CN101986637B - 快时变信道下导频干扰抵消方法 - Google Patents

Abstract

快时变信道下导频干扰抵消方法是一种适用于正交频分复用系统（OFDM）的导频干扰抵消方法，该方法为：（1）将去除了循环前缀的OFDM符号作为接收信号存储下来；（2）对接收信号做点的离散傅立叶变换，并在放置导频的子载波上去除掉调制的符号；（3）对导频子载波进行点的离散傅立叶反变换，得到时域的信道估计；（4）利用前后两个符号的时域信道估计，计算每根径的平均功率，选取个具有最强功率的径，并记录其相应的时延；（5）在这选出的个时延位置，利用前后两个符号的时域信道估计，进行插值，得到每个时域采样上的信道估计；（6）利用信道估计重构接收信号中导频产生的载波间干扰；（7）在接收信号中减去导频产生的载波间干扰，完成导频干扰抵消。该方法也适用于其它确知信号的干扰消除中。

Description

快时变信道下导频干扰抵消方法

技术领域

本发明是一种应用于正交频分复用(OFDM)系统的干扰抵消方法，属于移动通信中的干扰消除技术领域。

背景技术

正确解调是移动通信系统能正常通信的前提。为了能够支持高速数据业务，未来移动通信系统将是宽带、多(收、发)天线的系统，而OFDM是未来移动通信系统的重要候选方案。在移动台低速移动时，无线信道在一个OFDM符号内基本保持不变，通过在频域进行单点均衡，可以保证相干解调的正确性。然而当移动台移动速度较高时，无线信道是一个快时变的信道。在这种信道中，各子载波间产生了很强的载波间干扰，并随着多普勒(Doppler)频移的增加，干扰的功率增强。载波间干扰破坏了子载波间的正交性，通过传统的单点均衡无法保证解调的正确性，甚至出现误码平台效应。为了能正确解调，必须采用干扰消除技术。目前，已有的干扰消除技术主要是采用一些类似矩阵求逆的复杂矩阵运算或判决反馈的方法。但这些方法不是计算复杂度太高，就是容易产生错误传播现象，导致算法不稳定，根本无法在实际系统中实现。本发明克服了以上缺点，提出了一种导频干扰抵消的方法。该方法在时域进行干扰抵消，因而不需要进行一些类似矩阵求逆的复杂矩阵运算，可以极大地降低计算复杂度，并保持相应的性能。另外，由于这些导频符号在接收端是确知的，所以不存在错误传播现象，对数据符号的干扰可以被有效地抵消掉，算法非常鲁棒。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提供一种消除确知信号干扰的方法，并据此进一步提供一种快速可靠、性能稳定、实现复杂度低的适用于OFDM系统的干扰抵消方法。

技术方案：本发明的快时变信道下导频干扰抵消方法为：

1)、将去除了循环前缀的OFDM符号作为接收信号存储下来；

2)、对接收信号做N点的离散傅立叶变换，并在放置导频的子载波上去除掉调制的符号；

3)、对导频子载波进行M点的离散傅立叶反变换(DFT)，得到时域的信道估计；

4)、利用前后两个符号的时域信道估计，计算每根径的平均功率，选取K个具有最强功率的径，并记录其相应的时延；

5)、在这选出的K个时延位置，利用前后两个符号的时域信道估计，进行插值，得到每个时域采样上的信道估计；

6)、利用信道估计重构接收信号中导频产生的载波间干扰；

7)、在接收信号中减去导频产生的载波间干扰，完成导频干扰抵消。

其中，N为OFDM系统的子载波数；M为导频信号占用的子载波数；K为整数，取值范围为1≤K≤G；G为循环前缀长度。

有益效果：

1、该方法在时域进行干扰抵消，因而不需要进行一些类似矩阵求逆的复杂矩阵运算，可以极大地降低计算复杂度，并保持相应的性能。

2、由于导频符号在接收端是确知的，所以不存在错误传播现象，对数据符号的干扰可以被有效地抵消掉，算法非常鲁棒。

本发明提出的干扰抵消算法也能用于除导频信号外的任何确知信道的干扰抵消过程中。

附图说明

图1是本发明频偏估计方法结构示意图。

图2是基于噪声子空间的频偏估计方法的实现装置结构示意图。它包括快速傅立叶正/反变换装置、相位补偿和解调装置、平方装置、加法装置、乘法装置、乘法累加装置和相角计算装置。

具体实施方式

假设一个OFDM系统所包含的子载波数目为N，循环前缀的长度为G。调制了导频符号的子载波称为导频子载波。当M个接收端已知的导频符号{a₀，a₁，K，a_M-1}等距离地插入到N个子载波中时，导频子载波的位置为{i_n＝nN/M；0≤n≤M-1}。将接收到的OFDM符号去除循环前缀后输入到离散傅立叶变换装置变换到频域，在导频子载波上去除掉调制符号后，变换回时域，得到时域信道估计。通过平均功率计算装置计算各延时位置的平均功率，选择最强的K个径及其时延位置。在这些时延位置上，利用所存储的前后两个符号的时域信道估计在线性插值装置中计算每个采样点的时域信道估计。最后，利用重构装置重构出导频产生的干扰信号，并在接收信号中减去，完成导频干扰抵消。

具体算法描述如下：

在接收端，将去除掉循环前缀的OFDM符号送入到离散傅立叶变换模块后，我们得到

Y＝HX+W    [公式一]

其中，Y＝[Y₀，K，Y_N-1]^T表示接收到的频域信号；X＝[X₀，K，X_N-1]^T表示发送的符号；W＝[W₀，K，W_N-1]^T表示加性的零均值白高斯噪声，它的自相关阵为N₀I_N。此时，由于存在Doppler效应，频域的信道参数可以表示为

$H=\left[\begin{array}{cccc}{a}_{\mathrm{0,0}}& a_{0,1}& L& a_{0,N-1}\\ a_{\mathrm{1,0}}& a_{\mathrm{1,1}}& L& a_{1,N-1}\\ M& M& O& M\\ a_{N-\mathrm{1,0}}& a_{N-\mathrm{1,1}}& L& a_{N-1,N-1}\end{array}\right]$ [公式二]

其中，

$a_{m,k}=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l(m-k)e^{-j2\mathrm{\πkl}/N}$ [公式三]

$H_l(m-k)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}(m-k)1/N}$ [公式四]

在导频子载波上除以调制的导频符号，我们可以得到导频子载波上的频域信道估计为：

${\hat{H}}_{{\stackrel{\·\·}{i}}_n}=\frac{Y_{i_n}}{a_n},n=\mathrm{0,1},K,M-1$ [公式五]

其中，a_n表示第n个导频子载波上调制的导频符号。通过对频域信道估计做离散反傅立叶变换(IDFT)，可以得到信道的时域冲激响应估计为

$\hat{h}={[{\hat{h}}_0,K,{\hat{h}}_{G-1}]}^T={\left(F_1^H{F}_1\right)}^{-1}{F}_1^H\hat{H}$ [公式六]

其中，

F₁是一个M×G的矩阵，其第p行第q列的元素为：

${\left[F_1\right]}_{p,q}=e^{-\frac{j2\mathrm{\πpq}}{N}},$ P＝i₀，i₁，K，i_M-1

                                              [公式七]

      q＝0，1，K，G-1

用

表示第N/2-1个采样位置上的时域信道估计，即

${[{\hat{h}}_0(\frac{N}{2}-1),K,{\hat{h}}_{G-1}(\frac{N}{2}-1)]}^T={[{\hat{h}}_0,K,{\hat{h}}_{G-1}]}^T$ [公式八]

使用公式一到公式八的方法，同样可以获得前一个和后一个OFDM符号的时域信道估计为：

${\hat{h}}^p={[{\hat{h}}_0^p(\frac{N}{2}-1),K,{\hat{h}}_{G-1}^p(\frac{N}{2}-1)]}^T={[{\hat{h}}_0^p,K,{\hat{h}}_{G-1}^p]}^T$ [公式九]

${\hat{h}}^n={[{\hat{h}}_0^n(\frac{N}{2}-1),K,{\hat{h}}_{G-1}^n(\frac{N}{2}-1)]}^T={[{\hat{h}}_0^n,K,{\hat{h}}_{G-1}^n]}^T$ [公式十]

计算三个符号的平均功率为：

${\hat{h}}^{\mathrm{ave}}={[{\hat{h}}_0^{\mathrm{ave}},K,{\hat{h}}_{G-1}^{\mathrm{ave}}]}^T=\frac{{\hat{h}}^p+\hat{h}+{\hat{h}}^n}{3}$ [公式十一]

选出功率最强的K个元素

${\hat{h}}^m={[{\hat{h}}_{I_0}^{\mathrm{ave}},K,{\hat{h}}_{I_{K-1}}^{\mathrm{ave}}]}^T$ [公式十二]

并记下它们的时延位置为：

I＝[I₀，I₁，K，I_K-1]                   [公式十三]

在这些时延位置上，利用前后符号的时域信道估计进行线性插值。

当0≤n≤N/2-2时，插值公式为

${\hat{h}}_l\left(n\right)\≈\frac{\frac{N}{2}-n-1}{N+G}{\hat{h}}_l^p(\frac{N}{2}-1)$ [公式十四]

$+\frac{\frac{N}{2}+G+n+1}{N+G}{\hat{h}}_l(\frac{N}{2}-1),I_0\≤l\≤I_{K-1}$

当N/2≤n≤N-1时，插值公式为

${\hat{h}}_l\left(n\right)\≈\frac{\frac{3N}{2}+G-n-1}{N+G}{\hat{h}}_l(\frac{N}{2}-1)$ [公式十五]

$+\frac{n-\frac{N}{2}+1}{N+G}{\hat{h}}_l^{\mathrm{next}}(\frac{N}{2}-1),I_0\≤l\≤I_{K-1}$

利用差值得到的在各个采样上的时域信道响应重构导频信号产生的干扰

$y_n^p=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{I_k}\left(n\right)x_{{\left((n-I_k)\right)}_N}^p,0\≤n\≤N-1$ [公式十六]

其中，((·))_N表示以N为基的循环移位；

表示导频符号的时域信号，即

$x_p^T={[x_0^p,x_1^p,K,x_{N-1}^p]}^T={\mathrm{Fa}}_p$ [公式十七]

这里，F是一个N×N的IDFT矩阵，其第p行第q列的元素为：

${\left[F\right]}_{p,q}=e^{\frac{j2\mathrm{\πpq}}{N}},$ p＝0，1，K，N-1

                                  [公式十八]

                q＝0，1，K，N-1.

a_p是一个包含导频符号的向量，可以表示为：

[公式十九]

根据以上描述，可以得到快时变信道下一种导频干扰抵消方法为：

1)、将去除了循环前缀的OFDM符号作为接收信号存储下来；

2)、对接收信号做N点的离散傅立叶变换，并在放置导频的子载波上去除掉调制的符号；

3)、对导频子载波进行M点的离散傅立叶反变换，得到时域的信道估计；

4)、利用前后两个符号的时域信道估计，计算每根径的平均功率，选取K个具有最强功率的径，并记录其相应的时延；

5)、在这选出的K个时延位置，利用前后两个符号的时域信道估计，进行插值，得到每个时域采样上的信道估计；

6)、利用信道估计重构接收信号中导频产生的载波间干扰；

7)、在接收信号中减去导频产生的载波间干扰，完成导频干扰抵消。

其中，N为OFDM系统的子载波数；M为导频信号占用的子载波数；K为整数，取值范围为1≤K≤G；G为循环前缀长度。

经过离散傅立叶变换装置得到公式[一]到公式[四]中的结果；除法装置完成公式[五]中的运算；经过离散傅立叶反变换装置得到公式[六]、[七]、[八]、[九]和[十]中的结果；平均功率计算装置完成公式[十一]的计算，并输出公式[十二]和[十三]中的结果；公式[十四]和[十五]由线性插值装置计算；信号重构装置完成公式[十六]、[十七]和[十八]中的计算。

Claims (1)

1.一种快时变信道下导频干扰抵消方法，其特征在于该方法为：

1）、将去除了循环前缀的OFDM符号作为接收信号存储下来；

2）、对接收信号做N点的离散傅立叶变换，并在放置导频的子载波上去除掉调制的符号；

3）、对导频子载波进行M点的离散傅立叶反变换，得到当前符号的时域信道估计；

4）、利用当前符号的时域信道估计及其之前和之后两个OFDM符号的时域信道估计，计算多径信道中每根径在该三个OFDM符号中的平均功率，选取K个具有最强功率的径，并记录其相应的时延位置，

5）、在这选出的K个时延位置，利用前后两个符号的时域信道估计，进行插值，得到当前符号每个时域采样上的信道估计；

6）、利用信道估计重构接收信号中导频产生的载波间干扰；

7）、在接收信号中减去导频产生的载波间干扰，完成导频干扰抵消；

其中，N为OFDM系统的子载波数；M为导频信号占用的子载波数；K为整数，取值范围为1≤K≤G；G为循环前缀长度。

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