CN101616104A - 正交频分复用系统的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法和装置，为解决现有技术中信道估计的精度的技术问题而发明。所述方法包括：利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，M为所述OFDM系统的导频数量；对M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，N为所述OFDM系统的子载波数量；对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；对第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。本发明能够减少信道估计的误差。

Description

正交频分复用系统的信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地，涉及一种用于正交频分复用系统的信道估计方法和装置。

背景技术

在移动无线通信的技术领域中，由于OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)技术能够提供高速率和高质量的通信服务，并且具有频带利用率高和抗多径能力强等优点，近年来在无线音频广播、无线视频广播、无线局域网等各方面得到广泛的应用。

OFDM系统的信道估计方法中，以基于已知导频序列进行时频二维内插方式的应用最为广泛。由于信道在时域和频域内的独立性，信道估计可以分解为频域方向和时域方向这两个相对独立的部分。通常导频在频域均匀分布，称为梳状导频。在频域方向，为了提高系统的频谱利用率，OFDM符号的所有子载波中只有部分用于导频的传输。传输导频信号的子载波称为导频子信道，传送信息数据的子载波称为信息子信道。而频域信道估计利用导频子载波进行。

在对导频梳状分布的OFDM系统进行信道估计时，可以根据LS(LeastSquare，最小平方)准则或MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)准则，信息子信道的传输函数可以利用导频子信道传输函数间的内插得到。

常用的内插方法包括：采用变换域的DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变换)内插等方法。如图1所示为DFT内插方法，利用信道冲击响应(CIR，Channel Impulse Response)与信道传输函数之间的关系，计算效率较高。DFT内插方法的基本思想是：通过DFT运算将信道估计问题在变换域中进行处理，这样降低了系统估计的运算量。如图1所示，实现过程包括：首先进行加窗处理，然后利用已求出的导频位置信道估计通过IDFT(InverseDiscrete Fourier Transform，离散傅里叶逆变换)计算时域CIR。然后，利用信号处理过程中在时域补零等效于在频域进行内插的原理，恢复信道的频率响应，对超出CP(Cyclic Prefix，循环前缀)长度的时域抽样值赋值为0。最后，将得到的CIR估计结果转换到频域，完成信道估计。

在实际的OFDM系统中，直流分量和部分频带边缘的子载波(称为虚拟子载波)不被使用，这将严重影响DFT内插方法的性能。图2为现有技术中使用加窗DFT进行信道估计方法的频域估计结果的幅度，仿真使用的系统参数配置为，子载波数量N＝1024，占用子载波共600个，仿真中的导频位置数据全部设为1，可以认为这时的信道是单位增益单径无噪声信道，理想的信道估计结果应该是在所有子载波位置都为1。可以看到，在经过变换域处理之后，直流分量和频带边缘部分有较大的信道估计误差，其他使用的子载波位置上的信道估计结果也存在一定的误差，这将影响信道估计的精度。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种正交频分复用系统的信道估计方法和装置，能够减少信道估计误差。

为解决上述技术问题，本发明的实施例提供技术方案如下：

一方面，提供一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法，包括：

利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；

对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M；

对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；

对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；

对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。

所述对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤之前，还包括：

对所述M点信道估计序列进行加窗处理，生成加窗后的M点信道估计序列；

所述对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤具体为：

对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

所述对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤包括：

保持所述加窗后的M点信道估计序列中M点导频位置的信道估计值不变，将N-M点非导频位置的信道估计值设置为0，生成第二N点频域序列；

对所述第二N点频域序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

所述对所述第二N点频域序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤具体为：对所述第二N点频域序列进行快速傅里叶逆变换IFFT运算，生成第一N点时域序列；

所述对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列的步骤具体为：对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行快速傅里叶变换FFT运算，生成第一N点频域响应序列。

所述对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列的步骤具体为：

n为所述第一N点时域序列的序号，当0≤n≤G-1或者N-G+1≤n≤N-1时，保持所述第一N点时域序列中序号对应的数值不变；当G-1＜n＜N-G+1时，将所述第一N点时域序列中序号对应的数值设置为零，生成第一时域信道冲击响应序列，其中，G为所述正交频分复用的循环前缀长度。

所述对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果的步骤之前，还包括：

获取所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的序号；

所述对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果的步骤具体为：

获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数；

根据所述占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数，对所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值进行联合补偿，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的信道估计结果。

所述获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数的步骤包括：

将M点导频信道的估计结果设置为1，生成导频位置的M点信道校正序列；

对所述M点信道校正序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第二N点时域序列；

对所述第二N点时域序列进行选择性置零，生成第二N点时域信道冲击响应序列；

对所述第二N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第三N点频域序列；

分别对所述第三N点频域序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值求倒数，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数。

另一方面，提供一种正交频分复用OFDM系统的信道估计装置，包括：

信道估计序列生成单元，用于利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；

离散傅立叶逆变换运算单元，用于对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M；

选择性置零单元，用于对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；

离散傅立叶变换运算单元，用于对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；

联合补偿单元，用于对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。

所述的正交频分复用系统的信道估计装置，还包括：加窗单元，用于对所述M点信道估计序列进行加窗处理，生成加窗后的M点信道估计序列；

所述离散傅立叶逆变换运算单元具体为：对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

所述的正交频分复用系统的信道估计装置，还包括：获取单元，用于获取所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的序号；

所述联合补偿单元包括：

获取子单元，用于获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数；

联合补偿子单元，用于根据所述占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数，对所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值进行联合补偿，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的信道估计结果。

所述获取子单元包括：

信道校正序列生成子单元，用于将M点导频信道的估计结果设置为1，生成导频位置的M点信道校正序列；

离散傅立叶逆变换运算子单元，用于对所述M点信道校正序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第二N点时域序列；

选择性置零子单元，用于对所述第二N点时域序列进行选择性置零，生成第二N点时域信道冲击响应序列；

离散傅立叶变换运算子单元，用于对所述第二N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第三N点频域序列；

联合补偿系统生成子单元，用于分别对所述第三N点频域序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值求倒数，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数。

本发明的实施例具有以下有益效果：

上述方案中，利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M；对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。通过对实际的信道估计结果进行联合补偿，能够有效清除估计误差。

附图说明

图1为现有技术中加窗DFT信道估计方法的流程示意图；

图2为现有技术中加窗DFT方法频域估计结果幅度；

图3为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法的一实施例的流程示意图；

图4为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法的另一实施例的流程示意图；

图5为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法的应用场景的流程示意图；

图6为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法和现有技术中的加窗DFT方法的信道估计MSE性能比较示意图；

图7为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法和现有技术中的加窗DFT方法的接收BER性能比较示意图；

图8为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法应用场景的EPA信道模型参数图；

图9为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计方法应用场景的EVA信道模型参数图；

图10为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计装置的一实施例的结构示意图；

图11为本发明实施例所述的正交频分复用OFDM系统的信道估计装置的另一实施例的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的实施例要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。

本发明的实施例针对现有技术中信道估计结果误差比较大的问题，提供一种一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法和装置。

如图3所示，为本发明实施例所述的一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法的一实施例，包括：

步骤31，利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；

步骤32，对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M；

步骤33，对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；

步骤34，对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；

步骤35，对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。

上述方案中，通过对实际的信道估计结果进行联合补偿，能够有效清除估计误差。

如图4所示，为本发明所述的一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法的另一实施例，包括：

步骤41，利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量。

步骤42，对所述M点信道估计序列进行加窗处理，生成加窗后的M点信道估计序列。加窗滤波的处理能够提高DFT内插方法的性能，减少了估计误差，通过选取有特定旁瓣特性的数据窗口来减少反变换后信道能量的扩散，从而改善了估计效果。

步骤43，保持所述加窗后的M点信道估计序列中M点导频位置的信道估计值不变，将N-M点非导频位置的信道估计值设置为0，生成第二N点频域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M，该步骤为补零处理。本领域技术人员可以理解，可以先执行步骤43的补零处理，然后执行步骤42的加窗处理，也可以先执行步骤42的加窗处理，然后执行步骤43的补零处理，本发明不限于此。

步骤44，对所述第二N点频域序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。步骤44可以为：对所述第二N点频域序列进行快速傅里叶逆变换IFFT运算，生成第一N点时域序列。由于DFT有快速算法，因此降低了实现的复杂度，并且提高了处理的实时性，适合于实际系统的需要。

步骤45，对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列。步骤45具体为：n为所述第一N点时域序列的序号，当0≤n≤G-1或者N-G+1≤n≤N-1时，保持所述第一N点时域序列中序号对应的数值不变；当G-1＜n＜N-G+1时，将所述第一N点时域序列中序号对应的数值设置为零，生成第一时域信道冲击响应序列，其中，G为所述正交频分复用系统的循环前缀长度。

步骤46，对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列。步骤46具体为：对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行快速傅里叶变换FFT运算，生成第一N点频域响应序列。

步骤47，获取所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的序号。

步骤48，获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数。

步骤49，根据所述占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数，对所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值进行联合补偿，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的信道估计结果。

其中，步骤48具体实现可以包括：

步骤481，将M点导频信道的估计结果设置为1，生成导频位置的M点信道校正序列；

步骤482，对所述M点信道校正序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第二N点时域序列；

步骤483，对所述第二N点时域序列进行选择性置零，生成第二N点时域信道冲击响应序列；

步骤484，对所述第二N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第三N点频域序列；

步骤485，分别对所述第三N点频域序列中序号为n的对应数值求倒数，生成所述第一N点频域响应序列中序号为n的子载波位置的联合补偿系数。

上述方案中，在计算联合补偿系数时，通过使用校正导频作为信道估计算法的输入，可对各步骤对估计结果的波动进行联合估计，从而计算出联合补偿系数。使用此系数对实际的信道估计结果进行补偿，可以有效消除估计误差，提高系统性能。另外，由于联合补偿系数只需要计算一次，考虑到传统的加窗DFT信道估计算法也需要在每个占用子载波位置进行去窗处理，因此本发明方法实时运算与传统加窗DFT方法相比，不会增加计算复杂度。本方法有效地提高了基于DFT内插的信道估计方法的精度，且实现复杂度低，适合于硬件实现。

本发明提出了一种频域方向的内插信道估计方法，在提高基于DFT的信道估计方法的性能，有效地消除了误差，降低了信道估计MSE(Mean SquareError，均方误差)。如图5所示，为本发明所述的一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法的应用场景。该应用场景中，采用的OFDM系统符合3GPP(the 3rd Generation Partner Project，第三代合作伙伴计划)的长期演进(LTE，Long Term Evolution)的物理层标准3GPP TS 36.211 V8.5.0，模式为单天线10MHz带宽，循环前缀长度为常规长度，每个子载波上的参考导频的能量与普通数据信号能量都进行归一化处理。该应用场景中，子载波数量N＝1024，占用子载波共600个。该应用场景中，正交频分复用系统的信道估计方法包括以下步骤：

步骤1，接收端利用本地导频序列和接收信号，获取M点导频子载波位置的信道估计序列

m＝0，...，N-1。N为接收端OFDM符号的子载波总数，M为所述OFDM系统的导频数量。具体来讲，该步骤可以为：系统完成同步之后，接收端使用LS算法在导频位置进行信道估计，即

${\hat{H}}_q\left(m\right)=Y\left(m\right)/P\left(m\right),$ m＝6，12，...，300，729，735，...，1023

其中，Y(m)和P(m)分别为导频接收信号和本地导频序列。本领域人员明白，该步骤可以采用其他算法在导频位置进行信道估计，本发明不限于此。

步骤2，对子载波位置的信道估计序列补零，令非导频位置的信道估计值为0，导频位置信道估计值不变，得到N点频域序列

n＝0，...，N-1，该步骤为补零处理。

步骤3，进行IDFT前进行加窗处理。令窗函数系数为w(n)，n＝0，...，N-1，则加窗后频域数据为

${\hat{H}}_{\mathrm{win}}\left(n\right)={\hat{H}}_q^{\′}\left(n\right)*w\left(n\right),$ n＝0，...，N-1            (1)

具体可以为，使用Hamming(海明)窗函数w(n)＝0.54-0.46cos(2πn/N)，n＝0，...，N-1，通过式(1)得到加窗后频域数据。本发明还可以使用其他加窗函数，本发明不限于此。

本领域技术人员可以理解，可以先进行步骤2的补零处理，再进行步骤3的加窗处理。或者先执行步骤3的加窗处理，再执行步骤2补零处理，不发明不限于此。

步骤4，为得到时域CIR，对N点序列进行IDFT运算。为降低复杂度，使用N点IFFT代替IDFT运算。即对

n＝0，...，N-1进行IFFT运算，得到时域序列

n＝0，...，N-1。

步骤5，抑制噪声的同时，对得到的时域序列进行选择性置零，求得时域信道冲击响应CIR。可以根据循环前缀长度G进行，即N点时域序列中序号为0，1，...，G-1，N-G+1，N-G+2，...，N-1的数据不变，其余置零。具体为：

${\hat{h}}_{\mathrm{DFT}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_q\left(n\right),& n<\mathrm{Gorn}>N-G\\ 0,& G\&le;n\&le;N-G\end{array}\right.$

本应用场景中，循环前缀长度G为72，因此，

${\hat{h}}_{\mathrm{DFT}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_q\left(n\right),& n<72\mathrm{orn}>952\\ 0,& 72\&le;n\&le;952\end{array}\right.$

步骤6，对估计的时域信道冲击响应

n＝0，...，N-1做FFT变换，得到初步频域响应序列

n＝0，...，N-1。

步骤7，以子载波为单位，对占用子载波位置的初步频域响应

进行如式(2)的联合补偿，得到最终信道估计结果

具体为：

${\tilde{H}}_{\mathrm{DFT}}\left(n\right)={\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}\left(n\right)*c\left(n\right)---\left(2\right)$

其中，n为所述序列中占用子载波的序号，

为所述序号为n的子载波位置的信道估计结果，

为所述序号为n的子载波位置的对应数值，c(n)为所述序号为n的子载波位置的联合补偿系数，0≤n≤N-1。

以下描述联合补偿系数c(n)的计算方法如下：

首先，取用于校正的导频信道估计结果 ${\hat{H}}_q\left(m\right)=1,$ m＝0，...，N-1作为步骤1的输入，即，取用于校正的频域导频信道估计结果的单位校正序列 ${\hat{H}}_q\left(m\right)=1,$ m＝0，...，N-1作为输入；

然后，依次进行各个步骤的计算，直到得到校正结果 $H\left(n\right)={\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}\left(n\right),$ n＝0，...，N-1。具体为，经过与正常接收时相同的变换域信道估计处理过程，直到得到频域序列记为 $H\left(n\right)={\hat{H}}_{\mathrm{DFT}}\left(n\right),$ n＝0，...，N-1。即，依次进行上述与实际接收的信号相同的处理，加窗、IFFT、CIR重建、FFT，得到频域序列H(n)，n＝0，1，...，1023。

然后，进行求倒数，即c(n)＝1/H(n)，得到占用子载波位置的联合补偿系数。

图6和图7是现有技术的加窗DFT方法和本发明所述的信道估计方法在EPA(Extended Pedestrian A，扩展步行A信道)和EVA(Extended VehicularA，扩展车载A信道)信道下的信道估计MSE和接收BER(Bit Error Rate，比特误码率)仿真结果，考虑了最大多普勒频移分别为5Hz和70Hz，分别代表低多普勒频移和中度多普勒频移。仿真环境和参数是：一次仿真基于400个子帧，调制方式为64-QAM(正交振幅调变，Quadrate Amplitude Modulation)，图8和图9为EPA和EVA信道详细参数。两种方法使用的时域方向内插方法都为线性内插，仿真中假设系统已得到理想的同步。

图6和图7的仿真结果显示，在SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)低于10dB的环境下，加窗DFT方法的MSE性能稍微优于本发明的方法，但由于影响BER的主要因素是信道噪声，因此加窗DFT方法和本发明提出方法有几乎相同的BER性能。随着SNR的提高，加窗DFT方法本身的误差效果趋于明显，本发明提出方法从MSE和BER两方面性能都明显优于加窗DFT方法。因此可以看出，本发明提出的方法可以提供比加窗DFT方法更优良的接收性能。

如图10所示，为本发明所述的一种正交频分复用OFDM系统的信道估计装置10的一实施例，包括：

信道估计序列生成单元101，用于利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；

离散傅立叶逆变换运算单元102，用于对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M；

选择性置零单元103，用于对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；选择性置零单元103具体为：n为所述第一N点时域序列的序号，当0≤n≤G-1或者N-G+1≤n≤N-1时，保持所述第一N点时域序列中序号对应的数值不变；当G-1＜n＜N-G+1时，将所述第一N点时域序列中序号对应的数值设置为零，生成第一时域信道冲击响应序列，其中，G为循环前缀长度。

离散傅立叶变换运算单元104，用于对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；

联合补偿单元105，用于对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。

上述方案中，通过对实际的信道估计结果进行联合补偿，能够有效清除估计误差。

如图11所示，为本发明所述的正交频分复用系统的信道估计装置10的另一实施例，还包括：加窗单元106，用于对所述M点信道估计序列进行加窗处理，生成加窗后的M点信道估计序列；

所述离散傅立叶逆变换运算单元102具体为：对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

所述的正交频分复用系统的信道估计装置10还包括：

获取单元107，用于获取所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的序号。

所述联合补偿单元105具体为：对所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的对应数值进行联合补偿，生成信道估计结果。

其中，所述联合补偿单元105包括：

获取子单元，用于获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数；

联合补偿子单元，用于根据所述占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数，对所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值进行联合补偿，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的信道估计结果。

所述获取子单元包括：

信道校正序列生成子单元，用于将M点导频信道的估计结果设置为1，生成导频位置的M点信道校正序列；

离散傅立叶逆变换运算子单元，用于对所述M点信道校正序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第二N点时域序列；

选择性置零子单元，用于对所述第二N点时域序列进行选择性置零，生成第二N点时域信道冲击响应序列；

离散傅立叶变换运算子单元，用于对所述第二N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第三N点频域序列；

联合补偿系统生成子单元，用于分别对所述第三N点频域序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值求倒数，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数。

可选的，所述的正交频分复用系统的信道估计装置10还包括：

补零单元108，用于保持所述加窗后的M点信道估计序列中M点导频位置的信道估计值不变，将N-M点非导频位置的信道估计值设置为0，生成第二N点频域序列。

离散傅立叶逆变换运算单元102具体为：对所述第二N点频域序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。其中，离散傅立叶逆变换运算单元102还可以为：对所述第二N点频域序列进行快速傅里叶逆变换IFFT运算，生成第一N点时域序列。

相应的，离散傅立叶变换运算104具体为：对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行快速傅里叶变换FFT运算，生成第一N点频域响应序列。

上述方案中，在计算联合补偿系数时，通过使用校正导频作为信道估计算法的输入，可对各步骤对估计结果的波动进行联合估计，从而计算出联合补偿系数。使用此系数对实际的信道估计结果进行补偿，可以有效消除估计误差，提高系统性能。另外，由于联合补偿系数只需要计算一次，考虑到传统的加窗DFT信道估计算法也需要在每个占用子载波位置进行去窗处理，因此本发明方法实时运算与传统加窗DFT方法相比，不会增加计算复杂度。本方法有效地提高了基于DFT内插的信道估计方法的精度，且实现复杂度低，适合于硬件实现。

所述方法实施例是与所述装置实施例相对应的，在方法实施例中未详细描述的部分参照装置实施例中相关部分的描述即可，在装置实施例中未详细描述的部分参照方法实施例中相关部分的描述即可。

本领域普通技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，包括如上述方法实施例的步骤，所述的存储介质，如：磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random Access Memory，RAM)等。

在本发明各方法实施例中，所述各步骤的序号并不能用于限定各步骤的先后顺序，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，对各步骤的先后变化也在本发明的保护范围之内。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种正交频分复用OFDM系统的信道估计方法，其特征在于，包括：

利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波的位置，进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；

对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，且N＞M；

对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；

对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；

对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤之前，还包括：

对所述M点信道估计序列进行加窗处理，生成加窗后的M点信道估计序列；

所述对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤具体为：

对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

3.根据权利要求2所述的正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤包括：

保持所述加窗后的M点信道估计序列中M点导频位置的信道估计值不变，将N-M点非导频位置的信道估计值设置为0，生成第二N点频域序列；

对所述第二N点频域序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

4.根据权利要求3所述的正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述对所述第二N点频域序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列的步骤具体为：

对所述第二N点频域序列进行快速傅里叶逆变换IFFT运算，生成第一N点时域序列；

所述对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列的步骤具体为：

对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行快速傅里叶变换FFT运算，生成第一N点频域响应序列。

5.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列的步骤具体为：

当0≤n≤G-1或者N-G+1≤n≤N-1时，保持所述第一N点时域序列中序号对应的数值不变；当G-1＜n＜N-G+1时，将所述第一N点时域序列中序号对应的数值设置为零，生成第一时域信道冲击响应序列，其中，n为所述第一N点时域序列的序号，G为所述正交频分复用系统的循环前缀长度。

6.根据权利要求1所述的正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果的步骤之前，还包括：

获取所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的序号；

所述对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果的步骤具体包括：

获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数；

根据所述占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数，对所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值进行联合补偿，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的信道估计结果。

7.根据权利要求6所述的正交频分复用系统的信道估计方法，其特征在于，所述获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数的步骤包括：

将M点导频信道的估计结果设置为1，生成导频位置的M点信道校正序列；

对所述M点信道校正序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第二N点时域序列；

对所述第二N点时域序列进行选择性置零，生成第二N点时域信道冲击响应序列；

对所述第二N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第三N点频域序列；

分别对所述第三N点频域序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值求倒数，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数。

8.一种正交频分复用OFDM系统的信道估计装置，其特征在于，包括：

信道估计序列生成单元，用于利用接收端的导频序列和接收端接收的信号在导频子载波位置进行信道估计，生成M点信道估计序列，其中，M为所述OFDM系统的导频数量；

离散傅立叶逆变换运算单元，用于对所述M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列，其中，N为所述OFDM系统的子载波数量，N＞M；

选择性置零单元，用于对所述第一N点时域序列进行选择性置零，生成第一N点时域信道冲击响应序列；

离散傅立叶变换运算单元，用于对所述第一N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第一N点频域响应序列；

联合补偿单元，用于对所述第一N点频域响应序列进行联合补偿，生成信道估计结果。

9.根据权利要求8所述的正交频分复用系统的信道估计装置，其特征在于，还包括：

加窗单元，用于对所述M点信道估计序列进行加窗处理，生成加窗后的M点信道估计序列；

所述离散傅立叶逆变换运算单元对所述加窗后的M点信道估计序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第一N点时域序列。

10.根据权利要求8所述的正交频分复用系统的信道估计装置，其特征在于，还包括：

获取单元，用于获取所述第一N点频域响应序列的占用子载波位置的序号；

所述联合补偿单元包括：

获取子单元，用于获取所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数；

联合补偿子单元，用于根据所述占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数，对所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值进行联合补偿，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的信道估计结果。

11.根据权利要求10所述的正交频分复用系统的信道估计装置，其特征在于，所述获取子单元包括：

信道校正序列生成子单元，用于将M点导频信道的估计结果设置为1，生成导频位置的M点信道校正序列；

离散傅立叶逆变换运算子单元，用于对所述M点信道校正序列进行离散傅立叶逆变换IDFT运算，生成第二N点时域序列；

选择性置零子单元，用于对所述第二N点时域序列进行选择性置零，生成第二N点时域信道冲击响应序列；

离散傅立叶变换运算子单元，用于对所述第二N点时域信道冲击响应序列进行离散傅立叶变换DFT运算，生成第三N点频域序列；

联合补偿系统生成子单元，用于分别对所述第三N点频域序列中占用子载波位置的序号为n的对应数值求倒数，生成所述第一N点频域响应序列中占用子载波位置的序号为n的联合补偿系数。

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