CN104243124A - 探测参考信号信道系数矩阵的计算方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了SRS信道系数矩阵的计算方法及装置。该方法包括：获取第i根接收天线在UE第j个端口所占的时频资源上接收的SRS频域信号序列；将SRS频域信号序列乘以第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列；将含噪声的频域信道系数序列进行扩展；进行离散傅里叶反变换，得到含噪声的时域信道系数序列；对含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理；对去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换，得到频域信道系数序列；取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

Description

探测参考信号信道系数矩阵的计算方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体涉及探测参考信号信道系数矩阵的计算方法及装置。

背景技术

在LTE(Long Term Evolution)系统中，基站(eNodeB)需要对探测参考信号(Sounding Reference Signal，SRS)进行检测，得到信道系数，用于估计UE侧到eNodeB的上行链路信道质量。

LTE R10上行传输引入多端口概念，将SRS扩展为支持最多4端口发送，其中每个端口发送的序列采用不同的循环移位，对于单个UE最大支持4端口占用相同的RE位置并行传输SRS，这类似于不同UE占用相同的频带并行传输SRS。

在上行多端口传输情况下，以UE上行采用两端口发送SRS，基站采用2天线接收为例，则SRS对应信道系数矩阵应该是2*2维的，也即 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right].$

但现有计算方式，还是采用R8、R9时对单端口的计算方式。在单端口计算方式中，不同的天线对应不同的端口(天线1对应端口1，天线2对应端口2)。则通过现有计算方式对上行多端口传输下的SRS对应的信道系矩阵进行计算，得到的信道系数为h₁₁,h₂₂，并没有涉及h₁₂,h₂₁的计算。这导致了信道系数矩阵计算不全，进而导致矩阵秩不准确。进而可引起后续波束赋形权值计算不准确的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供探测参考信号信道系数矩阵的计算方法及装置，以解决信道系数矩阵计算不全，矩阵秩不准确的问题。

为实现上述目的，本发明实施例提供如下技术方案：

根据本发明实施例的第一方面，提供一种探测参考信号SRS信道系数矩阵的计算方法，包括：

计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数；所述接收天线的数量为x，所述端口的数量为y；

其中，所述计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数包括：

获取第i根接收天线在所述UE第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列；i小于等于x，j小于等于y；

将所述SRS频域信号序列乘以所述UE在所述第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列，所述含有噪声的频域信道系数序列的长度为N；

将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展，得到长度为M的含噪声频域信道系数序列；所述M大于N；

对所述长度为M的含噪声频域信道系数序列进行离散傅里叶反变换，得到含噪声的时域信道系数序列；所述含噪声的时域信道系数序列包含与M个时域位置对应的离散值；

对所述含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理，得到去噪后的时域信道系数序列；所述窗长度为M/8，窗的中心位置为所述含噪声的时域信道系数序列的前M/8个时域位置中、功率最大值对应的时域位置；

对所述去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换，得到频域信道系数序列；

取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，所述取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并包括：将所述前N个值每a个值分为一组，得到N/a个分组；令每一组中的a个值分别乘以相应的权重再累加，得到N/a个累加结果，所述N/a个累加结果为所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

结合第一方面，在第二种可能的实现方式中，在所述含噪声的时域信道系数序列中，第至第M-1个时域位置以及第0至第个时域位置对应的离散值位于所述窗内。

结合第一方面或第一方面第一种可能的实现方式或第一方面第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，计算所述窗的外部的所有非零幅值的功率平均值，所述功率平均值表示为σ；将所述窗的外部的非零幅值全部置零；将位于所述窗内、功率值小于当前噪声阈值的非零幅值全部置零；所述当前噪声阈值通过历史噪声阈值与所述功率平均值线性计算得到。

结合第一方面第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展包括：将所述含噪声的频域信道系数序列进行循环移位扩展。

根据本发明实施例的第二方面，提供一种探测参考信号SRS信道系数矩阵的计算装置，包括：

计算模块，用于计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数；所述接收天线的数量为x，所述端口的数量为y；

所述计算模块包括：

获取单元，用于获取第i根接收天线在用户设备UE第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列；

相乘单元，用于将所述SRS频域信号序列乘以所述UE在所述第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列，所述含有噪声的频域信道系数序列的长度为N；

扩展单元，用于将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展，得到长度为M的含噪声频域信道系数序列；所述M大于N；

离散傅里叶反变换单元，用于对所述长度为M的含噪声频域信道系数序列进行离散傅里叶反变换，得到含噪声的时域信道系数序列；所述含噪声的时域信道系数序列包含与M个时域位置对应的离散值；

加窗去噪处理单元，用于对所述含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理，得到去噪后的时域信道系数序列；所述窗长度为M/8，窗的中心位置为所述含噪声的时域信道系数序列的前M/8个时域位置中、功率最大值对应的时域位置；

离散傅里叶变换单元，用于对所述去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换，得到频域信道系数序列；

线性合并单元，用于取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，在所述取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并的方面，所述线性合并单元用于：将所述前N个值每a个值分为一组，得到N/a个分组；令每一组中的a个值分别乘以相应的权重再累加，得到N/a个累加结果，所述N/a个累加结果为所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

结合第二方面，在第二种可能的实现方式中，在所述含噪声的时域信道系数序列中，第至第M-1个时域位置以及第0至第个时域位置对应的离散值位于所述窗内。

结合第二方面或第二方面第一种可能的实现方式或第二方面第二种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，在所述加窗去噪处理的方面，所述加窗去噪处理单元用于：计算所述窗的外部的所有非零幅值的功率平均值，所述功率平均值表示为σ；将所述窗的外部的非零幅值全部置零；将位于所述窗内、功率值小于当前噪声阈值的非零幅值全部置零；所述当前噪声阈值通过历史噪声阈值与所述功率平均值线性计算得到。

结合第二方面第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，在将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展的方面，所述扩展单元用于：将所述含噪声的频域信道系数序列进行循环移位扩展。

可见，在本发明实施例中，每一接收天线对应UE每一端口的SRS信道系数都会进行计算。也即，如基站侧采用2接收天线接收，UE上行采用两端口发送SRS信号，则依据本发明实施例，不仅可得到h₁₁,h₂₂，还可得到h₁₂,h₂₁。也即，得到了完整的信道系数矩阵。从而解决了现有单端口计算方式导致信道系数矩阵计算不全，矩阵秩不准确的问题。进而解决了后续的波束赋形权值计算不准确的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的探测参考信号SRS信道系数矩阵的计算方法；

图2、3为本发明实施例提供的窗位置示意图；

图4为本发明实施例提供的探测参考信号SRS信道系数矩阵的计算装置结构示例图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

LTE R10上行传输引入多端口概念，将SRS扩展为支持最多4端口发送，其中每个端口发送的序列采用不同的循环移位，对于单个UE(用户设备)最大支持4端口占用相同的RE位置并行传输SRS，这类似于不同UE占用相同的频带并行传输SRS。

在上行多端口传输情况下，以UE上行采用两端口发送SRS，基站采用2天线接收为例，则SRS对应信道系数矩阵应该是2*2维的，也即 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right].$

但现有计算方式，还是采用R8、R9时对单端口的计算方式。在单端口计算方式中，不同的天线对应不同的端口(天线1对应端口1，天线2对应端口2)。则通过现有计算方式对上行多端口传输下的SRS对应的信道系矩阵进行计算，得到的信道系数为h₁₁,h₂₂，并没有涉及h₁₂,h₂₁的计算。这导致了信道系数矩阵计算不全，进而导致矩阵秩不准确。进而可引起后续波束赋形权不准确的问题。

为此，本发明实施例提供SRS信道系数矩阵的计算方法，以对现有SRS检测方式进行优化。

上述计算方法(由基站侧执行)至少可包括如下步骤：计算每一接收天线对应UE每一端口的SRS信道系数。其中，接收天线的数量为x，端口的数量为y。

在本发明实施例中，每一接收天线对应UE每一端口的SRS信道系数都会进行计算。也即，如基站侧采用2接收天线接收，UE上行采用两端口发送SRS信号，则依据本发明实施例，不仅可得到h₁₁,h₂₂，还可得到h₁₂,h₂₁。也即，得到了完整的信道系数矩阵。从而解决了现有单端口计算方式导致信道系数矩阵计算不全，矩阵秩不准确的问题。进而解决了后续的波束赋形权值计算不准确的问题。

请参见图1，上述计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数的具体步骤如下所示：

S1、获取第i根接收天线在UE第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列。

需要说明的是，会为UE的每一端口分配时频资源(RE)，UE在该端口是占用为其分配的RE发送SRS信号。

接收端(也即基站)的第i根接收天线在第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列Y(k)可以表示为：

Y(k)＝H₁(k)X_SRS1(k)+H₂(k)X_SRS2(k)+…+H_m(k)X_SRSm(k)+W(k)(公式一)。

其中，k＝0,1,…,N-1；Y(k)表示一串序列，也即{Y(0),Y(1),...Y(N-1)}，N为SRS频域信号序列的长度。

X_SRS1至X_SRSm中的任一个X_SRSd，表示某个UE在某个端口的SRS频域信号；H_d(k)表示第d个SRS信号对应的频域信道系数；m最小取1，最大取8。

N_ap∈{1,2,4}为SRS端口数，β_SRS为调幅因子， $r_{\mathrm{SRS}}^{\tilde{p}}\left(k\right)=e^{j\∂k}{\stackrel{\‾}{r}}_{u,v}\left(k\right),$ 其中 $\∂=2\mathrm{\π}\frac{n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs},\tilde{p}}}{8},$ $n_{\mathrm{SRS}}^{\mathrm{cs},\tilde{p}}\∈\{\mathrm{0,1},...,7\},$ 可以看出，可取8种相位值，最大支持8个并行传输。为基序列，对于同一小区，基序列相同。由于N_ap和β_SRS为常数，可将X_SRSd简写成其中，系数C为常数；

W(k)为导频上叠加的高斯噪声。

而在对某个端口的SRS进行检测时，例如对X_SRS1进行检测时，公式一中其他的SRS信号(X_SRS2至X_SRSm)对于X_SRS1而言，都是干扰信号。

本文后续将以X_SRS1为例，进行介绍。

S2、将上述SRS频域信号序列乘以UE在第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列，上述含有噪声的频域信道系数序列的长度为N。

UE在第j个端口发送的原始SRS序列是基站侧根据得到的SRS信号配置信号，在基站内部根据协议规定的相关计算方法生成的SRS频域信号序列。

以X_SRS1为例，其对应的原始SRS序列的共轭可表示为

用Y(k)乘以得到的含噪声的频域信道系数序列(H′(k))可用下式表示：

$\begin{array}{c}{H}^{\′}\left(k\right)=Y\left(k\right)\·C\·e^{-j{\∂}_{1}k}{\stackrel{\‾}{r}}_{u,v}^{*}\left(k\right)=C\·H_1\left(k\right)+C\·H_2\left(k\right)e^{j({\∂}_2-{\∂}_1)k}+...\\ +C\·H_m\left(k\right)e^{j({\∂}_m-{\∂}_1)k}+C\·W\left(k\right)e^{-j{\∂}_{1}k}{\stackrel{\‾}{r}}_{u,v}^{*}\left(k\right)\end{array}$

(公式二)

其中， ${\∂}_m-{\∂}_1=2\mathrm{\π}(\frac{n_{\mathrm{SRSm}}^{\mathrm{cs},\tilde{p}}}{8}-\frac{n_{\mathrm{SRS}1}^{\mathrm{cs},\tilde{p}}}{8})=2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\Δ}{n}_{\mathrm{cs},m}}{8},$ 而至是由基站配置的。

由公式二可以看出，H′(k)由实际信道系数H₁(k)、其他端口或用户的信道系数(H₂(k)至H_m(k))乘上对应的相位旋转引起的干扰以及噪声共同组成。

S3、将上述含噪声的频域信道系数序列进行扩展，得到长度为M的含噪声频域信道系数序列。上述M大于N。

更具体的，M可为2的幂次方，这样可以使硬件更方便执行DFT运算，提升运算速率。

进一步的，M为满足如下条件的最小整数：

● M>N；

● M为2的幂次方。

举例来讲，2^X>N，2^X+1>N，2^X-1<N，则取M＝2^X(M、X均为整数)。

至于如何进行扩展，可有多种方式，例如，可采用补零的方式进行扩展。

也可将上述含噪声的频域信道系数序列进行循环移位扩展。假定上述含噪声的频域信道系数序列表示为x(n)，x(n)＝{x(0),x(1),...,x(N-1)}，扩展后的含噪声频域信道系数序列表示为y(p)，则将x(n)的前M-N段序列放在x(N-1)之后，组成y(p)。也即，y(p)＝{x(0),x(1),...,x(N-1),x(0),x(1),...,x(M-N-1)}。

S4、对上述长度为M的含噪声频域信道系数序列进行离散傅里叶反变换(IDFT)，得到含噪声的时域信道系数序列(h(n))。

h(n)包含与M个时域位置对应的离散值。h(n)也可以下式表示：

$h\left(n\right)=h_1\left(n\right)+h_2(n+\frac{M}{8}\mathrm{\&Delta;}{n}_{\mathrm{cs},2})+...+h_m(n+\frac{m}{8}\mathrm{\&Delta;}{n}_{\mathrm{cs},m})+w\left(n\right)$    (公式三)

其中，h₁(n)至h_m(n)为公式二中H₁(k)H_m(k)对应的时域信道系数。

S5、对上述含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理，得到去噪后的时域信道系数序列。

由于Δn_cs,2至Δn_cs,m至少等于1，则由公式三可见，h₂(n)至h_m(n)在时域上至少右移了也即最小移位长度为因此，本实施例中，设置窗长度为

而窗的中心位置，则为上述含噪声的时域信道系数序列的前个时域位置中、功率最大值对应的时域位置。

假定，M＝32，h(n)＝{h(0),x(1),...,h(M-1)}，则会计算h(0)至h(3)对应的功率值P(0)至P(3)，并从P(0)至P(3)中找到最大的功率值。假定P(1)为功率最大值，则P(1)对应的时域位置(也即1)，是窗的中心位置。

或者说，窗中心位置为，上述含噪声的时域信道系数序列对应的功率谱前个时域位置中、功率最大值对应的时域位置。

需要说明的是，由于干扰信号在时域上至少右移了所以有用信号有效的冲击响应包含在上述含噪声的时域信道系数序列的前个离散值中，因此，本实施例将前个时域位置中、功率最大值对应的时域位置作为窗中心位置，这样，确定的窗中心位置更准确，从而后续进行信道系数估计时，也会更准确。

窗的中心位置是前个时域位置中、功率最大值对应的时域位置，可以避免因上行SRS信号功率不同导致依据最大功率对应的时域信号位置确定窗的中心位置错误，从而导致信道系数估计不准确的问题。

S6、对上述去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换(DFT)，得到频域信道系数序列。

S7、取上述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到上述第i根接收天线对应该UE的第j个端口的SRS信道系数。

更具体的，步骤S7可具体包括如下步骤：

将上述前N个值每a个值分为一组，得到N/a个分组；

令每一组中的a个值分别乘以相应的权重再累加，得到N/a个累加结果，所述N/a个累加结果为第i根接收天线对应第j个端口的SRS信道系数。

如用H表示频域信道系数序列中的前N个值，用Hnew表示第i根接收天线对应第j个端口的SRS信道系数，假定a＝6，N＝24。

则可将频域信道系数序列中的前24个值分成4组，分别为H(0)-H(5)，H(6)-H(11)，H(12)-H(17)，H(18)-H(23)。

则H_new(0)＝r₀H(0)+r₁H(1)+r₂H(2)+r₃H(3)+r₄H(4)+r₅H(5)；

H_new(1)＝r₀H(6)+r₁H(7)+r₂H(8)+r₃H(9)+r₄H(10)+r₅H(11)；

……

以此类推。其中，r₀至r₅为权重。

更具体的，r₀至r₅可分别取1/16、1/8、1/4、1/4、1/8、1/16。

如以H_new(b)表示H_new中的任一元素。则：

$H_{\mathrm{new}}\left(b\right)=\frac{1}{16}H\left(6b\right)+\frac{1}{8}H(6b+1)+\frac{1}{4}H(6b+2)+\frac{1}{4}H(6b+3)+\frac{1}{8}H(6b+4)+\frac{1}{16}H(6b+5).$

此外，权重也可取其他值，例如权重均取

在本发明其他实施例中，上述含噪声的时域信道系数序列中，第至第M-1个时域位置以及第0至第个时域位置对应的离散值位于上述窗内。

例如，假定，M＝32，P(2)为功率最大值。则窗长度为4，P(2)对应的时域位置(也即2)是窗的中心位置(d)。窗的位置如图2所示。

再例如，假定M＝32，P(1)为功率最大值，则窗长度为4，P(1)对应的时域位置(也即1)是窗的中心位置(d)。窗的位置如图3所示。

在本发明其他实施例中，上述所有实施例中步骤S5的“加窗去噪处理”可具体包括如下步骤：将窗的外部的非零幅值全部置零。

举例来讲，假定M＝32，窗长度为4，h(0)至h(3)位于窗内，则将h(4)至h(31)中所有的非零幅值置0。也即，置零完成后，h(4)至h(31)均等于0。

在本发明其他实施例中，上述所有实施例中步骤S5的“加窗去噪处理”还可具体包括：将位于上述窗内、功率值小于当前噪声阈值的非零幅值全部置零。

沿用前例，假定M＝32，窗长度为4，h(0)至h(3)位于窗内，当前噪声阈值为A，其中，h(0)、h(2)大于等于A，而h(1)和h(3)大于0但小于A，则将h(1)和h(3)置0。此操作完成后，h(1)、h(3)、h(4)至h(31)均等于0。

在本发明其他实施例中，上述所有实施例中，在将窗的外部的非零幅值全部置零之前，还可包括如下步骤：

计算窗的外部的所有非零幅值的功率平均值，该功率平均值表示为σ。

在确定窗的位置之后，窗外的点一共是7M/8个。则每一点对应一个功率值。可求取这7M/8个点的功率平均值。

由于功率的计算方式可有多种，因此功率平均值的计算方式也可有多种。例如，可将其中任一点的取值表示为h_out(n)。则功率平均值可通过下述公式计算：

$\mathrm{\&sigma;}=\frac{1}{\frac{7M}{8}}\&CenterDot;\underset{n=0}{\overset{\frac{7M}{8}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{\mathrm{out}}\left(n\right)\&CenterDot;h_{\mathrm{out}}{\left(n\right)}^{*}.$ h_out(n)*表示h_out(n)的共轭。

在本发明其他实施例中，上述所有实施例中的当前噪声阈值可通过历史噪声阈值与功率平均值σ线性计算得到。

历史噪声阈值具体可指基站侧存储的前次噪声阈值，历史噪声阈值可以σ₀表示，当前噪声阈值可以σ_d表示。

则σ_d具体的计算公式可为：σ_d＝E*σ₀+F*σ。

E、F为系数。更具体的，E可取0.8，F可取0.2。本领域技术人员可根据实际情况对E、F的取值设置，在此不作赘述。

与之相对应，本发明实施例还要求保护SRS信道系数矩阵的计算装置。该装置可作为基站，或者基站中的模块。

上述信道系数矩阵的计算装置包括计算模块，用于计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数；所述接收天线的数量为x，所述端口的数量为y。

图4示出了上述SRS的检测装置(计算模块)的示例性结构，其至少可包括：

获取单元1，用于获取第i根接收天线在用户设备UE第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列；

相乘单元2，用于将上述SRS频域信号序列乘以上述UE在所述第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列，上述含有噪声的频域信道系数序列的长度为N；

扩展单元3，用于将上述含噪声的频域信道系数序列进行扩展，得到长度为M的含噪声频域信道系数序列；上述M大于N；

离散傅里叶反变换单元4，用于对上述长度为M的含噪声频域信道系数序列进行离散傅里叶反变换，得到含噪声的时域信道系数序列；上述含噪声的时域信道系数序列包含与M个时域位置对应的离散值；

加窗去噪处理单元5，用于对上述含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理，得到去噪后的时域信道系数序列；上述窗长度为M/8，窗的中心位置为上述含噪声的时域信道系数序列的前M/8个时域位置中、功率最大值对应的时域位置；

离散傅里叶变换单元6，用于对上述去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换，得到频域信道系数序列。

线性合并单元7，用于取上述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到上述第i根接收天线对应上述UE的第j个端口的SRS信道系数。

具体细节请参见本文前述记载，在此不作赘述。

更具体的，上述信道系数矩阵的计算装置可包括x*y个计算模块，其中的第i*j个计算模块可具体用于计算第i根接收天线对应第j个端口的SRS信道系数。也可用一个计算模块计算所有的SRS信道系数。在此不作赘述。

在本发明其他实施例中，在将上述含噪声的频域信道系数序列进行扩展的方面，上述所有实施例中的扩展单元3可用于：将上述含噪声的频域信道系数序列进行循环移位扩展。

更具体的，在上述含噪声的时域信道系数序列中，第至第M-1个时域位置以及第0至第个时域位置对应的离散值位于上述窗内。

在本发明其他实施例中，在上述取频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并的方面，线性合并单元7可用于：

将上述前N个值每a个值分为一组，得到N/a个分组；

令每一组中的a个值分别乘以相应的权重再累加，得到N/a个累加结果，上述N/a个累加结果为所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

在本发明其他实施例中，在上述加窗去噪处理的方面，上述所有实施例中的加窗去噪处理单元5可用于：

计算上述窗的外部的所有非零幅值的功率平均值，上述功率平均值表示为σ；

将上述窗的外部的非零幅值全部置零；

将位于窗内、功率值小于当前噪声阈值的非零幅值全部置零；

上述当前噪声阈值通过历史噪声阈值与上述功率平均值线性计算得到。

具体细节请参见本文前述记载，在此不作赘述。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种探测参考信号SRS信道系数矩阵的计算方法，其特征在于，包括：

计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数；所述接收天线的数量为x，所述端口的数量为y；

其中，所述计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数包括：

获取第i根接收天线在所述UE第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列；i小于等于x，j小于等于y；

将所述SRS频域信号序列乘以所述UE在所述第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列，所述含有噪声的频域信道系数序列的长度为N；

将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展，得到长度为M的含噪声频域信道系数序列；所述M大于N；

对所述长度为M的含噪声频域信道系数序列进行离散傅里叶反变换，得到含噪声的时域信道系数序列；所述含噪声的时域信道系数序列包含与M个时域位置对应的离散值；

对所述含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理，得到去噪后的时域信道系数序列；所述窗长度为M/8，窗的中心位置为所述含噪声的时域信道系数序列的前M/8个时域位置中、功率最大值对应的时域位置；

对所述去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换，得到频域信道系数序列；

取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并包括：

将所述前N个值每a个值分为一组，得到N/a个分组；

令每一组中的a个值分别乘以相应的权重再累加，得到N/a个累加结果，所述N/a个累加结果为所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述含噪声的时域信道系数序列中，第至第M-1个时域位置以及第0至第个时域位置对应的离散值位于所述窗内。

4.如权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述加窗去噪处理包括：

计算所述窗的外部的所有非零幅值的功率平均值，所述功率平均值表示为σ；

将所述窗的外部的非零幅值全部置零；

将位于所述窗内、功率值小于当前噪声阈值的非零幅值全部置零；

所述当前噪声阈值通过历史噪声阈值与所述功率平均值线性计算得到。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展包括：将所述含噪声的频域信道系数序列进行循环移位扩展。

6.一种探测参考信号SRS信道系数矩阵的计算装置，其特征在于，包括：

计算模块，用于计算每一接收天线对应用户设备UE每一端口的SRS信道系数；所述接收天线的数量为x，所述端口的数量为y；

所述计算模块包括：

获取单元，用于获取第i根接收天线在用户设备UE第j个端口所占的时频资源上接收到的SRS频域信号序列；

相乘单元，用于将所述SRS频域信号序列乘以上述UE在所述第j个端口发送的原始SRS序列的共轭，得到含噪声的频域信道系数序列，所述含有噪声的频域信道系数序列的长度为N；

扩展单元，用于将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展，得到长度为M的含噪声频域信道系数序列；所述M大于N；

离散傅里叶反变换单元，用于对所述长度为M的含噪声频域信道系数序列进行离散傅里叶反变换，得到含噪声的时域信道系数序列；所述含噪声的时域信道系数序列包含与M个时域位置对应的离散值；

加窗去噪处理单元，用于对所述含噪声的时域信道系数序列进行加窗去噪处理，得到去噪后的时域信道系数序列；所述窗长度为M/8，窗的中心位置为所述含噪声的时域信道系数序列的前M/8个时域位置中、功率最大值对应的时域位置；

离散傅里叶变换单元，用于对所述去噪后的时域信道系数序列进行离散傅里叶变换，得到频域信道系数序列；

线性合并单元，用于取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并，得到所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，在所述取所述频域信道系数序列中的前N个值进行线性合并的方面，所述线性合并单元用于：

将所述前N个值每a个值分为一组，得到N/a个分组；

令每一组中的a个值分别乘以相应的权重再累加，得到N/a个累加结果，所述N/a个累加结果为所述第i根接收天线对应所述UE的第j个端口的SRS信道系数。

8.如权利要求6所述的装置，其特征在于，在所述含噪声的时域信道系数序列中，第至第M-1个时域位置以及第0至第个时域位置对应的离散值位于所述窗内。

9.如权利要求6-8任一项所述的装置，其特征在于，在所述加窗去噪处理的方面，所述加窗去噪处理单元用于：

计算所述窗的外部的所有非零幅值的功率平均值，所述功率平均值表示为σ；

将所述窗的外部的非零幅值全部置零；

将位于所述窗内、功率值小于当前噪声阈值的非零幅值全部置零；

所述当前噪声阈值通过历史噪声阈值与所述功率平均值线性计算得到。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，在将所述含噪声的频域信道系数序列进行扩展的方面，所述扩展单元用于：将所述含噪声的频域信道系数序列进行循环移位扩展。