択部４が選択するシンボルの位置（第１の位置）は、シンボル選択位置情報により指定される。記憶および処理部３は、シンボル選択部４から入力されるシンボルを記憶する。記憶および処理部３は、次のブロックの処理の際に、記憶および処理部３に記憶されているシンボル（複製シンボル）をシンボル挿入部２へ出力する。または、シンボル挿入部２が、次のブロックの処理の際に、記憶および処理部３に記憶されているシンボルを読み出すようにしてもよい。
　時間・周波数変換部５は、シンボル選択部４から出力される時間領域信号（シンボル群）を周波数領域信号に変換する。波形整形フィルタ部６は、周波数領域信号に対して所望のフィルタリング処理を行う。ガードバンド挿入部７は、フィルタリング処理後の周波数領域信号に対してガードバンド挿入処理を実施する。一般的にガードバンドは周波数領域上において、隣接する信号からの干渉による信号品質劣化を防ぐために挿入される。補間処理部８は、ガードバンド挿入処理後の周波数領域信号に対して補間処理を行い、補間処理後の周波数領域信号を時間領域信号に変換する。ＣＰ挿入部９は、補間処理部８から出力される時間領域信号にＣＰを挿入する。図２は、ＣＰ挿入の一例を示す図である。ＣＰ挿入部９は、ブロック内の最後のＭCPサンプルをコピーし、ブロックの先頭に配置する。ＣＰ挿入後の信号は、ＳＣブロック信号（ブロック信号）として送信される。補間処理部８は、補間処理後の時間領域信号において、ブロック内の最後のシンボルとブロック内の最初のシンボルの間を内挿するよう補間された点がブロックの最後のサンプルに設定される補間処理方法であればどのような補間処理方法を用いてもよい。すなわち、補間処理後の時間領域信号において、補間処理後の最後のサンプル（補間により追加された点）が、ブロック内の最初のサンプルの値に滑らかにつながるような点となるような補間処理であればよい。
　ここで、従来のＳＣブロック伝送について説明する。ＳＣブロック伝送では、ＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となる。図３は、従来のＳＣブロック伝送においてＳＣブロック間の位相および振幅が不連続となる一例を示す図である。図３の例では、ｋ（ｋは整数）番目のブロックとｋ＋１番目のブロックの間の位相不連続性により、帯域外スペクトルまたは帯域外漏洩が発生する。このような、帯域外スペクトルは隣接するチャネルの干渉となる。本実施の形態では、データシンボル間に前ブロックの所定位置のシンボルを挿入することで、帯域外スペクトルを低減させる。
　図４は、本実施の形態の時間・周波数変換部５および補間処理部８の構成例を示す図である。図４では、補間処理部８をオーバサンプリング処理部８１およびＩＤＦＴ部８２により構成する例を示している。時間・周波数変換部５はＤＦＴ部５となる。シンボル生成部１、シンボル挿入部２、記憶および処理部３、シンボル選択部４、ガードバンド挿入部７およびＣＰ挿入部９は、図１の構成例と同様である。図４の構成例に基づいて、本実施の形態の動作について説明する。
　例えば、シンボル選択部４の選択するシンボル数を１個とし、シンボル挿入部２が挿入するシンボル数を１個とする。この場合に、シンボル挿入部２によりシンボルが挿入された後のシンボル数をＮとし、シンボル選択部４のシンボル選択位置をｎ（０≦ｎ≦Ｎ－１）とする（すなわち、シンボル選択部４は、入力されるシンボル群のｎ番目のシンボルを選択する）。ｋ番目のＳＣブロック信号を生成する処理において、生成されたｉ番目のシンボルをｄi (k)とする。また、シンボル挿入部２がシンボルを挿入する位置をｍ（０≦ｍ≦Ｎ－１）とする（すなわち、（ｍ－１）番目のデータシンボルとｍ番目のデータシンボルの間にシンボルを挿入するとする）。ｋ番目のＳＣブロック信号を生成する前に前ブロック（（ｋ－１）番目のＳＣブロック信号）の処理において、シンボル選択部４によりｄm (k-1)がコピーされて記憶および処理部３に記憶されているとする。このとき、シンボル挿入部２の出力は、以下の式（１）の通りとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、記憶および処理部３は、以下の式（２）に示すように、記憶されたシンボルに位相回転を加えて、シンボル挿入部２へ出力してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、βは複素数であり、β＝αｅjfのような値となる。ここで、ｊは虚数単位（ｊ＝√（－１））であり、αは振幅調整値、ｆは位相回転量である。位相回転量はゼロ挿入手法によって変わる値である。
　ＤＦＴ部５において、シンボル選択部４から出力される時間領域信号に対してＤＦＴ処理が施され、出力信号は以下の式（３）に示すように周波数領域信号となる。式（３）のようにベクトル表示した周波数領域信号を周波数領域信号ベクトルという。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　波形整形フィルタ部６は、上記の周波数領域信号ベクトルｓ（太字）(k)に対して所望の周波数領域以外の信号を除去するフィルタリング処理を行う。ガードバンド挿入部７は、フィルタリング処理後の周波数領域信号に対してガードバンド挿入処理を実施する。図　５は、本実施の形態のガードバンド処理の一例を示す図である。ガードバンド挿入部７は、ガードバンド挿入処理として、周波数領域において信号の両脇にゼロを挿入する。ゼロが挿入された後の総サンプル（ポイント）数をＮALLとする。なお、図５では、説明の簡易化のため、波形整形フィルタ部６の図示を省略した。
　オーバサンプリング処理部８１は、ガードバンド挿入処理後の周波数領域信号に対して、例えばゼロ挿入などによりオーバサンプリング処理を行う。具体的には、例えば、「B．Porat，“A　Course　in　Digital　Signal　Processing”，John　Wiley　and　Sons　Inc．，1997」（以下、Porat文献という）に記載されている信号補間式等を用いて、オーバサンプリング処理（一般的にサンプリングレートを上げる、すなわちサンプリング間隔を細かくする処理）を行い、入力される信号に対し、１シンボルあたりのサンプリング点がＬ個となるようなオーバサンプリングを行う。すなわち、入力に対してサンプリングレートがＬ倍となるようオーバサンプリングを行う。なお、オーバサンプリングレートは、オーバサンプリング後のサンプリングレートが入力のサンプリングレートの何倍であるかを示す値とする。
　ＩＤＦＴ部８２は、オーバサンプリング処理後の周波数領域信号をＩＤＦＴ処理により時間領域信号に変換する。ＩＤＦＴ処理によりシンボル間に、補間されたサンプル点が追加される。上記Porat文献にて解説されるＩＤＦＴ出力の循環性により、最後のシンボルの後に追加される補間点は、最後のシンボルと最初（１番目）のシンボルとの間を補間するような点となる。
　上記のようにブロック間の位相の連続性が保たれるようにＣＰ挿入を行うためには、ＩＤＦＴ処理後の信号の所定位置の位相を所望の値に近づくようにすればよい。具体的には、各ブロックにおいてＣＰ挿入の際にコピーする領域の先頭と、前ブロックの最後のサンプル点の位相が連続するようにＣＰ挿入の際にコピーするサンプルの個数（図２のＭCP）を決定することになる。
　ＩＤＦＴ処理後の信号の所定位置の位相を所望の値に近づくようにする（所定位置の位相を固定する）には、例えば、以下の式（４）を満たすような正の整数μ、χを用いて、シンボルの配置位置を決定する。なお、０≦ａ≦Ｎ／χ－１とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記のａとしては任意の値を用いて良いが、ａはＣＰ長を決めるパラメタとなる。ＣＰ長は伝送路に存在するマルチパスによる遅延時間によって決まる。すなわちａの値を設定する場合、ＣＰ長ＭCPを（ＮALL－ａμ）Ｌとし、（ＮALL－ａμ）Ｌが伝送路における最大遅延時間よりも長くなるように設定する。
　例えば、Ｎ＝２４、ＮALL＝３２の場合、μ＝４、χ＝３となる。０≦ａ≦２４／３－１とすると、Ｌ＝１（オーバサンプリング無し）の場合、ＩＤＦＴ部８２のａμ番目のサンプルの位相は、位相回転が加わったＤＦＴ部５の入力のａχ（０≦ａχ≦Ｎ－１）番目のサンプル（シンボル）の位相に近づく（ａχ番目のサンプルに対応したサンプルとなる）。したがって、シンボル挿入部２が、ａχ番目にｄn (k-1)を配置した場合、ＩＤＦＴ部８２の出力のａχ番目のサンプルの位相は位相回転が加わったｄn (k-1)の位相に近づく。
　例えば、Ｌ＝１とし、波形整形フィルタ部６の処理を省略し、ガードバンド挿入を次の式（５）のように実施したとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　この場合、ＩＤＦＴ部８２の出力は以下の式（６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　すなわち、上記の例においては、以下の式（７）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　Ｎ＝２４、ＮALL＝３２の場合、ＩＤＦＴ部８２のａμ番目の出力信号は以下の通りとなる。
　ｒ0＝ｄ0，ｒ4＝－ｄ3，ｒ8＝ｄ5，ｒ12＝－ｄ9，ｒ16＝ｄ12，ｒ20＝－ｄ15，
　ｒ24＝ｄ18，ｒ28＝－ｄ21
　例えば、ｒ28をｄ0 (k-1)と設定する場合、β＝－１とし、ｄ21＝－１・ｄ0 (k-1)のように設定すれば良い。
　オーバサンプリングレートがＬ倍の場合には、ＩＤＦＴ部８２の出力のＬａμ番目の位相は位相回転が加わったデータシンボル内のａχ番目の位相に近づく。したがって、前ブロックのシンボルの配置を決定する際に、ＣＰ挿入後のブロックの先頭のシンボル（すなわち、ＣＰ挿入においてコピーされる箇所の最初のシンボル）が前ブロックの最後のサンプルの位相に近いサンプルとなるためには、ａχ番目に前ブロックの最初のシンボルを配置してＣＰ長ＭCPを（ＮALL－ａμ）Ｌと設定すれば良い。
　なお、ｋ番目のブロックに配置されるａχ番目のシンボルｄn (k-1)はｋ番目のブロックに対して１ブロック前のｋ－１番目のブロック内のｎ番目のシンボルとなる。ブロック間の位相を保つためには以下の設定条件に基づいたパラメタ選択を行えばよい。
設計条件１：ＭCPを（ＮALL－ａμ）Ｌと設定
設計条件２：ｎ＝０とし、ａχ番目のシンボルをβ・ｄ0 (k-1)とする
　すなわち、ｋ番目のブロック内のａχ番目のシンボルは、ｋ－１番目のブロック内の０番目のシンボルとなる。図６は、シンボル挿入部２、記憶および処理部３、シンボル選択部４、ＤＦＴ部５の処理例を示す図である。図７は、本実施の形態のブロック信号の構成の一例を示す図である。ブロック間位相は次のように繋がる。図６に示すように、上記Porat文献にて解説されるＩＤＦＴ出力の循環性により、時間領域におけるｋ－１番目のブロックの最後のサンプルはｄ0 (k-1)の位相に近づく。上記の設計条件２によりｋ番目のブロックのＣＰの先頭のシンボルはｄ0 (k-1)であるので、ｋ－１番目の最後のサンプルの位相とｋ番目のブロックのＣＰの先頭のサンプルの位相が繋がる。
　具体例を、図を用いて説明する。図８は、本実施の形態のデータ処理例を示す図である。図８における“ＣＯＰＹ”は、ＣＰ挿入部９における各ブロックの末尾のＭCPサンプルを先頭にコピーする処理を示す。図８の例では、Ｎ＝２４、ＮALL＝３２、ＭCP＝３２、オーバサンプリングレートは８倍としている。μ＝４、χ＝３、ａ＝７とし、ＭCP＝（３２－７・４）・８＝３２となる。また、ブロックシンボル内において、ｄ21 (k)　＝β・ｄ0 (k-1)と設定すれば良い。図８では、変調方式はＢＰＳＫ（Binary　Phase　Shift　Keying）を用いた。説明の簡易化のため、ＣＰ挿入部９の出力の真(Real)の値のみを示す。
　図８から、Ｋ＋１番目のブロックのＣＰ部分に当たるサンプル（３）はＫ番目のブロックの１番目のサンプル（１）と同位相に設定されているのが分かる。Ｋ番目のブロックの最後（補間処理後の最後のサンプル（補間により追加された点））のサンプルは、サンプル（１）との間に滑らかに繋がるような点であるため、サンプル（１）の位相に近づく。そして、Ｋ＋１番目のブロックのＣＰ部分の先頭が（１）の位相（サンプル（３）の位相）と同じなので、Ｋ番目とＫ＋１番目のブロック間の位相が繋がる。同様に、Ｋ＋２番目のブロックのＣＰ箇所に当たるサンプル（４）はＫ＋１番目のブロックの１番目のサンプル（２）と同位相に設定されているのが分かる。Ｋ＋１番目のブロックの最後のサンプルはサンプル（２）の位相に近づき、Ｋ＋２番目のブロックのＣＰ部分の先頭がサンプル（２）の位相（サンプル（４）の位相）と同じなので、ブロック間の位相が繋がる。簡易化のため本例において波形整形フィルタ部６の処理は省略した。
　以上の設定条件１、２を満たすように、ａ、μ、χを定めることにより、シンボル選択位置情報（０番目の位置）、シンボル挿入位置情報（ａχ番目の位置）を定めておくことができる。なお、シンボル選択位置情報、シンボル挿入位置情報は外部から入力するようにしてもよいし、あらかじめ送信装置に設定されていてもよい。また、あらかじめ設定された後に、変更可能としてもよい。
　なお、ｄn (k-1)の多値変調数は他のシンボルの多値変調数と同じである必要は無い。図９は、異なる変調シンボルを混在させた例を示す図である。例えばｌ≠ｎとし、ｄl (k-1)がＱＰＳＫシンボルの場合に、ｄn (k-1)は１６ＱＡＭシンボルまたは６４ＱＡＭなどＱＰＳＫ以上の多値数を備えたシンボルを設定して良い。例えば、上記の例において、ｄ0 (k-1)は１６ＱＡＭシンボル、ｌ≠０、ｌ≠ａχとすると、ｄl (k-1)はＱＰＳＫシンボルに設定して良い。
　異なる変調シンボルを混在させた場合、次のような効果が得られる。例えばｄ0 (k-1)がＱＰＳＫシンボルの場合ブロック内の１シンボルは前ブロックからのシンボルのコピーとなるため、１ブロックあたりの送信シンボルビット数は、２（Ｎ－１）ビットとなる。ｄ0 (k)を１６ＱＡＭシンボルと設定することで、１ブロックあたりの送信シンボルビット数は２Ｎビットとなり、ＱＰＳＫシンボルをＮ個送ったときと同等のビット数となる。ｄ0 (k)は次のブロックに表れるので、他のシンボルに比べ復調精度が高くなる。このため、ｄ0 (k-1)のシンボルの多値変調値を他のシンボルよりも高く設定し、送信ビット数を増やすことができる。
　以上のように、本実施の形態では、前のブロックの所定の選択位置のデータシンボルを記憶および処理部３に保持しておき、シンボル挿入部２は、生成されたデータシンボルの所定位置に記憶および処理部３に保持されているデータシンボルを所定の挿入位置に挿入するようにした。そして、ブロックの最初のサンプルの位相が前ブロックの最後のサンプルの位相と連続するように、所定の選択位置、所定の挿入位置を決定するようにした。このため、帯域外スペクトルを抑圧することができる。
　なお、本実施の形態では、ガードバンド挿入処理を実施したが、ガードバンド挿入処理は実施しなくてもよい。
実施の形態２．
　図１０は、本発明にかかる受信装置の実施の形態２の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、実施の形態１で説明した送信装置により送信されたＳＣブロック信号を受信する。
　図１０に示すように、本実施の形態の受信装置は、ＣＰ除去部１３、ＤＦＴ部１４、伝送路推定部１５、周波数領域等化部１６、アンダーサンプリング処理部１７、ＩＤＦＴ部１８、シンボル選択部１９、記憶および処理部２０（記憶部）、復調部２１および復号部２２を備える。
　受信信号は、ＣＰ除去部１３によりＣＰ除去された後、ＤＦＴ処理部１４に入力される。ＤＦＴ処理部１４は、受信信号を周波数領域信号に変換する。伝送路推定部１５は、周波数領域信号に基づいて伝送路推定を行い、伝送路推定値を周波数領域等化部１６へ入力する。周波数領域等化部１６は、周波数領域信号と伝送路推定値とを用いて等化処理を行う。アンダーサンプリング処理部１７は、等化処理後の信号に対してアンダーサンプリング処理（ダウンサンプリング処理）を行い、情報が含まれている周波数成分を取り出す。ＩＤＦＴ部１８は、アンダーサンプリング処理部１７により取り出された周波数成分を時間領域信号に変換する。シンボル選択部１９は、ＩＤＦＴ部１８から出力される時間領域信号のｎ番目のシンボルを選択し、記憶および処理部２０に格納する。記憶および処理部２０に格納されたシンボルは、次のブロックの復調時に復調部２１により読み出される。復調部２１は、Ｎ個のシンボルの復調を実施する。この際、復調精度を高めるため、ｍ番目の時間領域信号を用いて復調を行う際に記憶および処理部２０に格納されているシンボルを用いることができる。例えば、実施の形態１で述べた例を用いると、ｎ＝０であり、復調部２１において、ａχ番目の時間領域信号を用いて前ブロックの時間領域信号の０番目の信号の復調を行う。
　例えば受信側のＩＤＦＴ部１８から出力される時間領域信号を以下の式（８）とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　このとき、復調は例えば以下の式（９）に従って行うことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上記の式（９）において、Ｄはシンボルｄ（ハット）0 (k)の値の候補となる。例えばＢＰＳＫの場合は以下の式（１０）、ＱＰＳＫの場合は以下の式（１１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ｉ＝ａχの場合、ｖaχ (k)を用いて、前ブロックの０番目のシンボルの復調を以下の式（１２）に示す方法を用いて実施して良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　なお本実施の形態では、ｄ0 (k-1)は、ｉ≠０とするときのｄi (k-1)と同じ多値数のシンボルと想定したが、実施の形態１で述べたように、ｄ0 (k-1)はｄi (k-1)と異なる多値数のシンボルを用いても良い。
　以上のように、本実施の形態の受信装置では、ＩＤＦＴ部１８から出力される時間領域信号のｎ番目のシンボルを記憶および処理部２０に格納し、次のブロックの復調時に復調部２１が記憶および処理部２０に格納されたシンボルを用いて復調を実施するようにした。このため、実施の形態１の送信装置から送信された信号を受信する場合に、送信されたデータシンボルを復調できるとともに、ｍ番目の時間領域信号を用いて復調を行う際に記憶および処理部２０に格納されているシンボルを用いることで復調精度を高めることができる。
実施の形態３．
　図１１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態３の機能構成例を示す図である。図１１に示すように、実施の形態１の図４で示した送信装置に、パイロット信号生成部１０、波形整形フィルタ部１１および周波数領域上配置部（周波数領域配置部）１２を追加する以外は実施の形態１の図４で示した送信装置と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。実施の形態１と異なる部分を説明する。
　ＳＣブロック伝送においては、パイロット信号が伝送路推定や同期処理に用いられることがあり、周波数領域においてパイロット信号とＤＦＴ処理されたデータシンボルとの配置が行われる。本実施の形態では、このように、周波数領域においてパイロット信号が配置される例について説明する。
　データシンボル生成部１は、実施の形態１のデータシンボル生成部１と同様にデータシンボルを生成するが、１ブロックあたり生成するデータシンボル数は、Ｎ－ＮT（ＮTは、１ブロックあたりのパイロットシンボル数）である。
　パイロット信号生成部１０は、時間領域のパイロット信号（パイロット信号（時間領域信号））と周波数領域のパイロット信号（パイロット信号（周波数領域信号））を生成し、パイロット信号（時間領域信号）をシンボル挿入部２へ入力し、パイロット信号（周波数領域信号）を波形整形フィルタ部１１へ入力する。波形整形フィルタ部１１は、入力されたパイロット信号（周波数領域信号）を波形整形して、周波数領域上配置部１２へ入力する。
　シンボル挿入部２は、実施の形態１と同様に、データシンボルに記憶および処理部３に記憶されているシンボル（前ブロックのシンボル）を挿入するが、この際、パイロット信号（時間領域信号）に基づいて挿入するシンボルを修正して挿入する。周波数領域上配置部１２は、波形整形フィルタ部６から出力される周波数領域のデータシンボルおよび波形整形フィルタ部１１から出力されるパイロット信号（周波数領域信号）とを周波数領域で配置して、ガードバンド挿入部７へ出力する。
　具体例として、１ブロック内の総シンボル数をＮとし、１ブロック内のパイロット信号のシンボル数をＮT＝Ｎ／２とし、１ブロック内のデータシンボル数をＮD＝Ｎ／２とする。図１２は、上記条件におけるデータシンボルとパイロット信号の配置例を示す図である。図１２中のｓ0，ｓ1，…，ｓN/2-1は、周波数領域のデータシンボル（ＤＦＴ部５の出力）を示し、ｐ0，ｐ1，…，ｐN/2-1は、パイロット信号を示す。図１２では、データシンボルとパイロット信号を交互に配置している。図１２は一例であり、パイロット信号の配置位置と個数は図１２の例に限定されない。
　本実施の形態では、周波数領域でパイロットシンボルとデータシンボルが多重されるため、ＩＤＦＴ部８２の出力である時間領域信号においてａμ番目のサンプルをｄn (k-1)と設定する場合、パイロットシンボルの時間領域信号を考慮する必要がある。パイロット信号の時間領域信号をｑ0，ｑ1，…，ｑNALL-1とし、ａχ（ｋ´）を時間領域におけるシンボル挿入位置とし、ｂおよびｃはＩＤＦＴ部８２の出力である時間領域信号の所定位置のシンボルがｄn (k-1)となるような位相回転および振幅調整とすると、ｄaχ (k)を、以下の式（１３）のように設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　ｂおよびｃの値は複素数または実数であり、周波数領域におけるパイロット挿入位置および前ブロックのシンボル配置位置によって決まる。
　以下に、具体例を示す。説明の簡易化のため、パイロットシンボル数ＮT＝Ｎ／２、データシンボル数ＮD＝Ｎ／２とする。また、ＮALL＝Ｎとする。周波数領域において配置されたパイロットシンボルを以下の式（１４）で示し、ＤＦＴ行列を以下の式（１５）で示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　このとき、時間領域におけるパイロットシンボルは、以下の式（１６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　上記の式（１６）においてＡ（太字）Hは行列Ａ（太字）のHermitian　Transposeを示す。また、周波数領域に配置されたＤＦＴ処理後のデータ信号（波形整形フィルタ部６の出力）を以下の式（１７）とすると、データ信号の時間領域信号は、以下の式（１８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　なお、ｔ（太字）1は、以下の式（１９）に示すようにＮD個のデータシンボルのベクトルである。また、ｓ（太字）は、以下の式（２０）に示すベクトルである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　パイロット信号とＤＦＴ処理後のデータ信号とを周波数領域において多重した信号は、以下の式（２１）となり、この多重した信号の時間領域信号は以下の式（２２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　ＭCPを（ＮALL／２－ａμ）とし、実施の形態１で述べた例と同様に、ＣＰの先頭の信号を前ブロックの０番目のシンボルに設定する。ここではオーバサンプリングを行わないとし、Ｌ＝１とする。また、波形整形フィルタ部６は信号帯域分の固形フィルタ（Rectangular　filter）とする。ａχ番目にｄn (k-1)を配置した場合、ＩＤＦＴ部８２の出力のａμ番目のサンプルの位相がｄn (k-1)の位相に近づくように設定する必要がある。簡易化のため、ＮALL＝Ｎとする。Ｎを偶数とし、０≦ａ≦Ｎ／（２μ）－１とした場合、以下の式（２３）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　上記の例において、ｙａμ＋N/2 (k)＝ｄ0 (k-1)と設定する場合、以下の式（２４）に示す信号を生成すればよい。図１３は、本実施の形態の信号の構成例を示す図である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　なお、ｙａμ (k)は、以下の式（２５）のようになるので、パイロット信号（パイロット系列）ｐ0，ｐ1，…，ｐN/2-1を選ぶ際にはｙａμ (k)におけるピーク電力が増幅されないようなパイロット系列を選ぶことが望ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　ｙａμ (k)のピーク電力を抑えるために、例えば以下の式（２６）に示す評価式を用いてパイロット系列を検索すればよい。以下の式（２６）において、Ｑをパイロット系列の候補、Ｅ［・］は平均を示すとし、平均はｄ0 (k-1)のシンボルの候補の全てにわたって行うとする。例えばＢＰＳＫの場合は上記式（１０）で示した全てを、ＱＰＳＫの場合は、式（１１）の全ての候補を用いて平均化を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　上記の例において、ガードバンドを含まない例を示したが、ガードバンドを含む場合、以下の式（２７）、（２８）を満たすμおよびχを求めれば良い。以下の式（２７）、（２８）において、０≦ａ≦ＮD／ａ－１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　上記の例と同様、ピーク電力の増加が発生しないように、パイロット系列は以下の式（２９）を用いて求めてよい。図１４は、ガードバンドを含む場合の本実施の形態の信号の構成例を示す図である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　以上のように、本実施の形態では、周波数領域でパイロット信号を多重する場合に、実施の形態１と同様に前のブロックの所定の選択位置のデータシンボルを記憶および処理部３に保持しておき、シンボル挿入部２は、パイロット信号の時間領域信号を考慮して、データシンボルの所定位置に記憶および処理部３に保持されているデータシンボルを所定の挿入位置に挿入するようにした。そして、ブロックの最初のサンプルの位相が前ブロックの最後のサンプルの位相と連続するように、所定の選択位置、所定の挿入位置を決定するようにした。このため、パイロット信号を多重する場合に、実施の形態１と同様に帯域外スペクトルを抑圧することができる。
実施の形態４．
　図１５は、本発明にかかる受信装置の実施の形態４の機能構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置は、実施の形態３で説明した送信装置により送信されたＳＣブロック信号を受信する。
　図１５に示すように、本実施の形態の受信装置は、ＣＰ除去部１３、ＤＦＴ部１４、伝送路推定部１５、周波数領域等化部１６、アンダーサンプリング処理部１７、パイロット信号除去部２３、ＩＤＦＴ部１８１、シンボル選択部１９１、記憶および処理部２０１（記憶部）、復調部２１１および復号部２２１を備える。実施の形態２の受信装置と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態２と同一の符号を付して重複する説明を省略する。
　パイロット信号除去部２３は、アンダーサンプリング処理後の信号に対してパイロット信号の除去を行う。ＩＤＦＴ部１８１は、パイロット信号の除去後の信号を時間領域信号に変換する。シンボル選択部１９１は、ｎ番目のシンボルを選択し、記憶および処理部２０１に格納する。記憶および処理部２０１に格納されたシンボルは、次のブロックの復調時に復調部２１１により読み出される。復調部２１１は、Ｎ個のシンボルの復調を実施する。この際、復調精度を高めるためｍ番目の時間領域信号を用いて復調を行う際に記憶および処理部２０１に格納されているシンボルを用いることができる。例えば、実施の形態１で述べた例を用いると、ｎ＝０であり、復調部２１において、ａχ番目の時間領域信号を用いて前ブロックの時間領域信号の０番目の信号の復調を行う。具体的には、ｉ＝ａχの場合、ｖaχ (k)を用いて、以下の式（３０）を用いて復調を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　以上のように、本実施の形態の受信装置では、パイロット信号除去部２３により周波数領域でパイロット信号を除去し、実施の形態２の受信装置と同様に、ＩＤＦＴ部１８１から出力される時間領域信号のｎ番目のシンボルを記憶および処理部２０１に格納し、次のブロックの復調時に復調部２１１が記憶および処理部２０１に格納されたシンボルを用いて復調を実施するようにした。このため、実施の形態３の送信装置から送信された信号を受信する場合に、送信されたデータシンボルを復調できるとともに、ｍ番目の時間領域信号を用いて復調を行う際に記憶および処理部２０１に格納されているシンボルを用いることで復調精度を高めることができる。
　以上の実施の形態では、ＳＣブロック伝送を行う例について説明したが、本発明はこれに限定されず有線を含むさまざまな方式の送信装置および受信装置に適用が可能である。また、ＤＦＴやＩＤＦＴ処理を用いて説明したが、これらに限定されず、ＦＦＴ（Fast　Fourier　Transform）やＩＦＦＴ（Inverse　ＦＦＴ）を用いることもでき、複数の手法を組み合わせてもよい。また、送信装置および受信装置の構成は、各実施の形態で示された装置構成に限定されない。また、送信装置および受信装置の構成は、各実施の形態で示された装置構成に限定されない。
　また、実施の形態１におけるデータシンボルのみ含むブロックと実施の形態３におけるデータシンボルおよびパイロットシンボルが多重されたブロックを組み合わせて用いることで帯域外スペクトル抑圧効果が得られる。
　また、以上の実施の形態では、ＣＰをガードインターバルとして挿入する例を示したが、ガードインターバルとしてＣＰ以外を用いてもよい。この場合も、前ブロックのシンボルを現在のブロックの所定位置に配置すればよい。
実施の形態５．
　図１６は、本発明にかかる送信装置の実施の形態５の処理例を示す図である。本実施の形態の送信装置の構成は、実施の形態１と同様である。以下、実施の形態１と異なる部分を説明する。
　実施の形態１では、式（１）や式（２）に示したように、ｄm (k)＝ｄn (k-1)とし、ブロック内の（Ｙ＋１）番目のシンボルをＣＰとしてコピーされる部分の先頭とするとき、具体例として、ｍ＝Ｙ，ｎ＝０と設定することにより、帯域外スペクトル低減の達成が可能であることを示した（Ｙ＝ＮD－ＸCP）。実施の形態１の表記を用いると、ＸCP＝ＮD－aχとなり、Ｙ＝aχである。本実施の形態では、以下のように、ｍ＝Ｙ，ｎ＝０としたシンボルだけでなく、このシンボルの前後に前のブロックのシンボルを位相回転させたシンボルを配置することにより、帯域外スペクトルの低減を図る。例えば、総シンボル数をＮDとすると、以下の式（３１）に示す設定とすることで、さらなる帯域外スペクトル抑圧が達成できる。なお、βj，β-j，β0は位相回転を表す。ＮLは、基準シンボルの左側（基準シンボルより前）のシンボル群を構成するシンボルの個数とし、ＮRは、基準シンボルの右側（基準シンボルより後）のシンボル群の個数とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　βj，β-j，β0は、位相回転である。また、上記の式（３１）において、ｊ＝１，２，…，ＮLに対応するシンボルを第２のシンボル群とよび、ｊ＝０，１，…，ＮRに対応するシンボルを第１のシンボル群とよぶ。本実施の形態において、ＮR＝ＮL＝０と設定すると、実施の形態１で説明したシンブル配置となる。
　図１６に示すように、シンボル挿入部２は、ｋ番目のブロックの生成時に、シンボル生成部１により生成されたシンボルのＹ－ＮL番目のシンボルと次のシンボルとの間に前のブロックのシンボル群を位相回転させたシンボルを挿入する。すなわち、０番目からＹ－ＮL－１番目までのシンボル位置にｄ0 (k)，ｄ1 (k)，…，ｄY-NL-1 (k)が配置され、その後に、記憶および処理部３から読み出された前のブロックのシンボル群を位相回転させたシンボルである第１のシンボル群および第２のシンボル群が挿入される。さらに、その後に、（ＮD－１－Ｙ－ＮR）個のｄY+NR+1 (k)，…，ｄND-1 (k)が配置される。なお、ｄY-NL-1 (k)，ｄY+NR+1 (k)，ｄND-1 (k)における下付き文字におけるＮＬ，ＮＲ，ＮＤはＮL，ＮR，ＮDを示す。
　また、シンボル選択部４は、シンボル挿入部２により配置されたシンボルをＤＦＴ部５へ出力するとともに、０番目からＮR番目までのシンボルｄ0 (k)，ｄ1 (k)，…，ｄNR (k)と、（ＮD－ＮR）番目から（ＮD－１）番目までのシンボルｄND-NL (k)，ｄND-NL+1 (k)，…，ｄND-1 (k)とを記憶および処理部３へ格納する。記憶および処理部３に格納されたこれらのシンボルは、（ｋ＋１）番目のブロック信号の生成時に、読み出される。シンボル挿入部２は、（ｋ＋１）番目のブロック信号の生成に、記憶および処理部３から読み出されたシンボルに基づいて第１のシンボル群および第２のシンボル群を生成して、上記と同様にシンボル生成部１により生成されたＹ－ＮL番目のシンボルと次のシンボルとの間に挿入する。
　次に、ＮLおよびＮRに数値を設定した具体例について説明する。図１７は、ＮL＝１，ＮR＝２とした場合の処理例を示す図である。この場合、第１のシンボル群および第２のシンボル群は、以下の式（３２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　図１８は、ＱＰＳＫシンボルを用いた具体例を示す図である。ｓ（太字）iをＤＦＴ部５の出力とすると、ｓ（太字）iは、以下の式（３３）となる。Ｌはオーバサンプリングレートであり、Ｎは総キャリア数、０（太字）iはｉ個のゼロを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　図１９は、本実施の形態におけるｉ番目のブロックのデータ構成例を示す図である。図１９に示すように、ＣＰとしてコピーされる部分の先頭であるＹ（＝ＮD－ＸCP）＋１番目のシンボル以降に、前のブロックのシンボルを位相回転させた第１のシンボル群が配置される。また、Ｙ番目のシンボルが第２のシンボル群の最後となるように、第２のシンボル群が配置される。
　図２０は、本実施の形態における３ブロック分のブロック信号のデータ構成例を示す図である。図２０において、ＣＯＰＹと記載された矢印は、前のブロックのシンボルが次のブロックにおいて位相回転されて配置される部分を示している。
　実施の形態１で述べたように、時間領域におけるｋ－１番目のブロックの最後のサンプルはｄ0 (k-1)の位相に近づく。ｋ番目のブロックのＣＰの先頭のシンボルはｄ0 (k-1)であるので、ｋ－１番目の最後のサンプルの位相とｋ番目のブロックのＣＰの先頭のサンプルの位相が繋がる。本実施の形態では、このＣＰの先頭のシンボルの前後のシンボル群も前のブロックのシンボルに位相回転を与えている。なお、本実施の形態では、前のブロックのシンボルに位相回転を与えて第１のシンボル群および第２のシンボル群を生成するようにしたが、位相回転を与えなくてもよい。
　以上のように、本実施の形態では、ＣＰとしてコピーされる部分の先頭のシンボル以降に第１のシンボル群を配置し、ＣＰとしてコピーされる部分の先頭のシンボルの１つ前のシンボルが第２のシンボル群の末尾となるよう第２のシンボル群を配置する。そして、第１のシンボル群は、前のブロックの先頭部分に基づいて生成され、第２のシンボル群は、前のブロックの末尾部分に基づいて生成されるようにした。このため、実施の形態１に比べさらに帯域外スペクトルを低減することができる。
実施の形態６．
　図２１は、本発明にかかる送信装置の実施の形態６の処理例を示す図である。本実施の形態の送信装置の構成は、実施の形態３と同様である。以下、実施の形態３と異なる部分を説明する。
　実施の形態５では、１つのシンボルではなく複数のシンボルを前のブロックからコピーして、前のブロックからコピーしたシンボルに基づいたシンボル群を、ＣＰとしてコピーされる部分の先頭位置とこの先頭位置の前後に配置するようにした。この手法は、パイロットシンボルが多重される場合にも適用可能である。
　図２１に示すように、パイロット信号生成部１０より出力されたパイロットシンボルの時間領域成分のＣＰとしてコピーされる部分の先頭となるシンボルから差し引くことで、パイロット多重された場合でも帯域外スペクトル抑圧が可能となる。パイロットシンボルの時間領域成分の除去は、実施の形態３の式（２８）に記載したような方法を用いればよい。
実施の形態７．
　図２２は、本発明にかかる送信装置の実施の形態７の処理例を示す図である。本実施の形態の送信装置の構成は、実施の形態１と同様である。以下、実施の形態１と異なる部分を説明する。
　実施の形態１で説明した通り、第５の実施の形態で述べた第１のシンボル群および第２のシンボル群に異なる変調多値数を混在させて用いても構わない。図２２は、第１のシンボル群および第２のシンボル群に異なる変調多値数を混在させて用いる例を示している。図２２に示すように、例えば、ｄi (k)におけるｉ＝０，１，…，ＮRと、ｄND-i (k)におけるｉ＝０，１，…，ＮLとのシンボルを１６ＱＡＭを用いて変調し、その他のシンボルをＱＰＳＫにより変調する。また、ｄi (k)におけるｉ＝０，１，…，ＮRと、ｄND-i (k)におけるｉ＝０，１，…，ＮLとのシンボルの変調方式をそれぞれ異なるようにしてもよい。例えば、ＮL＝１，ＮR＝２とするとき、ｄ0 (k)を６４ＱＡＭとし、ｄ1 (k)をＱＰＳＫとし、ｄ2 (k)を１６ＱＡＭなどと設定して良い。
実施の形態８．
　次に、実施の形態８の受信装置について説明する。本実施の形態の受信装置は、実施の形態５で説明した送信装置により送信されたＳＣブロック信号を受信する。本実施の形態の受信装置の構成は、第２の実施の形態の受信装置と同様である。
　第５の実施の形態で述べたように、第１のシンボル群および第２のシンボル群を配置する場合、第１および第２のシンボル群は２ブロックに渡って表れる。このため、受信装置では、復調を２ブロック分の受信信号を用いて実施することができる。例えば、受信装置のＩＤＦＴ部１８の出力を以下の式（３４）で表すときに、式（３５）に示す復調方法を用いることができる。以下の式においてＤjはｄjのシンボル候補である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
　第６の実施の形態、第７の実施の形態の送信装置から送信されたＳＣブロック信号を受信する受信装置においても、同様の復調方法を用いることができる。
実施の形態９．
　次に、実施の形態９の送信装置について説明する。本実施の形態の送信装置の構成は、実施の形態５と同様である。以下、実施の形態５と異なる部分を説明する。
　実施の形態５では、ブロックのシンボルの一部に、前のブロックのシンボルを用いたが、ブロックのシンボルの一部に、前のブロックのシンボルと同象限のシンボルとなるシンボルを用いても良い。例えば以下の式（３６）に示すようなシンボル設定を行ってもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　上記の式（３６）において、同象限（Ａ）はシンボルＡと同象限のシンボルを示す。本実施の形態の具体例について説明する。図２３は、６４ＱＡＭコンステレーションを示す図である。図２４は、６４ＱＡＭコンステレーションを用い、ＮL＝１，ＮR＝２とした場合のシンボル配置例を示す図である。説明の簡易化のため、図２４では、図２３の６４ＱＡＭシンボルのビットを用いて示す。図２４に示すように、（ｋ＋１）番目のブロックにおいて、シンボル番号Ｙのシンボルの上位２ビットは“００”となっており、ｋ番目のブロックのシンボル番号０のシンボルの上位２ビットと同じである。同様に、（ｋ＋１）番目のブロックにおいて、シンボル番号（Ｙ＋１）のシンボルの上位２ビットは“１０”となっており、ｋ番目のブロックのシンボル番号１のシンボルの上位２ビットと同じである。
　図２４の具体例のように上位のビットを固定させることにより、同象限シンボルとして設定されるので、実施の形態５に比べ送信可能なビット数が増えることになる。図２４の例では、同象限シンボルでなく同一シンボルを用いた場合に比べ、１ブロックにおいて、４×（１＋２＋１）＝１６ビット多く送信することができる。
実施の形態１０．
　図２５は、本発明にかかる送信装置の実施の形態１０の構成例を示す図である。本実施の形態の送信装置の構成は、シンボル挿入部２をシンボル挿入部２ａに替える以外は実施の形態１の送信装置と同様である。シンボル挿入部２ａは、挿入部１０１を備える。以下、実施の形態１と異なる部分を説明する。
　挿入部１０１は、数ブロックに渡って０番目のシンボルに過去シンボルｄ0 (k-1)を挿入する役割を果たす。図２６は、１ブロック連続して過去シンボルｄ0 　(k-1)を０番目のシンボルに挿入する例を示す図である。図２７は、２ブロック連続して過去シンボルｄ0 　(k-1)を０番目のシンボルに挿入する例を示す図である。
　図２８は、本実施の形態の挿入部１０１の動作例を示すフローチャートである。挿入部１０１は、まず、初期化処理を実施し（ステップＳ１）、次に、ｋ＝１に設定する（ステップＳ２）。ｋ＝０のブロックは、初期化処理において作成されるとする。次に、挿入部１０１は、ｍ＝０と設定し（ステップＳ３）、次に、ｍ＝ｍ＋１に設定する（ステップＳ４）。そして、挿入部１０１は、ｍが、連続して過去シンボルを挿入するブロック数Ｍ以上であるか否かを判断する（ステップＳ５）。ｍがＭ以下の場合（ステップＳ５　Ｙｅｓ）、ｄ0 　(k-1)をｋ番目のフレームの０番目のシンボル位置に挿入する（ステップＳ６）。次に、ｋ＝ｋ＋１とし（ステップＳ７）、ｋが、最大ブロック数MaxBlockより小さいか否かを判断する（ステップＳ８）。ｋがMaxBlockより小さくない場合（ステップＳ８　Ｎｏ）、処理を終了する。
　ステップＳ８で、ｋが、最大ブロック数MaxBlockより小さい場合（ステップＳ８　Ｙｅｓ）、ステップＳ４へ進む。ステップＳ５で、ｍがＭより大きい場合（ステップＳ５　Ｎｏ）、ｄ0 　(k)をｋ番目のフレームの０番目のシンボル位置に挿入し（ステップＳ９）、ステップＳ３へ進む。なお、過去シンボルｄ0 　(k-1)を０番目のシンボルに挿入する際、ｄ0 　(k-1)に位相回転を加えて挿入してもよい。次に、ｋ＝ｋ＋１とし（ステップＳ１０）、ｋが、最大ブロック数MaxBlockより小さいか否かを判断する（ステップＳ１１）。ｋがMaxBlockより小さくない場合（ステップＳ１１　Ｎｏ）、処理を終了する。
実施の形態１１．
　図２９は、本発明にかかる送信装置の実施の形態１１の構成例を示す図である。本実施の形態の送信装置の構成は、シンボル挿入部２をシンボル挿入部２ｂに替える以外は実施の形態５の送信装置と同様である。シンボル挿入部２ｂは、挿入部１０１－１，１０１－２を備える。以下、実施の形態５と異なる部分を説明する。
　実施の形態１０で述べた、複数ブロックに渡ってシンボルをコピーする手法は、実施の形態５で述べた第１のシンボル群および第２のシンボル群に対して用いることができる。挿入部１０１－１は、第１のシンボル群を複数ブロックに渡って挿入し、挿入部１０１－２は、第２のシンボル群を複数ブロックに渡って挿入する。
　図３０は、１ブロックおきに第１群および第２群がコピーされる例を示す図である。図３１は、２ブロック連続で第１群および第２群がコピーされる例を示す図である。
　図３２は、本実施の形態の挿入部１０１－１，１０１－２における動作例を示すフローチャートである。図３２のステップＳ１～ステップＳ５は、実施の形態１０と同様である、ステップＳ５で、ｍがＭ以下の場合（ステップＳ５　Ｙｅｓ）、挿入部１０１－１，１０１は、以下の式（３７）に示すコピー処理を実施し（ステップＳ１２）、ステップＳ７へ進む。ステップＳ７、Ｓ８，Ｓ１０，Ｓ１１は、実施の形態１０と同様である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000037
　ステップＳ５で、ｍがＭより大きい場合（ステップＳ５　Ｎｏ）、挿入部１０１－１，１０１－２はコピー処理を実施せず（ステップＳ１３）、ステップＳ１０へ進む。コピー処理を実施しない場合、データシンボル生成部１から出力されたシンボルを、ｄi (k)（ｉ＝０からｉ＝ＮRまで）とｄND-i (k)（ｉ＝１からｉ＝ＮLまで）に挿入する。
実施の形態１２．
　図３３は、本発明にかかる実施の形態１２の送信装置の構成例と処理例を示す図である。本実施の形態の送信装置は、実施の形態３のシンボル挿入部２とシンボル選択部４とを１つのシンボル挿入・選択部２ａとして構成している。このように、実施の形態３において、シンボル挿入部２およびシンボル選択部４を融合してもよい。パイロット信号の時間領域信号を配慮した処理は、実施の形態３に記載された箇所のデータシンボル以外に処理を行っても良い。図３３に示した処理は実施の形態３の処理に加え、シンボル挿入部２およびシンボル選択部４の処理が融合された処理となる。本実施の形態において、例えば以下の式（３８）に示す処理を追加してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000038
　上記の式において、c1およびc2は式（２８）のｂおよびｃと同様、複素数または実数の係数である。ブロックの最初のサンプルの位相が前ブロックの最後のサンプルの位相と連続するように、所定の選択位置、所定の挿入位置を決定するようにした。このため、パイロット信号を多重する場合に、実施の形態１と同様に帯域外スペクトルを抑圧することができる。
　また、送信装置側で上記の処理を行う場合、実施の形態４に記載された受信装置における受信方式は以下の式（３９）に示す処理を行う方式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000039
実施の形態１３．
　次に、実施の形態１３の送信装置について説明する。実施の形態７のように、異なる多重シンボルが混ざる場合、シンボル選択部内で電力調整を行ってもよい。図３４は、本実施の形態のシンボル選択部４ａの構成例を示す図である。図３４に示すように、シンボル選択部４ａ内に電力調整部４１を備える。電力調整部４１内では入力値に対し、電力調整を行う。例えば電力調整部４１入力数および出力数をＮとすると、以下の式（４０）のように調整を行ってよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000040
　上記の式（４０）において、gkは電力調整用係数(0.5や1.2など)となる。電力配分を変えないのであれば、gk＝１と設定すれば良い。gkは総合入力電力と総合出力電力が同じとなるように調整される。gkの設定方法はどのような方法を用いても良い。図３４に示す具体例の場合、１６ＱＡＭを用いることで、平均ビット誤り特性がＱＰＳＫよりも劣化するので、１６ＱＡＭを用いるシンボル、すなわちd0 (k)からdNR (k)、dND-1 (k)からdND-NL (k)、dY-NL (k)からdY+NR (k)（図３４内で丸で囲った箇所）に対し、ＱＰＳＫを用いたシンボルよりも大きい電力を設定し、総合電力が一定となるようＱＰＳＫを用いるシンボルの電力を下げ、シンボル判定誤り率(Symbol　Error　Rate)、ビット判定誤り率(Bit　Error　Rate)、またはブロックシンボル判定誤り率(Block　Error　Rate)、又はパケット判定誤り率(Packet　Error　Rate)の劣化を防ぐ値を設定すれば良い。また、０≦ｋ≦ＮD－１とすると、gkはＮD、ＮR、ＮLの値を用いて計算してよい。本実施の形態に対応する受信機における処理の一例は以下式（４１）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000041
　また、全て同じ変調方式を用いた場合でも、電力調整を行うことで特性劣化を防ぐことが可能となる。所定位置のシンボルは数回繰り返されるので、ある箇所の電力を上げて、別の箇所の電力を下げても良い。具体例として、図３５に一例を示す。図３５は、全てＱＰＳＫを用いた場合の電力調整部４１の構成例を示す図である。dY-NL (k)からdY+NR (k)は前ブロックのシンボルが用いられるため、前ブロックを復調対象とするとdY-NL (k)からdY+NR (k)に設定されるシンボルは２回表れる。そのため、dY-NL (k)からdY+NR (k)のシンボルの電力と、dY-NL (k+1)からdY+NR (k+1)にコピーされるシンボル（すなわちd0 (k)からdNR (k)、dND-NL (k)からdND-1 (k)のシンボル）のシンボル電力とを、d0 (k)からdNR (k)、dND-NL (k)からdND-1 (k)、dY-NL (k)からdY+NR (k)以外のシンボルの電力よりも低く設定してよい。d0 (k)からdNR (k)、dND-NL (k)からdND-1 (k)、dY-NL (k)からdY+NR (k)のシンボルの電力低く設定した分、d0 (k)からdNR (k)、dND-NL (k)からdND-1 (k)、dY-NL (k)からdY+NR (k)以外のシンボルの電力を大きめに設定した良い。この際、１ブロック内（ＮDシンボル）の総合出力電力が等しくなるように、電力設定を行う必要がある。シンボル判定誤り率、ビット判定誤り率、またはブロックシンボル判定誤り率、又はパケット判定誤り率の劣化を防ぐ値を設定すれば良い。また、０≦ｋ≦ＮD－１とすると、gkはＮD、ＮR、ＮLの値を用いて計算してよい。
　以上のように、本発明にかかる送信装置、受信装置および通信システムは、ＳＣブロック伝送を行う通信システムに有用であり、特に、ＣＰ挿入を行う通信システムに適している。
　１　シンボル生成部、２　シンボル挿入部、２ａ　シンボル挿入・選択部、３　記憶および処理部、４，４ａ　シンボル選択部、５　時間・周波数変換部，ＤＦＴ部、６，１１　波形整形フィルタ部、７　ガードバンド挿入部、８　補間処理部、９　ＣＰ挿入部、１０　パイロット信号生成部、１２　周波数領域上配置部、１３　ＣＰ除去部、１４　ＤＦＴ部、１５　伝送路推定部、１６　周波数領域等化部、１７　アンダーサンプリング処理部、１８，８２，１８１　ＩＤＦＴ部、１９，１９１　シンボル選択部、２０，２０１　記憶および処理部、２１，２１１　復調部、２２，２２１　復号部、２３　パイロット信号除去部、４１　電力調整部、８１　オーバサンプリング処理部、１０１，１０１－１，１０１－２　挿入部。

Claims (16)

  1. 　複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、
    　ブロックごとに１ブロック分のデータシンボルを生成するデータシンボル生成部と、
    　前記データシンボル生成部により生成された１ブロック分の前記データシンボルのうち第１の位置のデータシンボルを複製シンボルとして記憶する記憶部と、
    　前記データシンボル生成部により生成された１ブロック分の前記データシンボルの第２の位置に前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記複製シンボルが挿入されるように、前記データシンボルおよび前記複製シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル挿入部と、
    　前記ブロックシンボルを周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、
    　前記周波数領域信号に対して補間処理を行う補間処理部と、
    　補間処理後の信号に対してCyclic　Prefixの挿入を行って前記ブロック信号を生成するＣＰ挿入部と、
    　を備えることを特徴とする送信装置。
  2. 　前記補間処理部は、
    　前記周波数領域信号に対してデータ点数を増加させるオーバサンプリング処理を行うオーバサンプリング処理部と、
    　前記オーバサンプリング処理後の周波数領域信号に対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
  3. 　前記第１の位置を１ブロック分の前記データシンボルの先頭の位置とし、
    　前記第２の位置をCyclic　Prefixとしてコピーされる前記データシンボルの先頭位置とし、
    　前記補間処理部は、前記ブロックシンボルの最後のシンボルとＣＰ挿入後の前記ブロックシンボルの先頭のシンボルとの間を補間した補間点が前記最後のシンボルの後ろに追加されるように前記補間処理を実施することを特徴とする請求項１または２に記載の送信装置。
  4. 　前記周波数領域信号に対して波形整形処理を行う波形整形部と、
    　前記波形整形処理後の前記周波数領域信号に対してガードバンド挿入処理を行うガードバンド挿入部と、
    　を備え、
    　前記補間処理部は、前記ガードバンド挿入処理後の前記周波数領域信号に対して前記補間処理を行うことを特徴とする請求項１、２または３に記載の送信装置。
  5. 　複数のデータシンボルを含むブロック信号を送信する送信装置であって、
    　ブロックごとに１ブロック分のデータシンボルを生成するデータシンボル生成部と、
    　前記データシンボル生成部により生成された１ブロック分の前記データシンボルのうち第１の位置のデータシンボルを複製シンボルとして記憶する記憶部と、
    　周波数領域のパイロット信号と、前記パイロット信号の時間領域信号を生成するパイロットシンボル生成部と、
    　前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記複製シンボルを前記時間領域信号に基づいて修正し、前記データシンボル生成部により生成された１ブロック分の前記データシンボルの第２の位置に修正後の前記複製シンボルが挿入されるように、前記データシンボルおよび修正後の前記複製シンボルを配置してブロックシンボルを生成するシンボル挿入部と、
    　前記ブロックシンボルに対してフーリエ変換処理を行うフーリエ変換部と、
    　前記フーリエ変換処理後のデータと前記パイロット信号とを周波数領域上で多重した配置データを生成する周波数領域配置部と、
    　前記配置データに対してデータ点数を増加させるオーバサンプリング処理を行うオーバサンプリング処理部と、
    　前記オーバサンプリング処理後のデータに対して逆フーリエ変換を行う逆フーリエ変換部と、
    　を備えることを特徴とする送信装置。
  6. 　前記第１の位置を１ブロック分の前記データシンボルの先頭の位置とし、
    　前記第２の位置をCyclic　Prefixとしてコピーされる前記データシンボルの先頭位置とすることを特徴とする請求項５に記載の送信装置。
  7. 　前記複製シンボルに対し、それぞれ位相回転、振幅調整のうち１つ以上を加えることを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の送信装置。
  8. 　前記第１の位置の前記データシンボルの変調方式を、前記第１の位置以外の前記データシンボルのうち１つ以上の前記データシンボルの変調方式と異なる方式とすることを特徴とする請求項１から７のいずれか１つに記載の送信装置。
  9. 　前記第１の位置を１ブロック分の前記データシンボルの先頭の位置とし、
    　前記第２の位置をCyclic　Prefixとしてコピーされる前記データシンボルの先頭位置とし、
    　前記記憶部は、前記データシンボルの先頭の第１の個数のシンボルである第１のシンボル群と、前記データシンボルの最後の第２の個数のシンボルである第２のシンボル群とを前記複製シンボルとして記憶し、
    　前記シンボル挿入部は、前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記第１のシンボル群を構成するそれぞれのシンボルと同象限となる同象限シンボルで構成される第１の同象限シンボル群を生成し、前記第１の同象限シンボルの先頭が前記第２の位置となるよう前記第１の同象限シンボル群を配置し、前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記第２のシンボル群を構成するそれぞれのシンボルと同象限となる同象限シンボルで構成された第２の同象限シンボル群を生成し、前記第２の同象限シンボル群の最後のシンボルが前記第２の位置の１つ前のシンボルとなるよう前記第２の同象限シンボル群を配置することを特徴とする請求項１から８のいずれか１つに記載の送信装置。
  10. 　前記第１の同象限シンボル群として前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記第１のシンボル群を用い、前記第２の同象限シンボル群として前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記第２のシンボル群を用いることを特徴とする請求項９に記載の送信装置。
  11. 　前記シンボル挿入部は、前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記第１の同象限シンボル群に位相回転を与えて第１の同象限シンボル群を生成し、前記記憶部に記憶された１つ前のブロックの前記第２の同象限シンボル群に位相回転を与えて第２の同象限シンボル群を生成することを特徴とする請求項９または１０に記載の送信装置。
  12. 　前記第１の同象限シンボル群および前記第２の同象限シンボル群を構成するシンボルの少なくとも１つのシンボルは前記第１の同象限シンボル群および前記第２の同象限シンボル群を構成する他のシンボルと変調方式が異なることを特徴とする請求項９、１０または１１に記載の送信装置。
  13. 　前記シンボル挿入部は、連続した規定数のブロックに、前記複製シンボルを配置することを特徴とする請求項１から１２のいずれか１つに記載の送信装置。
  14. 　請求項２に記載の送信装置から送信された信号を受信信号として受信する受信装置であって、
    　前記受信信号からCyclic　Prefixを除去するＣＰ除去部と、
    　Cyclic　Prefix除去後の前記受信信号に対してＤＦＴ処理を行うことにより周波数信号を生成するＤＦＴ処理部と、
    　前記周波数領域信号に基づいて伝送路推定を行う伝送路推定部と、
    　前記周波数領域信号と前記伝送路推定の結果とに基づいて等化処理を行う等化処理部と、
    　前記等化処理後の信号に対してアンダーサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、
    　前記アンダーサンプリング処理後の信号に対してＩＤＦＴ処理を行うＩＤＦＴ処理部と、
    　前記ＩＤＦＴ処理後の信号から、第１の位置のデータシンボルを選択するシンボル選択部と、
    　前記シンボル選択部により選択された選択シンボルを記憶する記憶部と、
    　前記ＩＤＦＴ処理後の信号から、第２の位置のデータシンボル以外のデータシンボルを復調し、前記第２の位置のデータシンボルと前記記憶部に記憶されている前記選択シンボルとを用いて前記第２の位置のデータシンボルを復調する復調部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  15. 　請求項５に記載の送信装置から送信された信号を受信信号として受信する受信装置であって、
    　前記受信信号からCyclic　Prefixを除去するＣＰ除去部と、
    　Cyclic　Prefix除去後の前記受信信号に対してＤＦＴ処理を行うことにより周波数信号を生成するＤＦＴ処理部と、
    　前記周波数領域信号に基づいて伝送路推定を行う伝送路推定部と、
    　前記周波数領域信号と前記伝送路推定の結果とに基づいて等化処理を行う等化処理部と、
    　前記等化処理後の信号に対してアンダーサンプリング処理を行うサンプリング処理部と、
    　前記アンダーサンプリング処理後の信号からパイロットシンボルを除去するサンプリング処理部と、
    　前記パイロットシンボルの除去後の信号に対してＩＤＦＴ処理を行うＩＤＦＴ処理部と、
    　前記ＩＤＦＴ処理後の信号から、第１の位置のデータシンボルを選択するシンボル選択部と、
    　前記シンボル選択部により選択された選択シンボルを記憶する記憶部と、
    　前記ＩＤＦＴ処理後の信号から、第２の位置のデータシンボル以外のデータシンボルを復調し、前記第２の位置のデータシンボルと前記記憶部に記憶されている前記選択シンボルとを用いて前記第２の位置のデータシンボルを復調する復調部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  16. 　請求項１から１３のいずれか１つに記載の送信装置と、
    　前記送信装置から送信された信号を受信する受信装置と、
    　を備えることを特徴とする通信システム。
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