CN102255839B - 一种适用于cmmb系统的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种信道估计方法，应用于中国移动多媒体广播(CMMB)系统，包括：获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列；将所述第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列。本发明还提供了一种信道估计装置。

Description

一种适用于CMMB系统的信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplex，OFDM)通信系统，尤其涉及中国移动多媒体广播(China Mobile MultimediaBroadcasting，CMMB)系统中的信道估计方法和装置。

背景技术

OFDM是一种无线环境下的高速传输技术，它通过一组正交的子载波并行传输数据，从而对信道频率选择性衰落的敏感程度大大降低。为了进一步克服多径时延引起的符号间干扰(ISI)的影响，时域的OFDM符号前通常会加入一定长度的循环前缀(CP)，CMMB系统中的OFDM符号示意图可参见图1。OFDM通信系统中一般采用在有效数据子载波中插入导频子载波的方式，导频子载波可以用于接收端的信道估计，以提高OFDM系统的性能。

CMMB系统中的导频子载波分为连续导频子载波和离散导频子载波，连续导频子载波为一个时隙内所有OFDM符号上传递同一信息的子载波，连续导频子载波在每个OFDM符号中的位置是固定的。每个OFDM符号中包括82个连续导频子载波，连续导频子载波上承载的信息采用二相相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)调制。离散导频子载波上承载的是已知符号1+0j，每个OFDM符号中包括384个离散导频，每个时隙第n个OFDM符号中离散导频对应的子载波编号m取值规则表示如下：

if mod(n，2)＝＝0

$m=\left\{\begin{array}{c}8p+2,p=\mathrm{0,1,2},\·\·\·191\\ 8p+1023,p=\mathrm{192,193},\·\·\·383\end{array}\right.$

if mod(n，2)＝＝1

$m=\left\{\begin{array}{c}8p+6,p=\mathrm{0,1,2},\·\·\·191\\ 8p+1027,p=\mathrm{192,193},\·\·\·383\end{array}\right.$

图2是CMMB系统中有效子载波上的信号分布图案，其中横向代表不同的子载波，纵向代表不同的OFDM符号，1个时隙包括53个OFDM符号。在一个OFDM符号中相邻两个离散导频间隔8个子载波；在同一个频点上相邻两个离散导频间隔两个OFDM符号。

对于CMMB中数据子载波上的信道响应值的计算通常采用时频二维的信道插值算法：首先进行时域的插值，将得到信道响应值的数据子载波当成离散导频来看待，这样一个符号中的离散导频间隔就缩小为4个子载波；然后通过频域插值运算得到整个OFDM符号中所有子载波上的信道响应值。

传统的频域插值算法往往采用FIR滤波插值算法，这也是现有系统中主要采用的方法，它的优点是实现简单，但是其鲁棒性不强，对于不同的信道需要采用不同的滤波器系数才能正常工作，这对信道系数选择的准确程度有很大的依赖性，同时为了提高FIR滤波插值的性能，往往会增加滤波器阶数，这就增加了计算复杂度，也进一步增加了对同步精度及时钟晶振的要求。也有部分方案采用FFT插值，但其噪声门限的选取往往采用固定门限或是固定时延来处理，采用固定门限不能有效抑制AGC变化环境下的噪声；而固定时延在多径时延较大时对噪声抑制效果有限。

发明内容

本发明的目的是提供一种适用于CMMB系统的易实现的高鲁棒性的信道估计方法和装置，可以有效地克服信道衰落的影响，以解决现有技术中存在的鲁棒性不强等问题。

为了解决上述问题，本发明提供了一种信道估计方法，应用于中国移动多媒体广播(CMMB)系统，包括：

获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；

将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；

根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；

将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列；将所述第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列。

其中，所述计算噪声门限的步骤包括：

获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，将所述均值使用一预设的修正因子进行修正，得到所述噪声门限。

其中，所述获取所述噪声估计值序列部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值是指获取所述噪声估计值序列的L个元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，所述L为2的整数次幂。

其中，所述将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制的步骤包括：

将所述第一变换序列和第二变换序列的每个元素与所述噪声门限进行比较，如果该元素的实部和虚部至少其中之一的绝对值大于所述噪声门限，则标记该元素为有效元素；保留所有有效元素及有效元素相邻的元素的值，将其余元素赋值为0，得到所述第一输出序列和所述第二输出序列。

其中，所述获取第一信道估计值序列、第二信道估计值序列和噪声估计值序列的步骤包括：

根据符号上的导频子载波进行信道估计，得到初始信道估计值序列，使用相邻符号上的导频子载波的信道估计值对该初始信道估计值序列进行插值，得到插值信道估计值序列；

对所述插值信道估计值序列进行分离，得到所述正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列。

本发明还提供一种信道估计装置，包括：

初始信道估计模块，用于获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；

快速傅立叶变换模块，用于将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；以及，将噪声抑制模块输出的第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列；

门限计算模块，用于根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；

噪声抑制模块，用于将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列。

其中，所述门限计算模块是用于：获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，将所述均值使用一预设的修正因子进行修正，得到所述噪声门限。

其中，所述门限计算模块是用于获取所述噪声估计值序列的L个元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，所述L为2的整数次幂。

其中，所述噪声抑制模块是用于：

将所述第一变换序列和第二变换序列的每个元素与所述噪声门限进行比较，如果该元素的实部和虚部至少其中之一的绝对值大于所述噪声门限，则标记该元素为有效元素；保留所有有效元素及有效元素相邻的元素的值，将其余元素赋值为0，得到所述第一输出序列和所述第二输出序列。

其中，所述初始信道估计模块包括时域插值模块和载波分离模块，其中：

所述时域插值模块用于：根据符号上的导频子载波进行信道估计，得到初始信道估计值序列，使用相邻符号上的导频子载波的信道估计值对该初始信道估计值序列进行插值，得到插值信道估计值序列；

所述载波分离模块用于：对所述插值信道估计值序列进行分离，得到所述正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列。

采用本发明所述的信道估计技术方案，有如下有益效果：

本发明基于FFT的信道估计方法，在不同的多径时延的信道环境下都能取得较理想的信道估计性能。本发明提出的噪声门限计算方法实现简单，用累加及移位运算就可实现，无乘法运算，而且，该噪声门限计算方法鲁棒性很强，计算结果不受前端AGC变化的影响。另外，本发明噪声门限通过虚载波计算，可以与FFT单元并行实现，提高运算速度。

附图说明

图1是中国移动多媒体广播系统中的OFDM符号示意图；

图2是中国移动多媒体广播系统中的信号分布图案；

图3是本发明提出的信道估计方法实现流程框图。

具体实施方式

本发明的核心思想是：根据虚载波估计噪声门限，使用噪声门限对信道估计值进行噪声抑制。

本发明提供一种信道估计方法，应用于中国移动多媒体广播(CMMB)系统，包括：

获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；

将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；

根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；

将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列；将所述第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列。

其中，所述获取第一信道估计值序列、第二信道估计值序列和噪声估计值序列的步骤包括：

根据符号上的导频子载波进行信道估计，得到初始信道估计值序列，使用相邻符号上的导频子载波的信道估计值对该初始信道估计值序列进行插值，得到插值信道估计值序列；

对所述插值信道估计值序列进行分离，得到所述正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列。

其中，所述计算噪声门限的步骤包括：

获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，将所述均值使用一预设的修正因子进行修正，得到所述噪声门限。也可以采取其他方式计算噪声门限，比如获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的噪声功率值，根据该噪声功率值得到噪声门限。

其中，所述获取所述噪声估计值序列部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值是指获取所述噪声估计值序列的L个元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，所述L为2的整数次幂。

其中，所述将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制的步骤包括：

将所述第一变换序列和第二变换序列的每个元素与所述噪声门限进行比较，如果该元素的实部和虚部至少其中之一的绝对值大于所述噪声门限，则标记该元素为有效元素，保留所有有效元素及有效元素相邻的元素的值，将其余元素赋值为0，得到所述第一输出序列和所述第二输出序列。其中，有效元素为序列首元素时，其相邻元素为序列第二个元素和末元素；有效元素为序列末元素时，其相邻元素为序列倒数第二个元素和首元素。也可以基于其他方法进行噪声抑制，比如仅保留有效元素，将其他元素赋值为0；或者，保留有效元素及其相邻的四个元素，等等。另外，如果噪声门限是根据噪声功率值得到的，则进行噪声抑制时，是将第一变换序列和第二变换序列的元素的噪声功率值与所述噪声门限进行比较。

本发明所述的信道估计装置包括：初始信道估计值模块(包括时域插值模块和载波分离模块)、FFT模块、门限计算模块和噪声抑制模块，其中：

所述初始信道估计模块，用于获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；初始信道估计模块包括时域插值模块和载波分离模块。

所述时域插值模块，用于根据符号上的导频子载波进行信道估计，得到初始信道估计值序列，使用相邻符号上的导频子载波的信道估计值对该初始信道估计值序列进行插值，得到插值信道估计值序列；从而缩短导频子载波间隔，以提高插值精确度。

从附图2可以看出，每个OFDM符号导频子载波间隔为8，将与此符号相邻的两个OFDM符号的导频求平均作为本符号相应子载波的信道估计值，第1、53个OFDM符号的插值用第2、52个符号的相应导频值替代即可，这样可以得到信道估计值的子载波间隔为4。

所述载波分离模块，用于分离正负频率区间导频子载波以及虚载波，即用于对所述插值信道估计值序列进行分离，得到所述正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列。其中导频子载波(包括正频率导频子载波和负频率导频子载波)上的信道估计值输出后送入FFT模块，虚载波上的值送入门限计算模块。

所述快速傅立叶变换(FFT)模块，用于将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；以及，将噪声抑制模块输出的第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列。具体在CMMB系统中，是用来完成384点的IFFT计算以及1536点的FFT运算。384点的IFFT运算与1536点FFT运算可以复用一套FFT运算单元实现。

所述门限计算模块，用于完成噪声抑制门限的计算，即根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；一种计算噪声门限的方法为：获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，将所述均值使用一预设的修正因子进行修正，得到所述噪声门限。也可以采取其他方式计算噪声门限，比如获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的噪声功率值，根据该噪声功率值得到噪声门限。

所述门限计算模块的输入为载波分离模块输出的L点虚载波数值，设为X(i)，i＝1，2，...L。按如下方式计算噪声：

取出复值序列X(i)的实部序列real(X(i))并对其取绝对值，得到一个实序列Rx(i)＝abs(real(X(i)))；取出序列X(i)的虚部序列imag(X(i))并对其取绝对值，得到另一个实序列Ix(i)＝abs(imag(X(i)))。

其中，绝对值的计算规则为：输入数据为有符号数并为补码表示，绝对值计算后所得数变换为无符号数，即如果输入数据为正值或0，输出绝对值保持原数；如果输入数据为负值，输出绝对值将所有比特位都取反并加1。

将Rx(i)，Ix(i)组成一个长度为2L的实序列RIx(j)＝(Rx(i)，Ix(i))，j＝1，2，...，2L，然后对RIx(j)求平均得到相应的OFDM符号对应的噪声平均幅度

而相应的噪声抑制门限th可通过F乘以一个修正因子m得到，th＝m*F，m可以通过仿真找出最佳值。为了方便硬件实现，L的数值可以选取2的整数次幂，除法运算即可通过移位运算实现。

所述噪声抑制模块：用于抑制时域噪声信号，即将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列。一种抑制方法为：将所述第一变换序列和第二变换序列的每个元素与所述噪声门限进行比较，如果该元素的实部和虚部至少其中之一的绝对值大于所述噪声门限，则标记该元素为有效元素，保留所有有效元素及有效元素相邻的元素的值，将其余元素赋值为0，得到所述第一输出序列和所述第二输出序列。如果噪声门限是根据噪声功率值得到的，则进行噪声抑制时，是将第一变换序列和第二变换序列的元素的噪声功率值与所述噪声门限进行比较。

具体地，在CMMB系统中，噪声抑制策略为：将384点的IFFT输出值逐点与门限th进行比较，如果某一IFFT输出值的实部和虚部的绝对值至少有一个大于门限th，则认为该输出值为信道有效径信息，并记录下该输出值的位置索引信息Idx(i)，以及与该值相邻的两个位置索引Idx(i-1)和Idx(i+1)。如果Idx(i)位于384点的首尾两端，则其相邻点为通过圆周扩展后的相邻点。保留Idx(i)、Idx(i-1)和Idx(i+1)索引位置的数据不变，并将其余点的数据赋值为0。

下面结合附图3，以具体实施例对本发明提供的信道估计方法作进一步的详细描述：

步骤301，对一个OFDM符号，根据与该OFDM符号相邻的两个OFDM符号的导频值，计算出该OFDM符号相应子载波上的信道估计值。一种计算方法为简单的求平均运算。对于首尾两个OFDM符号，与其相邻的OFDM符号只有一个，因此用相邻OFDM符号的导频值替代本符号相应子载波上的信道估计值即可。由于离散导频发送的信号为1，因此接收的导频值就可以作为导频子载波的信道估计值。通过本步骤，每个OFDM符号可以得到两段子载波间隔为4的信道估计值序列。

步骤302、分离正频率导频子载波、负频率导频子载波信道估计值和虚载波上的数值。通过步骤301的运算，得到两段长度384的信道估计值序列，其中子载波2、6、10、...、1534的信道估计值为正频率导频子载波上的信道估计值；子载波2559、2563、...、4091的信道估计值为负频率导频子载波上的信道估计值，子载波1559、1560、...、2557为虚载波，取出其中的L点数据输出，为了方便后级模块的实现，L的数值可以取为2的整数幂次方。

步骤303、进行384点IFFT运算，此计算过程可以用1536点FFT运算单元来实现。将384点信道估计值取共轭后每两点间再插入3个0，组成1536点数据，输入到1536点FFT运算单元，FFT输出前384点即为384点IFFT运算结果。

步骤304、计算噪声抑制门限。

假设步骤302中输出虚载波数值的个数为128，表示为X(1)，X(2)，...，X(128)。取出序列X(i)的实部序列real(X(i))并对其取绝对值，得到一个128点的实序列Rx(i)＝abs(real(X(i)))；取出序列X(i)的虚部序列imag(X(i))并对其取绝对值，得到另一个128点的实序列Ix(i)＝abs(imag(X(i)))，绝对值的计算方法如技术方案中所述。然后将Rx(i)，Ix(i)组成一个长度为256的序列RIx(j)＝(Rx(i)，Ix(i))，j＝1，2，...，256，之后对RIx(j)中的256点的数据求累加和得

$S=\underset{j=1}{\overset{256}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{RIx}\left(j\right)$

然后通过移位操作得到对应OFDM符号的噪声的平均幅度F＝S＞＞8，即将S值右移8比特。而相应的噪声抑制门限th可通过F乘以一个修正因子m得到，th＝m*F，通过仿真得出m取值为4～6时最佳。

步骤305、抑制时域噪声信号，包括：

将步骤303输出的384点IFFT运算结果逐点与门限th进行比较，如果某一IFFT输出值的实部和虚部的绝对值至少有一个大于门限th，则认为该输出值为信道有效径信息，并记录下该输出值的位置索引信息Idx(i)，以及与该值相邻的两个位置索引Idx(i-1)和Idx(i+1)。保留Idx(i)、Idx(i-1)和Idx(i+1)索引位置的数据不变，并将其余点的数据赋值为0。

其中，Idx(1)为有效径索引值时，其相邻点为Idx(384)和Idx(2)；Idx(384)为有效径索引值时，其相邻点为Idx(383)和Idx(1)。

步骤306、在步骤305输出的经过噪声抑制的384点数据之后补1172个0，得到1536点数据序列输入到1536点FFT计算单元中，FFT输出结果即为对应子载波上的信道估计值。

本发明提供的信道估计方法，易实现、高鲁棒性且门限可以自适应跟随AGC变化。

当然，本发明还可以有其他多种实施例，在不违背本发明实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明做出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围内。

Claims (8)

1.一种信道估计方法，应用于中国移动多媒体广播（CMMB）系统，其特征在于，包括：

获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；

将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；

根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；

将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列；将所述第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列；

所述计算噪声门限的步骤包括：

获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，将所述均值使用一预设的修正因子进行修正，得到所述噪声门限。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取所述噪声估计值序列部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值是指获取所述噪声估计值序列的L个元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，所述L为2的整数次幂。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制的步骤包括：

将所述第一变换序列和第二变换序列的每个元素与所述噪声门限进行比较，如果该元素的实部和虚部至少其中之一的绝对值大于所述噪声门限，则标记该元素为有效元素；保留所有有效元素及有效元素相邻的元素的值，将其余元素赋值为0，得到所述第一输出序列和所述第二输出序列。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述获取第一信道估计值序列、第二信道估计值序列和噪声估计值序列的步骤包括：

根据符号上的导频子载波进行信道估计，得到初始信道估计值序列，使用相邻符号上的导频子载波的信道估计值对该初始信道估计值序列进行插值，得到插值信道估计值序列；

对所述插值信道估计值序列进行分离，得到所述正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列。

5.一种信道估计装置，其特征在于，包括：

初始信道估计模块，用于获取正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列；

快速傅立叶变换模块，用于将所述第一信道估计值序列和第二信道估计值序列进行傅立叶逆变换，得到第一变换序列和第二变换序列；以及，将噪声抑制模块输出的第一输出序列和第二输出序列进行傅立叶变换，得到最终的信道估计值序列；

门限计算模块，用于根据所述噪声估计值序列计算噪声门限；

噪声抑制模块，用于将所述第一变换序列和第二变换序列使用所述噪声门限进行噪声抑制，分别得到第一输出序列和第二输出序列；

所述门限计算模块是用于：获取所述噪声估计值序列全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值，并计算其全部或部分元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，将所述均值使用一预设的修正因子进行修正，得到所述噪声门限。

6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述门限计算模块是用于获取所述噪声估计值序列的L个元素的实部的绝对值和虚部的绝对值的均值，所述L为2的整数次幂。

7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述噪声抑制模块是用于：

将所述第一变换序列和第二变换序列的每个元素与所述噪声门限进行比较，如果该元素的实部和虚部至少其中之一的绝对值大于所述噪声门限，则标记该元素为有效元素；保留所有有效元素及有效元素相邻的元素的值，将其余元素赋值为0，得到所述第一输出序列和所述第二输出序列。

8.如权利要求5或6所述的装置，其特征在于，所述初始信道估计模块包括时域插值模块和载波分离模块，其中：

所述时域插值模块用于：根据符号上的导频子载波进行信道估计，得到初始信道估计值序列，使用相邻符号上的导频子载波的信道估计值对该初始信道估计值序列进行插值，得到插值信道估计值序列；

所述载波分离模块用于：对所述插值信道估计值序列进行分离，得到所述正频率导频子载波对应的第一信道估计值序列、负频率导频子载波对应的第二信道估计值序列和虚载波对应的噪声估计值序列。

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