CN102143117A - 基于dtmb系统多载波接收机的时频同步联合估计方法 - Google Patents

基于dtmb系统多载波接收机的时频同步联合估计方法 Download PDF

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CN102143117A
CN102143117A CN2011100804536A CN201110080453A CN102143117A CN 102143117 A CN102143117 A CN 102143117A CN 2011100804536 A CN2011100804536 A CN 2011100804536A CN 201110080453 A CN201110080453 A CN 201110080453A CN 102143117 A CN102143117 A CN 102143117A
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郭里婷
苏凯雄
颜琳
邱雪霞
沈周锋
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Abstract

本发明涉及一种基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：按如下步骤进行：步骤一：进行帧头模式识别和帧头位置粗估计；步骤二：本地PN发生器产生匹配帧头模式的零相位的PN序列A，采用可变步长扫频方法进行载波频偏粗估计；步骤三：将补偿载波大频偏后的接收数据与PN序列A进行相关，估计出帧序号；本地PN发生器产生匹配帧头模式匹配相位的PN序列B，与接收数据再次进行相关，得到帧头位置细估计值；步骤四：根据帧头位置细估计值对接收数据进行自相关，得到载波频偏细估计值；将载波大频偏估计值与载波频偏细估计值相加得到最终的载波频偏估计值。该方法有利于实现运算数据和参数的共享，减少运算量。

Description

基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法
技术领域
本发明涉及多媒体广播技术领域，特别是一种基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法。
背景技术
2006年8月30日，中国国家标准委员会发布了数字电视地面广播传输系统标准DMB-TH。该标准的基本特点是将OFDM调制与扩频通信相结合，采用了单、多载波两种调制方式，其中多载波调制使用了时域同步正交频分复用（TDS-OFDM）核心技术，它在帧结构上区别于普通的OFDM技术，用伪随机（PN）码帧头代替了传统的循环前缀保护间隔，用PN帧同步头进行时域同步，包括帧同步、频率同步、定时同步、信道估计和跟踪相位噪声等，从而避免在帧体内部插入大量导频，提高了传输效率，具有频谱利用率高、获得同步时间短和抗多径衰落的特点。
不象单载波系统中载波频率的偏移只会对接收信号产生一定的衰减和相位旋转，多载波系统尤其是采用正交频分复用的多载波系统，对同步要求十分苛刻。因此，在接收端需要有一个有效的同步算法来降低载波间干扰（ICI）和符号间干扰（ISI），保证传输数据的可靠接收。因而，在接收端需要做如下同步：（1）正确检测及确定帧头模式；（2）估计出帧头位置；（3）估计并补偿载波频率偏移；（4）估计接收到的当前信号帧的帧序号；（5）校正接收端的采样时钟频率和相位偏移。
传统的模式检测和粗符号定时同步是基于多模式PN序列的；目前对载波频率偏移同步方法主要有基于前导符的时域或频域相关载波同步方法、基于循环前缀的最大似然载波同步方法以及基于导频的频域相关载波同步方法等；而符号定时同步方法主要有基于前导符的符号定时同步方法以及基于循环前缀的符号定时同步方法等。上述同步方法主要存在以下问题：
（1）传统的模式检测和粗符号定时同步是基于多模式PN序列的，即将接收数据与本地PN序列相关进行模式检测和粗符号定时同步，其中本地PN序列可以有多种构造形式，这种方法占有资源大，耗时长，并且只适用于小频偏环境，估计出的符号位置误差较大；
（2）有些载波频偏估计方法中，要么频率捕捉范围有限，要么不能抵抗多径；而当存在较大的载波偏差或多径信道恶劣时，传统的符号同步方法性能会严重下降；
（3）在一个接收系统中，需要同时具备模式检测、载波频偏估计、帧头位置估计、帧序号估计等方法，每一种方法在接收系统中均可以是一个独立的模块，这样每个模块的有效性都有前提，而整体联合估计才更接近于实际接收系统，从而能够全面考虑其每个方法的干扰及局限因素。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，该方法有利于实现运算数据和参数的共享，减少运算量。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：按如下步骤进行时频同步联合估计：
步骤1：对接收数据进行滑动自相关处理以进行帧头模式识别，得到帧头模式，并将帧头模式信息传至本地PN发生器；
步骤2：基于步骤1的滑动自相关结果进行帧头位置粗估计，得到帧头位置粗估计值，并将帧头位置粗估计值传回接收数据缓冲区；
步骤3：本地PN发生器根据步骤1得出的帧头模式产生匹配帧头模式的零相位的PN序列A，基于所述PN序列A采用可变步长扫频方法进行载波频偏粗估计，得到载波大频偏估计值；
步骤4：对接收数据进行载波大频偏补偿，然后将补偿载波大频偏后的接收数据与所述PN序列A进行相关，估计出帧序号，并将相位信息传送至本地PN发生器；本地PN发生器产生匹配帧头模式匹配相位的PN序列B，接收数据与所述PN序列B再次进行相关，得到帧头位置细估计值，并将帧头位置细估计值传回接收数据缓冲区；
步骤5：根据步骤4得到的帧头位置细估计值，对补偿载波大频偏后的接收数据进行自相关，得到载波频偏细估计值；将载波大频偏估计值与载波频偏细估计值相加便得到最终的载波频偏估计值。
本发明的有益效果是：本发明提出的时频同步联合估计方法，实现了帧头模式识别及帧头位置粗估计、载波大频偏估计、帧序号估计及符号位置细估计和载波频偏细估计在接收机中的整体联合，具有执行的同一性、运算数据和参数的共享性，且由帧头模式识别模块估计出的帧头粗位置，为后续的同步估计模块减少了运算量。此外，该联合估计方法能够抵抗大频偏的干扰，在恶劣多径的信道环境，具有较好的同步性能。
附图说明
图1是本发明时频同步联合估计方法的实施框图。
图2是现有的DTMB系统中的信号帧的结构示意图。
图3是现有的DTMB系统中的帧头PN420序列的结构示意图。
图4是现有的DTMB系统中的帧头PN945序列的结构示意图。
图5是本发明中帧头模式识别及帧头位置粗估计的实施框图。
图6是本发明中帧头位置估计在不同SNR、不同多径信道下的仿真MSE图。
图7是本发明中载波频偏估计在不同SNR、不同多径信道下的仿真MSE图。
图8是本发明实例中的仿真参数取值图。
图9是本发明实例中在不同SNR、不同多径信道下的平均残余频偏绝对值的仿真结果图。
图10是本发明实例中帧序号估计在不同SNR、不同多径信道下的准确概率的仿真结果图。
图11是本发明实例中模式识别在不同SNR、不同多径信道下的准确概率的仿真结果图。
图12是本发明实例中仿真采用的多径信道模型参数取值图。
具体实施方式
本发明基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，如图1所示，按如下步骤进行时频同步联合估计：
步骤1：对接收数据进行滑动自相关处理以进行帧头模式识别，得到帧头模式，并将帧头模式信息传至本地PN发生器；
步骤2：基于步骤1的滑动自相关结果进行帧头位置粗估计，得到帧头位置粗估计值，并将帧头位置粗估计值传回接收数据缓冲区；
步骤3：本地PN发生器根据步骤1得出的帧头模式产生匹配帧头模式的零相位的PN序列A，基于所述PN序列A采用可变步长扫频方法进行载波频偏粗估计，得到载波大频偏估计值；
步骤4：对接收数据进行载波大频偏补偿，然后将补偿载波大频偏后的接收数据与所述PN序列A进行相关，估计出帧序号，并将相位信息传送至本地PN发生器；本地PN发生器产生匹配帧头模式匹配相位的PN序列B，接收数据与所述PN序列B再次进行相关，得到帧头位置细估计值，并将帧头位置细估计值传回接收数据缓冲区；
步骤5：根据步骤4得到的帧头位置细估计值，对补偿载波大频偏后的接收数据进行自相关，得到载波频偏细估计值；将载波大频偏估计值与载波频偏细估计值相加便得到最终的载波频偏估计值。
步骤1：帧头模式识别
在DTMB标准中，规定三种信号帧格式，一个信号帧由帧体和帧头两部分时域信号组成，帧体都由3780个符号组成，如图2所示；同时规定了三种模式的PN帧头，分别为420，595，945模式。如图3、图4所示，PN420和PN945序列都包含一个前同步序列（PN420的为82个符号，PN945的为217个符号）和一个后同步序列（PN420的为83个符号，PN945的为217个符号），该两种帧头模式适用于多载波系统；PN595序列适用于单载波系统；本发明的同步估计只针对多载波系统的两种帧头模式PN420和PN945进行处理。
数字电视接收机的关键部分是同步与定时，而同步与定时的前提需要已知帧头保护间隔模式，所以当发射端的帧头保护间隔模式未知时，接收机就需要在没有任何同步与定时的情况下正确检测和确定系统帧头模式，以便进行后续的解调。传统的模式检测和粗符号定时同步是基于多模式PN序列的，即将接收数据与本地PN序列相关进行模式检测和粗符号定时同步。其中本地PN序列可以有多种构造方法，可以分别用420、595和945三种PN序列首尾相接，形成串行的PN多模式序列，也可以用420、595和945叠加起来形成并行的PN多模式序列，还可以用420、595和945形成混合多模式序列。用该序列与接收数据进行相关运算，根据峰值位置关系判断帧头模式和粗估计出帧头的位置。但这种方法占有资源大，耗时长，并且只适用于小频偏环境。在此采用对接收数据进行滑动自相关的方法来进行帧头模式检测，这样能够排除多径带来的干扰。
在步骤1中，帧头模式识别方法采用对接收数据进行三窗口的滑动自相关处理来检测，如图5所示，滑动自相关所得相关值为：
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE002
                            （1）
其中，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE004
表示接收到的信号，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE006
表示进行自相关处理的输出结果。第一路相关窗帧头为420模式，相关长度为165个符号，间隔255个符号，即
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE008
=165，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE010
=255；第二路相关窗帧头为595模式，相关长度为595个符号，间隔4375个符号，即
Figure 103375DEST_PATH_IMAGE008
=595，=4375；第三路相关窗帧头为945模式，相关长度为434个符号，间隔511个符号，即
Figure 613302DEST_PATH_IMAGE008
=434，
Figure 634609DEST_PATH_IMAGE010
=511。
比较一帧内三路相关窗的输出结果的绝对值，最大值所在的相关器对应的帧头模式判定为当前帧的帧头模式，后续的数据帧均采用该帧头模式；考虑噪声对相关器的影响，为避免出现虚警（当帧头模式错误时判决为正确）和漏警（当帧头模式正确时判决为错误），对判定结果进行记录，如果连续m帧皆判定为同一个帧头模式，则确定系统模式为该模式，确定为该模式后，如果在连续n帧中，有不一致的帧头模式判定结果，则需要重新进行帧头模式识别，直至连续m帧皆判定为同一个帧头模式，才重新确定系统模式为该模式。
步骤2：帧头位置粗估计
帧头位置粗估计是基于PN序列的相关性来进行的，可采用接收数据与本地PN相关，若采用本地PN与接收数据进行滑动相关会有以下两种现象出现：由于大频偏的作用峰值位置不太明显，不适合于提取符号起始位置信息；当前OFDM符号PN相位与本地PN相位不一致，由所得到相关峰值提取符号起始位置信息时符号定时位置的误差较大，后端在进行扫频、定时以及细符号定时同步时均需扩大搜索范围，这样会导致硬件实现中浪费大量资源，故在此仍采用对接收数据自身进行前后滑动相关的结果进行符号位置粗估计，因此，在步骤1完成后，即帧头模式确定后，可对该模式所对应的相关器的相关输出进行帧头位置的寻找。
一般说来，在多径中，主径一般时延最小且衰减幅度最大，因而，利用求导的方法寻找第一相关峰对应点的位置，在离散系统中，可以进行数字求导的数值等效，对帧头模式所对应的相关器中的相关结果进行求导，导数
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE012
为：
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE014
                   （2）
先取门限等于一帧内
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE018
的最大值的若干倍，如果在时刻
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE020
，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE022
且
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE024
，即可判断出时刻得到相关峰，而
Figure 962165DEST_PATH_IMAGE026
的取值为：
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE028
                                         （3）
由于理想的相关峰之间距离应相等，考虑多径等因素的影响，相关峰之间距离应等于固定的符号数加上一定的容限，即要满足：
                                                        （4）
其中，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE032
表示第i帧的帧头位置，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE034
表示第（i+1）帧的帧头位置，
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE036
的取值与信道特性有关；若满足上述条件，说明粗估计的帧头位置正确，若不满足，则粗估计的帧头位置超出容限，需重新估计。
步骤3：可变步长扫频进行载波频偏粗估计
本地PN发生器根据步骤1得出的帧头模式产生匹配帧头模式的零相位的PN序列A，采用如下可变步长的4层扫频方法进行载波大频偏估计：第一层：加入零频偏，建立扫频正、负频偏扫频结果数值组，第一个数值为零频偏扫频得到的相关值；第二层：加入不同步长频偏：420模式为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE038
，945模式为，其中
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE042
，加入正频偏得到相关值与正频偏扫频结果数值组比较，加入负频偏得到相关值与负频偏扫频结果数值组比较，若相关峰值大于前一个扫频结果
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE044
倍，则认为得到跟踪频偏值
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE046
，并跳至第四层，否则，增大
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE048
继续扫频，将每次相关峰值写入相应的扫频结果数值组；第三层：加入不同步长频偏：420模式为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE050
，945模式为，其中
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE054
为奇数，若相关值大于其频偏扫频结果数值组中前一个或后一个数值的
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE056
倍，若此时为420模式，则扫频结束，得到频偏粗估计值，且剩余频偏范围为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE058
，若为945模式，则得到跟踪频偏值
Figure 348410DEST_PATH_IMAGE046
，跳至第四层，否则，增大
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE060
继续扫频；第四层：确定继续扫频频偏数值：420模式为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE062
，945模式为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE064
，得到的相关值与频偏的相关值比较，取最大值所加入的频偏值为最终载波频偏粗估计值
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE066
，扫频结束，若此时为420模式，剩余频偏范围为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE068
，若为945模式，剩余频偏范围为
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE070
。具体实施过程为：在大载波频偏存在的情况下，采用可变步长的扫频处理，对本地PN序列先加入载波频偏后，再与符号位置粗估计值附近一定范围内的接收数据进行滑动相关：
Figure 2011100804536100002DEST_PATH_IMAGE072
             （5）
其中，为相关长度（420模式为255，945模式为511），
Figure DEST_PATH_IMAGE074
为所加入的载波频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE076
为帧头的前同步与后同步之和（420模式为165，945模式为434），
Figure DEST_PATH_IMAGE078
为相关结果绝对值，
Figure DEST_PATH_IMAGE080
为子载波数3780。
式（5）中的的取值，是根据不同的PN模式所能容忍的最大信道时延决定的，则相关长度
Figure 666466DEST_PATH_IMAGE008
为PN长度除去
Figure 358478DEST_PATH_IMAGE076
后的长度。
在DMB-TH系统频偏集中在
Figure DEST_PATH_IMAGE082
的频带内，而实际应用中发现，部分高频头输出载波频率偏差高达，因此，本说明设定加入相对于子载波间隔（2KHz）的归一化频偏范围为，可以估计的频偏范围达到
Figure 908540DEST_PATH_IMAGE084
。
本过程包括以下4层扫频次序：
第1层：加入
Figure DEST_PATH_IMAGE088
，得到相关幅度值
Figure DEST_PATH_IMAGE090
，放入数组和中；
第2层：依次对本地PN序列加入正负频偏，420模式的步长为，945模式的步长为
Figure DEST_PATH_IMAGE096
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE098
为不为零的正整数；所加入的频偏个数为，其中正频偏个数为
Figure DEST_PATH_IMAGE100
；同时规定，加入正频偏所得相关值与
Figure DEST_PATH_IMAGE102
中的值比较，加入负频偏所得相关值与
Figure DEST_PATH_IMAGE104
中的值比较，当加入正频偏得到相关值
Figure DEST_PATH_IMAGE106
时，此时判断：
Figure DEST_PATH_IMAGE108
其中，不同的PN模式对
Figure 805947DEST_PATH_IMAGE044
的取值不同；负频偏的相关值判断条件相同；若第2层执行完，仍未得到
Figure 636369DEST_PATH_IMAGE046
，则执行第3层扫频；
第3层：依次对本地PN序列加入正负频偏
Figure 909218DEST_PATH_IMAGE074
，起始频偏为
Figure DEST_PATH_IMAGE110
，420模式的步长为
Figure DEST_PATH_IMAGE112
，945模式的步长为，其中
Figure 264239DEST_PATH_IMAGE060
为奇数；加入的频偏个数为，当加入正频偏得到相关值，此时判断：
Figure DEST_PATH_IMAGE116
其中，不同的PN模式对的取值不同；负频偏的相关值判断条件相同；当第3层执行完，若此时为PN420模式，则结束扫频，载波大频偏估计值；若为PN945模式，则进入第4层扫频；
第4层：加入频偏
Figure 425727DEST_PATH_IMAGE074
：
Figure DEST_PATH_IMAGE120
，其中，不同的PN模式对
Figure DEST_PATH_IMAGE122
的取值不同；
比较得到的相关值，取最大值所对应的频偏值为载波的大频偏估计值
Figure 500999DEST_PATH_IMAGE066
，扫频结束。如此多层不同模式下不同步长的扫频，目的是为了将残余频偏控制在一定范围下，最后，将估计出的载波频偏值对接收数据进行补偿，消除后续的同步处理的大频偏干扰。在四层扫频中，控制扫频步长
Figure DEST_PATH_IMAGE124
的取值，可以扩大频偏的估计范围，使得该算法能够抵抗大频偏；扫频结束得到频偏粗估计值，其剩余频偏范围控制在帧同步对频偏的限制范围内，使得残余频偏不影响后续帧同步的同步估计性能。
步骤4：帧序号估计及帧头位置细估计
传统帧同步算法是接收数据与本地PN序列进行相关，但受到大频偏的影响；能对抗的大频偏，PN420模式的为15kHz，PN945模式的为7.4 kHz。因此，在进行帧序号估计与符号位置细估计之前，要将载波频偏限制在
Figure DEST_PATH_IMAGE126
（PN420模式，归一化为
Figure DEST_PATH_IMAGE128
）或
Figure DEST_PATH_IMAGE130
（PN945模式，归一化为
Figure DEST_PATH_IMAGE132
）。因此，步骤3在估计出载波大频偏后，最后要将残余频偏控制在帧同步的限制频偏范围内，以便保证步骤4的可靠性。
DTMB的多载波系统中，一个超帧是由225个（PN420模式）或200个（PN945模式）信号帧组成，每个超帧中各信号帧的帧头采用不同相位的PN信号作为信号帧识别符，而这些相位是事先确定的，这就保证了相邻信号帧的相位偏移是恒定且唯一的，因此，预先定义一个PN序列的相位差查询表Phasic_Index，表中记录连续两个相位的PN和零相位PN相关峰值的位置差，该表作为帧序号估计的依据。
帧序号估计过程为：根据步骤2估计出的帧头位置粗估计值，分别加上1个帧长、2个帧长，即将接收到的连续三帧的帧头位置附近的一定范围内的数据段与PN序列A进行相关，分别取3个部分相关峰阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE134
为其该部分最大峰值的
Figure DEST_PATH_IMAGE136
倍（），搜索并记录下这3个部分相关峰值大于
Figure 760335DEST_PATH_IMAGE134
的第一个峰位置；由前两个峰位置差来查询PN相位差表Phasic_Index，得到当前信号帧的帧序号，并由后两个峰位置差来验证帧序号估计的正确性，若后两个峰位置差与表中下一个值相等，则判定当前信号帧的帧序号正确，若不相等，则重新估计。
帧头位置细估计过程为：在得到帧序号后，由本地PN发生器产生匹配模式匹配相位的PN序列B，与接收数据在帧头位置粗估计值前后一定范围内的数据段进行滑动相关，取阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE140
为该相关最大峰值的
Figure DEST_PATH_IMAGE142
倍（
Figure DEST_PATH_IMAGE144
），搜索并记录下大于
Figure 175136DEST_PATH_IMAGE140
的第一个相关峰位置，即为帧头位置细估计值。
上述的符号位置细估计方法中，取值第一个相关峰位置，其原因是在多径信道中，其主径一般为时延最小且幅度最大；该方法是考虑到一些恶劣多径中存在一条或多条能量接近主径的副径，且相关幅值受到噪声的影响，综上，取时延最小的能量相对较大的相关峰位置为符合的细估计位置。
步骤5：载波频偏细估计
根据上述步骤4得到的符号细估计位置，取出第一个信号帧的帧头数据进行自相关，这里暂不考虑高斯噪声：
Figure DEST_PATH_IMAGE146
     （6）
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE148
为补偿载波大频偏后的接收数据；
Figure 743783DEST_PATH_IMAGE008
为相关长度（PN420模式为165，PN945模式为434）；为间隔长度（PN420模式为255，PN945模式为511）；
Figure DEST_PATH_IMAGE152
为第
Figure DEST_PATH_IMAGE154
条多径信道幅度衰减；
Figure DEST_PATH_IMAGE156
表示不同多径的信道时延；
Figure DEST_PATH_IMAGE158
为多径信道信道数目；为相对于子载波间隔（2KHz）归一化后的载波频率偏移；
Figure DEST_PATH_IMAGE162
为帧头数据。
当
Figure DEST_PATH_IMAGE164
时，取最大值，此时得到频偏细估计值为：
Figure DEST_PATH_IMAGE166
                                                 （7）
则可以估计的频偏范围为：
Figure DEST_PATH_IMAGE168
                                                             （8）
最后，载波大频偏估计值与频偏细估计值相加便得到最终的载波频偏估计值：
Figure DEST_PATH_IMAGE170
                                                      （9）
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
在本实施例中，基于DTMB规定的信号帧格式，说明DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法的实施过程，本例中采用PN420模式，引入高斯噪声、多径信道、载波频率偏移、接入时延，仿真参数取值如图8所示。
具体实施步骤如下：
步骤1：帧头模式的识别
本实例中，步骤1的实施说明，如图5所示，将接收信号输入三路相关器进行滑动自相关。相关模块是利用PN帧头前后同步的循环特性，如图3所示的420模式的前165和后165是一样的，且相距255，因此第一路相关器对应于PN420模式，进行165长度的滑动自相关，相关距离
Figure 103800DEST_PATH_IMAGE010
=255；同理，图4所示的945模式的前434和后434是一样的，且相距511，因此第三路相关器对应于PN945模式，进行434长度的滑动自相关，相关距离
Figure 763320DEST_PATH_IMAGE010
=511；而595模式每个信号帧的帧头采用相同的PN序列，即每个信号帧帧头是一样的，因此第二路路相关器对应于PN595模式，是前后两个帧的帧头进行滑动相关，相关距离
Figure 814453DEST_PATH_IMAGE010
=4375。帧头模式判别是通过比较三路相关器的相关输出的绝对值的最大值实现的，得到相关结果后，取绝对值的最大值进行比较，相关结果的绝对值的最大值最大的那一路对应的模式即为当前的帧头模式。
步骤2：帧头位置粗估计
在本实施例中，先取门限值
Figure DEST_PATH_IMAGE172
，即取相关输出的最大值的0.7倍，对当前帧头模式对应的那一路相关输出作数字微分运算：
Figure DEST_PATH_IMAGE174
如果在时刻
Figure 377501DEST_PATH_IMAGE020
，
Figure 601809DEST_PATH_IMAGE022
，并且
Figure 850256DEST_PATH_IMAGE024
，这样可以判断出
Figure 72290DEST_PATH_IMAGE026
时刻得到相关峰，而
Figure 484817DEST_PATH_IMAGE026
的取值为
令
Figure 138914DEST_PATH_IMAGE032
为第i帧的帧头位置，
Figure 320497DEST_PATH_IMAGE034
为第i+1帧的帧头位置，
Figure 697121DEST_PATH_IMAGE036
=150(当信道不是很差的情况)，将求得的各帧的帧头位置带入下列不等式：
Figure DEST_PATH_IMAGE178
若满足这一条件，说明粗估计的帧头位置正确，输出给后面的同步模块，若不满足，则粗估计的帧头位置不在容限范围内，需重新估计。
经过仿真可知，符号位置粗估计值的误差，在PN420模式下，最大误差为65，在PN945模式下，最大误差达到160；因此后续的同步估计处理，要在符号位置粗估计值
Figure DEST_PATH_IMAGE182
的范围内进行计算。得到符号位置粗估计值为
Figure DEST_PATH_IMAGE184
，则后续相关符号位置范围为
Figure DEST_PATH_IMAGE186
。
步骤3：可变步长扫频估计载波大频偏
由步骤1得出的模式信息传送至本地PN发生器，产生匹配模式的零相位的PN序列，参与步骤3扫频估计载波大频偏的计算，其扫频相关式子为：
Figure DEST_PATH_IMAGE188
在本实例中，扫频次序如下：
1层：加入
Figure 347676DEST_PATH_IMAGE088
，得到相关幅度值
Figure 851470DEST_PATH_IMAGE090
，放入数组
Figure 841553DEST_PATH_IMAGE092
和
Figure 202128DEST_PATH_IMAGE094
中；
2层：依次对本地PN序列加入频偏：
Figure DEST_PATH_IMAGE190
；所加入的频偏个数为
Figure DEST_PATH_IMAGE192
，其中正频偏个数为；当加入正频偏得到相关值
Figure 709780DEST_PATH_IMAGE106
时，此时判断：
Figure DEST_PATH_IMAGE196
，
负频偏的相关值判断条件相同；此时满足判断条件，得到和频偏60对应的相关值
Figure DEST_PATH_IMAGE200
，跳至第4层扫频；
4层：依次加入频偏；即
Figure DEST_PATH_IMAGE204
；比较得到的相关值，取最大值所对应的频偏值为载波的大频偏估计值
Figure 351108DEST_PATH_IMAGE066
，扫频结束，
Figure DEST_PATH_IMAGE206
，此时残留频偏为
Figure DEST_PATH_IMAGE208
。该残留频偏在帧同步的频偏限制范围内，因此不影响后续的同步处理。
步骤4：帧序号估计及符号位置细估计
对接收数据进行载波大频偏的补偿后，与本地PN序列在符号位置粗估计值的
Figure DEST_PATH_IMAGE210
附近，每次取长度255的数据进行相关，令阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE212
，搜索大于
Figure 898896DEST_PATH_IMAGE134
的第一相关峰位置，于是，得到连续3帧帧头附近的相关峰的位置分别为（502，499，503）；则前两个相关峰位置差为，后两个相关峰位置差
Figure DEST_PATH_IMAGE216
，由
Figure DEST_PATH_IMAGE218
查询PN相位差表Phasic_Index，得到当前信号帧的帧序号为
Figure DEST_PATH_IMAGE220
，表中下一个值为，这与
Figure DEST_PATH_IMAGE224
相等，因此判定帧序号估计正确。
由此，将相位信息传送至本地PN发生器，产生匹配模式匹配相位的PN序列，本实例中，产生PN420模式的第3帧的PN序列，参与符号位置的细估计计算。
本实例中，取出符号位置粗估计值附近
Figure 258464DEST_PATH_IMAGE210
的数据，即取范围的每255个数据与PN420模式的第3帧的PN序列的后255个数据进行相关，令阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE226
，搜索相关峰值中大于
Figure 567271DEST_PATH_IMAGE140
的第一个相关峰值位置为501，则符号位置细估计值为
Figure DEST_PATH_IMAGE228
。与本实例中设置的时延参数
Figure DEST_PATH_IMAGE230
比较，实际符号位置为，估计准确。
步骤5：载波频偏细估计
根据步骤4估计的符号位置
Figure DEST_PATH_IMAGE234
，取第一个信号帧的帧头数据，做该帧头前后165数据的自相关，取其最大峰值，根据式（7）可得载波频偏细估计值为
Figure DEST_PATH_IMAGE236
。由式（9）可得，载波频率偏移为
Figure DEST_PATH_IMAGE238
，与实例中设置的载波频偏
Figure DEST_PATH_IMAGE240
比较，残余频偏为
Figure DEST_PATH_IMAGE242
，即为38.4Hz。
由上述实例可以看出，本发明提出的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，在SNR=10dB、具有三个强径的BrazilE信道、113.4KHz大频偏下能够正确检测帧头模式、准确估计符号位置及帧序号、精确估计载波频率偏移，具有良好的抗大频偏、抗恶劣多径信道的同步性能。其次，根据符号位置的粗估计值作为后续同步处理的计算范围，大大减少了相关次数，节省了资源，提高了后续同步估计的可靠性。
为了更好的说明本发明在其他不同多径信道、不同SNR噪声的估计性能，在时延、频偏等参数设置与图8相同，信道采用图12的多径信道，对帧头模式识别、帧序号估计、符号位置估计、频偏估计等进行仿真。
图6所示为不同信噪比、不同信道下符号位置估计的均方误差，可以看出，其符号位置的估计值与信道的最强径的时延位置有关：BrazilE和多山地区HTx信道，其最强径的时延为0，因此，符号位置的估计准确，其均方误差为0；BrazilC和市区TU信道，其最强径时延分别为1和2，而，BrazilD信道的次强径时延为1，因此，该方法估计出的符号位置为其时延相对最小幅度衰减相对最大的径的位置，符号位置的均方误差与其时延位置有关。
图7所示为不同信噪比、不同信道下频偏估计的均方误差，在信噪比大于25dB，其均方误差介于
Figure DEST_PATH_IMAGE244
和
Figure DEST_PATH_IMAGE246
之间，从图9记录的数据可以看出，信噪比为25dB时，残余频偏最小的为市区信道17.7Hz。
图10所示为帧序号估计的准确概率，可以明显看出，只有信道BrazilD在0dB时估计准确概率为98%，其余都皆为100%。
图11所示为帧头模式识别的准确概率，可以明显看出，准确率高达100%，不受噪声及信道的影响，说明该帧头模式算法具有高可靠性和稳定性。
以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而非对其限制；其中的参数设置，对于本领域的技术人员来说，可以有各种更改和变化。在不脱离本发明技术方案的精神的情况下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (7)

1.一种基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：按如下步骤进行时频同步联合估计：
步骤1：对接收数据进行滑动自相关处理以进行帧头模式识别，得到帧头模式，并将帧头模式信息传至本地PN发生器；
步骤2：基于步骤1的滑动自相关结果进行帧头位置粗估计，得到帧头位置粗估计值，并将帧头位置粗估计值传回接收数据缓冲区；
步骤3：本地PN发生器根据步骤1得出的帧头模式产生匹配帧头模式的零相位的PN序列A，基于所述PN序列A采用可变步长扫频方法进行载波频偏粗估计，得到载波大频偏估计值；
步骤4：对接收数据进行载波大频偏补偿，然后将补偿载波大频偏后的接收数据与所述PN序列A进行相关，估计出帧序号，并将相位信息传送至本地PN发生器；本地PN发生器产生匹配帧头模式匹配相位的PN序列B，接收数据与所述PN序列B再次进行相关，得到帧头位置细估计值，并将帧头位置细估计值传回接收数据缓冲区；
步骤5：根据步骤4得到的帧头位置细估计值，对补偿载波大频偏后的接收数据进行自相关，得到载波频偏细估计值；将载波大频偏估计值与载波频偏细估计值相加便得到最终的载波频偏估计值。
2.根据权利要求1所述的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：在步骤1中，帧头模式识别方法采用对接收数据进行三窗口的滑动自相关处理来检测：
第一路相关窗帧头为420模式，相关长度为165个符号，间隔255个符号；第二路相关窗帧头为595模式，相关长度为595个符号，间隔4375个符号；第三路相关窗帧头为945模式，相关长度为434个符号，间隔511个符号；比较一帧内三路相关窗的输出结果的绝对值，最大值所在的相关器对应的帧头模式判定为当前帧的帧头模式，后续的数据帧均采用该帧头模式；对判定结果进行记录，如果连续m帧皆判定为同一个帧头模式，则确定系统模式为该模式，确定为该模式后，如果在连续n帧中，有不一致的帧头模式判定结果，则需要重新进行帧头模式识别，直至连续m帧皆判定为同一个帧头模式，才重新确定系统模式为该模式。
3.根据权利要求2所述的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：在帧头模式确定后，按如下方法进行帧头位置粗估计：
对帧头模式所对应的相关器中的相关结果进行求导，导数                                               
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE002
为：
先取门限
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE006
等于一帧内
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE008
的最大值的若干倍，如果在时刻
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE010
，
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE012
且
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE014
，即可判断出
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE016
时刻得到相关峰，而
Figure 397869DEST_PATH_IMAGE016
的取值为：
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE018
相关峰之间距离应等于固定的符号数加上一定的容限，即要满足：
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE020
其中，表示第i帧的帧头位置，
Figure 2011100804536100001DEST_PATH_IMAGE024
表示第（i+1）帧的帧头位置，
Figure DEST_PATH_IMAGE026
的取值与信道特性有关；若满足上述条件，粗估计的帧头位置正确，若不满足，则粗估计的帧头位置超出容限，需重新估计。
4.根据权利要求1所述的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：在步骤3中，对PN序列A加入归一化的不同的载波频偏，并分别与接收数据在帧头位置粗估计值前后一定范围内的数据段进行滑动相关，420模式相关长度为255个符号，945模式相关长度为511个符号，比较得到的相关值，取最大值所对应加入的频偏值为载波大频偏估计值，并将剩余频偏控制在一定范围内，使之不影响后续帧同步的相关效果。
5.根据权利要求4所述的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：按如下方法对多载波的两种帧头模式进行不同步长的4层扫频估计：第一层：加入零频偏，建立扫频正、负频偏扫频结果数值组，第一个数值为零频偏扫频得到的相关值；第二层：加入不同步长频偏：420模式为
Figure DEST_PATH_IMAGE028
，945模式为
Figure DEST_PATH_IMAGE030
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE032
，加入正频偏得到相关值与正频偏扫频结果数值组比较，加入负频偏得到相关值与负频偏扫频结果数值组比较，若相关峰值大于前一个扫频结果
Figure DEST_PATH_IMAGE034
倍，则认为得到跟踪频偏值
Figure DEST_PATH_IMAGE036
，并跳至第四层，否则，增大继续扫频，将每次相关峰值写入相应的扫频结果数值组；第三层：加入不同步长频偏：420模式为
Figure DEST_PATH_IMAGE040
，945模式为
Figure DEST_PATH_IMAGE042
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE044
为奇数，若相关值大于其频偏扫频结果数值组中前一个或后一个数值的
Figure DEST_PATH_IMAGE046
倍，若此时为420模式，则扫频结束，得到频偏粗估计值，且剩余频偏范围为
Figure DEST_PATH_IMAGE048
，若为945模式，则得到跟踪频偏值
Figure 442573DEST_PATH_IMAGE036
，跳至第四层，否则，增大
Figure DEST_PATH_IMAGE050
继续扫频；第四层：确定继续扫频频偏数值：420模式为，945模式为
Figure DEST_PATH_IMAGE054
，得到的相关值与频偏的相关值比较，取最大值所加入的频偏值为最终载波频偏粗估计值
Figure DEST_PATH_IMAGE056
，扫频结束，若此时为420模式，剩余频偏范围为
Figure DEST_PATH_IMAGE058
，若为945模式，剩余频偏范围为
Figure DEST_PATH_IMAGE060
。
6.根据权利要求1所述的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：在步骤4中，按如下方法进行帧序号估计：预先定义一个PN序列的相位差查询表Phasic_Index，表中记录连续两个相位的PN和零相位PN相关峰值的位置差，该表作为帧序号估计的依据；根据步骤1估计出的帧头位置粗估计值，分别加上1个帧长、2个帧长，即将接收到的连续三帧的帧头位置附近的一定范围内的数据段与PN序列A进行相关，分别取3个部分相关峰阈值为其该部分最大峰值的
Figure DEST_PATH_IMAGE064
倍（
Figure DEST_PATH_IMAGE066
），搜索并记录下这3个部分相关峰值大于
Figure 430569DEST_PATH_IMAGE062
的第一个峰位置；由前2个峰位置差来查询PN相位差表Phasic_Index，得到当前信号帧的帧序号，并由后两个峰位置差来验证帧序号估计的正确性，若后两个峰位置差与表中下一个值相等，则判定当前信号帧的帧序号正确，若不相等，则重新估计。
7.根据权利要求6所述的基于DTMB系统多载波接收机的时频同步联合估计方法，其特征在于：在步骤4中，按如下方法进行帧头位置细估计：在得到帧序号后，由本地PN发生器产生匹配模式匹配相位的PN序列B，与接收数据在帧头位置粗估计值前后一定范围内的数据段进行滑动相关，取阈值
Figure DEST_PATH_IMAGE068
为该相关最大峰值的
Figure DEST_PATH_IMAGE070
倍（
Figure DEST_PATH_IMAGE072
），搜索并记录下大于
Figure 57990DEST_PATH_IMAGE068
的第一个相关峰位置，即为帧头位置细估计值。
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Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102412866A (zh) * 2011-11-23 2012-04-11 北京泰美世纪科技有限公司 载波频偏、帧头相位和细定时联合估计的方法和系统
CN102801673A (zh) * 2012-08-16 2012-11-28 苏州英菲泰尔电子科技有限公司 用于fsk信号相干解调的一种快速载波同步方法
CN102801479A (zh) * 2012-08-14 2012-11-28 中兴通讯股份有限公司 一种扫频频偏估计方法和装置
CN103227764A (zh) * 2012-12-14 2013-07-31 西安英菲泰尔电子科技有限公司 用于对突发传输信号进行相干解调的一种快速载波同步方法
CN103634038A (zh) * 2013-12-09 2014-03-12 南京邮电大学 基于多天线的联合doa估计和波束形成的多径信号接收方法
CN103795660A (zh) * 2014-02-11 2014-05-14 哈尔滨工程大学 基于噪声近似处理的双阶段频率估计方法
CN105337916A (zh) * 2014-07-11 2016-02-17 上海东软载波微电子有限公司 载波频偏的补偿方法及装置、接收系统
CN105610547A (zh) * 2015-12-25 2016-05-25 航天恒星科技有限公司 一种帧头数据频偏恢复方法及系统
WO2016184291A1 (zh) * 2015-05-21 2016-11-24 中兴通讯股份有限公司 一种帧头检测的方法及装置
CN106953823A (zh) * 2017-03-09 2017-07-14 东南大学 一种基于同步序列的无线通信高精度帧同步方法
CN109639616A (zh) * 2018-12-26 2019-04-16 东南大学 联合使用同步序列和ofdm循环前缀的下行时频同步方法
CN110336764A (zh) * 2019-07-04 2019-10-15 电子科技大学 一种基于分集信号译码反馈的短波信道盲符号同步方法
CN110519187A (zh) * 2019-08-14 2019-11-29 武汉大学 一种适用于dtmb信号过采样重构的信道估计方法
CN112118199A (zh) * 2020-07-21 2020-12-22 中国电子科技集团公司第七研究所 一种高动态信号帧结构及高动态信号跟踪方法
CN112332934A (zh) * 2020-11-27 2021-02-05 北京交通大学 一种车载天线故障现场测试诊断装置
TWI722942B (zh) * 2020-05-20 2021-03-21 大陸商北京升哲科技有限公司 擴頻訊號發送方法、擴頻訊號接收方法、裝置、設備及介質
CN113114601A (zh) * 2021-04-06 2021-07-13 上海纵行企业发展有限公司 一种基于m-fsk调制的接收机及其接收方法
CN114039827A (zh) * 2021-11-17 2022-02-11 浙江大学 基于多级pn序列的连续相位调制的同步方法和装置
CN114257485A (zh) * 2021-12-16 2022-03-29 成都星联芯通科技有限公司 一种帧头捕获方法、装置、存储介质及电子设备
CN114301746A (zh) * 2021-12-27 2022-04-08 航天恒星科技有限公司 载波频偏估计方法及装置
CN114944974A (zh) * 2022-04-20 2022-08-26 中国电子科技集团公司第三十六研究所 一种频偏估计方法、装置及电子设备
CN115347978A (zh) * 2022-08-03 2022-11-15 新诺北斗航科信息技术（厦门）股份有限公司 一种识别ais帧头数据的方法、装置及存储介质

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JUN WANG ET AL.: "《A combined code acquisition and symbol timing recovery method for TDS-OFDM》", 《IEEE TRANSACTIONS ON BROADCASTING》 *
雷伟龙等: "《数字电视国标系统DTMB工作模式盲检测》", 《电视技术》 *
颜琳等: "《DTMB系统的时频同步联合估计算法的研究》", 《电视技术》 *

Cited By (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102412866A (zh) * 2011-11-23 2012-04-11 北京泰美世纪科技有限公司 载波频偏、帧头相位和细定时联合估计的方法和系统
CN102412866B (zh) * 2011-11-23 2014-09-10 北京泰美世纪科技有限公司 载波频偏、帧头相位和细定时联合估计的方法和系统
CN102801479A (zh) * 2012-08-14 2012-11-28 中兴通讯股份有限公司 一种扫频频偏估计方法和装置
CN102801673A (zh) * 2012-08-16 2012-11-28 苏州英菲泰尔电子科技有限公司 用于fsk信号相干解调的一种快速载波同步方法
CN102801673B (zh) * 2012-08-16 2015-04-15 苏州英菲泰尔电子科技有限公司 用于fsk信号相干解调的一种快速载波同步方法
CN103227764A (zh) * 2012-12-14 2013-07-31 西安英菲泰尔电子科技有限公司 用于对突发传输信号进行相干解调的一种快速载波同步方法
CN103634038B (zh) * 2013-12-09 2016-09-28 南京邮电大学 基于多天线的联合doa估计和波束形成的多径信号接收方法
CN103634038A (zh) * 2013-12-09 2014-03-12 南京邮电大学 基于多天线的联合doa估计和波束形成的多径信号接收方法
CN103795660A (zh) * 2014-02-11 2014-05-14 哈尔滨工程大学 基于噪声近似处理的双阶段频率估计方法
CN103795660B (zh) * 2014-02-11 2017-01-25 哈尔滨工程大学 基于噪声近似处理的双阶段频率估计方法
CN105337916A (zh) * 2014-07-11 2016-02-17 上海东软载波微电子有限公司 载波频偏的补偿方法及装置、接收系统
CN105337916B (zh) * 2014-07-11 2019-05-31 上海东软载波微电子有限公司 载波频偏的补偿方法及装置、接收系统
WO2016184291A1 (zh) * 2015-05-21 2016-11-24 中兴通讯股份有限公司 一种帧头检测的方法及装置
CN105610547A (zh) * 2015-12-25 2016-05-25 航天恒星科技有限公司 一种帧头数据频偏恢复方法及系统
CN105610547B (zh) * 2015-12-25 2020-09-04 航天恒星科技有限公司 一种帧头数据频偏恢复方法及系统
CN106953823A (zh) * 2017-03-09 2017-07-14 东南大学 一种基于同步序列的无线通信高精度帧同步方法
CN106953823B (zh) * 2017-03-09 2019-05-28 东南大学 一种基于同步序列的无线通信高精度帧同步方法
CN109639616A (zh) * 2018-12-26 2019-04-16 东南大学 联合使用同步序列和ofdm循环前缀的下行时频同步方法
CN109639616B (zh) * 2018-12-26 2021-04-06 东南大学 联合使用同步序列和ofdm循环前缀的下行时频同步方法
CN110336764A (zh) * 2019-07-04 2019-10-15 电子科技大学 一种基于分集信号译码反馈的短波信道盲符号同步方法
CN110519187A (zh) * 2019-08-14 2019-11-29 武汉大学 一种适用于dtmb信号过采样重构的信道估计方法
CN110519187B (zh) * 2019-08-14 2021-09-14 武汉大学 一种适用于dtmb信号过采样重构的信道估计方法
TWI722942B (zh) * 2020-05-20 2021-03-21 大陸商北京升哲科技有限公司 擴頻訊號發送方法、擴頻訊號接收方法、裝置、設備及介質
CN112118199B (zh) * 2020-07-21 2022-09-20 中国电子科技集团公司第七研究所 一种高动态信号帧结构及高动态信号跟踪方法
CN112118199A (zh) * 2020-07-21 2020-12-22 中国电子科技集团公司第七研究所 一种高动态信号帧结构及高动态信号跟踪方法
CN112332934B (zh) * 2020-11-27 2022-02-15 北京交通大学 一种车载天线故障现场测试诊断装置
CN112332934A (zh) * 2020-11-27 2021-02-05 北京交通大学 一种车载天线故障现场测试诊断装置
CN113114601A (zh) * 2021-04-06 2021-07-13 上海纵行企业发展有限公司 一种基于m-fsk调制的接收机及其接收方法
CN113114601B (zh) * 2021-04-06 2022-03-18 上海纵行企业发展有限公司 一种基于m-fsk调制的接收机及其接收方法
US12009955B2 (en) 2021-04-06 2024-06-11 Xiamen Zifisense InfoTech Co., Ltd. Receiver based on multiple frequency-shift keying modulation and receiving method thereof
CN114039827A (zh) * 2021-11-17 2022-02-11 浙江大学 基于多级pn序列的连续相位调制的同步方法和装置
CN114039827B (zh) * 2021-11-17 2022-11-18 浙江大学 基于多级pn序列的连续相位调制的同步方法和装置
CN114257485A (zh) * 2021-12-16 2022-03-29 成都星联芯通科技有限公司 一种帧头捕获方法、装置、存储介质及电子设备
CN114301746B (zh) * 2021-12-27 2024-05-03 航天恒星科技有限公司 载波频偏估计方法及装置
CN114301746A (zh) * 2021-12-27 2022-04-08 航天恒星科技有限公司 载波频偏估计方法及装置
CN114944974A (zh) * 2022-04-20 2022-08-26 中国电子科技集团公司第三十六研究所 一种频偏估计方法、装置及电子设备
CN114944974B (zh) * 2022-04-20 2024-03-08 中国电子科技集团公司第三十六研究所 一种频偏估计方法、装置及电子设备
CN115347978A (zh) * 2022-08-03 2022-11-15 新诺北斗航科信息技术（厦门）股份有限公司 一种识别ais帧头数据的方法、装置及存储介质
CN115347978B (zh) * 2022-08-03 2023-09-01 新诺北斗航科信息技术（厦门）股份有限公司 一种识别ais帧头数据的方法、装置及存储介质

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