CN102932123A - 一种探测参考信号的检测方法与系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种SRS信号的检测方法与系统，所述方法包括：根据接收的频域探测参考信号获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱；对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理，以得到时域中的目标信道系数序列;根据所述时域中的目标信道系数序列获取频域中的目标信道系数序列，以完成探测参考信号的检测。本发明中，窗的中心位置是根据时域的当前信道系数序列的功率谱中功率最大值对应的时域位置确定的，并不需要估计SRS信号时延，窗的长度是根据当前信道系数序列的长度确定的，可以确保用于信道估计的有用信号均落在所选窗的内部，从而可以提高上行信道系数估计的准确性。

Description

一种探测参考信号的检测方法与系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，特别是涉及一种探测参考信号的检测方法与系统。

背景技术

LTE（Long Term Evolution,长期演进)系统中定义了两种参考信号：DMRS（Demodulation Reference Signal,数据解调参考信号）信号和SRS（Sounding Reference Signal,探测参考信号）信号。eNodeB(evolvedNodeB，LTE系统中的基站)通过对SRS信号的检测可以探测上行链路信息，以根据所述上行链路信息进行上行资源调度和UE（用户终端，UserEquipment）的上行时间同步等，eNodeB对SRS信号的检测，实质为eNodeB通过接收的SRS信号估计UE到eNodeB的上行链路在传输SRS信号的频段上的信道质量。eNodeB侧在进行SRS信号检测的时候通常采用以下方法：

1）eNodeB接收频域SRS信号后将接收的SRS信号与本地SRS信号共轭相乘。

2）对共轭相乘后得到的信号做相应扩展操作。

3）对扩展后的信号做IDFT（离散傅里叶反变换）变换。

4）对进行IDFT变换后的信号进行时域加窗去噪处理，即保留窗内的有用信号将窗外的其他数据置零。

5）对去噪后的信号做DFT（离散傅里叶变换）变换，以得到目标信道系数。

上述步骤1）-5）中，最为关键的是对进行IDFT变换后的信号在时域进行加窗去噪处理，在加窗过程中，窗的大小及窗的中心位置的选择是至关重要的。

现有技术中常用的做法是通过大量的仿真实验来确定窗的大小，具体作法为：根据SRS信号占用PRB（Physical Resource Block，物理资源块）数量的不同做成表格，该表格保存窗的大小与SRS信号占用PRB的数量的对应关系，因此只要知道SRS信号占用PRB的数量，就能通过表格找到相应窗的大小，但在实际的通信过程中，由于SRS信号在传播过程中本身存在时延，且时延大小具有一定随机性，这样根据查表得到的窗的大小与系统实际所需窗的大小可能存在误差，不能保证对信道估计有用的信号均落在所述根据查表确定的窗的内部，这样就会使估计出的信道系数不准确。

其次，窗的中心位置利用SRS信号时延来确定，这种做法对SRS信号时延估计有较高的要求，如果时延估计的不准确，仍然会导致估计出的信道系数不准确的问题。

发明内容

本发明提供一种SRS信号的检测方法与系统，以解决现有技术中因在SRS信号检测过程中对时域信道系数进行加窗处理时，因采用查表确定窗的大小以及根据SRS时延估计确定窗的中心位置导致的信道系数估计不准确的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种SRS信号的检测方法及系统，本发明提供如下技术方案：

一种SRS信号的检测方法，该方法包括：

根据接收的频域探测参考信号序列获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱；

对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理，以得到时域中的目标信道系数序列，其中，所述窗的中心位置为所述功率谱中功率最大值对应的时域位置，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取;

根据所述时域中的目标信道系数序列获取频域中的目标信道系数序列，以完成探测参考信号的检测。

优选的，所述根据接收的探测参考信号获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱，具体包括：

将存储的本地探测参考信号序列与接收的频域探测参考信号作共轭相乘运算，以得到频域实际信道系数序列；

根据升余弦公式计算扩展部分对应的信道系数序列的值；

将所述扩展部分对应的信道系数序列的值插入到所述频域实际信道系数序列中最后一个系数的后面，以得到目标长度的虚拟信道系数序列；

对所述虚拟信道系数序列作离散傅里叶反变换，以得到时域中当前信道系数序列；

对当前信道系数序列中的信道系数的模值取平方，以得到当前信道系数序列的时域功率谱。

优选的，所述目标长度是大于实际信道系数序列的长度、且是能够被8整除的最小整数，其计算公式为：

$M^{\′}=2^{\∂}*3^{\mathrm{\β}}*5^{\mathrm{\γ}}*6$

其中M′为目标长度，α，β，γ均为非负整数。

优选的，所述去噪处理具体为：

在所述窗外，将幅值不为零的信道系数值设置为零。

优选的，对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之前对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之后，还包括：

计算所述当前时域信道系数序列的平均功率；

优选的，对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之后，还包括：

在所述窗内，依次判断每个时刻上对应信道系数的模的平方与所述平均功率相除得到的结果是否小于预设阈值，若是，则将对应时刻上的信道系数设置为零。

优选的，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取，具体为：

将当前信道系数序列的长度与系统采用的协议中定义的循环移位值的个数相除，以得到相除结果；

将所述相除结果作为窗的长度。

一种探测参考信号的检测系统，所述系统包括：

第一获取单元，用于根据接收的频域探测参考信号序列获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱；

信号处理单元，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理，以得到时域中的目标信道系数序列，其中，所述窗的中心位置为所述功率谱中功率最大值对应的时域位置，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取;

第二获取单元，用于根据所述时域中的目标信道系数序列获取频域中的目标信道系数序列，以完成探测参考信号的检测。

优选的，所述第一获取单元包括：

相乘子单元，用于将存储的本地探测参考信号与接收的频域探测参考信号作共轭相乘运算，以得到频域实际信道系数序列；

第一计算子单元，用于根据升余弦公式计算扩展部分对应的信道系数序列的值；

插入子单元，用于将所述扩展部分对应的信道系数序列的值插入到所述频域实际信道系数序列中最后一个系数的后面，以得到目标长度的虚拟信道系数序列；

信号变换子单元，用于对所述虚拟信道系数序列作离散傅里叶反变换，以得到时域中当前信道系数序列；

第二计算子单元，用于对当前信道系数序列中的信道系数的模值取平方，以得到当前信道系数序列的时域功率谱。

优选的，所述系统还包括：

计算单元，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之前，计算所述当前时域信道系数序列的平均功率；

优选的，所述系统还包括：

比较单元，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之后，在所述窗内，依次判断每个时刻上对应信道系数的模的平方与所述平均功率相除得到的结果是否小于预设阈值；

置零单元，用于在所述比较单元结果为是时，将对应时刻上的信道系数设置为零。

优选的，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取，具体为：

将当前信道系数序列的长度与系统采用的协议中定义的循环移位值的个数相除，以得到相除结果；

将所述相除结果作为窗的长度。

在本发明的技术方案中，首先，窗的中心位置是根据时域的当前信道系数序列的功率谱中功率最大值对应的时刻确定的，不管SRS信号是否发生时延，当前信道系数序列的功率谱中功率最大值不会发生变化，发生变化的是功率最大值对应的时刻，通过查找功率最大值可以保证确定的窗的中心位置的准确性，可以避免因为SRS信号时延估计不准确导致的上行信道系数估计不准确的问题，其次，窗的长度是根据当前信道系数序列的长度确定的，可以避免根据仿真得到的经验值来确定窗的长度而使有用信号落在窗外的问题，从而可以提高上行信道系数估计的准确性。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一种SRS信号的检测方法实施例1的流程图；

图2为本发明一种SRS信号的检测方法实施例2的流程图；

图3为本发明实施例2中不同UE与时延的关系图；

图4为本发明一种SRS信号的检测系统实施例3的结构示意图；

图5为本发明系统实施例3对应的第一获取单元的结构示意图；

图6为本发明一种SRS信号的检测系统的另一结构示意图；

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参考图1所示，为本发明提供的一种SRS信号的检测方法实施例1的流程图，本实施例具体可以包括：

步骤101：根据接收的频域SRS信号序列获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱。

要获取，获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱，首先要将存储的本地探测参考信号序列与接收的频域探测参考信号作共轭相乘运算，以便得到频域实际信道系数序列，所述本地探测参考信号序列是指基站侧根据得到的SRS信号配置信息在基站内部根据协议中相关计算方法生成的SRS参考信号序列，因为接收的探测参考信号和本地探测参考信号均为频域信号，所以二者共轭相乘后得到的是频域实际信道系数序列；

其次要对得到的频域实际信道系数序列作长度扩展以便得到目标长度的虚拟信道系数序列，其中，需要扩展部分的信道系数序列的值根据升余弦公式来计算得到，得到扩展部分的信道系数序列的值以后，将扩展部分的信道系数序列的值插入到所述频域实际信道系数序列中最后一个系数的后面，即得到目标长度的虚拟信道系数序列；

最后，对所述目标长度的虚拟信道系数序列作离散傅里叶反变换，即可得到时域中当前信道系数序列，相应的，对当前信道系数序列中的信道系数的模值取平方，即可得到当前信道系数序列的时域功率谱。

步骤102：对所述当前信道系数序列作加窗去噪处理，以得到时域目标信道系数序列。

在本步骤中，所加的“窗”的中心位置和长度都是定义好的，其中，所述功率谱中功率最大值对应的时域位置，所述时域位置即为所述窗的中心位置；而窗的长度的获取方式，则可以为：先将当前信道系数序列的长度与系统采用的协议中定义的循环移位值的个数相除，再将相除结果作为窗的长度。

确定了窗的长度和中心位置后，将所述窗外的非零信道系数设置为零，即完成对所述当前信道系数序列的去噪处理，以得到时域目标信道系数序列。

步骤103：根据时域目标信道系数序列获取频域中目标信道系数序列，以完成SRS信号的检测。

本步骤中，采用对时域目标信道系数序列作傅里叶变换的方式即可获取频域中目标信道系数序列。

本实施例的技术方案中，首先，窗的中心位置是根据时域的当前信道系数序列的功率谱中功率最大值对应的时刻确定的，不管SRS信号是否发生时延，当前信道系数序列的功率谱中功率最大值不会发生变化，发生变化的是功率最大值对应的时刻，通过查找功率最大值可以保证确定的窗的中心位置的准确性，可以避免因为SRS信号时延估计不准确导致的上行信道系数估计不准确的问题；其次，窗的长度是根据当前信道系数序列的长度确定的，可以避免根据仿真得到的经验值来确定窗的长度而使有用信号落在窗外的问题，从而可以提高上行信道系数估计的准确性。

参考图2所示，为本发明提供的一种SRS信号的检测方法实施例2的流程图，本实施例可以看作是在实施例1的基础上的一个具体实现，本实施例具体包括：

步骤201：基站接收频域SRS信号序列。

所述基站接收的频域SRS信号是经过信道传输发生了时延的SRS信号。

步骤202：提取本地SRS序列。

所述本地SRS序列为基站侧根据得到的SRS信号配置信息在基站内部根据协议中相关计算方法生成的SRS参考信号序列，所述本地SRS序列是频域信号序列。

步骤203：将本地SRS序列与接收到的频域SRS信号作共轭相乘，得到含有噪声的频域实际信道系数序列。

本步骤中，因为实际通信环境中存在系统固有的噪声和信号传播过程中信号本身的时延对信号造成的误差，所以通过将本地SRS信号与接收到的频域SRS信号作共轭相乘得到的并不是真正意义上的实际信道系数序列，而是包含了各种系统固有噪声和因为信号本身时延的实际信道系数序列，其中将系统固有噪声和因为信号本身时延对信号造成的误差统称为噪声。

步骤204：对所述含有噪声的实际信道系数序列作长度扩展，得到目标长度的虚拟信道系数序列。

本步骤中，记所述实际信道系数序列的长度为M，虚拟信道系数序列的长度为M′，所以本步骤具体进行的是将长度为M的所述实际信道系数序列扩展为长度为M′的虚拟信道系数序列，所述目标长度至少要满足以下条件：

1）M′>M

2） $M^{\′}=N_{\mathrm{RB}}^{\′\mathrm{SRS}}*6=2^{\∂}*3^{\mathrm{\β}}{5}^{\mathrm{\γ}}*6$

3）M′能够被8整除。

其中

为扩展后SRS信号占用的PRB的个数，α，β，γ均为非负整数，此处α，β，γ的取值不作具体限定，只要满足上述条件即可，最后，选取满足上面3个条件的最小整数作为M′的取值。

确定了虚拟信道系数序列的长度即目标长度以后，那么，需要扩展部分的信道系数序列的长度就可以确定为“M′-M”，在现有技术中，一般都采用补零的方式对实际信道系数序列进行扩展，即将扩展部分的信道系数的值全部设置为零，由信号的傅里叶变换的性质可知，若采用补零的方式对实际信道系数序列进行扩展，在得到的频域目标信道系数中会出现很多毛刺信号，这对信道估计是不利的，所以，本步骤中采用升余弦公式计算扩展部分的信道系数的值，避免产生毛刺信号，并将得到的信道系数插入到实际信道系数序列中最后一个系数的后面得到虚拟信道系数序列。

步骤205：对虚拟信道系数序列作IDFT（离散傅里叶反变换）变换，以得到时域当前信道系数序列及其时域功率谱。

根据IDFT变换的性质可知，对虚拟信道系数序列作IDFT变换得到的是时域当前信道系数序列，依次对得到的时域当前信道系数序列中对应时刻上的信道系数的模值取平方，即可得到当前信道系数序列的时域功率谱，所述时域功率谱表示的是时间和所述模值取平方后的对应关系。

步骤206：计算当前信道系数序列的平均功率。

因为所述频域实际信道系数序列含有噪声，所以所述当前信道系数序列也是含有噪声的，那么，所述平均功率实际上是包含噪声的当前信道系数序列的平均功率，记所述平均功率为

步骤207：对当前信道系数序列在时域作加窗处理。

对当前信道系数序列在时域作加窗处理，即要确定窗的中心位置及长度，所述窗的长度通过以下方式确定：将当前信道系数序列的长度与系统采用的协议中定义的循环移位值的个数相除，得到相除结果，再将所述相除结果作为窗的长度。

为了说明窗的长度的具体确定过程，首先介绍一下在协议36.211中定义的8种不同的循环移位值，所述循环移位指频域信号相位的移位值，发送端的循环移位定义为

其中 $n_{\mathrm{srs}}^{\mathrm{cs}}=\mathrm{0,1,2,3,4,5,6,7},$ 每个UE对应一个循环移位值；在接收端，将所述循环移位的数值转换成负数，具体转换方法是用2π减去发送端信号的循环移位值，重新定义循环移位为：

其中

这里，定义不同UE的循环移位为u的函数，即其中

其中α(u)为频域信号的循环移位值（即相位的变化值），由傅里叶变换性质可知，频域相位的不同变化在时域表现为不同的时延，所以，在时域可以根据循环移位值中的

参数来区分不同的UE，在不考虑系统时延的前提下，定义不同UE在时域的延时函数为：

$d\left(u\right)=-\frac{M_{\mathrm{IDFT}}\mathrm{\α}\left(u\right)}{2\mathrm{\π}}=\frac{M_{\mathrm{IDFT}}}{2\mathrm{\π}}2\mathrm{\π}\frac{u}{8}=u\frac{M_{\mathrm{IDFT}}}{8}$ 公式（1）

其中M_IDFT为扩展后虚拟信道系数序列的长度，即M_IDFT=M′，对于不同的UE，根据公式（1）即可确定8个不同UE的时延，参考图3所示，图3为不同UE与对应时延的分布图，其中L_u为对应某个UE的窗的长度，根据公式（1）可以得到L_u的具体取值，计算过程如公式（2）和公式（3）所示：

$\frac{d\left(u\right)-d(u-1)}{2}=\frac{M_{\mathrm{IDFT}}}{16}$ 公式（2）

$L_u=\frac{d(u+1)-d\left(u\right)}{2}+\frac{d\left(u\right)-d(u-1)}{2}=\frac{M_{\mathrm{IDFT}}}{8}$ 公式（3）

即所述某个UE的窗的长度为

依据L_u的计算过程，容易得出对于不同UE，窗的长度均为

以在理想情况下，以中心位置在d(u=0)处的UE为例，由于信号在传输过程中一定会产生时延，即所述中心位置会发生变化，这时如果仍然按照d(u=0)为中心位置去截取有用信号就会得不到对应于所述UE的当前时域信道系数序列中的有效值或得到的有效值不准确，所述有效值是指对估计信道有用的信道系数值，为了克服上述问题，本实施例采用遍历的方式来确定所述窗的中心位置，具体做法为：在得到的时域当前信道系数序列对应的功率谱内查找功率最大值所对应的时域位置，并将所述时域位置作为窗的中心位置。

步骤208：对加窗后的虚拟信道系数序列作第一去噪处理。

本步骤中所述的去噪处理是指窗外去噪处理，即将所述窗的外部的非零幅值的信号的幅值全部置零。

步骤209：对作第一去噪后的信号进行第二去噪处理。

本步骤中所述的第二去噪处理是指对窗内信号进行的去噪处理，其实现方式如下：

首先，在步骤207确定的窗内，在每个时刻上，计算落在所述窗的内部的当前信道系数的模的平方，然后将得到的在每个时刻上对应的信道系数的模的平方与步骤206中得到的平均功率相除得到相除结果，最后，根据得到的每个时刻上对应的相除结果，判断对应每个时刻的相除结果是否小于预设阈值，如果所述相除结果小于预设阈值，则将对应时刻上的信道系数值设置为零，如果所述相除结果大于预设阈值，则保留对应时刻上的信道系数值。其中所述预设阈值可以根据多次实验或仿真来确定，这里不对所述预设阈值作具体限定。

步骤210：根据作第二去噪后的当前信道系数序列获取频域中目标信道系数序列。

对作二次去噪后的当前信道系数序列作离散傅里叶变换得到频域的目标信道系数序列，此时便得到了估计的信道系数序列，即完成了对SRS信号的检测。

本实施例的技术方案中，首先，窗的中心位置是根据时域的当前信道系数序列的功率谱中功率最大值对应的时刻确定的，不管SRS信号是否发生时延，当前信道系数序列的功率谱中功率最大值不会发生变化，发生变化的是功率最大值对应的时刻，通过查找功率最大值可以保证确定的窗的中心位置的准确性，可以避免因为SRS信号时延估计不准确导致的上行信道系数估计不准确的问题；其次，窗的长度是根据当前信道系数序列的长度确定的，可以避免根据仿真得到的经验值来确定窗的长度而使有用信号落在窗外的问题，从而可以提高上行信道系数估计的准确性。

进一步的，本实施的技术方案中，一方面采用升余弦公式计算扩展部分的信道系数值，在计算目标信道系数序列的过程中不会产生毛刺信号，使估计的信道系数更准确，另一方面，对加窗去噪处理后的当前信道系数序列作了第二去噪处理，进一步降低了噪声对有效信道系数的干扰，提高了上行信道系数估计的准确性。

相应的，本发明还提供一种SRS信号的检测系统，参考图4所示，为本发明提供的一种SRS信号的检测系统的结构示意图，所述系统包括：

第一获取单元410，用于根据接收的频域探测参考信号获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱；

信号处理单元420，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理，以得到时域中的目标信道系数序列，其中，所述窗的中心位置为所述功率谱中功率最大值对应的时域位置，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取;

第二获取单元430，用于根据所述时域中的目标信道系数序列获取频域中的目标信道系数序列，以完成探测参考信号的检测。

优选的，参考图5所示，所述第一获取单元410包括：

相乘子单元510，用于将存储的本地探测参考信号与接收的频域探测参考信号作共轭相乘运算，以得到频域实际信道系数序列；

第一计算子单元520，用于根据升余弦公式计算扩展部分对应的信道系数序列的值；

插入子单元530，用于将所述扩展部分对应的信道系数序列的值插入到所述频域实际信道系数序列中最后一个系数的后面，以得到目标长度的虚拟信道系数序列；

信号变换子单元540，用于对所述虚拟信道系数序列作离散傅里叶反变换，以得到时域中当前信道系数序列；

第二计算子单元550，用于对当前信道系数序列中的信道系数的模值取平方，以得到当前信道系数序列的时域功率谱。

优选的，参考图6所示，为另一种SRS信号的检测系统的结构示意图，除了图4所示的单元之外，所述系统还可以包括:

计算单元610，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之前，计算所述当前时域信道系数序列的平均功率；

比较单元620，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之后，在所述窗内，依次判断每个时刻上对应信道系数的模的平方与所述平均功率相除得到的结果是否小于预设阈值；

置零单元630，用于在所述比较单元结果为是时，将对应时刻上的信道系数设置为零。

本实施例的技术方案中，首先，窗的中心位置是根据时域的当前信道系数序列的功率谱中功率最大值对应的时刻确定的，不管SRS信号是否发生时延，当前信道系数序列的功率谱中功率最大值不会发生变化，发生变化的是功率最大值对应的时刻，通过查找功率最大值可以保证确定的窗的中心位置的准确性，可以避免因为SRS信号时延估计不准确导致的上行信道系数估计不准确的问题；其次，窗的长度是根据当前信道系数序列的长度确定的，可以避免根据仿真得到的经验值来确定窗的长度而使有用信号落在窗外的问题，从而可以提高上行信道系数估计的准确性。

进一步的，本实施的技术方案中，一方面采用升余弦公式计算扩展部分的信道系数值，在计算目标信道系数序列的过程中不会产生毛刺信号，使估计的信道系数更准确，另一方面，对加窗去噪处理后的当前信道系数序列作了第二去噪处理，进一步降低了噪声对有效信道系数的干扰，提高了上行信道系数估计的准确性。

需要说明的是，本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对于系统实施例而言，由于其基本对应于方法实施例，所以相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (12)

1.一种探测参考信号的检测方法，其特征在于，包括：

根据接收的频域探测参考信号序列获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱；

对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理，以得到时域中的目标信道系数序列，其中，所述窗的中心位置为所述功率谱中功率最大值对应的时域位置，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取;

根据所述时域中的目标信道系数序列获取频域中的目标信道系数序列，以完成探测参考信号的检测。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据接收的探测参考信号获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱，具体包括：

将存储的本地探测参考信号序列与接收的频域探测参考信号作共轭相乘运算，以得到频域实际信道系数序列；

根据升余弦公式计算扩展部分对应的频域信道系数序列的值；

将所述扩展部分对应的频域信道系数序列的值插入到所述频域实际信道系数序列中最后一个系数的后面，以得到目标长度的虚拟信道系数序列；

对所述虚拟信道系数序列作离散傅里叶反变换，以得到时域中当前信道系数序列；

对当前信道系数序列中的信道系数的模值取平方，以得到当前信道系数序列的时域功率谱。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述目标长度是大于实际信道系数序列的长度、且是能够被8整除的最小整数，其计算公式为：

其中M′为目标长度，α，β，γ均为非负整数。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述去噪处理具体为：

在所述窗外，将幅值不为零的信道系数值设置为零。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之前，还包括：

计算所述当前时域信道系数序列的平均功率。 

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之后，还包括：

在所述窗内，依次判断每个时刻上对应信道系数的模的平方与所述平均功率相除得到的结果是否小于预设阈值，若是，则将对应时刻上的信道系数设置为零。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取，具体为：

将当前信道系数序列的长度与系统采用的协议中定义的循环移位值的个数相除，以得到相除结果；

将所述相除结果作为窗的长度。

8.一种探测参考信号的检测系统，其特征在于，所述系统包括：

第一获取单元，用于根据接收的频域探测参考信号序列获取时域中当前信道系数序列及所述当前信道系数序列的时域功率谱；

信号处理单元，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理，以得到时域中的目标信道系数序列，其中，所述窗的中心位置为所述功率谱中功率最大值对应的时域位置，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取;

第二获取单元，用于根据所述时域中的目标信道系数序列获取频域中的目标信道系数序列，以完成探测参考信号的检测。

9.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述第一获取单元包括：

相乘子单元，用于将存储的本地探测参考信号序列与接收的频域探测参考信号作共轭相乘运算，以得到频域实际信道系数序列；

第一计算子单元，用于根据升余弦公式计算扩展部分对应的频域信道系数序列的值；

插入子单元，用于将所述扩展部分对应的信道系数序列的值插入到所述频域实际信道系数序列中最后一个系数的后面，以得到目标长度的虚拟信道系数序列；

信号变换子单元，用于对所述虚拟信道系数序列作离散傅里叶反变换，以得到时域中当前信道系数序列； 

第二计算子单元，用于对当前信道系数序列中的信道系数的模值取平方，以得到当前信道系数序列的时域功率谱。

10.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：

计算单元，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之前，计算所述当前时域信道系数序列的平均功率。

11.根据权利要求10所述的系统，其特征在于，所述系统还包括：

比较单元，用于对所述当前信道系数序列在时域内作加窗去噪处理之后，在所述窗内，依次判断每个时刻上对应信道系数的模的平方与所述平均功率相除得到的结果是否小于预设阈值；

置零单元，用于在所述比较单元结果为是时，将对应时刻上的信道系数设置为零。

12.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，所述窗的长度根据当前信道系数序列的长度获取，具体为：

将当前信道系数序列的长度与系统采用的协议中定义的循环移位值的个数相除，以得到相除结果；

将所述相除结果作为窗的长度。 

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