CN106034098B - 基于判决反馈的符号同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基于判决反馈的符号同步方法及装置，其特征在于，包括如下步骤：以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；以及基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步，解决了已有技术中利用数据的自相关性进行符号同步对信道敏感，在复杂信道下会失效或利用频域导频的时域相关性进行符号同步但能力有限对某些特殊信道会失效这样的问题，能实现快速、准确的、有效的进行符号同步。

Description

基于判决反馈的符号同步方法

技术领域

本发明涉及无线通信数据处理领域，具体涉及一种使用判决反馈实现符号同步的方法及装置。

背景技术

在数字电视地面、有线、卫星等众多的传输方式中，数字电视传输系统最为复杂，也因其技术要求最高、受众广而备受关注。当然，地面系统的标准化工作也十分重要。目前，国际上形成了四种不同的地面数字电视广播传输标准，即美国的高级电视系统委员会(ATSC)标准、欧洲数字视频地面广播(DVB-T)标准、日本地面综合业务数字广播(ISDB-T)标准和中国的数字电视地面多媒体广播传输(DTMB)标准。2008年6月欧洲发布第二代数字视频地面广播(DVB-T2)标准。欧洲地面广播在全球都处于领先地位，就目前的情况来看DVB-T2标准已经形成了很大的市场。因此，关键技术的研发也成为了该领域的焦点。

例如，针对上述DVB-T2系统来说，该DVB-T2系统的信号帧包括第一前导符号P1、第二前导符号P2、数据符号、帧结束符号。P1符号根据配置做1k点的FFT得到A部分，然后把A尾部的482个数值取出得到C部分，将该C放到A的前面，把A头部的542个数值取出得到B部分，将该B放到A的后面，形成2048长的三段结构即C-A-B结构。P2符号和帧结束符号间隔3或6插入导频，数据符号按k mod(DX*DY)＝DX*(l mod DY)插入导频，其中k是子载波位置，l是帧号，DX和DY由离散导频模式决定。

DVB-T2系统首先检测FFT和GI(保护间隔)模式，然后进行符号同步，为信道估计和均衡提供开窗位置。

针对以上符号同步的技术问题，目前有两种解决方案：

利用数据的自相关性进行符号同步，接收的数据延时相关，第一个出现峰值的位置即开窗点；然而此方法对信道敏感，在复杂信道下会失效。

利用频域导频的时域相关性进行符号同步；该方法能力有限，对某些特殊信道会失效。

鉴于以上现有技术方法的缺陷，一种能快速、准确的、有效的进行符号同步方法以及装置的发明是势在必行的。

发明内容

本方明的目的是：提供一种能快速、准确的、有效的进行符号同步方法以及装置。

为解决上述问题和实现本发明的目的，本发明的实施例提供了一种基于判决反馈的符号同步方法，其特征在于，包括如下步骤：以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；以及基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步。

可选地，其中，基于第一前导符号来确定预定粗同步方式。

可选地，其中，在DVB_T2系统中的预定粗同步方式包含：将接收截取数据与由本地产生的第一前导符号利用傅里叶/反傅里叶变换来实现相关运算，将所得的最大相关峰值对应的位置作为粗同步位置。

可选地，其中，将接收截取数据与本地第一前导符号分别傅里叶变换后进行复共轭相乘，再进行预定处理得到循环相关序列；对循环相关序列反傅里叶变换后得到循环相关值；以及对循环相关值进行幅度最大值搜索，将搜索所得的最大相关峰值位置作为粗同步位置。

可选地，其中，实现相关运算的步骤通过按预定公式延时相乘累加得到。

可选地，其中，使用循环段前缀循环相关的方法来确定预定粗同步方式。

可选地，其中，在OFDM系统中的预定粗同步方式包含：从接收数据中截取保护间隔长度的一段数据作为接收截取数据，将该接收截取数据与延时一帧长度的数据共轭相乘累加，再进行幅度最大值搜索得到粗同步位置。

可选地，其中，接收截取数据是通过从接收数据中任取一定长度而确定的，该一定长度根据帧结构格式确定。

可选地，其中，预定细同步方式包含：根据粗同步位置截取一帧数据进行傅里叶变换，得到截取变换值；利用已知的导频估计得到的初步信道响应，再预定处理得到第一频域信道响应；基于第一频域信道响应和截取变换值进行处理得到判决估计值；对判决估计值以预定判决规则进行判决得到判决信号；利用判决信号进行反馈，再次估计得到的第二频域信道响应并做反傅里叶变换为时域信道响应，根据该时域信道响应实现细符号同步。

可选地，其中，利用已知的导频和截取变换值进行估计得到初步信道响应，对该初步信道响应所进行的预定处理包含滤波，从而得到第一频域信道响应，基于第一频域信道响应和截取变换值进行均衡得到判决估计值。

可选地，其中，在根据该时域信道响应实现细符号同步的步骤中包含：从时域信道响应的中点向后开始查找时域信道响应的幅度第一个大于门限的位置，作为细同步位置。

可选地，其中，预定判决规则包含：按发送侧的星座图映射规律使用正方形判决准则；或者使用极坐标判决准则；或者将星座图缩减为4QAM进行判决。

本发明的实施例还提供了一种基于判决反馈的符号同步装置，其特征在于，包括：粗符号同步模块，用于以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；细符号同步模块，基于粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步。

可选地，本发明实施例所提供的基于判决反馈的符号同步装置还包括：第一前导符号生成模块，用于产生本地的第一前导符号，其中，粗符号同步模块包含：数据截取单元，从接收数据中任取一定长度得到接收截取数据；共轭相乘单元，将接收截取数据与第一前导符号进行共轭点乘，得到共轭相乘序列；变换单元，将共轭相乘序列利用傅里叶/反傅里叶变换来实现相关运算；幅度最大值搜索单元，将相关运算所得的最大相关峰值对应的位置作为粗同步位置。

可选地，其中，粗符号同步模块包含：数据截取单元，用于从接收数据中取保护间隔长度的一段得到接收截取数据；处理单元，用于将接收截取数据与延时一帧长度的数据进行共轭相乘累加，得到延时累加序列；幅度最大值搜索单元，对延时累加序列进行幅度最大值搜索得到粗同步位置。

可选地，本发明实施例所提供的基于判决反馈的符号同步装置还包括：导频生成模块，用于生成本地的导频，其中，细符号同步模块包含：变换单元；运算估计单元；处理单元；判决单元；以及幅度最大值搜索单元，变换单元，对根据粗同步位置所截取的一帧数据进行傅里叶变换；运算估计单元，利用本地已知的导频估计得到初步信道响应；处理单元，对初步信道响应进行处理得到第一频域信道响应，和导频进行估计得到判决估计值；判决单元，对判决估计值以预定判决规则进行判决，得到判决信号；运算估计单元，根据判决信号再次估计得到的第二频域信道响应；变换单元，将第二频域信道响应做反傅里叶变换为时域信道响应；幅度最大值搜索单元，对时域信道响应进行幅度最大值搜索，并将最大值位置作为细符号同步位置。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

根据本发明的实施例所提供的基于判决反馈的符号同步方法以及装置，由于先以预定粗同步方式实现粗符号同步，再基于所述粗同步位置以预定细同步方式实现细符号同步，且使用判决反馈来实现预定细同步方式，所以本方明能够快速、准确的、有效的进行符号同步。

附图说明

图1是本发明实施例中基于判决反馈的符号同步方法的流程图；

图2是本发明实施例中粗符号同步的实现流程图；

图3是本发明实施例中细符号同步的实现流程图；

图4是本发明实施例中第一前导符号P1的相关值的波形示意图；

图5是本发明实施例中时域信道估计的波形示意图；以及

图6是本发明实施例中基于判决反馈的符号同步装置的框图。

具体实施方式

发明人发现已有技术中利用数据的自相关性进行符号同步对信道敏感，在复杂信道下会失效或利用频域导频的时域相关性进行符号同步但能力有限对某些特殊信道会失效这样的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了了一种基于判决反馈的符号同步方法及装置，其特征在于，包括如下步骤：以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；以及基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步，以实现能够快速、准确的、有效的进行符号同步。

为了使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

图1是本发明实施例中基于判决反馈的符号同步方法的流程图。

如图1所示，基于判决反馈的符号同步方法，包括以下步骤：

步骤S1：以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；以及

步骤S2：基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步。

具体对于步骤S1来说，所述预定粗同步方式是基于第一前导符号来确定，利用该P1符号相关实现粗符号同步。

粗符号同步步骤包括：从接收的数据中任取(依据帧结构格式确定的)一定长度的数据进行存储，所存储数据与本地P1符号利用FFT/IFFT运算实现相关运算，最大相关峰值对应的位置即为粗符号同步点。

图2是本发明实施例中粗符号同步的实现流程图。

如图2所示，本实施例中，以DVB-T2系统为例，对优选的粗符号同步具体步骤进行如下描述：

步骤S1-1：将接收截取数据r(n)进行FFT运算得到数据序列R(k)，可选择地是，该接收截取数据r(n)从接收数据中截取获得后被进行存储，其中，接收截取数据是通过从接收数据中任取一定长度而确定的，该一定长度根据帧结构格式而定；

步骤S1-2：将第一前导符号p1(n)进行FFT运算得到第一前导序列P1(k)；

步骤S1-3：将数据序列R(k)与第一前导序列P1(k)进行复共轭相乘，得到循环相关序列C(k)：C(k)＝R(k)*conj(P1(k))；

步骤S1-4：对循环相关序列C(k)进行IFFT运算，得到循环相关值c(n)；

步骤S1-5：对循环相关值c(n)进行幅度最大值搜索，记录位置M，即粗符号同步位置(symbol_sync_coarse)。

上述相关运算不仅通过复共轭相乘得到，也可按预定公式延时相乘累加得到。

粗同步也可以使用循环段前缀循环相关的方法实现。如在一般OFDM系统中，从接收数据中截取保护间隔长度的一段数据作为上述的接收截取数据，将该接收截取数据与延时一帧长度的数据共轭相乘累加，再进行幅度最大值搜索得到所述粗同步位置，再进行幅度最大值搜索得到。

如果使用循环段前缀循环相关的方法实现粗同步，具体步骤如下：

1)从n点开始取GI长度的数据；其中n＝0，1，2，…

2)从n+N点开始取GI长度的数据

3)按照公式计算出循环相关值，该 公式中，GI是保护间隔，N是FFT的大小；

4)对c(n)进行幅度最大值搜索，记录位置M，即粗符号同步位置(symbol_sync_coarse)。

由此可见，本发明所提供的基于判决反馈的符号同步方法并非限制应用在上述所列举的DVB-T2系统或者OFDM系统中，通过任意初步同步技术方案所获得的粗同步位置，进一步根据该粗同步位置进行细同步均包含在本发明的范围之内，此项值得注意说明。

图3是本发明实施例中细符号同步的实现流程图。

如图3所示，具体对于步骤S2来说，使用判决反馈实现细符号同步的步骤包括以下：

步骤S2-1：根据粗同步位置(即位置M)截取一帧数据进行傅里叶变换，得到截取变换值；

步骤S2-2：利用已知的导频估计得到的初步信道响应，再预定处理得到数据段第一频域信道响应；

步骤S2-3：基于第一频域信道响应和截取变换值进行处理(均衡)得到判决估计值；

步骤S2-4：对判决估计值以预定判决规则进行判决得到判决信号；

步骤S2-5：利用判决信号进行反馈，再次估计得到的第二频域信道响应并做反傅里叶变换为时域信道响应，根据该时域信道响应实现细符号同步。

其中，可选地，利用已知的导频和截取变换值进行估计得到初步信道响应，对该初步信道响应所进行的预定处理包含滤波，从而得到第一频域信道响应。

可选地，基于第一频域信道响应和截取变换值进行均衡得到判决估计值。

利用具体符号对上述使用判决反馈实现细符号同步的步骤进行说明如下：

从M位置开始截取一帧N个数据r(n)进行N点FFT运算得到截取变换值R(k)；

根据导频SP(k)估计得到初步频域信道响应，该初步频域信道响应通过截取变换值和导频SP(k)相除得到，为H_pilot(k)＝R(k)/SP(k)；

对初步频域信道响应H_pilot(k)进行滤波，得到数据段第一频域信道响应H_data(k)；

基于第一频域信道响应和截取变换值进行处理(均衡)得到判决估计值，表示为

对判决估计值以预定的判决规则进行判决，得到判决信号

利用判决信号再次进行第二次估计，得到第二频域信道响应该

对第二频域信道响应做IFFT，相应地得到时域信道响应

从N/2位置即开始查找该时域信道响应的幅度第一个大于门限的位置，即细符号同步位置(symbol_sync_fine)。也就是，从时域信道响应的中点向后开始查找时域信道响应的幅度第一个大于门限的位置，作为细同步位置。

其中，预定判决规则包含：按发端星座图映射规律使用正方形判决准则(发端是QAM格雷映射)或者使用极坐标判决(发端是APSK映射)或者把星座图缩减为4QAM判决(实部和虚部大于等于0判为1，否则判为-1，再功率归一化)等。

图4是本发明实施例中第一前导符号P1的相关值的波形示意图。

如图4所示，显示出某个预定信道相关值幅度特性的一个例子，根据图4中Y轴的最大值(图中圆圈所示)对应的X轴采样点位置即得到粗同步位置M，实现粗同步。

图5是本发明实施例中时域信道估计的波形示意图。

如图5所示，此图5描述了使用判决反馈得到的信道时域响应幅度特性的一个例子，根据上文所述细同步位置查找准则得到细同步位置，从X轴采样点中点往后查找Y轴的值大于门限(例如门限取值0.03)所对应的X轴采样点位置，那么从下述A点(位于X轴采样点中点之前)和B点(位于X轴采样点中点之后)中筛选出B点，从而，如图中所示的7905点(B点)经处理即为细同步位置。

【A点】：X轴的采样点值：2444，Y轴的幅度值：0.01943；

【B点】：X轴的采样点值：7905，Y轴的幅度值：0.04092。

另外，本发明的实施例还提供了一种基于判决反馈的符号同步装置。

图6是本发明实施例中基于判决反馈的符号同步装置的框图。

如图6所示，本实施例中，基于判决反馈的符号同步装置100包括：粗符号同步模块10、细符号同步模块20、用于各个模块的运作流程的流程控制模块30、以及用于粗同步的P1生成模块40、和用于细同步的导频生成模块50。

粗符号同步模块10用于以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置。

细符号同步模块20基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步。

具体图6中未显示的，以下分别对粗符号同步模块10中、细符号同步模块20中的具体构造进行描述。

粗符号同步模块10包含：

数据截取单元，从接收数据中任取一定长度得到接收截取数据；

共轭相乘单元，将接收截取数据与第一前导符号进行共轭点乘，得到共轭相乘序列；

变换单元，将共轭相乘序列利用傅里叶/反傅里叶变换来实现相关运算；

幅度最大值搜索单元，将相关运算所得的最大相关峰值对应的位置作为粗同步位置。

细符号同步模块20包含：变换单元；运算估计单元；处理单元；判决单元；以及幅度最大值搜索单元。

变换单元，对根据粗同步位置所截取的一帧数据进行傅里叶变换；

运算估计单元，利用本地已知的导频估计得到初步信道响应；

处理单元，对初步信道响应进行处理得到第一频域信道响应，和导频进行估计得到判决估计值；

判决单元，对判决估计值以预定判决规则进行判决，得到判决信号；

运算估计单元，根据判决信号再次估计得到的第二频域信道响应；

变换单元，将第二频域信道响应做反傅里叶变换为时域信道响应；幅度最大值搜索单元，对时域信道响应进行幅度最大值搜索，并将最大值位置作为细符号同步位置。

在本实施例的符号同步装置100中，粗符号同步模块10和细符号同步模块20中的变换单元可以采用同一或不同FFT/IFFT单元来实现。

导频生成模块50：根据FFT、GI、导频模式等生成用于细同步的本地离散导频。

另外，粗符号同步模块10中由数据截取单元得到接收截取数据可通过数据存储单元进行存储后再用于同步。

在本发明中，除了采用上述粗符号同步模块10中通过将接收截取数据与本地P1符号利用FFT/IFFT运算实现相关运算来实现粗同步这样的具体构造，粗同步也可以使用循环段前缀循环相关来实现，因而，图中未显示的，本发明还提供了另一种粗符号同步模块，该粗符号同步模块包含：

数据截取单元，用于从接收数据中取保护间隔长度的一段得到接收截取数据；

处理单元，用于将所述接收截取数据与延时一帧长度的数据进行共轭相乘累加，得到延时累加序列；

幅度最大值搜索单元，对所述延时累加序列进行幅度最大值搜索得到所述粗同步位置。

本发明中所提供的符号同步装置与本发明上述符号同步方法中所包含的技术要素分别相对应，装置中所具有的结构和技术要素可由方法相应转换形成，在此省略说明不再赘述。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (15)

1.一种基于判决反馈的符号同步方法，其特征在于，包括如下步骤：

以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；以及

基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步,其中,预定细同步方式包含：

根据粗同步位置截取一帧数据进行傅里叶变换，得到截取变换值；

利用已知的导频估计得到的初步信道响应，再预定处理得到第一频域信道响应；

基于所述第一频域信道响应和所述截取变换值进行处理得到判决估计值；

对所述判决估计值以预定判决规则进行判决得到判决信号；

利用所述判决信号进行反馈，再次估计得到的第二频域信道响应并做反傅里叶变换为时域信道响应，根据该时域信道响应实现细符号同步。

2.如权利要求1所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，基于第一前导符号来确定所述预定粗同步方式。

3.如权利要求2所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，在DVB_T2系统中的所述预定粗同步方式包含：

将接收截取数据与由本地产生的所述第一前导符号利用傅里叶/反傅里叶变换来实现相关运算，将所得的最大相关峰值对应的位置作为所述粗同步位置。

4.如权利要求3所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，将接收截取数据与本地所述第一前导符号分别傅里叶变换后进行复共轭相乘，再进行预定处理得到循环相关序列；

对所述循环相关序列反傅里叶变换后得到循环相关值；以及

对所述循环相关值进行幅度最大值搜索，将搜索所得的最大相关峰值位置作为所述粗同步位置。

5.如权利要求3所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，所述实现相关运算的步骤通过按预定公式延时相乘累加得到。

6.如权利要求1所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，使用循环段前缀循环相关的方法来确定预定粗同步方式。

7.如权利要求2所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，在OFDM系统中的所述预定粗同步方式包含：

从接收数据中截取保护间隔长度的一段数据作为接收截取数据，将该接收截取数据与延时一帧长度的数据共轭相乘累加，再进行幅度最大值搜索得到所述粗同步位置。

8.如权利要求3或7所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，所述接收截取数据是通过从接收数据中任取一定长度而确定的，该一定长度根据帧结构格式确定。

9.如权利要求1所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，利用已知的导频和所述截取变换值进行估计得到所述初步信道响应，对该初步信道响应所进行的预定处理包含滤波，从而得到所述第一频域信道响应，

基于所述第一频域信道响应和所述截取变换值进行均衡得到所述判决估计值。

10.如权利要求1所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，在根据该时域信道响应实现细符号同步的步骤中包含：

从所述时域信道响应的中点向后开始查找所述时域信道响应的幅度第一个大于门限的位置，作为细同步位置。

11.如权利要求1所述的符号同步方法，其特征在于，

其中，所述预定判决规则包含：

按发送侧的星座图映射规律使用正方形判决准则；或者

使用极坐标判决准则；或者

将星座图缩减为4QAM进行判决。

12.一种基于判决反馈的符号同步装置，其特征在于，包括：

粗符号同步模块，用于以预定粗同步方式实现粗符号同步，得到粗同步位置；

细符号同步模块，基于所述粗同步位置以使用判决反馈的预定细同步方式实现细符号同步，

其中，所述细符号同步模块包含：

变换单元；运算估计单元；处理单元；判决单元；以及幅度最大值搜索单元，

所述变换单元，对根据所述粗同步位置所截取的一帧数据进行傅里叶变换；

所述运算估计单元，利用本地已知的导频估计得到初步信道响应；

处理单元，对所述初步信道响应进行处理得到第一频域信道响应，和导频进行估计得到判决估计值；

判决单元，对所述判决估计值以预定判决规则进行判决，得到判决信号；所述运算估计单元，根据所述判决信号再次估计得到的第二频域信道响应；

所述变换单元，将所述第二频域信道响应做反傅里叶变换为时域信道响应；

幅度最大值搜索单元，对所述时域信道响应进行幅度最大值搜索，并将最大值位置作为细符号同步位置。

13.如权利要求12所述的符号同步装置，其特征在于，还包括：

第一前导符号生成模块，用于产生本地的第一前导符号，

其中，所述粗符号同步模块包含：

数据截取单元，从接收数据中任取一定长度得到接收截取数据；

共轭相乘单元，将所述接收截取数据与所述第一前导符号进行共轭点乘，得到共轭相乘序列；

变换单元，将所述共轭相乘序列利用傅里叶/反傅里叶变换来实现相关运算；

幅度最大值搜索单元，将相关运算所得的最大相关峰值对应的位置作为所述粗同步位置。

14.如权利要求12所述的符号同步装置，其特征在于，

其中，所述粗符号同步模块包含：

数据截取单元，用于从接收数据中取保护间隔长度的一段得到接收截取数据；

处理单元，用于将所述接收截取数据与延时一帧长度的数据进行共轭相乘累加，得到延时累加序列；

幅度最大值搜索单元，对所述延时累加序列进行幅度最大值搜索得到所述粗同步位置。

15.如权利要求12所述的符号同步装置，其特征在于，还包括：

导频生成模块，用于生成本地的导频。