CN110519187B - 一种适用于dtmb信号过采样重构的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法，包括根据DTMB外辐射源雷达接收机的基带过采样速率f_s'，确定每帧DTMB信号的长度L，并将接收信号分为帧头和帧体两部分分别存储，其特征在于：产生对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列，PN表示伪随机；构建基于PN序列的信道传输模型，针对不同帧号的PN序列分别构造相应的发射信号矩阵；对构造的发射信号矩阵做特征值分解，基于最小二乘计算系数矩阵并存储；选取本地相应帧号的系数矩阵，乘以信道传输模型中的接收信号矩阵，得到信道的时域响应。本发明具有便于实时实现及鲁棒性强的优点,使用本发明可以较大提高重构参考信号的质量，有利于目标探测。

Description

一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法

技术领域

本发明属于外辐射源雷达技术领域和无线广播电视技术领域，尤其是当外辐射源雷达采用DTMB信号进行目标探测且接收系统采用过采样时，涉及参考信号重构中的信道估计方法。

背景技术

外辐射源雷达是一种利用第三方非合作照射源进行目标探测的雷达系统。因无需发射系统、隐蔽性好、成本相对低廉等优点，外辐射源雷达近年来在国内外得到广泛的研究。数字地面电视多媒体广播(DTMB)是具有中国独立自主知识产权的第四个国际数字电视信号传输标准。DTMB信号因其具有带宽宽且稳定的优势，非常适合用于雷达探测。国内多家单位展开了基于DTMB信号的外辐射源雷达研究。

外辐射源雷达通过目标回波信号和参考信号的匹配滤波来获取目标的双基地速度和距离信息，因此参考信号提纯是外辐射源雷达信号处理的关键技术之一。对于数字信号，常规的提纯方法为信号重构。DTMB创新性地采用了时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)技术，可结合OFDM波形优良的抗多径能力，通过重构的方式获取纯净的参考信号。参考信号重构的一般流程是：首先通过对接收信号进行同步、信道估计与均衡、纠错解码等获得纯净的码流，然后通过重复发射端中的编码和调制过程来重建参考信号。由于编解码技术相对成熟，信道估计和均衡是参考信号重构中的关键步骤，它决定了重构信号的质量。

DTMB信号在每个OFDM符号中插入伪随机(PN)序列作为保护间隔。PN序列具有良好的自相关特性，它可同时用于同步，载波频率跟踪，信道估计等。基于PN序列的时域相关法是DTMB信号信道估计的经典方法。在万显荣等的论文(X.Wan,J.Wang,S.Hong,H.Tang,“Reconstruction of reference signal for DTMB-based passive radar systems”,Proc.Int.Radar Conf.,pp.165-168,2011.)所描述的DTMB外辐射源雷达参考信号重构方法中，信道估计即是利用了PN序列自身的良好相关性，将接收数据和本地PN序列做循环相关，并消除循环相关带来的旁瓣干扰即可得到信道的时域响应。但是此算法存在一个潜在的假设，即采样率等于基带符号率，即7.56MHz，也就是DTMB标准中定义的标称带宽，称其为等带宽采样。然而在等带宽采样的情况下，DTMB信号的高频子载波会产生混叠。特别是当采样点中存在分数延迟时，重构信号的质量将急剧下降。因此实际中DTMB外辐射源雷达接收系统需要采用过采样。当使用过采样时，PN序列不再具有良好的自相关特性，上述基于PN序列自相关特性的信道估计方法将失效。而对于常规的最小二乘(least squares，LS)信道估计算法，因过采样下构造的发射信号矩阵不再是满秩矩阵，LS估计的时域信道响应严重偏离真实值。在万显荣等的专利(万显荣，程熤媱，易建新，张勋.一种适用于DTMB外辐射源雷达参考信号重构的匹配追踪信道估计方法[P].中国发明专利，CN106169984，2016-11-30.)中提出了一种匹配追踪信道估计方法(OMP-MP)解决此问题，由于涉及到迭代求逆运算，该种方法计算量大且不适合并行化实现。

发明内容

针对背景技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法。

为解决上述问题，本发明的技术方案提供一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法，包括根据DTMB外辐射源雷达接收机的基带过采样速率f_s'，确定每帧DTMB信号的长度L，并将接收信号分为帧头和帧体两部分分别存储，其特征在于：产生对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列，PN表示伪随机；构建基于PN序列的信道传输模型，针对不同帧号的PN序列分别构造相应的发射信号矩阵；对构造的发射信号矩阵做特征值分解，基于最小二乘计算系数矩阵并存储；选取本地相应帧号的系数矩阵，乘以信道传输模型中的接收信号矩阵，得到信道的时域响应。

而且，所述产生对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列实现方式为，将基带符号率的PN序列做N_PN点傅里叶变换，其中N_PN为标称采样率下的帧头长度，并将频谱扩充M_f倍，再使用与通带频率f_s与DTMB信号符号周期相应的低通滤波器滤除带外部分，选取频谱中间的L个点做逆傅里叶变换，得到对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列；其中，倍数M_f根据f_s'和f_s预设取值。

而且，所述基于最小二乘计算系数矩阵并存储，是采用LS-Tik方法或LS-RRA方法实现，其中LS-RRA表示基于降秩近似最小二乘，

设对构造的发射信号矩阵P做特征值分解，

P＝UΣV^H

其中，U为左奇异向量，V为右奇异向量，上标H表示转置，Σ表示块对角矩阵blkdiag{Σ₁,O}，O表示零矩阵，Σ₁表示对角矩阵diag{σ₁,...,σ_x}，x表示矩阵P的秩，σ₁,…,σ_x表示矩阵P的x个奇异值且满足σ₁≥σ₂≥…≥σ_x＞0；在Σ₁的较小奇异值中找到数量级相差最大的两个相邻奇异值，并将较小者记为λ，1≤q≤x；

采用LS-RRA方法实现方式时，将信道估计问题表述为

去掉较小的x-q个奇异值后，解为

其中，

表示采用LS-RRA方法所估计的信道，利用剩余的q个奇异值构造对角矩阵，得到

表示求伪逆，

计算系数矩阵

的值，并存储。

而且，根据同步结果确定当前帧的帧号，选取本地相应帧号的PN序列所算得的系数矩阵。

本发明具有便于实时实现及鲁棒性强的优点。当DTMB外辐射源雷达采用过采样时，使用本发明可以较大提高重构参考信号的质量，有利于目标探测，且鉴于可实时实现特性，本发明具有推广应用价值。

附图说明

图1是本发明实施例所提信道估计方法的原理流程。

图2是本发明实施例基带数据率的PN420模式帧结构图。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例以PN420模式的DTMB信号为例进行说明。本发明实施例提供的一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法实现流程如图1，其具体实现步骤如下：

步骤1：根据DTMB外辐射源雷达接收机的基带过采样率f_s'，确定每帧DTMB信号的长度L，并将接收信号分为帧头(PN序列)和帧体两部分分别存储。

如图2所示，实施例中，PN420模式的帧结构中共有N_C＝4200个符号，其中帧体部分子载波数目为3780，帧头由前同步、m序列和后同步组成，其总长度为N_PN＝420，前同步和后同步为m序列的循环扩展，其中前同步长度为82个符号，后同步长度为83个符号。其中DTMB信号的符号周期为T_s＝1/7.56μs，系统接收端的基带过采样率为f_s'＝9MHz，x[m]为发射端组帧后的数字信号，则通过截止频率为ω的基带脉冲成形滤波器后，接收端采样后的第k帧信号可表示为

其中x[m]为发射端组帧后的数字信号，m为发射端数字信号离散点，ω为基带脉冲成形滤波器的截止频率7.56MHz，T_s＝1/7.56μs为信号的符号周期，N_C为标称采样率7.56MHz下DTMB信号的帧长度，T_s'为接收系统基带采样间隔且T_s'＜T_s(即采用过采样，且满足N_CT_s/T_s'为整数)，n为接收端离散采样点的序号。

则接收端第k帧信号长度为

N_C'＝N_CT_s/T_s' (2)

实施例中，带入计算可得每一帧信号的长度均为5000，此时对应的帧头长度为L＝N_PNT_s/T_s'＝500。因此，可将接收的帧信号按照新的数据长度关系分为帧头和帧体两部分分别存储。

步骤2：产生相应采样速率的本地PN序列。

本发明进一步提出产生相应采样速率f_s'的本地PN序列的具体方法为：将基带符号率的PN序列做N_PN点傅里叶变换(其中N_PN为标称采样率下的帧头长度，且在PN420帧头模式下，N_PN＝420，PN595帧头模式下，N_PN＝595，PN945帧头模式下，N_PN＝945)，并将频谱扩充M_f倍，再使用通带频率为f_s＝7.56MHz的低通滤波器滤除带外部分，选取频谱中间的L＝N_PNT_s/T_s'个点做逆傅里叶变换，即得到对应采样率为f_s'＝1/T_s'、长度为L的本地PN序列。

具体实施时，M_f的取值可根据f_s'和f_s预设取值，例如7.56和9公倍数为189，189＝25×7.56，则实施例取M_f＝25。

实施例中，根据DTMB标准，将225帧不同的本地PN420序列均进行如下操作：

对基带符号率的PN序列做N_PN＝420点傅里叶变换后表示为PN_f1，并将频谱扩充M_f倍，M_f＝25，即

再使用通带频率为7.56MHz、阻带频率为8MHz的低通滤波器对PN_f进行滤波得到PN_f'，选取频谱中间的L＝500个点做傅里叶逆变换，得到采样率为f_s'＝9MHz的本地PN序列p[n],n＝0,···,L-1。

步骤3：构建基于PN序列的信道传输模型，针对不同帧号的PN序列分别构造相应的发射信号矩阵。

按照标准，225帧不同的本地PN420序列分别采用不同帧号标记。

步骤3中构建基于PN序列的信道传输模型表示为：

r＝Ph+w (3)

其中，接收信号向量r是从接收系统接收的PN帧头中截取的所需序列构成，长度为M，矩阵P为由本地PN序列构造的训练矩阵即发射信号矩阵，大小为M×N，N为信道响应长度，且满足N≤L-M+1，h是长度为N的信道时域冲激响应，w表示长度为M的独立同分布的高斯白噪声。

根据步骤2中生成的本地PN序列p[n]，建立发射信号矩阵如下：

其中p[L-M]、p[L-M-1]等根据步骤2中生成的本地PN序列得到。

实施例中，在多径时延不超过帧头循环前缀的情况下，图2所示的PN420帧结构中，其帧头序列的后255位不受前帧的数据块干扰，可选取接收的帧头信号中对应的部分用于信道估计，此时截取PN序列长度为

表示向上取整，信道响应的长度满足N≤L-M+1，为了尽可能估计长时延信道，信道响应长度取为N＝L-M+1＝197，利用步骤2中构造的本地PN序列p[n]，构造发射信号矩阵如式4。

步骤4：根据Tikhonov正则化最小二乘(Tikhonov regularization leastsquares，LS-Tik)或基于降秩近似最小二乘(reduced rank approximation leastsquares，LS-RRA)方法计算系数矩阵，并存储；

其中，LS-Tik是基于正则化理论(Tikhonov于1963年提出)的解决LS秩亏缺的方法，是一种现有技术；LS-RRA是本发明借鉴降秩近似的思想提出的一种解决较小的奇异值引起信道时域响应估计失真问题的新技术。相较于现有的成熟技术LS-Tik，LS-RRA计算更加简单，工程运用中可以规避矩阵求逆问题，更加便于实时实现。根据LS-Tik或LS-RRA计算系数矩阵具体过程如下：

1)对步骤3中构造的发射信号矩阵P做特征值分解，即

P＝UΣV^H (5)

其中U为左奇异向量，V为右奇异向量，上标H表示转置，Σ表示块对角矩阵blkdiag{Σ₁,O}，O表示零矩阵，Σ₁表示对角矩阵diag{σ₁,…,σ_x}，x表示矩阵P的秩，σ₁,…,σ_x表示矩阵P的x个奇异值且满足σ₁≥σ₂≥…≥σ_x＞0。在Σ₁的较小奇异值中找到数量级相差最大的两个相邻奇异值，并将其中较小的一个σ_q记为λ，1≤q≤x。

2)采用LS-Tik信道估计方法，信道估计问题可表述为

其解为

其中，

表示采用LS-Tik信道估计方法所估计的信道，h表示信道的真实值，λ表示正则化因子，r表示构造的接收信号矩阵，

表示估计h的值使得括号中目标函数的值最小，I为单位矩阵，计算系数矩阵C_T＝(^PHP+λI)^-1P^H的值，并存储。

或采用LS-RRA信道估计方法，信道估计问题表述为

去掉较小的x-q个奇异值后，其解为

其中，

表示采用LS-RRA信道估计方法所估计的信道，利用剩余的q个奇异值构造对角矩阵，即

表示求伪逆，

计算系数矩阵

的值，并存储。

实施例中，对步骤3中构造的发射信号矩阵做奇异值分解，得到其秩为186，取λ＝0.01，q＝178，分别计算系数矩阵C_T＝(P^HP+λI)^-1P^H和

并存储。

步骤5：选取本地相应帧号的系数矩阵，乘以信道传输模型中的接收信号矩阵即可得到信道的时域响应。

根据同步结果确定当前帧的帧号，选取根据本地相应帧号的PN序列所算得的系数矩阵C_T或C_R，信道时域响应

可通过下式求得。

或

本实施例仿真所提信道估计方法在DTMB外辐射源雷达参考信号重构中的作用，同时为了更为直接的比较算法性能，没有考虑纠错译码。通过本实施例方法对仿真信道的进行时域信道估计的实验结果，可见，本发明所提方法均可以有效估计信道的时域响应。实验可取得接收端采样率为9 MHz时本发明所提方法和下抽样到7.56 MHz时时域相关算法在巴西A信道下的误码性能仿真图。可以看出，相较于时域相关算法，本发明所提方法可有效降低重构信号误码率，且当信噪比高于30 dB时还可实现重构零误码。实验可取得接收端采用率为9 MHz时本发明所提方法和下抽样到7.56 MHz时时域相关算法在巴西A信道下的调制误差比MER仿真图，星座图越聚焦MER值越大。可以看出，本发明所提方法重构信号的MER高于时域相关算法，即本发明所提方法重构信号的星座图更聚焦。以上结果充分说明了本发明所提信道估计方法在DTMB信号过采样重构中的有效性。

具体实施时，可采用软件方式实现流程的自动运行。运行流程的装置也应当在本发明的保护范围内。

过采样DTMB信号用最小二乘LS进行信道估计时，最大的问题在于秩缺，无法直接求逆。CN10619984的解决办法是不用LS，而使用基于压缩感知理论的稀疏信道估计方法。而本发明采用基于LS理论的改进方法，除了步骤一和步骤三有类似，主要步骤均不相同。因此本发明的主要优点就在于不需要迭代运算，在几乎不损失估计精度的情况下，大大降低了计算量，便于工程实时实现。

应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。

应当理解的是，上述针对实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (4)

1.一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法，包括根据DTMB外辐射源雷达接收机的基带过采样速率f_s'，确定每帧DTMB信号的长度L，并将接收信号分为帧头和帧体两部分分别存储，其特征在于：产生对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列，PN表示伪随机；构建基于PN序列的信道传输模型，针对不同帧号的PN序列分别构造相应的发射信号矩阵；对构造的发射信号矩阵做特征值分解，采用LS-Tik方法或LS-RRA方法实现基于最小二乘计算系数矩阵并存储，其中，LS-Tik表示Tikhonov正则化最小二乘，LS-RRA表示基于降秩近似最小二乘；选取本地相应帧号的系数矩阵，乘以信道传输模型中的接收信号矩阵，得到信道的时域响应。

2.根据权利要求1所述的一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法，其特征在于：所述产生对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列实现方式为，将基带符号率的PN序列做N_PN点傅里叶变换，其中N_PN为标称采样率下的帧头长度，并将频谱扩充M_f倍，再使用与通带频率f_s与DTMB信号符号周期相应的低通滤波器滤除带外部分，选取频谱中间的L个点做逆傅里叶变换，得到对应采样率为f_s'且长度为L的本地PN序列；其中，倍数M_f根据f_s'和f_s预设取值。

3.根据权利要求1所述的一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法，其特征在于：设对构造的发射信号矩阵P做特征值分解，

P＝UΣV^H

其中，U为左奇异向量，V为右奇异向量，上标H表示转置，Σ表示块对角矩阵blkdiag{Σ₁,O}，O表示零矩阵，Σ₁表示对角矩阵diag{σ₁,...,σ_x}，x表示矩阵P的秩，σ₁,…,σ_x表示矩阵P的x个奇异值且满足σ₁≥σ₂≥…≥σ_x＞0；在Σ₁的较小奇异值中找到数量级相差最大的两个相邻奇异值，并将较小者记为λ，1≤q≤x；

采用LS-RRA方法实现方式时，将信道估计问题表述为

去掉较小的x-q个奇异值后，解为

其中，h表示信道的真实值，r表示构造的接收信号矩阵，

表示采用LS-RRA方法所估计的信道，利用剩余的q个奇异值构造对角矩阵，得到

表示求伪逆，

计算系数矩阵

的值，并存储。

4.根据权利要求1或2或3所述的一种适用于DTMB信号过采样重构的信道估计方法，其特征在于：根据同步结果确定当前帧的帧号，选取本地相应帧号的PN序列所算得的系数矩阵。

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