CN101106421A - 基于时域相关的地面数字多媒体广播系统信道估计器 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线数字通信技术领域，具体为一种基于时域相关的DTMB(地面数字电视多媒体广播)系统信道估计器。采用循环相关的方法，利用DTMB系统帧结构中的准循环PN(伪随机)保护序列得到信道冲激响应。基于SMIC 0.18μm标准CMOS工艺，本发明提出的信道估计器可以稳定工作在60MHz频率下，面积不超过152k等效门。同基于FFT(快速傅立叶变换)的信道估计器相比较，本发明提出的信道估计实现方案在保证性能几乎无损失的前提下，设计复杂度降低了50％，同时运算周期也有很大的降低。

Description

基于时域相关的地面数字多媒体广播系统信道估计器

技术领域

本发明属于无线数字通信技术领域，具体涉及一种可应用于数字电视或数字广播接收系统中的信道估计器及均衡模块。

背景技术

近年来，无线通信得到广泛的关注。在地面无线广播传输信道中(主要是高频段和超高频段)存在着各种多径和衰落现象，造成了静态或者动态多径干扰和多普勒效应，是一个复杂的频率选择性衰落信道。因为无线通信传输环境比较恶劣，对数字接收机的要求比较高。高数据速率的OFDM(正交频分复用)系统中，一般采用相干解调技术，相干解调需要用到信道信息。为了获得较好的接收性能就需要准确的信道估计来进行信道补偿。去年刚颁布的地面数字多媒体广播(DTMB)传输国家标准采用TDS-OFDM(时域同步的正交频分复用调制)，或者称为以PN(伪随机)序列为保护间隔的正交频分复用调制。DTMB采用在时域内插入训练序列，即由PN序列构成帧同步。通过对PN序列相关可以得到时域的信道冲激响应，并在频域内完成信道均衡。这样避免了训练序列占用子载波，大大提高频谱利用率。基于时域相关的信道估计器设计正是应用于此系统的一种有效的信道估计。

在地面无线数字通信系统中，信道估计的性能直接影响解调效果。DTMB系统中，用于信道估计的导频是帧头的PN序列，根据PN序列良好的自相关特性，时域上接收到包含有PN序列的帧头与本地存储的PN序列进行循环相关得到信道冲激响应。由于通过信道的数据在发射端已经过4QAM(正交幅度)调制，直接在接收机端进行相关计算，则需要进行复乘、复加的操作，而传统的相关器资源消耗大，延时长。频域上通过FFT-IFFT(快速傅立叶变换和快速傅立叶逆变换)实现相关也会带来很大的延时，面积比传统相关器更大些。所以需要根据PN序列的特性设计适合DTMB系统的更优的信道估计器(结构上称为循环相关器)的结构设计。

发明内容

本发明的目的在于提出一种基于时域相关的DTMB信道估计器。

通常所用到的频域上的估计方法是：接收到的帧头和本地4QAM调制后的PN序列通过FFT转换到频域上，通过频域上相乘可以完成信道估计，得到信道冲激响应。本发明提出的时域信道估计器是基于时域相关完成的，其中接收到的帧头和本地4QAM调制前的PN序列在时域上通过循环相关器，再利用两个加法器实现4QAM调制的结果映射，即可完成信道估计的过程。本发明中的时域循环估计器在面积和速度上都有很大的优化。

下面先分析一下频域估计转时域的数据结构变化：

DTMB系统中，PN序列作为帧头插到帧体数据前面形成一种准循环的形式。这里采用两组周期为255的8级伪随机序列PN_255_1和PN_255_2通过交迭的方式构成帧头，如图1所示。假设接收到用于信道估计的信号为y(n)，n为接收信号的序号，本地产生用于相关的PN序列为p(i)，其中i取值从0到M-1，M为PN序列的长度。y(n)和p(i)进行如(1)所示的相关运算，得到的R_py(n)(互相关函数)如下：

$R_{\mathrm{py}}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p*\left(i\right)y(n+i)---\left(1\right)$

上式中，p(i)为复数序列，*表示复数的共轭，y(n)可以表示传输的帧头信号s(n)和信道冲激响应h(n)的卷积。PN序列的自相关函数R_pp(n)有如下的特性：

$R_{\mathrm{pp}}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p\left(i\right)p\left({(n+i)}_M\right)=\left\{\begin{array}{cc}M,& n=0\\ -1,& n=\mathrm{1,2},...,M-1\end{array}\right.---\left(2\right)$

R_pp在n≠0时结果归一化之后对相关峰值的干扰会很小，因此等式(1)中的互相关值在设定一定的阈值滤波之后可以作为信道冲激响应h(n)，用于系统中的下一级模块的计算。假设k＝i+n，等式(1)可以化简为：

$R_{\mathrm{py}}\left(n\right)=\underset{k=n}{\overset{n+M-1}{\mathrm{\Σ}}}p*(k-n)y\left(k\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}p*(k-n)y\left(k\right)---\left(3\right)$

这里，我们定义：

$\hat{p}*\left(i\right)=p*(-i),i=\mathrm{0,1},...,M-1---\left(4\right)$

将(4)式代入(3)式，可以得到(5)式：

$R_{\mathrm{py}}\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{p}*(n-k)y\left(k\right)---\left(5\right)$

如等式(5)所示

和y(n)进行循环卷积即可得到R_py。定义y(n)和

点FFT变换分别为Y(m)和，则信道冲激响应h(n)(系统中采用R_py代替)可通过下式计算得到：

$R_{\mathrm{py}}\left(m\right)=\mathrm{IFFT}\{Y\left(m\right)\·\hat{P}\left(m\right)\},0\≤m\≤M-1---\left(6\right)$

式(6)中，·表示两序列进行点乘。通过上面的推导，可知频域上利用FFT和时域循环相关进行信道估计都可以得到系统的信道冲激响应。图2所示为采用Matlab，仿真两种信道估计方法得到的比较结果。仿真采用M帧数据，信噪比(SNR)取2db到30db的范围，计算估计出的信道和理想信道之间的平方根均方差(rms AMSE)，采用如下所示的近似公式计算：

$\mathrm{rms\; AMSE}\≈{\left[\frac{1}{M}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{(\hat{h}-h)}^2\right]}^{1/2}---\left(7\right)$

式(7)中，

和h分别表示通过信道估计模块得到的信道冲激响应和理想信道响应。仿真采用文献中6条多径的信道模型，并在信道中加入了AWGN(加性高斯白噪声)。

利用FFT实现信道估计的方案中，采用的PN序列和时域循环相关使用的PN序列有所不同，从推导中可以得到，时域循环相关采用的PN序列是FFT方案中PN序列的逆序。此外，PN序列在进入N点FFT模块前，先对序列进行零填充至长度N，满足N点FFT对输入数据的要求，此时零填充必须在保证PN序列的周期性不被破坏。

系统信道估计器设计：

DTMB接收机设计中，频域上信道估计的实现采用两个2048点的FFT(快速傅立叶变换)模块和一个相应的2048点IFFT(快速傅立叶逆变换)模块来处理实时的数据流。图3为利用FFT实现信道估计的结构图。根据图3所示，系统在频域上的信道估计器由FFT2k_pn模块1、FFT2k_y模块6、乘法器组模块2、寄存器组模块3、加法器模块4和IFFT2k模块5经电路连接组成。其中FFT2k_pn模块1为以经过QPSK(正交相移键控)调制后的PN序列为输入的快速傅立叶变换，FFT2k_y为以信号y为输入的快速傅立叶变换。

接收到的信号y进入FFT2k_y模块6，该模块为串行的2048点FFT，将接收到的时域信号y变换到频域上；同时，调制后的PN序列进入FFT2k_pn模块1，该模块为串行2048点FFT，将本地的PN序列变换到频域上。由于数据存在实部和虚部，输入的数据流分为同相和正交(I和Q)两路分量存储。两个FFT处理模块的输出结果缓存到寄存器组模块3中，之后通过加法器模块4完成复乘的运算。模块4的输出结果进入到IFFT2k模块5，通过2048点的IFFT完成频域到时域的转换。2048个时钟周期之后，信道冲激响应从IFFT2k模块5输出。

由于FFT2k模块的延迟为2048个时钟周期，在不考虑乘法器延时的情况下，数据从进入FFT模块到有效信道冲激响应输出给系统中其它模块，至少需要4096个时钟周期。为了减小面积，提高运算速度，本发明提出时域的信道估计器结构。图4为简易时域信道估计器的设计图示。该设计中，接收到的信号和本地的PN序列进行循环相关。据图4所示，系统中的时域信道估计器(结构上可以称为时域循环相关器)由寄存器组7，多路选择器组8和加法器组9组成。其中，寄存器组7共有255个寄存器，存储接收到的用于信道估计的255组I路和Q路数据；多路选择器组8共有255个多路选择器，分别以本地的PN序列(从0～254)作为其输入，并分别与寄存器组7的各个寄存器项链；加法器组9共254个，对多路选择器组8中各路输出结果进行累计相加，其累加结果简单处理之后即可作为有效的信道估计结果输出。

帧头的PN序列在发射端被调制为1+i或者-1-i(i为虚数单位)，为了避免复数乘法，时域信道估计所采用的本地PN序列并未经过QPSK调制，而是增加两个简单的运算单元处理I/Q两路数据，即可使循环相关器中的乘法器被多路选择器替代。这种设计方法利用PN的特性，避免了相关器中乘法器的使用，比FFT实现信道估计的方案节省了近3800个时钟周期。

图4所示简单设计结构中的累加会导致一定的关键路径延时。为此，本发明还提出性能更好的时域信道估计器整体结构。如图5所示，该时域信道估计器是由图4所示简单设计结构调整后得到。I路和Q路两部分电路结构相同，分别由一个寄存器组7、多路选择器组8和加法器组9组成。对于I路，多路选择器组8共有255个选择器，分别以PN序列作为其使能控制端，并分别与输入的I路数据相连；加法器组9共有254个加法器，寄存器组7共有255个寄存器，并嵌入在加法器组中，存储每一级加法的输出数据，缩短关键路径时延。对于Q路，其结构同于I路连接电路，数据流程也是相同的。I路和Q路的最后一级加法输出分别连接一个加减运算单元11，其中，I路数据和Q路数据经过加减单元11进行相加，结果作为输出信号的实部，I路数据和Q路数据经过加减单元11进行相减，结果作为输出信号的虚部，从而完成接收数据和-1-i或l+i的复数乘法运算。

由上可见，接收到的用于信道估计的帧头数据分为I和Q两路进入估计器，这里用到的帧头数据已经缓存在系统中的RAM中。为了实现循环相关，估计器的输入数据需要循环读取两次。当完成对RAM中数据的第一次读取时，图5中控制器模块10中8比特计数器控制的输出有效信号跳变为高电平。整体设计结构中，估计器基本单元采用图4所示变换后的结构，将寄存器组7插入到连续的加法器之间，既缓存了输入数据，使输入端数据可以得以实时的处理，同时也起到了减小关键路径的作用。由于累加需要进行255次，数据的位宽将逐渐增大，本发明提出的设计中将寄存器7分为八组，逐渐增大其位宽，可以有效节省寄存器的使用数目。完成累加操作之后，I和Q两路的相关结果进入两个运算单元，I路输出和Q路输出相加作为终值的实部，Q路输出与I路输出相减作为终值的虚部，从而完成接收数据与-1-i或者1+i的复数乘法运算。最终输出信道冲激响应的实部和虚部。本发明的有益效果

该方法的优点在于利用较少的资源，根据序列本身的特点实现了时域信道估计。在性能无损耗的前提下，相比利用FFT在频域实现信道估计的方法，本发明所提出的利用时域信道估计器得到信道冲激响应的实现方法，利用多路选择器代替乘法器，提高了信道估计模块的处理速度，减少了反向器的使用，节省了近10％的寄存器数目。

附图说明

图1描述了420点帧头结构，通过两列PN序列以交叠的方式构成，形成包含pre-amble(前缀)和post-amble(后缀)的帧结构。

图2显示了Matlab仿真时域和基于FFT的频域估计信道冲激响应MSE曲线。

图3为本发明中基于FFT的频域信道估计的硬件结构示意图。

图4为本发明中时域信道估计的简单循环相关器结构示意图。

图5为本发明中时域上的信道估计器结构示意图。包含有实部和虚部两路数据的运算数据流通路。其中控制模块10产生控制信号，确定输出有效与否。

图中标号：1为FFT2k_pn模块，即对本地PN数据进行FFT运算的模块；2为乘法器模块；3为寄存器模块，4为加法器模块；5为IFFT2k模块，即对输出数据进行IFFT运算的模块；6为FFT2k_y模块，即对信号y进行FFT运算的模块；7为寄存器组；8为多路选择器组；9为加法器组；10为控制器；11为加减运算单元。

具体实施方式

该方案用于基于DTMB数字电视传输标准的接收机系统的信道估计部分的实现中，取得了良好的效果。

下面介绍一下时域信道估计实现方法的具体步骤：

详见图5，以一帧数据计算信道冲激响应为例，对其数据流运算过程进行说明：

(1)根据同步模块传递给信道估计模块的PN序列起始位置定位出用于信道估计的PN序列起始点，即start信号，确定一帧数据的开始，同时根据信道估计的上一级模块传递的有效PN信号，确定有效PN的起始位置，如图1所示，PN_255_2的开始位置。将该起始点之后的255个符号，16比特实部作为高16位，16比特虚部作为低16位，存储到位宽为32比特，深度为255的一块RAM(记为RAM1)中。

(2)本地预先存储在另一块RAM(记为RAM2)中的PN255序列并行送入时域信道估计器，如图4所示，作为多路选择器组模块8各个选择器的使能端，从pn0到pn254共255个信号为一组输出。

(3)RAM1中的数据串行进入信道估计器。如图5所示，数据分为I和Q两路进入估计器。对于I路，16比特位宽的数据分原码和补码两路通过多路选择器，根据多路选择器使能信号的判断，输出信号原码或补码，结果进入加法器组模块9。

(4)多路选择器组模块8的输出信号进入流水线级联加法器，该结构使得运算模块的时延达到最小。I、Q两路数据同时进行级联加法，两路输入数据的位宽均为16bit，进入级联加法器组，每过2的幂次方，数据位宽扩展1位，共扩展8次，255级加法后，最后一级加法输出数据位宽为32比特。

(5)如图5所示，I路和Q路最后一级加法的输出同时进入两个加减运算单元模块11，I路32比特数据和Q路32比特数据相加作为输出信号的实部，Q路32比特数据与I路32比特数据相减作为输出信号的虚部，从而完成接收数据与-1-i或者1+i的复数乘法运算。

(6)外围控制模块计数255个时钟周期后，RAM1中存储的所有数据已经完成一次遍历。为了满足的循环的要求，此时将RAM1的读指针指向初始地址，在下一个时钟周期读取RAM第一个地址的数据，该时刻，控制模块将输出有效信号置高。再经过255个时钟周期后，完成对RAM1中数据读取两遍后，估计器完成255点信道冲激响应的输出。

上述过程中，数据经过多路选择器完成累加之后，该时域信道估计器输出有效值。由于帧头的PN序列在发射端被调制为1+i或者-1-i，为了避免复数乘法，时域信道估计所采用的本地PN序列并未经过QPSK调制，而是增加两个简单的运算单元处理I/Q两路数据，即可使信道估计器中的乘法器被多路选择器替代。整体设计结构中，信道估计器基本单元采用图5所示结构，将寄存器插入到连续的加法器之间，既缓存了输入数据，使输入端数据可以得以实时的处理，同时也起到了减小关键路径的作用。

本发明的设计过程根据序列本身的特点实现了时域信道估计，相比利用FFT在频域实现信道估计的方法，所提出的利用时域循环相关器得到信道估计的实现方法，利用多路选择器代替乘法器，提高了信道估计模块的处理速度，减少了反向器的使用，运算周期大大降低，而设计复杂度降低了近50％。

Claims (3)

1.一种基于时域相关的地面数字多媒体广播系统信道估计器，其特征在于由FFT2k_pn模块(1)、FFT2k_y模块(6)、乘法器组模块(2)、寄存器组模块(3)、加法器模块(4)和IFFT2k模块(5)经电路连接组成；其中FFT2k_pn模块(1)以经过正交相移键控调制后的PN序列为输入，FFT2k_y模块(6)以信号y为输入；接收到的信号y进入FFT2k_y模块(6)，该模块为串行的2048点FFT，将接收到的时域信号y变换到频域上；同时，调制后的PN序列进入FFT2k_pn模块(1)，该模块为串行2048点FFT，将本地的PN序列变换到频域上；输入的数据流分为I和Q两路分量存储；两个FFT处理模块的输出结果缓存到寄存器组模块(3)中，之后通过加法器模块(4)完成复乘的运算，加法器模块(4)的输出结果进入到IFFT2k模块(5)，通过2048点的IFFT完成频域到时域的转换；2048个时钟周期之后，信道冲激响应从IFFT2k模块(5)输出；这里I路为同相分量，Q为正交分量，FFT为快速傅立叶变换，IFFT为快速傅立叶逆变换。

2.根据权利要求1所述的基于时域相关的地面数字多媒体广播系统信道估计器，其特征在于由寄存器组(7)，多路选择器组(8)和加法器组(9)组成，其中，寄存器组(7)共有255个寄存器，存储接收到的用于信道估计的255组I路和Q路数据；多路选择器组8共有255个多路选择器，分别以本地的PN序列作为其输入，并分别与寄存器组(7)的各个寄存器项链；加法器组(9)共254个，对多路选择器组(8)中各路输出结果进行累计相加，其累加结果简单处理之后即可作为有效的信道估计结果输出。

3.根据权利要求1所述的基于时域相关的地面数字多媒体广播系统信道估计器，其特征在于I路和Q路两部分电路结构相同，分别由一个寄存器组(7)、多路选择器组(8)和加法器组(9)组成；对于I路，多路选择器组(8)共有255个选择器，分别以PN序列作为其使能控制端，并分别与输入的I路数据相连；加法器组(9)共有254个加法器，寄存器组(7)共有255个寄存器，并嵌入在加法器组中，存储每一级加法的输出数据，缩短关键路径时延；对于Q路，其结构同于I路连接电路，数据流程也相同；I路和Q路的最后一级加法输出分别连接一个加减运算单元(11)，其中，I路数据和Q路数据经过加减单元(11)进行相加，结果作为输出信号的实部，I路数据和Q路数据经过加减单元(11)进行相减，结果作为输出信号的虚部，从而完成接收数据和-1-i或1+i的复数乘法运算。

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