CN108390837A - 一种lte下行信道估计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种LTE下行信道估计方法，包括下述步骤：计算CRS处的信道估计值；对CRS信号所在子载波处的信道估计值做平均和合并处理，得到一个子帧的平均信道估计值，然后在该信道估计值的序列中插入直流子载波；使用IFFT算法将插入直流子载波后的信道估计值序列转到时域，得到时域信道估计值序列，并做去噪处理；使用FFT算法将去噪后的时域信道估计值序列转到频域，得到频域信道估计值序列；取出频域信道估计值序列中有效子载波处的信道估计值，并去掉直流子载波，最后得到的信道估计值序列作为整个子帧所有OFDM符号的信道估计。本发明方法在时域和频域对信道估计值进行去噪，可以达到较好的去噪效果，提高信道估计的准确性。

Description

一种LTE下行信道估计方法
技术领域
本发明涉及无线通信网络技术领域，特别涉及一种LTE下行信道估计方法。
背景技术
长期演进(Long Term Evolution，LTE)系统被视作从3G到4G演进的主流技术，主要采用了正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)技术和多入多出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术，在这两项技术的支持下，LTE在20MHz带宽下能够提供下行100Mbit/s的业务峰值速率，而承载下行业务的信道就是PDSCH信道，用户终端(User Equipment，UE)在解析PDSCH信道之前必须要获得PDSCH信道的信道状态信息，而获得PDSCH信道的信道状态信息的方法是做信道估计，在LTE里面主要使用小区特定参考信号(Cell-specific reference signals,CRS)做PDSCH信道的信道估计。
小区特定参考信号在每个下行子帧，整个下行带宽内的每个资源块(ResourceBlock,RB)上都会发送。每个小区可以使用1、2和4个小区特定参考信号，分别对应使用1、2和4个发射天线端口。以1个RB为例，图2和图3中的R0、R1、R2和R3表示小区参考信号所处的资源粒子(Resource Element，RE)的位置，其特点是同一个OFDM符号内相邻2个参考信号在频域上间隔6个子载波。本发明考虑最多有两个CRS存在的情况。
由于在每个下行子帧都要做信道估计，因此现有的信道估计方法都会存在计算量和性能这一对矛盾体，本发明正是基于这一点提出了一种既满足性能要求计算量又适中的信道估计方法，此方法是针对LTE中的物理下行链路共享信道(Physical Downlink SharedChannel，PDSCH)解调的信道估计方法。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术中LTE下行PDSCH信道估计存在的计算量和性能的矛盾，提出一种LTE下行信道估计方法，既满足性能要求，计算量又适中的信道估计方法，且该方法适合工程实现。
为实现以上目的，本发明采取如下技术方案：
一种LTE下行信道估计方法，包括下述步骤：
S1、计算CRS处的信道估计值，使用本地生成的CRS信号与接收到的CRS信号共轭相乘就得到CRS信号所在子载波处的信道估计；
S2、对CRS信号所在子载波处的信道估计值做平均和合并处理，得到一个子帧的平均信道估计值，然后在该信道估计值的序列中插入直流子载波；
S3、使用IFFT算法将插入直流子载波后的信道估计值序列转到时域，得到时域信道估计值序列，并做去噪处理；所述IFFT算法为反快速傅里叶变换算法；
S4、使用FFT算法将去噪后的时域信道估计值序列转到频域，得到频域信道估计值序列；所述FFT算法为快速傅里叶变换算法；
S5、取出频域信道估计值序列中有效子载波处的信道估计值，并去掉直流子载波；
S6、将步骤S5中得到的信道估计值序列作为整个子帧所有OFDM符号的信道估计。
作为优选的技术方案，在步骤S1中，假设Hls表示使用最小二乘算法计算CRS处的信道估计值，Slocal表示本地生成的CRS信号，Sr表示接收到的CRS信号，则
作为优选的技术方案，步骤S2的具体过程如下：
S21、对一个子帧的4个OFDM符号上的CRS信号所在子载波处的信道估计值，相同子载波处做平均，不同子载波处做合并，得到一个OFDM符号的信道估计值，即一个子帧的平均信道估计值；
S22、对于一个子帧的平均信道估计值，在该信道估计值序列的(Nsc/2+1)处插入一个零作为直流子载波，Nsc表示信道带宽对应的总子载波数。
作为优选的技术方案，步骤S3的具体过程如下：
S31、使用IFFT算法将插入直流子载波后的信道估计值序列转到时域，得到时域信道估计值序列，IFFT的点数与信道带宽有关，信道带宽为10MHz，IFFT点数为1024，信道带宽大于10MHz，IFFT点数为2048；
S32、对时域信道估计值序列做去噪处理：选定一个多径窗，将窗外的信号作为噪声径置为零；窗的选择与IFFT点数有关，IFFT点数为1024，窗为[-12,49]，IFFT点数为2048，窗为[-24,83]，窗的取值为1表示取时域信道估计值序列的第1个值。
作为优选的技术方案，步骤S5的具体为：取频域信道估计值序列的前(Nsc+1)个值作为有效子载波处的信道估计值，并将有效子载波处的信道估计值序列的(Nsc/2+1)处的信道估计值删除，得到去掉直流子载波后的信道估计值序列；
对于20MHz信道带宽的系统，只有1200个子载波，对应1200个复数点数据，做2048点IFFT再做2048点的FFT后，FFT结果的前1200个复数数据为有效子载波数据。
作为优选的技术方案，步骤S1中，所述CRS处的信道估计值的估计方法还包括线性最小均方误差法。
本发明相对于现有技术具有如下的优点和效果：
1、本发明使用FFT插值法计算CRS所在OFDM符号的信道估计值，计算量适中，适合工程实现；
2、本发明对频域信道估计值做平滑去噪，同时对时域信道估计值使用信号窗的方法去噪，可以达到较好的去噪效果，提高了信道估计的准确性。
附图说明
图1是本发明信道估计实施的流程图。
图2(a)是本实施例发射端天线端口0的CRS信号的分布情况(正常循环前缀，1个RB)。
图2(b)是本实施例发射端天线端口1的CRS信号的分布情况(正常循环前缀，1个RB)。
图3(a)是本实施例发射端天线端口0的CRS信号的分布情况(扩展循环前缀，1个RB)。
图3(b)是本实施例发射端天线端口1的CRS信号的分布情况(扩展循环前缀，1个RB)。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细描述。
实施例
假设发送端有两根发射天线，下面以一个发射天线端口到一根接收天线为例，如图1所示，一种LTE下行信道估计方法，包括下述步骤：
1.计算CRS处的信道估计值
使用本地生成的CRS信号与接收到的CRS信号共轭相乘就可以得到CRS信号所在子载波处的信道估计，假设Hls表示使用最小二乘算法计算得到的信道估计值，其中下标ls表示最小二乘；Slocal表示本地生成的CRS信号，Sr表示接收到的CRS信号，其中下标r表示接收，CRS信号对应图2或者图3中的R0或者R1，则
在本实施例中，除了使用最小二乘算法计算CRS处的信道估计值还包括线性最小均方误差法。
图2(a)和图2(b)表示发射端天线端口0和1时的CRS信号的分布情况，天线端口0用来传输R0参考符号，天线端口1用来传输R1参考符号，在天线端口0用来传输R0的资源粒子位置在天线端口1的对应位置不用来传输任何信号，同理，在天线端口1用来传输R1的资源粒子位置在天线端口0的对应位置不用来传输任何信号。图中每一个小方格表示资源粒子，其标号为(k，l)，l代表整个资源块的横轴，表示OFDM符号的标号，对于正常循环前缀，l的取值范围为0～6，对应图2(a)和图2(b)的情况；对于扩展循环前缀，取值范围为0～5，对应图3(a)和图3(b)的情况，k代表整个资源块的纵轴，表示子载波编号，对于20MHz的信道带宽，其取值范围为0～1199。
在得到了CRS信号所在子载波处的信道估计值之后，要想得到非CRS信号所在子载波处的信道估计值，就需要分别在时频资源的频域和时域上分别对CRS信号所在子载波处的信道估计值做进一步处理，以达到能准确估计出非CRS信号所在子载波处信道估计值的目的。
2.一个子帧内信道估计值平均与合并
对一个子帧的4个OFDM符号上的CRS信号所在子载波处的信道估计值，相同子载波处做平均，不同子载波处做合并，这样就可以得到一个OFDM符号的信道估计值，即一个子帧的平均信道估计值。
假设一个子帧两个时隙的4个OFDM符号的信道估计为Hls，Hls的最大维数是[1200，4]，平均与合并后的信道估计值为：
H1＝(Hls(:,1)+Hls(:,3))/2+(Hls(:,2)+Hls(:,4))/2。
对于20MHz的信道带宽，一个子帧的信道估计Hls的维数是[1200,4]，对于普通循环前缀，Hls的第1列Hls(:,1)表示一个子帧的第一个时隙的第l＝0个OFDM符号的信道估计值，Hls的第2列Hls(:,2)表示一个子帧的第一个时隙的第l＝4个OFDM符号的信道估计值，Hls的第3列Hls(:,3)表示一个子帧的第二个时隙的第l＝0个OFDM符号的信道估计值，Hls的第4列Hls(:,4)表示一个子帧的第二个时隙的第l＝4个OFDM符号的信道估计值。
3.插入直流子载波
对于一个子帧的平均信道估计值，在该信道估计值序列的(Nsc/2+1)处插入一个零作为直流子载波，Nsc表示信道带宽对应的总子载波数，其中下标sc表示子载波。
4.信道估计转到时域
使用IFFT算法将插入直流子载波后的信道估计值序列转到时域，得到时域信道估计值序列，IFFT的点数与信道带宽有关，信道带宽小于等于10MHz，IFFT点数为1024，信道带宽大于10MHz，IFFT点数为2048。
5.时域信道估计去噪
对时域信道估计值序列做去噪处理。选定一个多径窗，将窗外的信号作为噪声径置为零。窗的选择与IFFT点数有关，IFFT点数为1024，窗为[-12,49]，IFFT点数为2048，窗为[-24,83]，窗的取值为1表示取时域信道估计值序列的第1个值。
假设时域信道估计值序列为H2，其维数为[2048，1]，对窗index＝[-24,83]范围内的整数进行处理，得到保留时域信道估计值序列的编号index1＝mod(index-1，2048)+1，将[1,2048]范围内的整数编号中除index1编号以外的编号对应位置序列的值置为0。
6.去噪后的时域信道估计转到频域
使用FFT算法将去噪后的时域信道估计值序列转到频域，这样就可以得到频域信道估计值序列，FFT的点数与步骤5中的IFFT的点数相同。
7.取出有效子载波处的信道估计
取频域信道估计值序列的前(Nsc+1)个值作为有效子载波处的信道估计值。
对于20MHz信道带宽的系统，只有1200个子载波，对应1200个复数点数据，做2048点IFFT再做2048点的FFT后，FFT结果的前1200个复数数据为有效子载波数据。
8.去掉直流子载波
将有效子载波处的信道估计值序列的(Nsc/2+1)处的信道估计值删除，就可以得到去掉直流子载波后的信道估计值序列。
9.计算一个子帧所有OFDM符号的信道估计
将得到的去掉直流子载波后的信道估计值序列作为整个子帧所有OFDM符号的信道估计值序列。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以权利要求所述为准。

Claims (6)

1.一种LTE下行信道估计方法，其特征在于，包括下述步骤：
S1、计算CRS处的信道估计值，使用本地生成的CRS信号与接收到的CRS信号共轭相乘就得到CRS信号所在子载波处的信道估计；
S2、对CRS信号所在子载波处的信道估计值做平均和合并处理，得到一个子帧的平均信道估计值，然后在该信道估计值的序列中插入直流子载波；
S3、使用IFFT算法将插入直流子载波后的信道估计值序列转到时域，得到时域信道估计值序列，并做去噪处理；所述IFFT算法为反快速傅里叶变换算法；
S4、使用FFT算法将去噪后的时域信道估计值序列转到频域，得到频域信道估计值序列；所述FFT算法为快速傅里叶变换算法；
S5、取出频域信道估计值序列中有效子载波处的信道估计值，并去掉直流子载波；
S6、将步骤S5中得到的信道估计值序列作为整个子帧所有OFDM符号的信道估计。
2.根据权利要求1所述的LTE下行信道估计方法，其特征在于，在步骤S1中，假设Hls表示使用最小二乘算法计算CRS处的信道估计值，Slocal表示本地生成的CRS信号，Sr表示接收到的CRS信号，则
3.根据权利要求1所述的LTE下行信道估计方法，其特征在于，步骤S2的具体过程如下：
S21、对一个子帧的4个OFDM符号上的CRS信号所在子载波处的信道估计值，相同子载波处做平均，不同子载波处做合并，得到一个OFDM符号的信道估计值，即一个子帧的平均信道估计值；
S22、对于一个子帧的平均信道估计值，在该信道估计值序列的(Nsc/2+1)处插入一个零作为直流子载波，Nsc表示信道带宽对应的总子载波数。
4.根据权利要求1所述的LTE下行信道估计方法，其特征在于，步骤S3的具体过程如下：
S31、使用IFFT算法将插入直流子载波后的信道估计值序列转到时域，得到时域信道估计值序列，IFFT的点数与信道带宽有关，信道带宽为10MHz，IFFT点数为1024，信道带宽大于10MHz，IFFT点数为2048；
S32、对时域信道估计值序列做去噪处理：选定一个多径窗，将窗外的信号作为噪声径置为零；窗的选择与IFFT点数有关，IFFT点数为1024，窗为[-12,49]，IFFT点数为2048，窗为[-24,83]，窗的取值为1表示取时域信道估计值序列的第1个值。
5.根据权利要求1所述的LTE下行信道估计方法，其特征在于，步骤S5的具体为：取频域信道估计值序列的前(Nsc+1)个值作为有效子载波处的信道估计值，并将有效子载波处的信道估计值序列的(Nsc/2+1)处的信道估计值删除，得到去掉直流子载波后的信道估计值序列；
对于20MHz信道带宽的系统，只有1200个子载波，对应1200个复数点数据，做2048点IFFT再做2048点的FFT后，FFT结果的前1200个复数数据为有效子载波数据。
6.根据权利要求2所述的LTE下行信道估计方法，其特征在于，步骤S1中，所述CRS处的信道估计值的估计方法还包括线性最小均方误差法。
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