CN101552758A - 正交频分复用系统中精符号时序同步方法 - Google Patents

Abstract

一种正交频分复用(OFDM)系统中精符号时序同步方法，为于对抗多径时延扩展时产生同步误差的缺点，以解决符号间干扰(ISI)和子载波间干扰(ICI)，此精符号时序同步方法为找寻于接收的OFDM符号中正确的快速傅立叶变换的窗口位置，较佳实施例是经由信道频域响应计算模块提取其中的离散导频，即线性插值得到符号内间隔较小的离散导频，计算信道频域响应，通过补零，经快速反傅立叶变换得出信道冲击响应，以此得出信道的径的信息，由噪声功率估计模块根据径的位置与数量逐笔计算/估计所对应的噪声功率，最后以噪声功率最小的窗口位置设为最佳的FFT窗口，达到符号时序同步的目的。

Description

正交频分复用系统中精符号时序同步方法

技术领域

本发明有关于一种正交频分复用系统中精符号时序同步方法，特别是用于多径信道的OFDM系统中，在快速傅立叶变换之后执行精符号同步，消除符号间干扰(ISI)，以利用插入的离散导频进行信道估计。

背景技术

正交频分复用(orthogonal frequency-division multiplexing，OFDM)在数字通信的领域中应用多载波调制(Multi-Carrier Modulation)，主要是将信道分成若干正交子载波，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子载波上进行传输，正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子载波之间的相互干扰(ICI)，每个子载波上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此可以减少或消除符号间干扰。

OFDM系统的优点是能有效对抗多径时延扩展(multi-path time-delayspread)、且频谱利用率高，但它也存在对同步误差敏感的缺点，同步误差主要包括载波频率偏差、采样频率(sampling clock)偏差以及符号同步偏差，其中符号同步偏差可能会造成符号间干扰(ISI)和子载波间干扰(ICI)，给解调系统带来严重的影响。

且此正交频分复用技术在数字广播系统中得到广泛应用，以DVB-T系统为例，请参阅图1所示的DVB-T系统的调制和解调流程图。

在发送端(transmitter)，频域(frequency domain)中的符号(symbol)输入后10，在插入导频和传输参数信令(Transmission Parameter Signaling，TPS)11、加入保护边带(频带两端补零)12之后，通过快速反傅立叶变换(IFFT)13调制到互相正交的子载波上，再于输出信号前加上循环前缀(cyclic prefix)14，经过数字模拟转换电路作一转换15，传至发送前端16，得到时域(time domain)上的传输数据，并于信道17上发送数据。

接着，相应的接收端(receiver)部分18将经过信道17的数据先经过模拟数字转换19，接着，进行下变频及抗混叠滤波20。接着，由插值器21接收经同步化的采样信号，再进行频偏相位纠正22与粗符号同步23，之后去掉循环前缀24，进行快速傅立叶变换(FFT)解调25，解调出传输参数信令26后，最后通过信道估计(estimation)与均衡(equalize)27得到被调制数据。其中可利用于执行FFT25前或FFT25后进行OFDM系统的同步程序，如图所示的同步手段，包括载波同步29、采样(Sampling clock)同步30与精符号(Symbol Timing)同步28手段。其中，精符号(Fine Symbol Timing)同步28的作用是在去除循环前缀时能选择正确的FFT窗口位置。

上述中，为有效解决复杂的多路径效应，OFDM系统即利用加入循环前缀，也就是把符号的后面数据复制一分到前端来，作为保护间隔(GuardInterval)，这样可以避开信号因多路径抵达所造成的干扰。

图2与图3显示在多径信道下的FFT窗口位置，其中显示窗口位置产生了异步的情形，符号同步则是为了在去除循环前缀时选择正确的FFT窗口位置，在此多径信道下，正确的窗口位置是指第一径的起始位置，如图2所示的多径信道，此例显示有第一径201与第二径202，而通常以第一径201的窗口位置21为正确的FFT窗口位置，并不考虑第二径202的FFT窗口位置，图中斜线部分包括输出信号前加上的循环前缀203、204。符号同步一般分为两个阶段：

(1)精符号同步，在FFT后执行，检测剩余的符号同步偏差，将FFT窗口的起始位置准确地锁在第一径上。

(2)粗符号同步，在FFT前执行，利用循环前缀的相关性判断符号起始位置，当信噪比较低时，粗符号同步的精度也较低。如图3显示的第一径301与第二径302，在多径衰落的情况下，粗符号同步会将窗口位置定在最大径，此例中就是第二径302中的窗口位置31为FFT窗口位置，而非第一径301的位置，不利于之后的信道估计与均衡，并使得接收性能下降。

再如图4所示，以前的技术在接收端通过信道冲击响应找出正确的FFT窗口。由图可知，信号输入一OFDM系统中401，移除信号之前在发送端所加上的循环前缀403，再进行快速傅立叶变换405。此例更接着由信号中提取离散导频(scatter pilots)407，求出信道频域响应，再进行反快速傅立叶变换409，得到信道冲击响应，并设定一门限值，找出冲击响应中第一个超过门限值的位置或者最大值位置作为符号起始位置去调节FFT的窗口411。最后利用此FFT窗口进行符号同步，克服上述在多径信道行进的通信环境下因为同步误差产生的干扰，包括符号间干扰(ISI)和子载波间干扰(ICI)的问题。

发明内容

为克服OFDM系统中粗符号同步偏差造成的符号间干扰(ISI)和子载波间干扰(ICI)，本发明提出一种精确的符号同步方法来消除该影响，主要是在信道存在多径衰落的情况下，能稳定地检测出正确的符号同步位置。

本发明的提供一种正交频分复用系统中精符号时序同步方法，该方法包括有：接收信号；进行一快速傅立叶变换；执行一线性插值，以得到间隔较小的离散导频；提取线性插值后的离散导频；由提取的离散导频计算信道频域响应；执行一反快速傅立叶变换，计算信道冲击响应与一有效的径的门限值，将信道冲击响应与该门限值比较，得到多个径的信息；根据该多个径的信息，重复调整符号的FFT窗口位置；提取离散导频、计算信道频域响应与计算信道冲击响应等步骤，得到一个以上相对于该多个径的信道冲击响应，并计算噪声功率；以及根据该一个以上的噪声功率的比对结果，得到该符号的正确起始位置。

本发明还提供一种正交频分复用系统中精符号时序同步方法，应用于一多径信道的正交频分复用系统中，通过  正确FFT窗口的判断得到该系统中符号的起始位置，该方法步骤包括有：接收信号；将经过信道的信号去掉循环前缀；进行一快速傅立叶变换；执行一线性插值，以得到间隔较小的离散导频；提取线性插值后的离散导频；由提取的离散导频计算信道频域响应；在计算出的信道频域响应后补零，以形成具有2的幂次方的数据个数；执行一反快速傅立叶变换，计算信道冲击响应与一有效的径的门限值，将信道冲击响应与该门限值比较，得到多个径的信息；根据该多个径的信息，重复调整符号的FFT窗口；提取离散导频、计算信道频域响应与计算信道冲击响应等步骤，得到一个以上相对于该径的信道冲击响应，并计算噪声功率；以及比对该一个以上的噪声功率，以相对该噪声功率为最小的径决定该FFT窗口的位置，得到该符号的起始位置。

本发明的OFDM系统中符号同步方法的特征主要是于信号通过快速傅立叶变换模块时，先经由信道频域响应计算模块提取其中的离散导频，即线性插值得到符号内间隔较小的离散导频，以得到较大的时延容许范围，再计算信道频域响应。

通过补零，经反快速傅立叶变换得出信道冲击响应，以此得出径的数量、各径的位置和能量以及各径间的延迟。接着，由噪声功率估计模块根据径的位置与数量，将各径分别作为第一径，依此调整FFT窗口位置，并逐次计算不同窗口位置时所对应的噪声功率，最后以噪声功率最小的径设为正确的第一径，所对应的窗口位置即为最佳的FFT窗口，即准确的符号起始位置。

其中较佳实施例包括，开始时，信号进入此OFDM系统，此接收端粗符号同步将经过信道的数据去掉循环前缀，并接着进行快速傅立叶变换，经提取各符号中的离散导频后，再经下述线性插值后，得到符号内间隔较小的离散导频，用于计算信道频域响应，于补零后，执行反快速傅立叶变换得到信道冲击响应。

接着，先设定一门限值，根据此门限值在信道冲击响应中找到并记录多径的位置和数量等信息，再根据多径的位置和个数，尝试将每条径作为第一径放在窗口起始位置，分别进行相应的FFT窗口调整，之后通过提取离散导频、计算信道频域响应、计算信道冲击响应等步骤得到信道冲击响应，再计算相应每次不同位置FFT窗口所对应的信道冲击响应的噪声功率。

最后经比对，以信道冲击响应的噪声功率最小时相对应的径为正确的第一径位置，也就是最佳的符号起始位置。

附图说明

图1所示为通常的DVB-T系统的调制和解调电路示意图；

图2所示为多径信道下的FFT窗口位置示意图之一；

图3所示为多径信道下的FFT窗口位置示意图之二；

图4所示为现有技术于OFDM系统中执行符号同步的电路示意图；

图5所示为DVB-T系统的离散导频插入结构；

图6所示为多径信道下的信道冲击响应示意图；

图7所示为内插离散导频的插入结构示意图；

图8所示为多径信道下的信道冲击响应示意图；

图9所示为本发明利用噪声功率判定第一径的流程；

图10所示为本发明使用的精符号同步算法的系统示意图；

图11显示本发明OFDM系统中符号同步方法的较佳实施例的流程。

主要元件符号说明：

信号输入10        插入导频和TPS 11

加入保护边带12    IFFT 13

加上循环前缀14    信道17

去掉循环前缀24    FFT 25

信道估计与均衡27  载波同步29

数字模拟转换15        发送前端16

接收前端18            模拟数字转换19

下变频及抗混叠滤波20  插值器21

频偏相位纠正22        粗符号同步23

传输参数信令26        精符号同步28

采样同步30

第一径201             第二径202

窗口位置21            循环前缀203，204

第一径301             第二径302

窗口位置31

接收信号401           移除循环前缀403

快速傅立叶变换405     提取离散导频407

反快速傅立叶变换409   找FFT窗口411

导频501、502、503、504

标号701、702、703、704、705、706

移除循环前缀模块101   快速傅立叶变换模块102

信道频域响应计算模块103

反快速傅立叶变换模块104

噪声功率估计模块105    冲击响应计算模块106

储存单元107

具体实施方式

本发明提供一种OFDM系统中精符号时序同步方法，主要特征是OFDM系统中，于快速傅立叶变换(FFT)之后执行精符号同步，以找到最佳的FFT窗口位置，消除符号间干扰(ISI)，从而实现接收机的最佳接收性能，请先参阅图5所示的DVB-T系统的离散导频插入结构。

如图所示，各导频信号(pilot，以图中实心圆圈表示)的插入位置具有一定规律，在频率方向(横向排列)来看，除了开头(K_min)和结尾(K_max)两个子载波，在一个符号内，每隔12个子载波(载有通信数据，以空心圆圈表示)会插入一个离散导频，在时间方向(列向排列)来看，每4个符号为循环周期(如标号1、2、3、4与标号5、6、7、8的导频位置一样)，规律地重复各导频的位置。由第1个符号到第4个符号，插入离散导频的起始位置会依次差3个子载波，如图式中导频501、502、503、504两两相距3个子载波。如此循环，每4个符号，其离散导频位置会重复一次。

由于离散导频的信息对于接收端是已知的，且插入位置具有相等的间隔，所以可由方程式(1)求出信道频域响应：

${\hat{H}}_{l,k}=Y_{l,k}\·\frac{{P^{*}}_{l,k}}{{\left|P_{l,k}\right|}^2}---\left(1\right)$

其中k＝K_min+3×(l mod4)+12p|p＝0，1，2...N_p-1，k∈[K_min，K_max]

并且，表示第l个符号第k个子载波上估计出的信道频域响应，Y_l，k表示经过快速傅立叶变换后接收到的第l个符号第k个子载波上的离散导频数据，P_l，k表示该点上已知的离散导频数据，*表示求共轭(conjugate)，N_p表示每个符号内离散导频的个数。

接着将信道频域响应之后补零，形成N/2点数据，N为一个符号去掉循环前缀后的子载波(Sub-carrier)个数(DVB-T系统中，2K模式时，N等于2048，8K模式时，N等于8192，N为FFT窗口长度，也即移除循环前缀后的符号长度)，补零是为了将计算点数凑成2的幂次方，以可使用快速傅立叶变换来计算。之后，再经过反快速傅立叶变换可求出信道冲击响应：

${\hat{h}}_{l,n}=\mathrm{IFFT}\left({\hat{H}}_{l,k}\right),n=\mathrm{1,2},......,N/2-1$

--------------------------------------   (2)

方程式(2)显示的信道冲击响应反映出时域信道的多径信息，包括径数、各径的位置和能量以及信道最大时延(channel delay)。

如图6所示的多径信道下的信道冲击响应示意图，其中显示进入OFDM系统中径的数量与各径间的延迟状态，除了径以外，其它为噪声，如接近能量为零位置的部分。

上述离散导频插入结构中，各个符号内离散导频的位置间隔是12个子载波，由它们计算得到的信道频域响应相当于对真实的信道频域响应进行了1/12的采样，反映到时域冲击响应上则是真实冲击响应的1/12。如果最大信道延迟超过Tu/12(Tu为一个符号的周期)，则会产生混叠。在SFN(singlefrequency network)网络中，这样的最大时延容许范围是不够的。

为了提高最大时延的容许范围，必须通过时间方向上的插值以减少离散导频之间的间隔。方法通常有三种：

(1)直接法：直接将连续四个符号的离散导频提取合并成一个符号间隔为3的离散导频。

(2)线性插值法：利用前后多个(如7个)符号的离散导频进行线性插值得到一个间隔较小(如3)的离散导频，线性插值的具体过程如下，请参阅图7：

图7中纵方向表示符号l，横方向表示每个符号内的子载波k，每点数据表示为Y_l，k。为得到图中第4个符号的间隔为3的导频，必须得到Y_4，4+3p与Y_4，7+3p(p＝0，1，2...)，其中4+3p与7+3p表示第4与7的位置之间的间隔为3。公式如下：

$Y_{\mathrm{4,4}+3p}=\frac{1}{2}{Y}_{\mathrm{2,4}+3p}+\frac{1}{2}{Y}_{\mathrm{6,4}+3p}---\left(3\right)$

$Y_{4,7+3p}=\frac{3}{4}{Y}_{3,7+3p}+\frac{1}{4}{Y}_{7,7+3p}---\left(4\right)$

举例如图，方程式(3)显示分别通过标号703位置(l＝2、k＝4)与标号704位置(l＝6、k＝4)的导频数据计算出标号701位置(l＝4、k＝4)的插值数据，因为两点的中央，故系数使用1/2；方程式(4)显示利用标号705位置(l＝3、k＝7)与标号706位置(l＝7、k＝7)的导频数据计算出标号702位置(l＝4、k＝7)的插值，而标号702的位置并非该两点的中央，而是有偏向一点，故有不同的系数3/4与1/4。标号701与702两点内插出的导频数据以减少离散导频之间的间隔，并且，以上计算步骤将应用于其它相对位置的计算。

(3)另有方法是利用前后多个(通常＞7)符号的离散导频，经过FIR滤波得到一个符号间隔为3的离散导频。

上述三种插值方法都可以使最大时延的容许范围扩大到Tu/3，其实现的复杂度依次递增，而对抗时变信道的能力也依次递增，而本发明的较佳实施例是应用线性插值减少离散导频之间的间隔。

经上述计算图7所示的运算，得到间隔为3的离散导频，通过公式(1)、(2)计算得到信道冲击响应，将通过设定门限值来判断有效的径(path)的位置和个数。

$\mathrm{mean}\_\mathrm{cir}=\frac{2}{N}\underset{n=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left|{\hat{h}}_{l,n}\right|---\left(5\right)$

path_threshold＝k×mean_cir      (6)

其中，

为信道冲击响应，长度为N/2。mean_cir为信道冲击响应的幅度的均值。k为比例因子，可以根据实际应用设置，根据信道冲击响应的统计特性设置，例如在DVB-T系统中，k可以设置为5。

通过公式(5)、(6)，门限值可以与信道冲击响应的均值成比例，且超过门限值的即为有效的径，否则就是噪声。精符号同步完成后，在信道冲击响应中的延迟最大的那根径对应的时延即为信道最大时延(Channel DelaySpread)，因此本发明所提供的演算方法除了可以得到正确的窗口位置，还能获得最大时延信息和噪声功率。

如先前技术所述，在多径信道下，粗符号同步会将符号起始位置锁在最大径位置，当第一径能量小于第二径时，窗口位置会定在第二径附近。此时，如果直接根据求得的信道冲击响应结果，以第一个过门限值的径作为第一径，将会出现误判。如图8所示，当第一径能量小于第二径时，即如图中显示经过精符号同步后的信道冲击响应。

如图6与图8所示，信道冲击响应中除了径以外的点都是噪声，如接近零的低能量部分，噪声的功率可以表示为方程式(7)：

W＝W_ISI+W_AWGN+W_ICI  --------------------(7)

其中W_ISI为符号间干扰引入的噪声，W_AWGN为信道的高斯噪声，W_ICI为子载波间干扰引入的噪声。

在时不变信道(time-invariant channel)中，W_AWGN基本保持不变，如果FFT窗口位置找错，如第一径在窗口以外，则W_ISI和W_ICI都会增加，导致总的噪声功率W变大。本发明即提出根据正确的位置其噪声功率最小这一判断准则，通过比较每种可能的FFT窗口位置的噪声功率，得到最佳的窗口位置。

而在时变信道(time-variant channel)下，由于信道的时间选择性衰落(Time-Selective Fading)特性的影响，连续符号的W_AWGN随时间会有一定的波动，即使FFT窗口不变，不同符号得到的噪声功率也有所不同，在不同符号内调节窗口位置计算相应的噪声功率，可能出现正确位置的噪声功率比错误位置的大，从而引起误判。因此，本发明进一步提出在计算噪声功率前，可以先预存一定数量(大于一个符号)的时域数据(FFT前)，之后每次在此预存的时域数据中移动窗口，只从中获取一个符号的数据输出到快速傅立叶变换模块，确保精符号同步模块每次计算的噪声功率都取自同一个符号，消除W_AWGN在时间上波动的影响。为简化计算，噪声功率W的值可以由信道冲击响应的绝对值求和来得出。

本发明所提供利用噪声功率判定正确的第一径的过程具体如图9所示的流程，包括先将上述流程得出的信道冲击响应，通过设定的门限值，可得出多个径(步骤S901)；接着，将找到的第一条径往左移至信道冲击响应的起始位置，如图6或是图8信道冲击响应图式的左方，本发明则以延迟FFT窗口的方式实现左移的动作，如将时域上的FFT窗口起始位置延迟相应的数据个数(步骤S903)，将新窗口位置的FFT输出通过提取间隔为12的离散导频，计算信道频域响应(步骤S905)，补零到N/2，然后经过IFFT得到信道冲击响应(步骤S907)，通过求IFFT输出的绝对值和，得到第一次噪声功率结果(步骤S909)。

之后，依次将找到的其余径左移到冲击响应的起始位置，同样是FFT窗口起始位置延迟相应的数据个数，计算其余的噪声功率结果。

本发明所提出的方法不需移动所有的径，只要经比对程序后判断第一次最佳径的位置(步骤S911)，如后一次的噪声功率比前一次大，左移过程即可停止，说明前一次的窗口位置是该左移过程中最佳的。如果移到最后一个径(如第M条)而未出现比前一次噪声功率大的情况，则说明第M条径才是左移过程中的最佳位置。

经上述将径左移的过程结束后，则开始右移过程，从最后一径开始依次右移至冲击响应的起始位置，要实现该过程只需将时域上的FFT窗口起始位置提前相应的数据个数(步骤S913)。

将提前的新窗口位置的FFT输出通过提取的离散导频，并接着计算信道频域响应(步骤S915)，经补零与经过IFFT得到信道冲击响应(步骤S917)，通过求IFFT输出的绝对值和，得到(估计)噪声功率(步骤S919)。

同样，经比对得到右移方向最佳径的位置(步骤S921)，而比对结束的条件同样是后一次的噪声功率比前一次大，或者移到第一径(此例是由最后一径开始移动)时才出现噪声功率最小值。

最后，比较左移与右移两个方向的最小噪声功率，较小的那个才是本发明使用的正确的第一径和移动方向(步骤S923)。

再请参阅图10，其显示本发明使用的精符号同步算法的系统示意图，与以往技术(如图1)不同的是，本发明先利用线性插值得到间隔为3或其它值的离散导频，经计算信道频域响应与补零后，再经过IFFT得到信道冲击响应，经此同步过程调整FFT窗口位置，以估计噪声功率，并藉比较噪声功率判断第一径的正确位置，即得到最佳的FFT窗口起始位置。

图中所示的系统包括有接收信号后进行移除循环前缀的模块101，由于发送端在传送信号时，会因为要避开前一个符号因多路径延迟抵达所造成的信号干扰，即于输出信号前加上循环前缀，并于此接收端需将其移除后，才能进行其它动作。

接着信号通过快速傅立叶变换模块102，经转换后传送出去，然而，为避免多路径效应产生的信号干扰，需要得到正确的FFT窗口进行符号同步，故输出的信号将经由信道频域响应计算模块103先提取出离散导频，藉由上述线性插值得到符号内间隔较小(如3)的离散导频，以得到较大的时延容许范围，再利用上述方程式(1)计算信道频域响应。

之后，符号内先补零，以将计算点数凑成2的幂次方(如DVB-T系统中，计算点数为N/2，N为FFT窗口长度，也即移除循环前缀后的符号长度)，再经反快速傅立叶变换模块104，由信道冲击响应计算模块106计算信道冲击响应，以此得出径的数量、各径的位置和能量以及各径间的延迟。

接着，通过门限值的各径信息传送至噪声功率估计模块105，此模块105根据径的位置与数量，并将各径作为第一径并对应FFT窗口，每次都调整FFT窗口位置，再经上述模块101、102、103、104等模块根据信道冲击响应计算模块106产生的各径数据，逐笔计算所对应的噪声功率，最后，以所计算的噪声功率最小的径设为正确的第一径，以此能得出最佳的FFT窗口，即准确的符号起始位置。

起始位置找寻完毕后，再次通过提取离散导频、IFFT转换、得出信道冲击响应，根据门限值找到最后一径的位置，得到信道最大时延，并根据门限值以下各点的能量计算平均噪声功率。

上述找寻FFT窗口的过程中，除了在连续的符号中进行噪声功率估计，也可以通过另一储存单元107储存同一个符号中的数据，以在同一个符号中估计噪声功率，消除信号在时间上的波动对噪声功率判断的影响。

根据上述精符号同步系统的各模块的运作整理出如图11所示的符号同步方法的较佳实施例的流程。

于步骤S111中，信号进入此OFDM系统，此接收端将经过信道的数据去掉循环前缀，并接着进行快速傅立叶变换(步骤S113)，之后，经上述线性插值后，得到符号内间隔较小的离散导频(步骤S115)，并再提取线性插值后的离散导频(步骤S117)，在较佳实施例中，是先在FFT后提取多个(如7个)离散导频，进行线性插值得到一个符号内间隔为较小(如3)的离散导频，以提高最大时延的容许范围。

接着，于步骤S119计算信道频域响应，较佳实施例是以利用方程式(1)计算信道频域响应，经信道频域响应补零后，执行反快速傅立叶变换得到信道冲击响应(步骤S121)。根据此门限值在信道冲击响应中找到并记录多径的位置和数量等信息(步骤S123)。

根据上述多径的位置和个数，尝试将每条径作为第一径放在窗口起始位置，分别进行相应的FFT窗口调整(步骤S125)，调整过程可以在连续的符号中进行，也可以储存一定数据在同一个符号中进行。再从每次窗口调节后的FFT结果中提取一个符号的离散导频，如同之前间隔为12的离散导频，再计算相应每次FFT窗口的噪声功率(步骤S127)。

之后重复S117、S119、S121、S123、S125与S127等步骤，包括重复提取离散导频、计算信道频域响应、执行IFFT计算信道冲击响应等步骤(S117、S119、S121)，于得出并记录径的信息之后(步骤S123)，再进行FFT窗口调整(步骤S125)，再计算相应每次FFT窗口的噪声功率(步骤S127)。

经反复上述步骤后，最后根据噪声功率的比对结果，能得到正确的第一径位置，也就是噪声功率最小的最佳的符号起始位置(步骤S129)。

综上所述，本发明为一OFDM系统中精符号时序同步方法，主要是利用线性插值得到间隔较小的离散导频，经计算信道频域响应、补零后，经过IFFT得到信道冲击响应，并根据最小噪声功率推测进行判断第一径的步骤，藉以得到正确的FFT窗口起始位置，也就是经此同步的步骤得到OFDM系统中最佳的符号起始位置。

但以上所述仅为本发明的较佳可行实施例，非因此即局限本发明的专利范围，故举凡运用本发明说明书及图示内容所为的等效结构变化，均同理包含于本发明的范围内，合予陈明。

Claims (21)

1、一种正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于，该方法包括有：

接收信号；

进行一快速傅立叶变换；

执行一线性插值，以得到间隔较小的离散导频；

提取线性插值后的离散导频；

由提取的离散导频计算信道频域响应；

执行一反快速傅立叶变换，计算信道冲击响应与一有效的径的门限值，将信道冲击响应与所述门限值比较，得到多个径的信息；

根据所述多个径的信息，重复调整符号的FFT窗口位置；

提取离散导频、计算信道频域响应与计算信道冲击响应等步骤，得到一个以上相对于所述多个径的信道冲击响应，并计算噪声功率；以及

根据所述一个以上的噪声功率的比对结果，得到所述符号的正确起始位置。

2、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述线性插值是利用所述符号前后多个符号的离散导频进行所述线性插值得到一个符号间隔较小的离散导频。

3、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：于计算所述信道频域响应后，进行补零，以形成具有2的幂次方的数据个数。

4、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：经所述信道冲击响应计算后，反映出所述正交频分复用系统的时域信道的多径信息，包括径数、各径的位置和能量以及所述信道最大时延。

5、如权利要求4所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：将各径作为所述正交频分复用系统的第一径，设定在所述FFT窗口起始位置，并调整相应的FFT窗口，以计算相对的噪声功率。

6、如权利要求5所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：以相对所述噪声功率为最小的径决定所述FFT窗口的位置。

7、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述FFT窗口调整过程在连续的符号中进行。

8、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述FFT窗口调整过程在同一符号中进行。

9、如权利要求8所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：是先预存一大于一个符号的时域数据，之后每次移动所述FFT窗口都只是从中获取一个符号的数据，以确保每次计算的噪声功率的W_AWGN部分都取自同一个符号。

10、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述噪声功率是由所述信道冲击响应的绝对值求和求出。

11、如权利要求1所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述符号的起始位置相对于所述正交频分复用系统的第一径，所述第一径的判断步骤包括有：

设定一门限值，由所述信道冲击响应得出多个径；

将所述多个径依次往左移至所述信道冲击响应的起始位置；

将相对所述径的FFT窗口位置的FFT输出通过提取离散导频；

计算相对所述径的信道频域响应；

补零到具有2的幂次方的数据个数；

经过所述反快速傅立叶变换得到相对所述径的信道冲击响应；

计算相对所述径的噪声功率；

经比对相对于所述多个往左移的径的噪声功率，判断最佳径的位置；

将所述多个径依次往右移至所述信道冲击响应的起始位置；

将相对所述径的FFT窗口位置的FFT输出通过提取离散导频；

计算相对所述径的信道频域响应；

补零到具有2的幂次方的数据个数；

经过所述反快速傅立叶变换得到相对所述径的信道冲击响应；

计算相对所述径的噪声功率；

比对相对于所述多个往右移的径的噪声功率，判断最佳径的位置；以及

比较往左移与往右移两个方向的最小噪声功率，以决定所述正交频分复用系统的第一径和移动方向。

12、如权利要求11所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：是将时域上的FFT窗口起始位置延迟相应的数据个数实现将所述径左移的动作。

13、如权利要求11所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：是将时域上的FFT窗口起始位置提前相应的数据个数实现将所述径右移的动作。

14、如权利要求11所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述噪声功率是由所述信道冲击响应的绝对值求和求出。

15、一种正交频分复用系统中精符号时序同步方法，应用于一多径信道的正交频分复用系统中，通过正确FFT窗口的判断得到所述系统中符号的起始位置，其特征在于，所述方法步骤包括有：

接收信号；

将经过信道的信号去掉循环前缀；

进行一快速傅立叶变换；

执行一线性插值，以得到间隔较小的离散导频；

提取线性插值后的离散导频；

由提取的离散导频计算信道频域响应；

在计算出的信道频域响应后补零，以形成具有2的幂次方的数据个数；

执行一反快速傅立叶变换，计算信道冲击响应与一有效的径的门限值，将信道冲击响应与所述门限值比较，得到多个径的信息；

根据所述多个径的信息，重复调整符号的FFT窗口；

提取离散导频、计算信道频域响应与计算信道冲击响应等步骤，得到一个以上相对于所述径的信道冲击响应，并计算噪声功率；以及

比对所述一个以上的噪声功率，以相对所述噪声功率为最小的径决定所述FFT窗口的位置，得到所述符号的起始位置。

16、如权利要求15所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：经所述信道冲击响应计算后，反映出所述正交频分复用系统的时域信道的多径信息，包括径数、各径的位置和能量以及所述信道最大时延。

17、如权利要求16所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：将各径作为所述正交频分复用系统的第一径，设定在所述FFT窗口起始位置，并调整相应的FFT窗口，以计算相对的噪声功率。

18、如权利要求15所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述FFT窗口调整过程在连续的符号中进行。

19、如权利要求15所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述FFT窗口调整过程在同一符号中进行。

20、如权利要求19所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：是先预存一大于一个符号的时域数据，之后每次移动所述FFT窗口都只是从中获取一个符号的数据，以确保每次计算的噪声功率都取自同一个符号。

21、如权利要求15所述的正交频分复用系统中精符号时序同步方法，其特征在于：所述噪声功率是由所述信道冲击响应的绝对值求和求出。

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