CN104753834B - 一种信道估计方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种信道估计方法和装置，用于解决现有信道估计的MMSE滤波算法的计算复杂度高的问题。方法包括：根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对该频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；确定该变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，第二傅里叶变换处理与第一傅里叶变换处理互为逆运算。由于本发明实施例通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量。

Description

一种信道估计方法和装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种正交频分复用（Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM）系统中的频域和时域的信道估计方法和装置。
背景技术
OFDM系统具有较高的数据速率和频谱效率，但是一般需要采用相干解调技术以实现OFDM信号的接收，这就需要进行信道估计。信道估计算法从输入数据的类型来分，可以划分为时域和频域两大类方法。频域方法主要针对多载波系统；时域方法适用于所有单载波和多载波系统，其借助于参考信号或发送数据的统计特性，估计衰落信道中各多径分量的衰落系数。从信道估计算法先验信息的角度，则可分为以下三类：
（1）基于参考信号（Reference Signal，RS；也称导频）的估计，该类算法按一定估计准则确定待估参数，或者按某些准则进行逐步跟踪和调整待估参数的估计值。其特点是需要借助参考信号，即导频或训练序列。（2）盲估计，利用调制信号本身固有的、与具体承载信息比特无关的一些特征，或是采用判决反馈的方法来进行信道估计的方法。（3）半盲估计，结合盲估计与基于训练序列估计这两种方法优点的信道估计方法。一般来讲，通过参考信号来进行信道估计的方法比较常用，在基于参考信号的估计方面，最小均方差（MinimumMean Square Error，MMSE）的信道估计得到了广泛应用。
下面以频域的信道估计为例进行说明。
频域接收信号为：Ri'＝Hi'Si'+Ni'；
其中，Ri'表示接收数据，Hi'表示频域信道参数，Si'表示发射端的导频，Ni'表示加性高斯白噪声，i'表示OFDM符号的第i'个导频符号，i'＝0,1,…,NF-1，表示频域导频子载波个数，Nc表示频域滤波计算中涉及的子载波个数，Np表示导频子载波间隔。
1、估计导频位置处的频域信道响应：
2、对频域信道响应进行频域MMSE滤波，得到频域信道响应的估计值，具体为：
P是各子载波编号构成的集合，i属于P。
其中，ωi',i为维纳滤波器的加权系数，根据最小均方误差准则，所设计的ωi',i应使得输出信号与期望信号之间的均方误差最小。
上述信道估计过程中，基于MMSE准则的维纳滤波器的加权系数矩阵通过以下公式确定：
其中，为接收数据与导频的频域互相关矩阵，且 为导频的频域自相关矩阵，且其中，F为傅立叶变换矩阵，P为时域功率时延谱（Power-Delay-Profile，PDP），Dindex表示时隙内数据占用的子载波位置，Pindex表示OFDM符号中的导频子载波的位置；SNR为频域的信干比，SNR＝Pd/Pn，Pd,Pn分别为接收数据功率和噪声功率。
从上述内容可以看出，现有信道估计的MMSE滤波算法中，需要直接求矩阵的逆矩阵，计算复杂度高，从而降低了系统的处理效率；若在进行信道估计之前，预先计算好系数矩阵ω中的各元素ωi',i，则有可能出现无法与实际信道相匹配的问题，从而降低系统性能。
发明内容
本发明实施例提供了一种信道估计方法和装置，用于解决现有信道估计的MMSE滤波算法的计算复杂度高的问题。
本发明实施例提供了一种信道估计方法，该方法包括：
根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；
确定所述变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对所述变换域信道响应中的各元素进行加权处理；
对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，所述第二傅里叶变换处理与所述第一傅里叶变换处理互为逆运算。
由于本发明实施例通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量；另外，本发明实施例中由于根据确定的加权系数对第一次傅里叶变换后的变换域信道响应中的各元素进行了加权处理，因此，得到的信道估计能够与实际信道相匹配，保证了系统性能。
第一种应用场景：频域信道估计，该场景下，时间维度设置为当前时刻，其中，对任一子帧的频域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应，具体包括：
根据接收信号中的导频信息，获取当前子帧的第一频域信道响应，并对所述第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，其中，所述第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为NF×NF，NF表示频域维度上插入的导频信息的个数；
对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，具体包括：
对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，其中，所述第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为Nc×Nc，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，确定出的所述第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j为确定出的加权系数， 表示第j个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，j为时间分量且j取当前子帧，|·|是求模运算，σ2为噪声功率。
优选的，确定出的所述第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数中的具体为：
其中，且表示第(j-N)个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，r为设定的平滑因子且0≤r＜1，N表示前一次信道估计获取到的第一变换域信道响应对应的子帧与当前子帧的偏移量。
该场景下，根据确定的加权系数对所述第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理之后，且对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，所述方法还包括：
在加权处理后的第一变换域信道响应的末尾补上（Nc-NF）个零元素。
第二种应用场景：时域信道估计，该场景下，频率维度设置为任一子载波，其中，对任一子载波的时域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应，具体包括：
根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对所述第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，所述第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为（2NF-1）×（2NF-1），NF表示时间维度上插入的导频信息的个数；
对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，具体包括：
对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，所述第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，对所述第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，具体包括：
在所述第二频域信道响应的末尾补上（NF-1）个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及，
对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
该场景下，作为一种优选的方式，确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
该场景下，作为另一种优选的方式，确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
其中，表示所述第二频域信道响应中的第j′个元素。
该场景下，根据确定的加权系数对所述第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理之后，且对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，所述方法还包括：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
本发明实施例还提供了一种信道估计装置，其特征在于，该装置包括：
第一变换处理模块，用于根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；
加权处理模块，用于确定所述变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对所述变换域信道响应中的各元素进行加权处理；
第二变换处理模块，用于对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，所述第二傅里叶变换处理与所述第一傅里叶变换处理互为逆运算。
由于本发明实施例通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量；另外，本发明实施例中由于根据确定的加权系数对第一次傅里叶变换后的变换域信道响应中的各元素进行了加权处理，因此，得到的信道估计能够与实际信道相匹配，保证了系统性能。
第一种应用场景：频域信道估计，该场景下，时间维度设置为当前时刻，其中，对任一子帧的频域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，第一变换处理模块具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取当前子帧的第一频域信道响应，并对所述第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，其中，所述第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为NF×NF，NF表示频域维度上插入的导频信息的个数；
第二变换处理模块具体用于：对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，其中，所述第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为Nc×Nc，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，所述加权处理模块确定出的所述第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j为确定出的加权系数， 表示第j个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，j为时间分量且j取当前子帧，|·|是求模运算，σ2为噪声功率。
优选的，所述加权处理模块确定出的所述第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数中的具体为：
其中，且表示第(j-N)个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，r为设定的平滑因子且0≤r＜1，N表示前一次信道估计获取到的第一变换域信道响应对应的子帧与当前子帧的偏移量。
该场景下，所述第二变换处理模块在对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第一变换域信道响应的末尾补上（Nc-NF）个零元素。
第二种应用场景：时域信道估计，该场景下，频率维度设置为任一子载波，其中，对任一子载波的时域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，所述第一变换处理模块具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对所述第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，所述第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为（2NF-1）×（2NF-1），NF表示时间维度上插入的导频信息的个数；
所述第二变换处理模块具体用于：对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，所述第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，所述第一变换处理模块具体用于：
在所述第二频域信道响应的末尾补上（NF-1）个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
该场景下，作为一种优选的方式，所述加权处理模块确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
该场景下，作为另一种优选的方式，所述加权处理模块确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
其中，表示所述第二频域信道响应中的第j′个元素。
该场景下，所述第二变换处理模块在对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
本发明实施例还提供了一种接收端设备，该接收端设备包括收发信机、以及与该收发信机连接的处理器，其中：
收发信机被配置用于：接收发射端设备发送的信号以及导频信息；
处理器被配置用于：根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对该频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；确定变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，第二傅里叶变换处理与第一傅里叶变换处理互为逆运算。
本发明实施例提供的接收端设备，通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量；另外，本发明实施例中由于根据确定的加权系数对第一次傅里叶变换后的变换域信道响应中的各元素进行了加权处理，因此，得到的信道估计能够与实际信道相匹配，保证了系统性能。
第一种应用场景：频域信道估计，该场景下，时间维度设置为当前时刻，其中，对任一子帧的频域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，处理器被配置具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取当前子帧的第一频域信道响应，并对该第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为NF×NF，NF表示频域维度上插入的导频信息的个数；确定第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，其中，第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为Nc×Nc，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，处理器确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j为确定出的加权系数， 表示第j个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，j为时间分量且j取当前子帧，|·|是求模运算，σ2为噪声功率。
优选的，处理器确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数中的具体为：
其中，且表示第(j-N)个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，r为设定的平滑因子且0≤r＜1，N表示前一次信道估计获取到的第一变换域信道响应对应的子帧与当前子帧的偏移量。
该场景下，处理器在对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第一变换域信道响应的末尾补上（Nc-NF）个零元素。
第二种应用场景：时域信道估计，该场景下，频率维度设置为任一子载波，其中，对任一子载波的时域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，处理器被配置具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对该第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为（2NF-1）×（2NF-1），NF表示时间维度上插入的导频信息的个数；确定第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，该第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，处理器被配置具体用于：
在该第一频域信道响应的末尾补上（NF-1）个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及，对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
该场景下，作为一种优选的方式，处理器确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
该场景下，作为另一种优选的方式，处理器确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取固定值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
其中，表示第二频域信道响应中的第j′个元素。
该场景下，处理器在对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
附图说明
图1为本发明提供的一种信道估计方法的流程示意图；
图2为本发明提供的一种信道估计装置的示意图；
图3为本发明提供的另一种信道估计装置的示意图。
具体实施方式
本发明通过两次互逆的傅里叶变换，得到与实际信道相匹配的信道估计值，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，在保证系统性能的情况下，降低了信道估计的计算量。
下面结合说明书附图对本发明实施例作进一步详细描述。应当理解，此处所描述的实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
参见图1所示，本发明实施例一种信道估计方法，该方法包括：
步骤11、根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对该频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应。
具体的，对于单载波系统，只能在时间轴方向上插入导频信息，以实现信道估计，根据接收信号中插入的导频信息，可以获取到时间维度的频域信道响应；对于多载波系统，可以同时在时间轴和频域轴两个方向上插入导频信息，根据接收信号中插入的导频信息，可以获取到时间维度和频率维度的频域信道响应，其中，在进行频域信道估计时，导频信息从频域维度，在接收信号中是等间距分布的；在进行时域信道估计时，导频信息从时间维度，在接收信号中也是等间距分布的。
步骤12、确定该变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该变换域信道响应中的各元素进行加权处理。
步骤13、对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，第二傅里叶变换处理与第一傅里叶变换处理互为逆运算。
在实施中，第一傅里叶变换处理与第二傅里叶变换处理互为逆运算，具体为：若第一傅里叶变换处理为离散傅里叶变换（DFT），则第二傅里叶变换处理为离散傅里叶变换逆变换（IDFT）；若第一傅里叶变换处理为离散傅里叶逆变换（IDFT），则第二傅里叶变换处理为离散傅里叶变换变换（DFT）。
本发明实施例中，根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对该频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；确定变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计。由于本发明实施例通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量；另外，本发明实施例中由于根据确定的加权系数对第一次傅里叶变换后的变换域信道响应中的各元素进行了加权处理，因此，得到的信道估计能够与实际信道相匹配，保证了系统性能。
本发明实施例的方法的执行主体为接收端设备，该接收端设备可以为终端，也可以为基站。
在实施中，根据所实现的信道估计的维度不同（即频率维度和时间维度），处理过程也有所不同，所确定的加权系数也不同，下面分别对频域信道估计和时域信道估计进行说明。
第一种应用场景：频域信道估计，该场景下，时间维度设置为当前时刻，其中，对任一子帧的频域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，步骤11具体为：根据接收信号中的导频信息，获取当前子帧的第一频域信道响应，并对该第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为NF×NF，NF表示频域维度上插入的导频信息的个数。
具体的，本步骤中获取到的当前子帧的频域信道响应，记为向量该中的各元素为其中，i′为频域分量，且i'＝0,1,…,NF-1；j为时间分量且j取当前子帧。对于频域信道估计来说，本步骤中得到的频域信道响应为当前子帧的频域信道响应，即j取当前子帧，由于为了说明频域维度的信道估计，因此，为了便于理解，将中表示时间维度的标号j省略，简写为
本步骤中，对该第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到的第一变换域信道响应即为时域信道响应。
本步骤中，Np表示频域维度上插入的导频信息的间隔，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，步骤12具体为：确定第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理。
该场景下，步骤13具体为：对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，其中，第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为Nc×Nc，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，Np表示频域维度上插入的导频信息的间隔。
该场景下，在实施中，步骤11中，获取当前子帧的第一频域信道响应，具体包括如下步骤：
对接收信号做快速傅氏变换（Fast Fourier Transformation，FFT），得到频域接收信号，即Ri＝HiSi+Ni，其中，i表示用于承载接收信号的子载波，i＝0,1,…,Nc-1，Ni表示加性高斯白噪声，Si表示发射端的导频信息；
将在频域中插入的导频信息Ri′取出（此处导频信息在频域维度上等间隔分布，即任意相邻两个插入了导频信息的子载波之间包含的子载波个数相等）；
以及，根据频域接收信号，获取当前子帧的第一频域信道响应，即其中Si'是发射端发送的频域导频信息，由（i′＝0,1,…,NF-1）构成第一频域信道响应
该场景下，在实施中，步骤11中，对该第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，记为向量该中各元素为由于j为当前子帧，为了便于理解，简写为
具体的，其中，Fp为NF×NF维度的傅里叶变换矩阵，上标H表示共轭转置。
该场景下，在实施中，步骤12中，确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j为确定出的加权系数， 表示第j个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，j为时间分量且j取当前子帧，|·|是求模运算，σ2为噪声功率，且σ2＝1/SNR。
该场景下，步骤12中，根据确定的加权系数对该第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理后的各元素的值为由于j取当前子帧，为了便于理解，上述公式可以简写为
由于该加权系数是根据当前子帧的频域信道响应确定的，即通过单个OFDM符号估计得到的因此，确定出的加权系数的精度较低，使得后续得到的频域信道估计精度低，为了提高频域信道估计的精度，可对一段时间内获取到的频域信道响应得到的各P向量中的各元素做平滑处理，以得到更高精度的加权系数，其中，P是由Pi′,j构成的向量。优选的，步骤12中确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数中的具体为：
其中，且表示第(j-N)个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，r为设定的平滑因子且0≤r＜1，N表示前一次信道估计获取到的第一变换域信道响应对应的子帧与当前子帧的偏移量。
在实施中，由于第一傅里叶变换处理后的第一变换域信道响应为NF维度的向量，而第二傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为Nc×Nc维度的矩阵，因此，步骤12中根据确定的加权系数对第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理之后，且步骤13中对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，该方法还包括：
在加权处理后的第一变换域信道响应的末尾补上（Nc-NF）个零元素，以使第一变换域信道响应为NC维度的向量。
具体的，其中，上标T表示对矩阵或向量求转置。
进一步，对进行第二傅里叶变换处理，得到滤波后的频域信道估计；
具体的，其中，为得到的滤波后的频域信道估计向量，为Nc×Nc维度的傅里叶变换矩阵。
第二种应用场景：时域信道估计，该场景下，频率维度设置为任一子载波，其中，对任一子载波的时域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，步骤11具体为：根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对该第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为（2NF-1）×（2NF-1），NF表示时间维度上插入的导频信息的个数。
具体的，本步骤中获取到的任一载波在时间维度上的频域信道响应，记为向量该中的各元素为其中，i′为频域分量且取固定值（可以为任一子载波）；j′为时间分量，且j'＝0,1,2,…,NF-1。对于时域信道估计来说，本步骤中得到的第二频域信道响应为任一子载波在时间维度上的频域信道响应，即i'取固定值，可以取用于承载导频信息的子载波中的任一个子载波，为了说明时间维度的信道估计，便于理解，将中表示频率维度的标号i′省略，简写为
该场景下，步骤12具体为：确定第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理。
该场景下，步骤13具体为：对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，该第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，Np表示时间维度上插入的导频信息的间隔。
该场景下，在实施中，步骤11中，获取任一子载波在时间维度上的第一频域信道响应，具体包括如下步骤：
对接收数据做DFT变换，得到频域接收信号，即Ri,j'＝Hi,j'×Si,j'+Ni,j'，其中，i为频域分量，表示用于承载接收信号的子载波，i＝0,1,…,Nc-1，Ni,j′表示加性高斯白噪声，Si,j'表示发射端发送的导频信息；Ri,j'是接收端接收到的经过待检测信道的导频信息。
将在频域中插入的导频信息Ri',j'取出（此处导频信息在时间维度上等间隔分布，即任意相邻两个插入了导频信息的子帧之间包含的子帧个数相等）；
以及，根据频域接收信号，获取任一子载波在时间维度上的频域信道响应，即其中Sj'是发射端发送的频域导频信息，由（j′＝0,1,2,…,NF-1）构成第二频域信道响应
该场景下，在实施中，步骤11中，由于第二频域信道响应为NF维度的向量，而第一傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为(2*NF-1)×(2*NF-1)维度的矩阵，因此，在对该第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，具体包括：
在该第一频域信道响应的末尾补上（NF-1）个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及，
对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
该场景下，作为一种优选的方式，步骤12中，确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
该方式下，假设两个导频信息的时间相关系数R(τ)＝J0(2π*ff*τ)，这样可以通过该公式推算出ff的值，进而通过第一类0阶贝塞尔函数确定出多个时间点的相关系数。
该场景下，作为另一种优选方式，步骤12中，确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
其中，表示第二频域信道响应中的第j′个元素。
在实施中，由于第一傅里叶变换处理后得到的第二变换域信道响应为（2NF-1）×1维度的向量，而第二傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为(2NC-1)×(2NC-1)维度的矩阵，因此，步骤12中根据确定的加权系数对第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理之后，且步骤13中对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，该方法还包括：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素，以使第二变换域信道响应为(2NC-1)×1维度的向量。
优选的，先对加权处理后的第二变换域信道响应进行频偏校准处理，再在处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
上述方法处理流程可以用软件程序实现，该软件程序可以存储在存储介质中，当存储的软件程序被调用时，执行上述方法步骤。
基于同一发明构思，本发明实施例中还提供了一种信道估计装置，由于该子帧解决问题的原理与上述信道估计方法相似，因此该装置的实施可以参见方法的实施，重复之处不再赘述。
参见图2所示，本发明实施例还提供了一种信道估计装置，该装置包括：
第一变换处理模块21，用于根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对该频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；
加权处理模块22，用于确定变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该变换域信道响应中的各元素进行加权处理；
第二变换处理模块23，用于对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，第二傅里叶变换处理与第一傅里叶变换处理互为逆运算。
在实施中，第一傅里叶变换处理与第二傅里叶变换处理互为逆运算，具体为：若第一傅里叶变换处理为离散傅里叶变换（DFT），则第二傅里叶变换处理为离散傅里叶变换逆变换（IDFT）；若第一傅里叶变换处理为离散傅里叶逆变换（IDFT），则第二傅里叶变换处理为离散傅里叶变换变换（DFT）。
本发明实施例提供的装置，通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量；另外，本发明实施例中由于根据确定的加权系数对第一次傅里叶变换后的变换域信道响应中的各元素进行了加权处理，因此，得到的信道估计能够与实际信道相匹配，保证了系统性能。
本发明实施例提供的装置为接收端设备，该接收端设备可以为终端，也可以为基站。
在实施中，根据所实现的信道估计的维度不同（即频率维度和时间维度），处理过程也有所不同，所确定的加权系数也不同，下面分别对频域信道估计和时域信道估计进行说明。
第一种应用场景：频域信道估计，该场景下，时间维度设置为当前时刻，其中，对任一子帧的频域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，第一变换处理模块21具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取当前子帧的第一频域信道响应，并对该第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为NF×NF，NF表示频域维度上插入的导频信息的个数。
加权处理模块22具体用于：确定第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理。
第二变换处理模块23具体用于：对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，其中，第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为Nc×Nc，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，Np表示频域维度上插入的导频信息的间隔。
该场景下，在实施中，第一变换处理模块21获取当前子帧的第一频域信道响应，具体包括：
对接收信号做FFT变换，得到频域接收信号，即Ri＝HiSi+Ni，其中，i表示用于承载接收信号的子载波，i＝0,1,…,Nc-1，Ni表示加性高斯白噪声，Si表示发射端的导频信息；将在频域中插入的导频信息Ri′取出（此处导频信息在频域维度上等间隔分布，即任意相邻两个插入了导频信息的子载波之间包含的子载波个数相等）；以及，根据频域接收信号，获取当前子帧的第一频域信道响应，即其中Si'是发射端发送的频域导频信息，由（i′＝0,1,…,NF-1）构成第一频域信道响应
该场景下，加权处理模块22确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j为确定出的加权系数， 表示第j个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，j为时间分量且j取当前子帧，|·|是求模运算，σ2为噪声功率。
由于该加权系数是根据当前子帧的频域信道响应确定的，即通过单符号估计得到的因此，加权处理模块22确定出的加权系数的精度较低，使得后续得到的频域信道估计精度低，为了提高频域信道估计的精度，可对一段时间内获取到的频域信道响应得到的各P向量中的各元素做平滑处理，以得到更高精度的加权系数，其中，P是由Pi′,j构成的向量。优选的，加权处理模块22确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数中的具体为：
其中，且表示第(j-N)个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，r为设定的平滑因子且0≤r＜1，N表示前一次信道估计获取到的第一变换域信道响应对应的子帧与当前子帧的偏移量。
在实施中，由于第一傅里叶变换处理后的第一变换域信道响应为NF维度的向量，而第二傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为Nc×Nc维度的矩阵，因此，第二变换处理模块23在对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第一变换域信道响应的末尾补上（Nc-NF）个零元素。
第二种应用场景：时域信道估计，该场景下，频率维度设置为任一子载波，其中，对任一子载波的时域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，第一变换处理模块21具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对该第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为（2NF-1）×（2NF-1），NF表示时间维度上插入的导频信息的个数。
加权处理模块22具体用于：确定第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理。
第二变换处理模块23具体用于：对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，该第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，第一变换处理模块21获取任一子载波在时间维度上的第一频域信道响应，具体包括如下步骤：
对接收数据做DFT变换，得到频域接收信号，即Ri,j'＝Hi,j'Si,j'+Ni,j'，其中，i为时间分量，表示用于承载接收信号的子载波，i＝0,1,…,Nc-1，Ni,j′表示加性高斯白噪声，Si,j'表示发射端发送的导频信息，Ri,j'是接收端接收到的经过待检测信道的导频信息；将在频域中插入的导频信息Ri',j'取出（此处导频信息在时间维度上等间隔分布，即任意相邻两个插入了导频信息的子帧之间包含的子帧个数相等）；以及，根据频域接收信号，获取任一子载波在时间维度上的频域信道响应，即其中Sj'是发射端发送的频域导频信息，由（j′＝0,1,2,…,NF-1）构成第二频域信道响应
该场景下，Np表示时间维度上插入的导频信息的间隔。
该场景下，由于第二频域信道响应为NF维度的向量，而第一傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为(2*NF-1)×(2*NF-1)维度的矩阵，因此，第一变换处理模块21具体用于：
在该第一频域信道响应的末尾补上（NF-1）个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及，对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
该场景下，作为一种优选的方式，加权处理模块22确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
该场景下，作为另一种优选的方式，加权处理模块22确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
其中，表示第二频域信道响应中的第j′个元素。
在实施中，由于第一傅里叶变换处理后得到的第二变换域信道响应为（2NF-1）×1维度的向量，而第二傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为(2NC-1)×(2NC-1)维度的矩阵，因此，第二变换处理模块23在对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
优选的，第二变换处理模块23先对加权处理后的第二变换域信道响应进行频偏校准处理，再在处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
下面结合优选的硬件结构，对本发明实施例提供的接收端设备的结构、处理方式进行说明。
参见图3所示，该接收端设备包括收发信机31、以及与该收发信机31连接的处理器32，其中：
收发信机31被配置用于接收发射端设备发送的信号以及导频信息；
处理器32被配置用于根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对该频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；确定变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，第二傅里叶变换处理与第一傅里叶变换处理互为逆运算。
在实施中，第一傅里叶变换处理与第二傅里叶变换处理互为逆运算，具体为：若第一傅里叶变换处理为离散傅里叶变换（DFT），则第二傅里叶变换处理为离散傅里叶变换逆变换（IDFT）；若第一傅里叶变换处理为离散傅里叶逆变换（IDFT），则第二傅里叶变换处理为离散傅里叶变换变换（DFT）。
本发明实施例提供的接收端设备，通过两次互逆的傅里叶变换，确定信道估计，由于无需进行矩阵求逆的运算，因此，降低了信道估计的计算量；另外，本发明实施例中由于根据确定的加权系数对第一次傅里叶变换后的变换域信道响应中的各元素进行了加权处理，因此，得到的信道估计能够与实际信道相匹配，保证了系统性能。
本发明是所提供的接收端设备可以为终端，也可以为基站。
在实施中，根据所实现的信道估计的维度不同（即频率维度和时间维度），处理过程也有所不同，所确定的加权系数也不同，下面分别对频域信道估计和时域信道估计进行说明。
第一种应用场景：频域信道估计，该场景下，时间维度设置为当前时刻，其中，对任一子帧的频域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，处理器32被配置具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取当前子帧的第一频域信道响应，并对该第一频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第一变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为NF×NF，NF表示频域维度上插入的导频信息的个数；确定第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第一变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到频域维度的信道估计，其中，第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为Nc×Nc，Nc表示计算出的频域维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，处理器32确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数具体为：
其中，Pi′,j为确定出的加权系数， 表示第j个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，j为时间分量且j取当前子帧，|·|是求模运算，σ2为噪声功率。
由于该加权系数是根据当前子帧的频域信道响应确定的，即通过单符号估计得到的因此，处理器32确定出的加权系数的精度较低，使得后续得到的频域信道估计精度低，为了提高频域信道估计的精度，可对一段时间内获取到的频域信道响应得到的各P向量中的各元素做平滑处理，以得到更高精度的加权系数，其中，P是由Pi′,j构成的向量。优选的，处理器32确定出的第一变换域信道响应中的各元素对应的加权系数中的具体为：
其中，且表示第(j-N)个子帧的第一变换域信道响应中的第i'个元素，r为设定的平滑因子且0≤r＜1，N表示前一次信道估计获取到的第一变换域信道响应对应的子帧与当前子帧的偏移量。
在实施中，由于第一傅里叶变换处理后的第一变换域信道响应为NF维度的向量，而第二傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为Nc×Nc维度的矩阵，因此，处理器32在对加权处理后的第一变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第一变换域信道响应的末尾补上（Nc-NF）个零元素。
第二种应用场景：时域信道估计，该场景下，频率维度设置为任一子载波，其中，对任一子载波的时域信道估计的实现过程都是相同的。
该场景下，处理器32被配置具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对该第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为（2NF-1）×（2NF-1），NF表示时间维度上插入的导频信息的个数；确定第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对该第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理；以及，对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，该第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数。
该场景下，由于第二频域信道响应为NF维度的向量，而第一傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为(2NF-1)×(2NF-1)维度的矩阵，因此，处理器32被配置具体用于：
在该第一频域信道响应的末尾补上（NF-1）个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及，对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
该场景下，作为一种优选的方式，处理器32确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
该场景下，作为另一种优选的方式，处理器32确定出的第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取（0,1,2,…,NF-1）中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
其中，表示第二频域信道响应中的第j′个元素。
在实施中，由于第一傅里叶变换处理后得到的第二变换域信道响应为（2NF-1）×1维度的向量，而第二傅里叶变换处理所使用的傅里叶变换矩阵为(2NC-1)×(2NC-1)维度的矩阵，因此，处理器32在对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
优选的，处理器32先对加权处理后的第二变换域信道响应进行频偏校准处理，再在处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×（Nc-NF）个零元素。
需要说明的是，本发明实施例中使用了“第一”、“第二”等字样，只是为了区别频域信道估计与时域信道估计，并不是对数量进行限制，其中，“第一”表示频域信道估计过程中涉及到的各物理量，“第二”表示时域信道估计过程中涉及到的各物理量。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备（系统）、和计算机程序产品的流程图和／或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和／或方框图中的每一流程和／或方框、以及流程图和／或方框图中的流程和／或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (8)

1.一种信道估计方法，其特征在于，该方法包括：
根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；
确定所述变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对所述变换域信道响应中的各元素进行加权处理；
对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，所述第二傅里叶变换处理与所述第一傅里叶变换处理互为逆运算；
其中，根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应，具体包括：
根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对所述第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，所述第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NF-1)×(2NF-1)，NF表示时间维度上插入的导频信息的个数；
对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，具体包括：
对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，所述第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数；
在根据确定的加权系数对所述第二变换域信道响应中的各元素进行加权处理之后，且对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，所述方法还包括：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×(Nc-NF)个零元素。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对所述第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，具体包括：
在所述第二频域信道响应的末尾补上(NF-1)个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及，
对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
<mrow> <msub> <mi>P</mi> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>/</mo> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <msup> <mi>&amp;sigma;</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>=</mo> <mn>0</mn> <mo>,</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mn>2</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>;</mo> </mrow>
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取(0,1,2,…,NF-1)中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
<mrow> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mo>=</mo> <mi>D</mi> <mi>F</mi> <mi>T</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mo>(</mo> <mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mo>)</mo> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mo>(</mo> <mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mo>)</mo> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <mn>...</mn> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mo>;</mo> </mrow>
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
<mrow> <msub> <mi>P</mi> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>/</mo> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <msup> <mi>&amp;sigma;</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>=</mo> <mn>0</mn> <mo>,</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mn>2</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>;</mo> </mrow>
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取(0,1,2,…,NF-1)中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
<mrow> <mi>X</mi> <mo>=</mo> <mi>D</mi> <mi>F</mi> <mi>T</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>0</mn> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>1</mn> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>2</mn> </msub> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </msub> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>2</mn> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mo>;</mo> </mrow>
其中，表示所述第二频域信道响应中的第j′个元素。
5.一种信道估计装置，其特征在于，该装置包括：
第一变换处理模块，用于根据接收信号中的导频信息，获取频域信道响应，并对所述频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到变换域信道响应；
加权处理模块，用于确定所述变换域信道响应中的各元素对应的加权系数，并根据确定的加权系数对所述变换域信道响应中的各元素进行加权处理；
第二变换处理模块，用于对加权处理后的变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理，得到信道估计，其中，所述第二傅里叶变换处理与所述第一傅里叶变换处理互为逆运算；
其中，所述第一变换处理模块具体用于：根据接收信号中的导频信息，获取任一子载波在时间维度上的第二频域信道响应，并对所述第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应，其中，所述第一傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NF-1)×(2NF-1)，NF表示时间维度上插入的导频信息的个数；
所述第二变换处理模块具体用于：对加权处理后的第二变换域信道响应进行第二傅里叶变换处理，并将得到的向量中的前Nc个元素作为时域维度的信道估计，所述第二傅里叶变换处理使用的傅里叶变换矩阵的维度为(2NC-1)×(2NC-1)，Nc表示计算出的时间维度接收信号的信道估计的个数；
所述第二变换处理模块在对加权处理后的第二变换域信道响应，进行第二傅里叶变换处理之前，还用于：
在加权处理后的第二变换域信道响应的中间补上2×(Nc-NF)个零元素。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第一变换处理模块具体用于：
在所述第二频域信道响应的末尾补上(NF-1)个零元素，得到(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应；以及对得到的(2NF-1)×1维度的第二频域信道响应进行第一傅里叶变换处理，得到第二变换域信道响应。
7.如权利要求5或6所述的装置，其特征在于，所述加权处理模块确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
<mrow> <msub> <mi>P</mi> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>/</mo> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <msup> <mi>&amp;sigma;</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>=</mo> <mn>0</mn> <mo>,</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mn>2</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>;</mo> </mrow>
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取(0,1,2,…,NF-1)中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；为向量中的元素；向量具体为：
<mrow> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mo>=</mo> <mi>D</mi> <mi>F</mi> <mi>T</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>0</mn> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mo>(</mo> <mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mo>)</mo> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mo>(</mo> <mrow> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mo>)</mo> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <mn>...</mn> <mo>,</mo> <msub> <mi>J</mi> <mn>0</mn> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mo>*</mo> <mi>f</mi> <mi>f</mi> <mo>*</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mo>;</mo> </mrow>
其中，DFT[]表示离散傅里叶变换，J0()表示第一类0阶贝塞尔函数，τ表示相邻两个导频信息的时间差，ff表示最大多普勒频偏。
8.如权利要求5或6所述的装置，其特征在于，所述加权处理模块确定出的所述第二变换域信道响应中的各元素对应的加权系数为：
<mrow> <msub> <mi>P</mi> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>/</mo> <mrow> <mo>(</mo> <msub> <mover> <mi>p</mi> <mo>~</mo> </mover> <mrow> <msup> <mi>i</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> </mrow> </msub> <mo>+</mo> <msup> <mi>&amp;sigma;</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>)</mo> </mrow> <mo>,</mo> <msup> <mi>j</mi> <mo>&amp;prime;</mo> </msup> <mo>=</mo> <mn>0</mn> <mo>,</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mn>2</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>;</mo> </mrow>
其中，Pi′,j′为确定出的加权系数，i′为频域分量，表示插入了所述导频信息的任一子载波且i′取(0,1,2,…,NF-1)中的任一值，j′为时间分量，σ2为噪声功率；是|Xi′,j'|2的长时统计均值，Xi′,j'为X向量中的元素，X向量具体为：
<mrow> <mi>X</mi> <mo>=</mo> <mi>D</mi> <mi>F</mi> <mi>T</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>0</mn> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>1</mn> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>2</mn> </msub> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <msub> <mi>N</mi> <mi>F</mi> </msub> </msub> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>2</mn> </msub> <mo>,</mo> <msub> <mover> <mi>H</mi> <mo>~</mo> </mover> <mn>1</mn> </msub> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mo>;</mo> </mrow>
其中，表示所述第二频域信道响应中的第j′个元素。
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