CN101022443B - 基于异周期毗邻结构的ofdm频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明请求保护一种基于异周期毗邻结构的OFDM频偏估计方法，涉及通信领域的解调制技术。本发明是通过以下技术手段实现的：设计一种异周期毗邻结构的OFDM循环前缀，由两部分组成：第一部分CP₁是OFDM数据符号前端部分的复制，第二部分CP₂是OFDM数据符号尾端部分的复制。将该循环前缀加在OFDM有效数据的前端构成一个OFDM符号，通过信道发送出去；在接收端根据OFDM符号进行时间同步和频率同步。本发明通过两种不同周期的循环结构进行不同范围的频偏估计，可以有效克服现有频偏估计方法中的固定频偏估计范围的缺陷，同时具有频偏估计范围大，精度高的特点。

Description

基于异周期毗邻结构的OFDM频偏估计方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及通信系统的解调制技术。

背景技术

目前随着新的通信业务需求的迅速增长，对无线通信系统和无线局域网的传输速率提出了更高的要求，而传输速率的提高又给常规单载波系统带来了符号间干扰(ISI)和深度频率选择性衰落的问题。目前有两种方法解决这个问题，一种是采用正交频分复用(OFDM：Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)，也就是把高速数据分散到若干子载波上以低速率进行并行传输；另一种是采用简单引入循环前缀的单载波系统。这两种方法都需要插入循环前缀并采用频域均衡，由于这两种方法都以符号块结构发送信号，这就要求不仅进行抽样时钟同步，还要进行符号定时同步和载波同步。其中的符号定时同步和载波同步也有两种方法，一种是利用训练序列，另一种是利用循环前缀引入的周期信号结构进行盲同步。

附图1给出了OFDM系统的数字基带模型的原理框图。OFDM系统的整个信号传输大致要经过发送机的发送处理、信道传输和接收机的接收处理这几个阶段。如图1所示，发送机的发送处理主要是对信号进行调制，包括对信号进行编码、星座映射和逆离散傅立叶变换(IDFT)，变成时域信号，在经过发送机的发送处理之后，信号经过信道传输后由接收机接收，接收机对信号进行解调制，主要包括符号同步、载波同步、样值同步和离散傅立叶变换(DFT)等几个过程。下面对符号同步和载波同步之前的信号处理过程进行更详细的介绍。

在OFDM系统中，数据流被分块传输，每个数据块d(k)经过一定的编码处理和星座映射之后形成一个长度为N的向量 $\stackrel{\→}{x}=\left\{x_k\right\},k=0,...,N-1,$ 通过逆离散傅立叶变换，该向量变成时域数据向量，并加上长度为L的循环前缀之后得到 $\stackrel{\→}{s}=\left\{s_k\right\},$ 其中k＝0，...，N+L-1，且当j＝0，...，L-1时，s_j＝s_j+N。

这个加了循环前缀之后的时域数据向量经过并/串转换之后形成串行时域数据s(n)，n∈N，N为整数。

串行时域数据s(n)经过信道h(n)传输之后形成为包含噪声v(n)的信号r(n)，接收机从信道接收到的信号r(n)。然后根据OFDM符号同步的结果对r(n)进行分块，每块经串/并变换之后得到向量 $\stackrel{\→}{r}=\left\{r_i\right\},$ i＝0，...，N+L-1。同时丢弃

的前L个样值，也就是去掉循环前缀，将剩下的N个样值通过离散傅立叶变换输出为 $\stackrel{\→}{y}=\left\{y_k\right\},$ k＝0，...，N-1。其后对该信号进行信道估计、信道去耦和信道解码等操作。

根据OFDM的传输原理，在上述OFDM信号传输过程中，当循环前缀的长度L大于信道冲激响应h(n)的持续时间M时，离散傅立叶变换之后形成的与逆离散傅立叶变换之前的

之间的关系为：y(k)＝H(k)x(k)+V(k)，k＝0，...，N-1。其中H(k)为信道冲激响应的频域表示，V(k)是噪声v(n)的频域表示。

OFDM系统对同步错误非常敏感，特别是对于频率偏差敏感。当存在同步错误时，子载波之间的正交性遭到破坏，从而引起严重的载波间干扰，使解调性能大大下降。因而性能良好的同步方法对于OFDM系统是非常重要的。在现有的盲频率同步方法中，都是利用OFDM时域信号中的重复周期结构，即循环前缀和已调制符号中部分样值的强相关性进行相关运算，然后利用相关运算的结果中包含的频偏信息进行频偏估计。由于传统的循环前缀的周期为OFDM符号的数据长度N，因此这种频偏估计方法的频偏估计范围不大于半个子载波间隔。

发明内容

为了克服现有技术的上述缺陷，本发明所要解决的技术问题是在设计一种异周期毗邻结构的循环前缀基础上提出了一种新的频偏估计方法。

本发明是通过如下技术方案予以实现的：

首先，本发明在发送端构造一种异周期毗邻结构的OFDM循环前缀(Heter-cycle abutted CP，HCA-CP)，该循环前缀由短周期循环前缀CP₁和长周期循环前缀CP₂两部分组成，其中短周期循环前缀是OFDM有效数据符号前端部分的复制，长周期循环前缀是OFDM有效数据符号尾端部分的复制。将该循环前缀加在OFDM有效数据的前端构成一个OFDM符号，通过信道发送出去；在接收端对接收信号作基于循环前缀的滑动相关运算，并进行峰值检测；根据峰值点确定接收端OFDM符号同步时间点，完成时间同步；利用CP₁与OFDM符号前端部分的相关性进行频偏粗估计，并利用此结果对接收信号进行粗频偏补偿；利用CP₂与OFDM符号后端部分的相关性进行频偏精估计，并利用此结果对接收信号进行精频偏补偿，从而完成频率同步，频率同步方法为顺序无关的两个频偏估计和补偿过程。时间同步和频率同步后也即完成了本发明的OFDM频偏估计。

本发明提出的频偏估计方法具有频偏估计范围大，精度高的优点，克服了传统的ML频偏估计算法估计范围不大于半个子载波间隔的缺陷。

附图说明

图1所示为正交频分复用(OFDM)系统的基本原理框图

图2所示为加了异周期毗邻结构循环前缀的OFDM符号结构示意图

图3所示为接收端的OFDM频偏估计实现原理框图

图4所示为基于CP₂作时域滑动相关峰值检测的实现方法流程图

图5所示为基于CP₁的频偏粗估计的实现方法流程图

图6所示为基于CP₂的频偏精估计的实现方法流程图

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

在OFDM系统的发送端发送的OFDM符号的循环前缀是本发明提出的一种异周期毗邻结构的OFDM循环前缀(Heter-cycle abutted CP，HCA-CP)。如图2所示，该循环前缀由CP₁和CP₂两部分组成：第一部分是OFDM有效数据符号(长度为N)前端部分的复制(简称短周期循环前缀CP₁/Sc-CP)，长度为L₁；第二部分是OFDM有效数据符号尾端部分的复制(简称长周期循环前缀CP₂/Lc-CP)，长度为L₂，因此，整个循环前缀的长度为L(L＝L₁+L₂)CP₁对应的符号周期为L，而CP₂对应的符号周期为N。将异周期毗邻结构的循环前缀加在OFDM有效数据符号的前端构成一个OFDM符号，通过信道发送出去。

在接收端根据OFDM接收符号对接收信号做窗口大小为长周期循环前缀长度L₂、距离为OFDM有效数据符号长度N的滑动相关运算，对相关运算的结果取模，并进行峰值检测。取峰值点对应时刻为CP₂的起始时刻，从而在接收端得到CP₂的起始时刻；根据CP₂的起始时刻相应的就得到了在接收端CP₁的起始时刻和OFDM符号同步时间点，从而完成时间同步。其中，OFDM符号同步时间点为CP₂的起始时刻向右偏置L₂(CP₂的长度)位，CP₁的起始时刻为CP₂的起始时刻向左偏置L₁(CP₁的长度)位。

频率同步过程包括顺序无关的两个频偏估计和补偿过程，即可先进行频偏粗估计作粗频偏补偿，也可先进行频偏精估计作精频偏补偿，实际的频偏等于两个频偏估计之和(即频偏粗估计值

和频偏精估计值

之和)，以下以先进行频偏粗估计作粗频偏补偿，后进行频偏精估计作精频偏补偿为例叙述频率同步过程。

利用CP₁与OFDM符号前端部分的相关性，通过现有频率偏差估计方法(如最大似然载波频偏估计方法等)，对CP₁中各样值与其重复对应部分做相关运算，利用相关运算结果的相位所包含的频偏信息进行频偏粗估计，得到频偏粗估计值

并利用此结果对接收信号进行粗频偏补偿；在完成粗频偏补偿后，利用CP₂与OFDM符号后端部分的相关性，通过现有频率偏差估计方法，对CP₂中各样值与其重复对应部分做相关运算，利用相关运算结果的相位所包含的频偏信息进行频偏精估计，得到的频偏精估计值

并利用此结果对接收信号进行精频偏补偿，从而完成频率同步。

下面针对附图3，在接收端对采用本发明对接收信号r(t)进行同步过程作进一步具体阐述。这里取采样率为发送端发送时的样值速率。OFDM系统中的接收机对接收到的信号r(t)经过模/数(A/D)转换器转换为数字信号r(n)后开始同步过程。

步骤301，将OFDM系统中的接收机接收到的信号r(t)经过模/数(A/D)转换器转换为数字信号r(n)；

步骤302，对经A/D变换后产生的数字信号r(n)进行基于OFDM符号作时域滑动相关运算，即对信号r(n)做窗口大小为L₂、距离为N的滑动相关运算，对相关运算的结果取模，并进行峰值检测，在接收端取峰值点对应时刻为CP₂的起始时刻

步骤303，通过移位器根据OFDM循环前缀将CP₂的起始时刻向左偏置短周期循环前缀长度L₁个采样值则得到CP₁的起始位时刻

步骤304，在得到CP₁的起始时刻后，采用最大似然载波频偏估计方法，利用CP₁与其复制部分的相关函数的相位所包含的频偏信息进行基于CP₁的频偏估计得到频偏粗估计值

步骤305，进行第一次频偏补偿，将数字信号r(n)通过由步骤304产生的频偏粗估计值

控制相位移位器进行第一次频率补偿，得到信号 $\tilde{r}\left(n\right)=r\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\π}{\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_{1}n/N},$ 经第一次频偏补偿后信号的频偏范围在半个子载波的间隔范围内；

步骤306，对第一次频偏补偿之后的信号进行基于CP₂的频偏精估计，得到频偏精估计值

步骤307，对信号

进行第二次频偏补偿，即在做FFT之前进行相位校正。将经过第一次频率补偿后得到的信号

通过由频偏精估计值控制的相位移位器，得到经第二次频率补偿后的信号

从而完成了整个频偏估计和频偏补偿的过程；

步骤308，通过移位器将CP₂的起始时刻向右偏置L₂个采样值则得到循环前缀的结束位置，即OFDM符号的有效部分的正确起始位置T_symbol，即OFDM符号同步时间点T_symbol；

步骤309，利用获得的同步时间点T_symbol触发串并变换器(S/P)，得到OFDM符号块的(N+L)个向量 $\stackrel{\→}{r}=\left\{r_i\right\},$ i＝0，...，N+L-1，并通过删除其中的循环前缀得到剩下的N个有效OFDM符号样值；

步骤310，将N个有效OFDM符号样值经FFT变换得到发送端N个有效OFDM符号经过信道传输后的接收信号y(k)，完成信道估计得到信道传递函数

并进行信道去藕，即得到发端信号s(k)的估计值

并对

进行译码等处理得到发端发送的原始数据d(k)。

上述同步过程中步骤302基于CP₂时域滑动相关峰值检测的实现可以采用经典的ML盲符号同步方法，具体实施方法由附图4给出。附图4示出了基于CP₂时域滑动相关峰值检测方法的示意框图。

步骤401，将经模/数(A/D)转换器变换后产生的信号r(n)通过延时器进行特定时间(即N个样值时间)的延时(z^-N)，从而得到延迟后的样值信号r(n+N)。所述特定时间与OFDM符号的有效长度相对应，该值相对采样时间的归一化值是发送端进行OFDM调制时的反傅立叶变换的点数N；

步骤402，将延迟后的样值信号r(n+N)通过相位共轭器获取共轭得到r^*(n+N)；

步骤403，将r(n)和r^*(n+N)输入乘法器做相乘运算得到信号r(n)r^*(n+N)；步骤404，将乘法器输出的信号通过滑动相关器进行窗口滑动求和运算，得到信号r(n)的滑动相关求和信号，即 ${S_n}^{\left(M\right)}=\underset{l=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}r(l+n)r^{*}(l+n+N),$ 其中M是滑动窗口长度，M等于CP₂的长度L₂；

步骤405，对步骤404中滑动相关求和结果S_n ^(M)取其实部，即得到Re[S_n ^(M)]；

步骤406，将S_n ^(M)的实部通过峰值检测器进行峰值检测，当出现峰值时其对应的时刻点为所求的CP₂的起始时刻

步骤304基于CP₁的频偏粗估计的实现可以采用经典的ML频偏估计方法，具体实施方法由附图5给出。附图5示出了基于CP₁的频偏粗估计方法的示意框图。过程如下：

步骤501，在得到CP₁的起始时刻后，将样值

之后的信号(包括

通过延时器进行L个样值的延时(Z^-L)从而得到延迟后的信号 $r(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+2,\·\·\·);$

步骤502，将步骤501产生的 $r(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+2,\·\·\·)$ 信号通过相位共轭器获其共轭得到共轭信号 $r^{*}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+2,\·\·\·);$

步骤503，将 $r(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+2,\·\·\·)$ 、 $r^{*}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+2,\·\·\·)$ 两者通过乘法器作相乘运算得到信号 $r(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1},\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+1,\·\·\·,)r^{*}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L,\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L+1,\·\·\·);$

步骤504，将步骤503相乘得到的信号通过加法器得到求和信号 ${S_{\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}}}^{\left(L_1\right)}=\underset{l=\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}}{\overset{\widehat{{\mathrm{\θ}}_1}+L_1-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(l\right)r^{*}(l+L),$ 其中L₁为CP₁的长度，L＝L₁+L₂为整个CP的长度；

步骤505，将步骤504所得求和信号通过相位检测器获得包含频偏信息的相位信号；

步骤506，将步骤505所获得的相位信号通过乘法器乘以常数因子(-N/2πL)得到粗的频偏估计值

估计范围为 $\left|{\mathrm{\ϵ}}_1\right|\≤\frac{N}{2L}.$

步骤306的基于CP₂的频偏精估计的实现也采用经典的ML频偏估计方法，具体实现方法由附图6给出。该附图示出了基于CP₂的频偏精估计方法的示意框图，该过程基本上同图5，但延时不同，具体过程如下：

步骤601，将

之后的样值信号(包括

)通过延时器进行N个样值的延时(Z^-N)从而得到延迟后的样值信号 $\tilde{r}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+2,\·\·\·);$

步骤602，将信号 $\tilde{r}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+2,\·\·\·)$ 通过相位共轭器获得其共轭信号 ${\tilde{r}}^{*}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+2,\·\·\·);$

步骤603，将信号 $\tilde{r}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2},\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+1,\·\·\·,)$ 、 ${\tilde{r}}^{*}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+1,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+2,\·\·\·)$ 两者通过乘法器作相乘运算得到信号 $\tilde{r}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2},\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+1,\·\·\·,){\tilde{r}}^{*}(\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N,\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+N+1,\·\·\·);$

步骤604，将步骤603相乘得到的信号通过加法器得到求和信号

${S_{\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}}}^{\left(L_2\right)}=\underset{l=\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}}{\overset{\widehat{{\mathrm{\θ}}_2}+L_2-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{r}\left(l\right){\tilde{r}}^{*}(l+N);$

步骤605，将步骤604所得求和信号通过相位检测器获得包含频偏信息的相位信号；

步骤606，将步骤605所获得的相位信号通过乘法器乘以常数因子(-1/2π)得到频偏精估计值

基于CP₂时域滑动相关峰值检测、基于CP₁的频偏粗估计以及基于CP₂的频偏精估计，均是采用经典的ML频偏估计方法实现，因此在设计时可共用一套硬件系统和软件模块，只需配置和调用不同的算法和参数即可。

Claims (6)

1.一种基于时域自相关的OFDM时间和频率同步方法，其特征在于，在发送端构造一种异周期毗邻结构的循环前缀，该异周期毗邻结构的循环前缀由短周期循环前缀CP₁和长周期循环前缀CP₂两部分组成，其中短周期循环前缀CP₁是OFDM有效数据符号前端部分的复制，CP₁的符号周期为CP₁和CP₂的长度之和L，长周期循环前缀CP₂是OFDM有效数据符号尾端部分的复制，CP₂的符号周期为OFDM有效数据符号的长度N，将该异周期毗邻结构的循环前缀加在OFDM有效数据的前端构成一个OFDM符号，通过信道发送出去，在接收端基于OFDM符号完成对接收信号的时间同步和频率同步。

2.根据权利要求1所述的OFDM时间和频率同步方法，其特征在于，该异周期毗邻结构的循环前缀长度为短周期循环前缀CP₁的长度与长周期循环前缀CP₂的长度之和。

3.根据权利要求1所述的OFDM时间和频率同步方法，其特征在于，所述频率同步为顺序无关的两个频偏估计和补偿过程。

4.根据权利要求1-3其中之一所述的OFDM时间和频率同步方法，其特征在于，所述时间同步具体包括，在接收端对接收信号作基于OFDM符号的滑动相关运算，并进行峰值检测；根据峰值点确定接收端OFDM符号同步时间点，完成时间同步；所述频率同步具体包括，利用CP₁与OFDM符号有效数据前端部分的相关性进行频偏粗估计，并利用此结果对接收信号进行粗频偏补偿；利用CP₂与OFDM符号有效数据后端部分的相关性进行频偏精估计，并利用此结果对接收信号进行精频偏补偿，从而完成频率同步。

5.根据权利要求4所述的OFDM时间和频率同步方法，其特征在于，所述峰值点对应时刻为CP₂的起始时刻，OFDM符号同步时间点为CP₂的起始时刻向右偏置CP₂的长度位，CP₁的起始时刻为CP₂的起始时刻向左偏置CP₁的长度位。

6.根据权利要求4所述的OFDM时间和频率同步方法，其特征在于，对接收信号做窗口大小为长周期循环前缀长度L₂、距离为OFDM有效数据符号长度N的滑动相关运算。

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